JP2007258819A - Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信方法及び地上波デジタル受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ハードウェア規模の増大を招かない選択ダイバシティを適用することができ、そのアンテナの切り替え（選択）をガードインターバル以外の有効シンボル期間でもできるようにする。
【解決手段】非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値（第１移動平均積算値と第２移動平均積算値）の比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択する。第２移動平均積算値は偽情報の過多（伝送路状態の良否）を表しているということができるので、その第２移動平均積算値と第１移動平均積算値との比率Ｘを求めて、その比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Ｔｇ以外の期間、つまり、有効シンボル期間Ｔｕにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
【選択図】 図２

Description

本発明は、ＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信方法及び地上波デジタル受信装置に関し、特にアンテナダイバシティを適用するＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信方法及び地上波デジタル受信装置に関する。

地上波デジタル放送の変調方式は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）である。ＯＦＤＭはマルチキャリア方式、すなわち、多数のキャリアで情報を伝送する変調方式の一形態でもあるので、単一キャリア方式に比べて伝送路の影響（特にマルチパス）を受けにくく、しかも、ＯＦＤＭは、シンボルと呼ばれる伝送情報の１単位の先頭部分にガードインターバルと呼ばれる緩衝期間を持つため、この点においてもマルチパスに強いとされている。

しかしながら、たとえば、高速走行中の車両内といった過酷な環境下で用いられる可能性が高い移動型のＯＦＤＭ受信装置にあっては、ＯＦＤＭが本来持つ上記の機能（マルチキャリアやガードインターバル）だけでは不十分である。このため、他のマルチパス対策技術の併用、典型的にはアンテナダイバシティを適用することが行われている。

アンテナダイバシティを適用するＯＦＤＭ受信装置としては、たとえば、下記の特許文献１に記載された技術（以下、従来技術）が知られている。この従来技術では、複数のアンテナでＯＦＤＭ信号を受信し、アンテナ毎のＯＦＤＭ信号をＩＦ帯にダウンコンバートした各ＯＦＤＭ信号と、それらのＯＦＤＭ信号を１有効シンボル分遅延した遅延ＯＦＤＭ信号との相関値を求めて、その相関値からＣＮ比（受信点における付加雑音電力と信号電力の比；Carrier to Noise Ratio）を算出し、各ブランチ回路から得られる同番号のキャリア信号の中からＣＮ比が最も高い等化キャリア信号を選択して復号している。

ここで、従来技術は、上記のとおり、「アンテナ毎のＯＦＤＭ信号をＩＦ帯にダウンコンバートした各ＯＦＤＭ信号と、それらのＯＦＤＭ信号を１有効シンボル分遅延した遅延ＯＦＤＭ信号との相関値を求めて、その相関値からＣＮ比を算出」するものであるが、このことは、端的に言えば、「ガードインターバルの情報を利用」しているものと解される。

図８（ａ）は、ガードインターバルの概念図である。今、図示のように時間的に連続する三つのシンボル（Ｋ−１、Ｋ、Ｋ＋１）を考える。Ｋは現在のシンボル、Ｋ−１は時間的に一つ前のシンボル、Ｋ＋１は時間的に一つ後のシンボルである。各々のシンボル期間Ｔの長さは一定であり、たとえば、地上波デジタル放送のシンボル期間Ｔの長さは１．００８μｓ（ただし、モード３の場合）である。すべてのシンボルは伝送情報が収められた有効シンボル期間Ｔｕと、その有効シンボル期間Ｔｕの頭に付加された一定長のガードインターバル期間Ｔｇ（ハッチング部分）とからなり、各シンボルのガードインターバル期間Ｔｇには、そのガードインターバル期間Ｔｇの後ろに続く有効シンボル期間Ｔｕの一部（後部）の情報がコピーされている。

図８（ｂ）は、従来技術におけるガードインターバル情報の利用概念図である。この図において、非遅延シンボルと遅延シンボルは同じシンボル（たとえば、シンボルＫ）である。シンボルＫを所定時間（Ｔ−Ｔｇ）だけ遅延させたものが遅延シンボルである。この遅延シンボルは従来技術における「遅延ＯＦＤＭ信号」に相当する。さて、これら二つのシンボル（非遅延シンボルと遅延シンボル）の相関性を評価すると、その評価値は、非遅延シンボルの有効シンボルの後部と、遅延シンボルのガードインターバル期間Ｔｇとの重畳期間（イとロの重畳期間）で大きな値を示す。これは、イとロの情報が元々同一だからである。

上記の従来技術は、このような原理に基づき、イとロの情報の相関性を評価してＣＮ比が最も高い等化キャリア信号を選択・復号しているものと解される。

特開２００３−２２９８３０号公報

しかしながら、上記の従来技術は、次の二つの問題点を指摘することができる。まず、第一に、従来技術のダイバシティは、複数のアンテナで受信した信号の中から最もＣＮ比のよい信号を選択するという、いわゆる合成ダイバシティに相当するものである。この合成ダイバシティは複数のアンテナを切り替える方式（選択ダイバシティ）に比べて性能的に優れているものの、ハードウェア規模が大きくなるというデメリットをもつ。したがって、装置重量の増加、電力消費量のアップ、製造コストの増大といった諸問題の発生を否めない。

第二に、従来技術は、相関性の評価をガードインターバル期間Ｔｇでのみ行っており、言い換えれば、それ以外の期間（有効シンボル期間Ｔｕ）で評価を行っていないため、たとえば、有効シンボル期間Ｔｇ内で急に伝送路の状態が変化した場合、それに即座に対応することができず、瞬時的なシンボル喪失を招くことがあるという問題点がある。この問題点は、とりわけ高速移動中の車内で用いられる可能性があるＯＦＤＭ受信装置にとって看過できない。移動速度に対応したきわめて短い時間で伝送路の特性が大きく変動するからである。

そこで、本発明は、上記の第一及び第二の問題点に鑑みてなされたものであり、ハードウェア規模の増大を招かない選択ダイバシティを適用することができ、そのアンテナの切り替え（選択）をガードインターバル以外の有効シンボル期間でもできるようにし、以て、低コストで且つアンテナ選択の即時性に優れたＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信方法及び地上波デジタル受信装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明は、入力されたＯＦＤＭ信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段（図２のシンボル同期部１５）と、前記入力されたＯＦＤＭ信号のシンボル期間Ｔからガードインターバル期間Ｔｇの差に相当する所定時間Ｔ−Ｔｇだけ前記ＯＦＤＭ信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段（図２のシンボル同期部１５）と、前記ガードインターバル期間Ｔｇの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第１移動平均積算値）を演算する第１の演算手段（図３の第１移動平均積算値計算部３０）と、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算する第２の演算手段（図３の第２移動平均積算値計算部３１）と、前記第１移動平均積算値と前記第２移動平均積算値との比率Ｘを演算する第３の演算手段（図３のアンテナ切り替え判定部３３）と、前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段（図３のアンテナ切り替え判定部３３）とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
この発明では、非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値（第１移動平均積算値と第２移動平均積算値）の比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号が作られる。
第１移動平均積算値はガードインターバル期間Ｔｇの情報の同一性（ガードインターバル期間Ｔｇの情報とそれに続く有効シンボル期間Ｔｇの後部の情報は同一である）によって高い値（高い相関性）を示す一方、第２移動平均積算値は、通常であれば、低い値（低い相関性）を示すところ、伝送路状態によっては高めの値を示すことがある。これは、有効シンボル期間Ｔｇの本来の情報（真情報）にマルチパス等の影響による偽の情報が加えられるため、この偽の情報によって確率論的に相関性が高まるものと推測される。
このように、第２移動平均積算値は偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第２移動平均積算値と第１移動平均積算値との比率Ｘを求めて、その比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Ｔｇ以外の期間、つまり、有効シンボル期間Ｔｕにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
請求項２記載の発明は、前記第２の演算手段は、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置である。
この発明では、第２移動平均積算値の演算期間として、ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間を指定するので、たとえば、マルチパス等によってガードインターバル期間Ｔｇが時間的に多少前後に移動した場合であっても、第２移動平均積算値の演算に悪影響を与えることがない。
請求項３記載の発明は、前記選択信号発生手段は、前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘが所定の閾値ＳＬを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置である。
この発明では、閾値ＳＬを適正な値に設定しておくことにより、その閾値ＳＬを下回る比率Ｘが求められたときに、アンテナを切り替えることができる。
請求項４記載の発明は、入力されたＯＦＤＭ信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力工程と、前記入力されたＯＦＤＭ信号のシンボル期間Ｔからガードインターバル期間Ｔｇの差に相当する所定時間Ｔ−Ｔｇだけ前記ＯＦＤＭ信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力工程と、前記ガードインターバル期間Ｔｇの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第１移動平均積算値）を演算する第１の演算工程と、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算する第２の演算工程と、前記第１移動平均積算値と前記第２移動平均積算値との比率Ｘを演算する第３の演算工程と、前記第３の演算工程によって演算された比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生工程とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法である。
この発明では、非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値（第１移動平均積算値と第２移動平均積算値）の比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号が作られる。
第１移動平均積算値はガードインターバル期間Ｔｇの情報の同一性（ガードインターバル期間Ｔｇの情報とそれに続く有効シンボル期間Ｔｇの後部の情報は同一である）によって高い値（高い相関性）を示す一方、第２移動平均積算値は、通常であれば、低い値（低い相関性）を示すところ、伝送路状態によっては高めの値を示すことがある。これは、有効シンボル期間Ｔｇの本来の情報（真情報）にマルチパス等の影響による偽の情報が加えられるため、この偽の情報によって確率論的に相関性が高まるものと推測される。
このように、第２移動平均積算値は偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第２移動平均積算値と第１移動平均積算値との比率Ｘを求めて、その比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Ｔｇ以外の期間、つまり、有効シンボル期間Ｔｕにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
請求項５記載の発明は、前記第２の演算工程は、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ受信方法である。
この発明では、第２移動平均積算値の演算期間として、ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間を指定するので、たとえば、マルチパス等によってガードインターバル期間Ｔｇが時間的に多少前後に移動した場合であっても、第２移動平均積算値の演算に悪影響を与えることがない。
請求項６記載の発明は、前記選択信号発生工程は、前記第３の演算工程によって演算された比率Ｘが所定の閾値ＳＬを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ受信方法である。
この発明では、閾値ＳＬを適正な値に設定しておくことにより、その閾値ＳＬを下回る比率Ｘが求められたときに、アンテナを切り替えることができる。
請求項７記載の発明は、地上波デジタル放送のＯＦＤＭ信号を受信・復調して復号化する地上波デジタル受信装置において、受信した地上波デジタル放送に含まれるＯＦＤＭ信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段と、前記ＯＦＤＭ信号のシンボル期間Ｔからガードインターバル期間Ｔｇの差に相当する所定時間Ｔ−Ｔｇだけ前記ＯＦＤＭ信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段と、前記ガードインターバル期間Ｔｇの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第１移動平均積算値）を演算する第１の演算手段と、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算する第２の演算手段と、前記第１移動平均積算値と前記第２移動平均積算値との比率Ｘを演算する第３の演算手段と、前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段とを備えたことを特徴とする地上波デジタル受信装置である。
この発明では、非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値（第１移動平均積算値と第２移動平均積算値）の比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号が作られる。
第１移動平均積算値はガードインターバル期間Ｔｇの情報の同一性（ガードインターバル期間Ｔｇの情報とそれに続く有効シンボル期間Ｔｇの後部の情報は同一である）によって高い値（高い相関性）を示す一方、第２移動平均積算値は、通常であれば、低い値（低い相関性）を示すところ、伝送路状態によっては高めの値を示すことがある。これは、有効シンボル期間Ｔｇの本来の情報（真情報）にマルチパス等の影響による偽の情報が加えられるため、この偽の情報によって確率論的に相関性が高まるものと推測される。
このように、第２移動平均積算値は偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第２移動平均積算値と第１移動平均積算値との比率Ｘを求めて、その比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Ｔｇ以外の期間、つまり、有効シンボル期間Ｔｕにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
請求項８記載の発明は、前記第２の演算手段は、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算することを特徴とする請求項７記載の地上波デジタル受信装置である。
この発明では、第２移動平均積算値の演算期間として、ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間を指定するので、たとえば、マルチパス等によってガードインターバル期間Ｔｇが時間的に多少前後に移動した場合であっても、第２移動平均積算値の演算に悪影響を与えることがない。
請求項９記載の発明は、前記選択信号発生手段は、前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘが所定の閾値ＳＬを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項７記載の地上波デジタル受信装置である。
この発明では、閾値ＳＬを適正な値に設定しておくことにより、その閾値ＳＬを下回る比率Ｘが求められたときに、アンテナを切り替えることができる。
請求項１０記載の発明は、アンテナを接続可能な複数のアンテナ接続端子（図１の複数のアンテナ端子４ａ、４ｂ）と、この複数のアンテナ持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してＯＦＤＭ信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替手段（図１のアンテナ切り替え回路５）と、前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたＯＦＤＭ信号とこのＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成手段（図２のシンボル同期部１５）と、このシンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成手段（図２のクロック発生部１６）と、閾値を記憶する閾値記憶手段（図３の閾値設定レジスタ３２）と、前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第１の積算値を求める第１の積算手段（図３の第１移動平均積算値計算部３０）と、前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第２の積算値を求める第２の積算手段（図３の第２移動平均積算値計算部３１）と、前記第１の積算値と前記第２の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶手段に記憶された閾値と比較する比較手段（図３のアンテナ切り替え判定部３３）と、この比較手段による比較の結果、前記第１の積算値と前記第２の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え手段によってアンテナ（図１の複数の地上波デジタル放送受信アンテナ２ａ、２ｂ）を切り替えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
請求項１１記載の発明は、前記比較手段は、前記第１の積算値から前記第２の積算値を割った値であることを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置である。
請求項１２記載の発明は、前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置である。
請求項１３記載の発明は、アンテナを接続可能な複数の持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してＯＦＤＭ信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替工程と、前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたＯＦＤＭ信号とこのＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成工程と、このシンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成工程と、閾値を記憶する閾値記憶工程と、前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第１の積算値を求める第１の積算工程と、前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第２の積算値を求める第２の積算工程と、前記第１の積算値と前記第２の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶工程に記憶された閾値と比較する比較工程と、この比較工程による比較の結果、前記第１の積算値と前記第２の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え工程によってアンテナを切り替えることを特徴とするＯＦＤＭ受信方法である。
請求項１４記載の発明は、前記比較手段は、前記第１の積算値から前記第２の積算値を割った値であることを特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭ受信方法である。
請求項１５記載の発明は、前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭ受信方法である。

本発明によれば、第２移動平均積算値が偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第２移動平均積算値と第１移動平均積算値との比率Ｘを求めて、その比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択することにより、ガードインターバル期間Ｔｇ以外の期間、つまり、有効シンボル期間Ｔｕにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
したがって、複数のアンテナの一つを選択するアンテナダイバシティ、すなわち、ハードウェア規模の増大を招かない選択ダイバシティを適用することができ、且つ、そのアンテナの切り替え（選択）をガードインターバル以外の有効シンボル期間でもできるようになり、その結果、低コストで且つアンテナ選択の即時性に優れたＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信方法及び地上波デジタル受信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施形態を、地上波デジタル放送用のＯＦＤＭ受信装置を例にして、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明における様々な細部の特定ないし実例および数値や文字列その他の記号の例示は、本発明の思想を明瞭にするための、あくまでも参考であって、それらのすべてまたは一部によって本発明の思想が限定されないことは明らかである。また、周知の手法、周知の手順、周知のアーキテクチャおよび周知の回路構成等（以下「周知事項」）についてはその細部にわたる説明を避けるが、これも説明を簡潔にするためであって、これら周知事項のすべてまたは一部を意図的に排除するものではない。かかる周知事項は本発明の出願時点で当業者の知り得るところであるので、以下の説明に当然含まれている。

図１は、ＯＦＤＭ受信装置の構成図である。なお、図示の構成は、地上波デジタル放送波の受信、復調及び誤り訂正の各ブロックを示しており、誤り訂正後の受信データ（ＭＰＥＧのトランスポートストリームパケット；ＴＳパケット）をＭＰＥＧ伸長して表示装置に出力する部分は省略している。

この図において、ＯＦＤＭ受信装置１は、空間的に位置をずらして設置された複数の地上波デジタル放送受信アンテナ２ａ、２ｂ・・・・（以下、単にアンテナという）からの受信信号（地上波デジタル放送波３）を各々入力する複数のアンテナ端子４ａ、４ｂ・・・・を備える。本実施形態ではアンテナ数を便宜的に“２”とするが、この数に限定されない。少なくとも“２”であればよいが、“３”又はそれ以上の数を排除しない。

複数のアンテナ端子４ａ、４ｂは、アンテナ切り替え回路５に接続されており、
このアンテナ切り替え回路５は、アンテナ切り替え制御部６からのアンテナ切り替え制御信号ＳＥＬに従い、複数のアンテナ端子４ａ、４ｂの一つを選択し、その選択されたアンテナ端子からの受信信号をチューナー回路７に出力する。

チューナー回路７は、地上波デジタル放送のチャネル選択を行うと共に、選択したチャネルの受信信号（５００ＭＨｚ帯の高周波信号）を、後段の回路が処理しやすい中間周波数帯（５００ＫＨｚ帯）のＩＦ信号に変換して、ＡＤＣ回路８に出力し、ＡＤＣ回路８は、アナログのＩＦ信号をデジタル信号に変換し、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路９に出力する。ＦＦＴ回路９及びそれ以降の詳細は、次の図２を参照しながら説明する。

図２は、図１に示すＯＦＤＭ受信装置の詳細構成図である。この図において、ＦＦＴ回路９は、Ｉ／Ｑ分離部１３、挟帯域キャリア同期部１４、シンボル同期部１５、クロック発生部１６、ＦＦＴ窓設定部１７、フーリエ変換部１８、位相周波数特性逆算部１９、広帯域キャリア同期部２０及びフレームデコード部２１を備える。また、図示では説明の便宜上、同一のブロックで示しているが、復調回路１１と誤り訂正回路１２は、デインターリーブ部２３、デマッピング部２４、ビタビ復号部２５及びリードソロモン復号部２６を備える。

ＡＤＣ回路８でデジタル変換されたＯＦＤＭ信号は、I／Ｑ分離部１３で同相信号（Ｉ信号）と９０度位相が異なる直交信号（Ｑ信号）とに分離され、複素ＯＦＤＭ信号に変換される。

この複素ＯＦＤＭ信号は、伝送シンボル期間を１単位として伝送シンボル期間毎に順次区分される。一つの伝送シンボル期間Ｔは、先の図８でも説明したように、ガードインターバル期間Ｔｇと、それに続く有効シンボル期間Ｔｕとから構成されており、有効シンボル期間Ｔｕには、伝送側で伝送データをＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理して生成された１単位のＩＦＦＴ信号が割り当てられている。また、ガードインターバル期間Ｔｇには、それに続く有効シンボル期間Ｔｕの後端１／ｎ部分（ｎは４又は８など）がそのまま挿入されている。

I／Ｑ分離部１３からの複素ＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア同期部１４に入力され、この狭帯域キャリア同期部１４によって周波数の歪みが修正される。この修正は、後述のフーリエ変換部１８によって高速フーリエ変換された後の各サブキャリアの周波数が、所定周波数（地上波デジタル放送のモード３の時０．９９２ＫＨｚ）の整数倍となるように行われる。

ここで、複素ＯＦＤＭ信号上の周波数の歪みは、シンボル同期部１５における相関の大きさに基づいて検出されるようになっており、上記の狭帯域キャリア同期部１４は、このシンボル同期部１５からのフィードバック（検出された周波数の歪み）を受けて周波数の歪みを修正するようになっている。すなわち、複素ＯＦＤＭ信号上の周波数の歪みは、シンボル同期部１５において相関が最大になった位置における同相信号（I信号）と直交信号（Ｑ信号）のそれぞれの相関値の差分により検出される。

複素ＯＦＤＭ信号上の周波数の歪みを修正する具体的方法は、サブキャリアの周波数間隔（たとえば、０．９９２ＫＨｚ）の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出し、このキャリア周波数誤差を基に、誤差に応じた信号を周波数発生装置で発生して、その信号を複素ＯＦＤＭ信号に複素乗算することによって行われる。

このようにして、周波数の歪みが修正された複素ＯＦＤＭ信号は、シンボル同期部１５とフーリエ変換部１８にそれぞれ入力される。

シンボル同期部１５は、複素ＯＦＤＭ信号中のガードインターバル期間Ｔｇが有効シンボル期間Ｔｕの一部の複写であることを利用して、狭帯域キャリア同期部１４の出力信号と、この出力信号を、略有効シンボル期間Ｔｇ遅延した信号との相関を求め、同相信号（I信号）の相関値と直交信号（Ｑ信号）の相関値とを加算した値が最大となる位置を、有効シンボル期間Ｔｕの開始タイミングとする。そして、シンボル同期部１５は、この開始タイミングにてシンボル同期パルスを発生し、これをクロック発生部１６とフーリエ変換部１８に出力する。

クロック発生部１６は、シンボル同期部１５からのシンボル同期パルスに対応した同期クロックを発生し、その同期クロックを各部（フーリエ変換部１８、位相周波数特性逆算部１９、広帯域キャリア同期部２０・・・・等々）へ供給する。

フーリエ変換部１８は、ＦＦＴ窓設定部１７から出力されるパルスを元に、狭帯域キャリア同期部１４により周波数の歪みが修正された複素ＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ（フーリエ変換）処理を実行することにより、送信側で各サブキャリア帯域上にＯＦＤＭ多重されたＮ系列（地上波デジタル放送のモード３のとき４３２チャネル）の複素ＯＦＤＭ信号を復調する。

ＦＦＴ窓設定部１７は、後述するＦＦＴ窓位置検出部２２から得られる窓位置補正値を元に、シンボル同期部１５から出力されるシンボル同期パルスの発生タイミングを変更し、これによりＦＦＴ窓位置を調整する。

フーリエ変換部１８は、変更されたシンボル同期パルスに基づいて、複素ＯＦＤＭ信号に対するＦＦＴ処理を実行する。すなわち、フーリエ変換部１８は、窓位置設定パルスを元に、有効シンボル期間の先頭を開始位置とし、且つ有効シンボル期間の時間幅を有する時間窓（ＦＦＴ窓）を設定し、このＦＦＴ窓に対応する期間分について複素ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して、Ｎ系列の複素ＯＦＤＭ信号を復調する。

位相周波数特性逆算部１９は、ＦＦＴ処理された複素ＯＦＤＭ信号の複素データ列に、ＦＦＴ窓位置検出部２２から得られた窓位置補正値に相当する位相回転量を乗算する。

広帯域キャリア同期処理部２０は、ＦＦＴ処理によって復調されたＮ系列の複素ＯＦＤＭ信号が、対応するサブキャリアの周波数帯域に正しく位置付けられるように、復調後のＮ系列の複素ＯＦＤＭ信号とサブキャリア帯域との間の周波数ずれを補正する。具体的には、あらかじめ送信側で特定のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を復調後の複素ＯＦＤＭ信号の中から検出し、このパイロット信号を検出したサブキャリア帯域と、送信側でこのパイロット信号が割り当てられたサブキャリア帯域との間のずれを検出することによって、復調後のＮ系列の複素ＯＦＤＭ信号とサブキャリア帯域との間の周波数ずれを求める。そして、このずれの分だけ複素ＯＦＤＭ信号の周波数帯域をシフトさせて補正する。

なお、上記のパイロット信号は、Ｎ系列のキャリア帯域のうち、一定間隔のキャリア帯域（ｎ，２ｎ，３ｎ・・・・；地上波デジタルの場合ｎ＝１２）にあらかじめ送信側にて挿入される信号のことである。スキャッターパイロット（ＳＰ：Scatterd Pilot）信号ともいう。

フレームデコード処理部２１は、複素ＯＦＤＭ信号中のＴＭＣＣ（伝送制御信号）の同期ビットを判定してＯＦＤＭ信号のフレーム同期をとると共に、復調されたＮ系列の複素ＯＦＤＭ信号を所定のシンボル数分蓄積して一つのＯＦＤＭフレームを構成し、且つ、そのうちの所定の系列（サブキャリア帯域）に割り当てられたＴＭＣＣを抽出する。

伝送路等化部１０は、伝送路において受けた信号の歪みを補正する。すなわち、ゴースト波の影響やＦＦＴ窓位置のずれ等によって複素ＯＦＤＭ信号を構成する同期信号（I信号）と直交信号（Ｑ信号）が理想点との間に生じているズレや、大きさを検出して、これを補正する。

伝送路等化部１０は、上記のパイロット信号に発生している同期信号（I信号）と直交信号（Ｑ信号）の間の理想点からの位相ずれを推定し、推定した位相ズレを解消するように同相信号（I信号）と直交信号（Ｑ信号）に等化処理をかける。また、このパイロット信号の振幅レベルに基づいて、各キャリア帯域上の同相信号（I信号）と直交信号（Ｑ信号）の振幅レべルの調整も行ない、さらに、抽出したパイロット信号をＦＦＴ窓位置検出部２２に供給する。

ＦＦＴ窓位置検出部２２は、伝送路等化部１０によって抽出されたパイロット信号（または、この伝送路等化部１０にて推定された伝送路特性）を用いて、現在のＦＦＴ窓位置と、正規の送信波およぴその他のゴースト波の有効シンボル期間との間のズレを検出する。

また、ＦＦＴ窓位置検出部２２は、所定の閾値を越える前ゴースト波が受信波に含まれているか否かを判別し、閾値を越える前ゴースト波が含まれている場合には、この前ゴースト波の有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置のずれ量に基づいて、ＦＦＴ窓位置の補正量を算出する。

デインターリーブ部２３は、送信側で施された周波数方向のインターリーブ（データ系列間の並べ替え）と時間軸方向のインターリーブ（各データ系列内における時間軸方向のデータの並べ替え）を解除する（並べ替えを元に戻す）。

デマッビング部２４は、変調方式に応じて配置されたデータを複号し、ビタビ複号処理部２５は、送信側で畳み込み符号化されたデータを複号する。また、リードソロモン復号部２６は、送信側でリードソロモン符号化されたデータを復号し、ＭＰＥＧのトランスポートストリームパケット（ＴＳパケット）を生成し、このＴＳパケットを不図示のＭＰＥＧ復号器を介して、これも不図示の表示装置に出力する。

図３は、アンテナ切り替え制御部６の構成図である。この図において、アンテナ切り替え制御部６は、ＧＩタイミング生成部２７、ＧＩサンプリング部２８、有効シンボルサンプリング部２９、第１移動平均積算値計算部３０、第２移動平均積算値計算部３１、閾値設定レジスタ３２及びアンテナ切り替え判定部３３を有する。なお、“ＧＩ”はガードインターバルの略である。

ＧＩタイミング生成部２７にはクロック発生部１６からの信号Ｂ（クロックカウンターとクロック信号）及びフレームデコード部２１からの信号Ｃ（フレーム番号）が入力されており、ＧＩタイミング生成部２７は、これらの信号Ｂ（クロックカウンターとクロック信号）及び信号Ｃ（フレーム番号）に基づいて、信号Ｄ（ＧＩタイミング信号）と信号Ｅ（有効シンボルタイミング信号）を発生する。

ＧＩサンプリング部２８にはシンボル同期部１５からの信号Ａ（シンボル同期パルス）及びＧＩタイミング生成部２７からの信号Ｄ（ＧＩタイミング信号）が入力されており、ＧＩサンプリング部２８は、これらの信号Ａ（シンボル同期パルス）及び信号Ｄ（ＧＩタイミング信号）に基づいて、ガードインターバル期間の情報をサンプリングし、それを信号Ｆとして出力する。

有効シンボルサンプリング部２９にはシンボル同期部１５からの信号Ａ（シンボル同期パルス）及びＧＩタイミング生成部２７からの信号Ｅ（有効シンボルタイミング信号）が入力されており、有効シンボルサンプリング部２９は、これらの信号Ａ（シンボル同期パルス）及び信号Ｅ（有効シンボルタイミング信号）に基づいて、有効シンボル期間の情報をサンプリングし、それを信号Ｇとして出力する。

第１移動平均積算値計算部３０にはＧＩサンプリング部２８からの信号Ｆ（ガードインターバル期間の情報）が入力されており、第１移動平均積算値計算部３０は、このガードインターバル期間の情報を所定期間（後述のガードインターバル内積算期間Σａ）移動平均した積算値を求め、それを信号Ｈ（第１移動平均積算値）として出力する。

第２移動平均積算値計算部３１には有効シンボルサンプリング部２９からの信号Ｇ（有効シンボル期間の情報）が入力されており、第２移動平均積算値計算部３１は、この有効シンボル期間の情報を所定期間（後述のガードインターバル外積算期間Σｂ）移動平均した積算値を求め、それを信号Ｉ（第２移動平均積算値）として出力する。

アンテナ切り替え判定部３３には閾値設定レジスタ３２からの閾値ＳＬ、シンボル同期部１５からの信号Ａ（シンボル同期パルス）、フレームデコード部２１からの信号Ｃ（フレーム番号）、第１移動平均積算値計算部３０からの信号Ｈ（第１移動平均積算値）及び第２移動平均積算値計算部３１からの信号Ｉ（第２移動平均積算値）が入力されており、アンテナ切り替え判定部３３は、第１移動平均積算値と第２移動平均積算値との比率を求め、その比率と閾値ＳＬとを比較して伝送路状況の良否を判定し、不可の場合に、アンテナの切換を促すための信号（アンテナ切り替え制御信号ＳＥＬ）をアンテナ切り替え制御部６に出力する。

上記のとおり、アンテナ切り替え制御部６の機能の一つは、シンボル同期部１５で用いられていた相関値を、このシンボル同期部１５のシンボル同期タイミングを利用し、さらに、フレームデコード処理部２１から得られたＴＭＣＣ（伝送制御信号）のモードやガードインターバル長の情報を元に、ガードインターバル期間およびそれ以外の期間の相関値を分けて積算することにある。

図４は、積算期間の説明図である。本実施形態では、この図に示すような二つの積算期間を規定する。第一の積算期間は「ガードインターバル内積算期間Σａ」であり、第二の積算期間は「ガードインターバル外積算期間Σｂ」である。

ガードインターバル内積算期間Σａは、シンボルのガードインターバル期間Ｔｇと同一の期間であり、ガードインターバル外積算期間Σｂは、それ（ガードインターバル内積算期間Σａ）以外の期間、すなわち、有効シンボル期間Ｔｕから所定のマージン期間Ｍを除いた期間である。マージン期間Ｍとは、マルチパスの影響を排除するための余裕期間である。つまり、マルチパスの影響によっては、ガードインターバル期間Ｔｇが時間的に前後にずれることがあり、有効シンボル期間Ｔｕの先頭や後尾に入り込むことがあるため、その影響を排除するためのものである。

アンテナ切り替え制御部６は、これら規定された二つの積算期間Σａ、Σｂに従って相関値（第１移動平均積算値、第２移動平均積算値）を積算する。図中の二つのピークＰ１、Ｐ２を持つ実線は非遅延シンボルと遅延シンボル（非遅延シンボルをＴ−Ｔｇだけ遅延させたもの）との相関値である。最大の相関値を示すピークＰ１、Ｐ２の部分は、それぞれガードインターバル期間Ｔｇに対応する。ガードインターバル期間Ｔｇの情報と、そのガードインターバル期間Ｔｇの後ろに続く有効シンボル期間Ｔｕの最後尾の情報とが一致しているからである。

図５は、積算の概念図である。この図において、遅延シンボルは非遅延シンボルを所定時間（Ｔ−Ｔｇ）だけ遅延させたものであり、遅延シンボルのガードインターバル期間Ｔｇと、非遅延シンボルの有効シンボル期間Ｔｕの後部（ガードインターバル期間Ｔｇの情報のコピー元部分）とは時間軸上で重なっている。アンテナ切り替え制御部６は、これら二つのシンボル（非遅延シンボルと遅延シンボル）に対して、規定された二つの期間（ガードインターバル内積算期間Σａとガードインターバル外積算期間Σｂ）の各々の移動平均積算値を演算する。第１移動平均積算値はガードインターバル内積算期間Σａの移動平均積算値、第２移動平均積算値はガードインターバル外積算期間Σｂの移動平均積算値である。

なお、二つの積算期間Σａ、Σｂの特定は、シンボル同期部１５からの信号Ａ（シンボル同期パルス）に基づいて行い、積算処理はクロック発生部１６からの信号Ｂ（クロックカウンターとクロック信号）に基づいて行う。また、何番目のシンボルを対象にして積算処理を行っているかの特定は、フレームデコード部２１からの信号Ｃ（フレーム番号）に基づいて行う。

図６は、アンテナ切り替え制御部６の動作フローチャートを示す図である。この図において、アンテナ切り替え制御部６は、まず、ガードインターバル内積算期間Σａの移動平均積算処理を行って第１移動平均積算値を求め（ステップＳ１）、次いで、ガードインターバル外積算期間Σｂの移動平均積算処理を行って第２移動平均積算値を求める（ステップＳ２）。次に、「第１移動平均積算値÷第２移動平均積算値」、つまり、これら二つの積算値の比率Ｘを演算し、その演算結果（比率Ｘ）をメモリに保存する（ステップＳ３）。次いで、メモリに保存しておいた比率Ｘとしきい値ＳＬとを比較し、「Ｘ＜ＳＬ」であるか否かを判定する（ステップＳ４）。そして、「Ｘ＜ＳＬ」の場合には、アンテナの切換を促す信号（アンテナ切り替え制御信号ＳＥＬ）をアンテナ切り替え回路５に出力し（ステップ５）、以上の動作を終了指示が与えられるまで継続する（ステップＳ６）。

図７（ａ）は、第１及び第２移動平均積算値の演算結果の一例を示す図である。ここでは、便宜的にシンボル番号１〜６までの演算結果を示している。すなわち、シンボル番号１のＣＮ比は１、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は５４００、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は６００、それらの比率（上記のＸに相当）は９である。また、シンボル番号２のＣＮ比は３、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は５２８０、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は４８０、それらの比率（上記のＸに相当）は１１である。また、シンボル番号３のＣＮ比は５、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は５１８０、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は３７０、それらの比率（上記のＸに相当）は１４である。また、シンボル番号４のＣＮ比は７、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は５１１５、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は３３０、それらの比率（上記のＸに相当）は１５．５である。また、シンボル番号５のＣＮ比は９、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は５１００、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は３００、それらの比率（上記のＸに相当）は１７である。また、シンボル番号６のＣＮ比は１１、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は５０４０、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は２８０、それらの比率（上記のＸに相当）は１８である。

さて、この図（図７（ａ））を参照すると、ＣＮ比と比率Ｘとの間に一応の関係を見ることができる。つまり、比率Ｘが高いほど、大きなＣＮ比が得られるという関係である。

図７（ｂ）は、比率ＸとＣＮ比との関係を示す図である。この図において、縦軸は比率Ｘを表し、横軸はＣＮ比を表している。この図からも理解されるように比率Ｘが高くなるほど、ＣＮ比が大きな値になっている。さて、ＣＮ比は、先にも説明したとおり、受信点における付加雑音電力（Ｎ）と信号電力（Ｃ）の比であるから、ＣＮ比はできるだけ大きいことが望ましい。今、閾値ＳＬを、便宜的に比率Ｘ≒１３程度に設定したとすると、閾値ＳＬを越えるＸ＝１４、Ｘ＝１５．５、Ｘ＝１７又はＸ＝１８の場合は、伝送路状態が良いものとしてアンテナの切換を行わない（現在の選択アンテナをそのまま使用する）が、閾値ＳＬを下回るＸ＝１１又はＸ＝９の場合は、伝送路状態が悪いものとしてアンテナの切換が行われる。これは、図６のステップ４で、「Ｘ＜ＳＬ」の場合に、アンテナの切換を促す信号（アンテナ切り替え制御信号ＳＥＬ）をアンテナ切り替え回路５に出力するようにしているからである。

このように、本実施形態は、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）をガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）で割った値（すなわち、比率Ｘ）とＣＮ比との間には一応の関係が成立することを利用し、その比率Ｘに基づいて選択ダイバシティを行うようにしたものである。

以下、このことについて詳述する。まず、ガードインターバル内積算期間Σａの積算結果（第１移動平均積算値）は、ガードインターバル期間の情報と、そのガードインターバル期間に続く有効シンボル期間の後部の情報との移動平均積算値であり、両情報は同一のものである（したがって、相関性がある）から、この第１移動平均積算値は当然ながら高い値を示す。

一方、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）は、有効シンボル期間Ｔｕからマージン期間Ｍを除いた期間における非遅延シンボルと遅延シンボルとの積算結果であり、非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間Ｔｕは時間Ｔｇだけ前後にずれているから、通常は両者（非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間の情報）の間に相関性は見られないはずである。

しかし、本件発明者等の実験によれば、伝送路の変動によって強い白色雑音（マルチパスによる影響は多くのキャリア間の符号干渉であるから白色雑音とみなせる）が加えられた場合には、たとえ、ガードインターバル外積算期間Σｂであっても、時としてある程度の相関性を生じることが見出された。

その理由は、次のとおりと推測される。今、有効シンボルに元々含まれている情報を「真情報」ということにする。マルチパスがない（白色雑音がない）場合は、非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボルに同一の情報（真情報）が含まれていても、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）が大きくなることはない。上記のとおり、非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間Ｔｕが時間Ｔｇだけ前後にずれているからである。しかし、白色雑音によって発生した情報（以下、偽情報）が上記の真情報に加えられたときには、確率論的に、偽情報を真情報と誤認することがあり、その誤認の度合いに対応して、ガードインターバル外積算期間Σｂの積算結果（第２移動平均積算値）が高い値を示すものと考えられる。

このように、従来は「相関性がない」と半ば常識的に捉えられていた非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間Ｔｕであるが、本件発明者等は、マルチパスの大きさによっては見かけ上、相関性を示すことがあることに着目し、その現象を利用して伝送路の状況を把握すれば、たとえ、有効シンボル期間であっても選択ダイバシティのアンテナ切り替えを行うことができることに着想したものである。

すなわち、先の図７（ｂ）に示すように、ＣＮ比が悪化する（ＣＮが小さくなる）につれてガードインタバル内積算値Σａとガードインターバル外積算値Σｂの比率Ｘが小さくなるので、その比率Ｘから擬似的に信号状態を知ることができる。したがって、アンテナ切り替え制御回路６で、上記の積算（第１移動平均積算値及び第２移動平均積算値の演算）と比率Ｘの演算を行い、その比率Ｘと閾値ＳＬとの比較結果から、現在の入力信号の状態を推定して、必要であればアンテナ切換のための信号（アンテナ切り替え制御信号ＳＥＬ）をアンテナ切り替え回路５に出力するように構成すればよい。

具体的には、まず、同期を開始すると、ＴＭＣＣ情報やシンボルタイミングが得られる。これを基に上記積算期間（Σａ、Σｂ）の積算を行い、比率Ｘを計算する。そして、全体回路として所要ＣＮ比（ＴＳパケットにエラーが発生しない最小のＣＮ比）の比率Ｘで閾値ＳＬを設定し、計算された比率Ｘがこの閾値ＳＬを下回った場合にアンテナ切り替え制御信号ＳＥＬを反転してアンテナ切り替え回路５に出力する。これにより、切り替えた先のアンテナ特性が切り替え前のアンテナ特性よりも現在の伝送路に適していれば、つまり、所要ＣＮ比を満たしていれば、そこで安定し、受信を続けることができる。

また、当然、切り替えた先のアンテナも閥値を下回っている可能性もあるが、その場合はどちらのアンテナを使っても受信できない相当悪い伝送路状態であるので、反転を繰り返せばよい。伝送路状態が好転し、所要ＣＮ比を満たす条件のアンテナが発生すれば、そのアンテナで反転は終了し、受信を再開することができる。また、この反転タイミングは受信信号になるべく影響を与えない期間、つまり、ガードインターバル期間などで行なうべきことは言うまでもない。

以上のとおりであるから、実施形態によれば、ガードインターバル期間Ｔｇ以外の有効シンボル期間Ｔｕにおいても、比率Ｘに基づいて伝送路状態の良否判定（ＣＮ比の良否判定に相当）を行うことができ、有効シンボル期間Ｔｇ内で急に伝送路の状態が変化した場合であっても、それに即座に対応することができる。したがって、瞬時的なシンボル喪失を招くことがない。しかも、本実施形態の技術と従来技術（ガードインターバル期間Ｔｇのみの伝送路状態の良否判定）とを組み合わせることにより、シンボルのほぼ全期間にわたって伝送路状態の良否判定を行うことができるようになり、より一層確実な瞬時的シンボル喪失の対策を講じることができる。

ＯＦＤＭ受信装置の構成図である。 図１に示すＯＦＤＭ受信装置の詳細構成図である。 アンテナ切り替え制御部６の構成図である。 積算期間の説明図である。 積算の概念図である。 アンテナ切り替え制御部６の動作フローチャートを示す図である。 第１及び第２移動平均積算値の演算結果の一例を示す図（ａ）及び比率ＸとＣＮ比との関係を示す図（ｂ）である。 ガードインターバルの概念図（ａ）及び従来技術におけるガードインターバル情報の利用概念図である。

符号の説明

Ｔ シンボル期間
Ｔｇ ガードインターバル期間
Ｔｕ 有効シンボル期間
Ｔ−Ｔｇ 所定時間
Ｘ 比率
１ ＯＦＤＭ受信装置
４ａ、４ｂ アンテナ端子（アンテナ接続端子）
５ アンテナ切り替え回路（アンテナ切替手段）
１５ シンボル同期部（非遅延シンボル出力手段、遅延シンボル出力手段、
シンボル同期生成手段）
１６ クロック発生部（同期クロック生成手段）
３０ 第１移動平均積算値計算部（第１の演算手段、第１の積算手段）
３１ 第２移動平均積算値計算部（第２の演算手段、第２の積算手段）
３２ 閾値設定レジスタ（閾値記憶手段）
３３ アンテナ切り替え判定部（第３の演算手段、選択信号発生手段、
比較手段）

Claims (15)

1. 入力されたＯＦＤＭ信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段と、
   前記入力されたＯＦＤＭ信号のシンボル期間Ｔからガードインターバル期間Ｔｇの差に相当する所定時間Ｔ−Ｔｇだけ前記ＯＦＤＭ信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段と、
   前記ガードインターバル期間Ｔｇの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第１移動平均積算値）を演算する第１の演算手段と、
   前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算する第２の演算手段と、
   前記第１移動平均積算値と前記第２移動平均積算値との比率Ｘを演算する第３の演算手段と、
   前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段と
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 前記第２の演算手段は、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
3. 前記選択信号発生手段は、前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘが所定の閾値ＳＬを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
4. 入力されたＯＦＤＭ信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力工程と、
   前記入力されたＯＦＤＭ信号のシンボル期間Ｔからガードインターバル期間Ｔｇの差に相当する所定時間Ｔ−Ｔｇだけ前記ＯＦＤＭ信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力工程と、
   前記ガードインターバル期間Ｔｇの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第１移動平均積算値）を演算する第１の演算工程と、
   前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算する第２の演算工程と、
   前記第１移動平均積算値と前記第２移動平均積算値との比率Ｘを演算する第３の演算工程と、
   前記第３の演算工程によって演算された比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生工程と
   を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
5. 前記第２の演算工程は、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ受信方法。
6. 前記選択信号発生工程は、前記第３の演算工程によって演算された比率Ｘが所定の閾値ＳＬを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ受信方法。
7. 地上波デジタル放送のＯＦＤＭ信号を受信・復調して復号化する地上波デジタル受信装置において、
   受信した地上波デジタル放送に含まれるＯＦＤＭ信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段と、
   前記ＯＦＤＭ信号のシンボル期間Ｔからガードインターバル期間Ｔｇの差に相当する所定時間Ｔ−Ｔｇだけ前記ＯＦＤＭ信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段と、
   前記ガードインターバル期間Ｔｇの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第１移動平均積算値）を演算する第１の演算手段と、
   前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算する第２の演算手段と、
   前記第１移動平均積算値と前記第２移動平均積算値との比率Ｘを演算する第３の演算手段と、
   前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段と
   を備えたことを特徴とする地上波デジタル受信装置。
8. 前記第２の演算手段は、前記ガードインターバル期間Ｔｇに続く有効シンボル期間Ｔｕの先頭から所定のマージン時間Ｍを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値（第２移動平均積算値）を演算することを特徴とする請求項７記載の地上波デジタル受信装置。
9. 前記選択信号発生手段は、前記第３の演算手段によって演算された比率Ｘが所定の閾値ＳＬを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項７記載の地上波デジタル受信装置。
10. アンテナを接続可能な複数のアンテナ接続端子と、
    この複数のアンテナ持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してＯＦＤＭ信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替手段と、
    前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたＯＦＤＭ信号とこのＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成手段と、
    このシンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成手段と、
    閾値を記憶する閾値記憶手段と、
    前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第１の積算値を求める第１の積算手段と、
    前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第２の積算値を求める第２の積算手段と、
    前記第１の積算値と前記第２の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶手段に記憶された閾値と比較する比較手段と、
    この比較手段による比較の結果、前記第１の積算値と前記第２の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え手段によってアンテナを切り替えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
11. 前記比較手段は、前記第１の積算値から前記第２の積算値を割った値であることを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
12. 前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
13. アンテナを接続可能な複数の持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してＯＦＤＭ信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替工程と、
    前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたＯＦＤＭ信号とこのＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成工程と、
    このシンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成工程と、
    閾値を記憶する閾値記憶工程と、
    前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第１の積算値を求める第１の積算工程と、
    前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第２の積算値を求める第２の積算工程と、
    前記第１の積算値と前記第２の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶工程に記憶された閾値と比較する比較工程と、
    この比較工程による比較の結果、前記第１の積算値と前記第２の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え工程によってアンテナを切り替えることを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
14. 前記比較手段は、前記第１の積算値から前記第２の積算値を割った値であることを特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭ受信方法。
15. 前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭ受信方法。
    

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