CN101617493B - 接收装置、发送装置、无线发送接收系统和无线接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及接收装置、发送装置、无线发送接收系统和无线接收方法。正交变换器(1113-1～1113-NR)对从接收到的无线信号抽出的N个时间序列数据进行正交变换。多用户检测器(1114-1～1114-N)从被正交变换后的时间序列数据抽出来自各发送装置的发送信号。逆正交变换器(1115-1～1115-NT)对被抽出的发送信号进行逆正交变换，矩形滤波器电路(1116-1～1116-NT)从被逆正交变换后的发送信号除去前端部Mh个和后端部Mt个的时间序列数据，抽出Nw个时间序列数据。解交织器电路(1119-1～1119-U)对上述时间序列数据进行解交织，解码器(1120-1～1120-U)进行解码并输出。

Description

接收装置、发送装置、无线发送接收系统和无线接收方法

技术领域

本发明涉及对宽频带信号进行传输的接收装置、发送装置、无线发送接收系统和无线接收方法。

本申请基于2007年2月23日在日本申请的日本专利特愿2007-043942号、以及2007年3月16日在日本申请的日本专利特愿2007-069421号主张优先权，并在这里引用其内容。

背景技术

首先，作为现有技术的例子，对使用保护区间(GI)的单载波传输中的多用户MIMO(Multiple-input multiple output，多输入多输出)进行说明。作为现有技术，有单载波传输中的单用户MIMO(例如参照非专利文献1、2)。再有，该现有技术能够容易地扩展为多用户MIMO系统。

图18是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的第u个单载波发送机的结构例的框图。此外，图19是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的单载波接收机的结构例的框图。

这里，发送站(终端站：MT)数是U，第u发送站的信号序列(发送天线)数是nt(u)。此外，在接收站的总发送信号序列数NT以下式表示。

[数式1]

$\mathrm{NT}=\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{nt}\left(u\right)\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

此外，将接入点(AP)的接收天线数作为NR(NR≥NT)，将离散傅里叶变换的点数作为N。将GI长度作为Ng。

在图18所示的现有的单载波传输的第u发送机中，100-u是纠错编码部，101-u是交织器，102-u是数据调制部，103-u是串/并行转换部，104-u-1～104-u-nt(u)是GI插入部，105-u-1～105-u-nt(u)是波形整形部，106-u-1～106-u-nt(u)是D/A转换器，107-u-1～107-u-nt(u)是无线部，108-u-1～108-u-nt(u)是发送天线。

在图18所示的第u个发送站中，发送数据序列在信道编码器100-u被编码后，在交织器101-u对发送数据进行交织，在数据调制部102-u进行根据PSK(Phase Shift Keying，相移键控)或QAM(QuadratureAmplitude Modulation，正交幅度调制)的调制而生成发送符号序列。之后，通过串/并行转换部103-u将符号序列分割为天线根数的量nt(u)的流，在GI插入部104-u-1～104-u-nt(u)对N符号的每一个形成一个块，复制其末尾的Ng个符号，作为GI以图22所示的方式进行插入。

然后，在波形整形部105-u-nt(u)～105-u-nt(u)进行波形整形(进行频带限制的数字滤波)，在D/A转换器106-u-nt(u)～106-u-nt(u)进行数字/模拟转换后，经由无线部107-u-nt(u)～107-u-nt(u)通过nt(u)根发送天线108-u-nt(u)～108-u-nt(u)进行发送。

此外，在图19所示的现有的单载波传输的AP的接收机中，110-1～110-NR是接收天线，111-1～111-NR是无线部，112-1～112-NR是A/D转换器，113-1～113-NR是GI除去部，114-1～114-NR是离散傅里叶变换器，115-1～115-N是多用户检测器，116-1～116-NT是离散傅里叶反变换器，117-1～117-U是并/串行转换器，118-1～118-U是数据解调器，119-1～119-U是解交织器电路，120-1～120-U是纠错解码部。

在图19中，单载波发送信号通过NR根接收天线110-1～110-NR被接收，按天线的每一个在无线部111-1～111-NR被转换为基带信号，在A/D转换器112-1～112-NR进行模拟/数字转换之后，在113-1～113-NR除去GI。之后，在离散傅里叶变换器114-1～114-NR将接收信号分解为N个频率成分，将按频率成分的每一个NR个接收到的信号作为输入值在多用户检测器115-1～115-N进行信号分离，作为输出值得到总发送信号流数NT个。

接着，在多用户检测器115-1～115-N进行多用户检测之后，使用离散傅里叶反变换器116-1～115-NT转换为时间信号，通过并/串行转换器117-1～117-U转换为发送站每一个的时间序列信号。最后，通过数据解调器118-1～118-U、解交织器119-1～119-U和纠错解码器120-1～120-U，进行数据解调、解交织以及纠错解码。

接着，作为现有技术的例子，对使用保护区间(GI)的多载波传输中的多用户MIMO(Multiple-input multiple output，多输入多输出)进行说明(例如，参照非专利文献3)。

图20是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的第u个多载波发送机的结构例的框图。此外，图21是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的多载波接收机的结构例的框图。

这里，发送站(终端站：MT)数是U，第u发送站的信号序列(发送天线)数是nt(u)。此外，在接收站的总发送信号序列数NT与上述式(1)同样地表示。

此外，将接入点(AP)的接收天线数作为NR(NR≥NT)，将离散傅里叶变换的点数(副载波数)作为Nc。将GI长度作为Ng。

在图20所示的现有的多载波传输的第u发送机中，201-u是纠错编码部，202-u是交织器，203-u是第一串/并行转换部，204-u-1～204-u-nt(u)是第一串/并行转换部，205-u-1-1～205-u-nt(u)-Nc是数据调制部，206-u-1～206-u-nt(u)是离散傅里叶反变换部，207-u-1～207-u-nt(u)是GI插入部，208-u-1～208-u-nt(u)是波形整形部，209-u-1～209-u-nt(u)是D/A转换器，210-u-1～210-u-nt(u)是无线部，111-u-1～111-u-nt(u)是发送天线。

在图20所示的第u个发送站中，发送数据序列在纠错编码部201-u被编码后，在交织器202-u对发送数据进行交织，通过第一串/并行转换器203-u将数据序列串/并行转换为nt(u)个天线根数的量的流。该各流进一步通过第二串/并行转换器204-u-1～204-u-nt(u)进行串/并行转换，将数据序列分割为副载波数的Nc序列，以各副载波在数据调制部205-u-1-1～205-u-nt(u)-Nc进行根据PSK(Phase Shift Keying，相移键控)或QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制)的调制。

之后，在离散傅里叶反变换部206-u-1～206-u-nt(u)生成多载波信号，在GI插入部207-u-1～207-u-nt(u)复制多载波信号的末尾Ng个样本，作为GI以图22所示的方式进行插入。在波形整形部208-u-1～208-u-nt(u)进行波形整形，在D/A转换器209-u-1～209-u-nt(u)进行D/A转换之后，经由无线部210-u-1～210-u-nt(u)，通过nt(u)根发送天线211-u-1～211-u-nt(u)发送信号。

此外，在图21所示的现有的多载波传输的接收机中，220-1～220-NR是接收天线，221-1～221-NR是无线部，222-1～222-NR是A/D转换器，223-1～223-NR是GI除去部，224-1～224-NR是离散傅里叶变换器，225-1～225-Nc是多用户检测器，226-1～226-Nc-NT是数据解调器，227-1～227-NT是第一并/串行转换器，228-1～228-U是第二并/串行转换器，229-1～229-U是解交织器电路，230-1～230-U是纠错解码部。

在图21中，多载波发送信号通过NR根接收天线220-1～221-NR被接收，按天线的每一个在无线部221-1～221-NR被转换为基带信号，在A/D转换器222-1～222-NR进行模拟/数字转换之后，在223-1～223-NR除去GI。之后，在离散傅里叶变换器224-1～224-NR将接收信号分解为Nc个多载波，将按副载波的每一个接收到的NR个信号作为输入值在多用户检测器225-1～225-N进行信号分离，作为输出值得到总发送信号流数量NT个。

接着，在多用户检测器225-1～225-N进行多用户检测之后，在数据解调器226-1-1～226-Nc-NT按副载波的每一个进行数据解调，使用第一并/串行转换器227-1～227-NT对信号序列进行并/串行转换，进而，通过第二并/串行转换器228-1～228-U转换为发送站的每一个的信号序列。最后，通过解交织器229-1～229-U和纠错解码器230-1～230-U，进行解交织以及纠错解码。

非专利文献1：中島昭範、ガ一グデイ一プシカ、安逹文幸，“シングルキヤリアMIMO多重の伝送特性”，信学技報，RCS2004-107，pp.13-18，2004年8月

非专利文献2：J.Coon，S.Armour，M.Beach，and J.McGeehan，“Adaptive frequency-domain equalization for single-carrier multiple-inputmultiple-output wireless transmissions，”IEEE Trans.Signal Processing，vol 53，pp3247-3256，Aug2005.

非专利文献3：西尾、小川、西村、大鐘，“MIMO-OFDM空間分割多重に関する基礎的検討”，信学技報，IEICE，DSP2002-204，SAT-2002-154，RCS2002-273，2003年1月

本发明要解决的课题

可是，在从多个发送站发送信号的情况下，信号传输的定时在各发送站被独立控制。在这样的情况下，在接收站中，从各发送站发送的信号到来的定时不同。

在根据现有技术的使用单载波传输、或者多载波传输的多用户MIMO中，使发送信号在单载波传输的情况下为N个信号构成的块，使发送信号在多载波传输的情况下为Nc个信号构成的块，对该块的每一个以图22所示方式插入Ng个保护区间(GI)并进行发送。在该GI的插入时间Tg比用户(终端站)之间的发送信号到来的最大定时偏移Tu大的情况下(Tg≥Tu)，保持接收信号的频率成分与其它信号的正交性，因此能够进行信号分离。

可是，在该GI的插入时间Tg比用户(终端站)之间的发送信号到来的最大定时偏移Tu小的情况下(Tg＜Tu)，与其它的发送信号的正交性崩溃，不能够良好地分离信号，因此存在特性大幅恶化的问题。因此，在根据现有技术的使用单载波传输、或多载波传输的多用户MIMO的情况下，在来自多个发送站的信号以超过GI长度的不同的接收定时来到接收站的情况下，如何分离多个用户信号成为问题。

发明内容

本发明正是考虑这样的情况而完成的，其目的在于提供一种能够一边使硬件规模的增大为最小限度，一边减轻来自多个发送站的不同的接收定时偏移的影响的接收装置、发送装置、无线发送接收系统和无线接收方法。

用于解决问题的方法

本发明的接收装置，通过多个天线器件对从具备单个或多个天线器件的发送装置发送的多个无线信号进行接收，其中，该接收装置具备：第一正交变换部，对从利用各天线器件接收到的无线信号抽出的N个(N＞1)时间序列数据进行正交变换；检测部，从通过上述第一正交变换部被正交变换后的N个(N＞1)的信号，抽出来自发送装置的各天线器件的发送信号；逆正交变换部，对通过上述检测部抽出的发送信号进行逆正交变换；以及矩形滤波器部，从通过上述逆正交变换部被逆正交变换后的发送信号除去前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出Nw个(Nw＝N-Mh-Mt≥1)的时间序列数据。

在本发明的接收装置中，还可以具备：第二正交变换部，根据通过所述矩形滤波器部抽出的时间序列数据，对Nc个(Nc＞1)构成的多载波符号进行正交变换；以及解调部，对通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个正交成分，按各正交成分的每一个进行解码。

在本发明的接收装置中，上述第一正交变换部在从利用各天线器件接收到的无线信号的第A个起抽出N个时间序列数据后，从所述无线信号的第(A+Nw)个起抽出N个时间序列数据，以时间序列顺序连接从上述矩形滤波器部输出的多个Nw个的时间序列数据，作为上述发送信号也可。

在本发明的接收装置中，还可以具备：多用户检测权重运算部，基于装置自身的上述天线器件的每一个的来自上述发送装置的天线器件的脉冲响应，计算作为在上述检测部抽出来自各发送装置的发送信号时的参数而使用的多用户检测权重。

在本发明的接收装置中，还可以具备：调整部，基于来自干扰最大的发送装置的无线信号，对上述N、上述Mh、上述Mt、或上述Nw中的至少一个以上的值进行调整。

在本发明的接收装置中，上述Nw与上述N也可以是Nw＝(2ⁿ·n·Ln2)/(1+n·Ln2)(其中，N＝2ⁿ，n是任意的正数)的关系。

在本发明的接收装置中，还可以具备：信号判定部，对通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个正交成分，进行软判定或硬判定，输出Nc个判定结果；逐次干扰除去部，基于从上述矩形滤波器部输出的时间序列数据，使用通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个输出信号、和通过上述信号判定部判定的判定信号，从在各天线器件接收到的无线信号中除去干扰成分，将从上述逐次干扰除去部输出的信号输入到上述第一正交变换部。

在本发明的接收装置中，可以还具备：逐次干扰除去部，基于从上述矩形滤波器部输出的时间序列数据，从在各天线器件接收到的无线信号除去干扰成分，对从上述逐次干扰除去部输出的信号进行解调。

在本发明的接收装置中，还可以具备：符号解交织部，对来自上述矩形滤波器部的输出，进行以纵为Nw/2，横为Nx(Nx是任意的正数)构成的符号块解交织。

本发明的发送装置具备单个或多个天线器件，通过该天线器件发送无线信号，其中，该发送装置具备：符号交织部：对串/并行转换后的信号序列，进行以纵为Nw/2，横为Nx(Nx是任意的正数)构成的符号块交织。

本发明的无线发送接收系统，包括：单个或多个发送装置，其具备单个或多个天线器件，通过该天线器件发送无线信号；以及接收装置，其具备多个天线器件，对从上述发送装置发送的多个无线信号进行接收，其中，上述接收装置具备：第一正交变换部，对从利用各天线器件接收到的无线信号抽出的N个(N＞1)时间序列数据进行正交变换；检测部，从通过上述第一正交变换部被正交变换后的N个(N＞1)信号，抽出来自发送装置的各天线器件的发送信号；逆正交变换部，对通过上述检测部抽出的发送信号进行逆正交变换；以及矩形滤波器部，从通过上述逆正交变换部被逆正交变换后的发送信号除去前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出Nw个(Nw＝N-Mh-Mt≥1)时间序列数据。

在本发明的无线发送接收系统中，也可以上述发送装置具备：符号交织部，对串/并行转换后的信号序列，进行以纵为Nw/2，横为Nx(Nx为任意的正数)构成的符号块交织，上述接收装置还具备：符号解交织部，对来自上述矩形滤波器的输出，进行以纵为Nw/2，横为Nx(Nx为任意的正数)构成的符号块解交织。

在本发明的无线发送接收系统中，上述接收装置可以还具备：第二正交变换部，根据通过所述矩形滤波器部抽出的时间序列数据，对Nc个(Nc＞1)构成的多载波符号进行正交变换；以及解调部，对通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个正交成分，按各正交成分的每一个进行解码。

本发明的无线接收方法，通过具备多个天线器件的接收装置，对从具备单个或多个天线器件的发送装置发送的多个无线信号进行接收，其中，该无线接收方法包括：第一正交变换步骤，对从利用各天线器件接收到的无线信号抽出的N个(N＞1)时间序列数据进行正交变换；检测步骤，从在上述第一正交变换步骤被正交变换后的N个(N＞1)信号，抽出来自发送装置的各天线器件的发送信号；逆正交变换步骤，对在上述检测步骤中抽出的发送信号进行逆正交变换；以及矩形滤波步骤，从在上述逆正交变换步骤中被抽出的发送信号除去前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出Nw个(Nw＝N-Mh-Mt≥1)时间序列数据。

在本发明的无线接收方法中，可以还具备：第二正交变换步骤，根据上述Nw个时间序列数据，对Nc个(Nc＞1)构成的多载波符号进行正交变换；以及解调步骤，对上述被正交变换后的Nc个正交成分，按各正交成分的每一个进行解码。

发明的效果

根据本发明，在使用单载波传输的多用户MIMO的情况下，对从利用各天线器件接收到的无线信号中抽出的N个(N＞1)时间序列数据进行第一正交变换，从该第一正交变换后的N个(N＞1)信号抽出来自各发送装置的发送信号，对该被抽出的发送信号进行逆正交变换，从该逆正交变换后的发送信号除去前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出Nw个(Nw＝N-Mh-Mt≥1)的时间序列数据。此外，在使用多载波传输的多用户MIMO的情况下，进一步根据抽出的时间序列数据，对由Nc个构成的多载波符号进行第二正交变换，对该被第二正交变换后的Nc个(Nc＞1)的正交成分，按各正交成分的每一个进行解码。

因此，能够得到以下优点，即一边使硬件规模的增大为最小限度，一边能够减轻来自多个发送站的不同接收定时偏移的影响。

此外，根据本发明，对串/并行转换后的信号序列，进行以纵为Nw/2、横为Nx(Nx为任意的正数)构成的符号块交织之后，从单个或多个天线器件发送单个或多个无线信号。通过使用上述交织器和解交织器，能够得到以下优点，即能够使干扰的影响导致的猝发错误成为随机错误，在使用上述系统时能够最大地发挥纠错能力。

附图说明

图1是表示本发明的无线通信系统的系统结构图。

图2是表示用于说明本发明的基本原理的接收信号序列的一个例子的概念图。

图3是表示使用了重复切出法的多用户检测的一个例子的概念图。

图4是表示MT数为3、第一个MT的天线数为2、第二个MT的天线数为1、第三个MT的天线数为3的情况下的例子的框图。

图5是表示根据本实施方式的第u发送站的发送系统的结构的框图。

图6是表示根据第一实施方式的接收系统的结构的框图。

图7是表示根据第一实施方式的多用户检测权重运算器1121的结构例的框图。

图8是用于说明第一实施方式的块交织器的概念图。

图9是表示在第一实施方式中使用逐次干扰除去装置时的接收机的结构的框图。

图10是表示根据第一实施方式的逐次干扰除去装置1514的结构的框图。

图11是表示根据第一本实施方式的逐次干扰除去装置1514解调顺序的一个例子的概念图。

图12是表示根据第二实施方式的第u发送站的发送系统的结构的框图。

图13是表示根据第二实施方式的接收系统的结构的框图。

图14是表示根据第二实施方式向第一正交变换器的输入信号的一个例子的概念图。

图15是表示根据第二实施方式的多用户检测权重运算器2120的结构例的框图。

图16是表示在第二实施方式中使用逐次干扰除去装置时的接收机的结构的框图。

图17是表示根据第二实施方式的逐次干扰除去装置2514的结构的框图。

图18是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的第u个单载波发送机的结构例的框图。

图19是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的单载波接收机的结构例的框图。

图20是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的第u个多载波发送机的结构例的框图。

图21是表示现有技术中的使用GI的多用户MIMO传输中的多载波接收机的结构例的框图。

图22是表示多用户MIMO传输中的发送块的结构的概念图。

附图标记说明

1100-u  纠错编码器

1101-u  交织器电路

1102-u  调制器

1103-u  串/并行转换器

1104-u-1～1104-u-nt(u)  波形整形电路

1105-u-1～1105-u-nt(u)  D/A转换器

1106-u-1～1106-u-nt(u)  无线部

1107-u-1～1107-u-nt(u)  发送天线

1109-1～1109-NR  接收天线

1110-1～1110-NR  无线部

1111-1～1111-NR  A/D转换器

1112-1～1112-NR  存储器

1113-1～1113-NR  正交变换器(第一正交变换部)

1113-1～1113-N  多用户检测器(检测部)

1115-1～1115-NR  逆正交变换器(逆正交变换部)

1116-1～1116-NR  矩形滤波器电路(矩形滤波器部)

1117-1～1117-U  并/串行转换器

1118-1～1118-U  解调器

1119-1～1119-U  解交织器电路

1120-1～1120-U  解码器

1121  多用户检测权重运算器(多用户检测权重运算部)

1401-1-1-1～1401-NR-U-nt(u)  信道脉冲响应推定部

1402-1-1-1～1402-NR-U-nt(u)  信道传递函数推定部

1403-1-1-1～1403-NR-U-nt(u)  IBI影响(contribution)矩阵推定部

1404-1～1404-NR  噪声功率推定部

1405  多用户检测权重计算部

1510-1～1510-NR  接收天线

1511-1～1511-NR  无线部

1512-1～1512-NR  A/D转换器

1513-1～1513-NR  存储器

1514  逐次干扰除去装置(逐次干扰除去部)

1515-1～1515-U  并/串行转换器

1516-1～1516-U  解交织器电路

1517-1～1517-U  解码器

1518  逐次干扰除去装置用权重运算器

1601-1～1601-NR  干扰减法器

1602-1-1～1602-NT-NR  正交变换器(第一正交变换部)

1603-1～1603-NT  信号检测器

1604-1～1604-NT  逆正交变换器(逆正交变换部)

1605-1～1605-NT  矩形滤波器电路(矩形滤波器部)

1606-1～1606-NT  信号判定部

1607-1～1607-NT  延迟电路

1608  副本生成电路

1609-1-1～1609-(NT-1)-NR  干扰减法器

1610-1～1610-(NT-1)  副本生成电路

2101-u  纠错编码器

2102-u  交织器电路

2103-u  第一串/并行转换器

2104-u-1～2104-u-nt(u)  第二串/并行转换器

2105-u-1-1～2105-u-nt(u)-Nc 调制器

2106-u-1～2106-u-nt(u)  逆正交变换器

2107-u-1～2107-u-nt(u)  波形整形电路

2108-u-1～2108-u-nt(u)  D/A转换器

2109-u-1～2109-u-nt(u)  无线部

2110-u-1～2110-u-nt(u)  发送天线

2201-1～2201-NR  接收天线

2202-1～2202-NR  无线部

2203-1～2203-NR  A/D转换器

2204-1～2204-NR  第一存储器

2205-1～2205-NR  第一正交变换器(第一正交变换部)

2206-1～2206-N  多用户检测器(检测器)

2207-1～2207-NT  逆正交变换器(逆正交变换部)

2208-1～2208-NT  矩形滤波器电路(矩形滤波器部)

2209-1～2209-NT  第二存储器

2210-1～2210-NT  第二正交变换器(第二正交变换部)

2211-1-1～2211-NT-Nc  解调器(解调部)

2212-1～2212-NT  第一并/串行转换器

2213-1～2213-U  第二并/串行转换器

2214-1～2214-U  解交织器电路

2215-1～2215-U  解码器

2220  多用户检测权重运算器(多用户检测权重运算部)

2401-1-1-1～2401-NR-U-nt(u)  信道脉冲响应推定部

2402-1-1-1～2402-NR-U-nt(u)  信道传递函数推定部

2403-1-1-1～2403-NR-U-nt(u)  IBI影响矩阵推定部

2404-1～2404-NR  噪声功率推定部

2405  多用户检测权重计算部

2510-1～2510-NR  接收天线

2511-1～2511-NR  无线部

2512-1～2512-NR  A/D转换器

2513-1～2513-NR  存储器

2514  逐次干扰除去装置(逐次干扰除去部)

2515-1～2515-U  并/串行转换器

2516-1～2516-U  解调器

2517-1～2517-U  解码器

2518  逐次干扰除去装置用权重运算器

2601-1～2601-NR  第一干扰减法器

2602-1-1～2602-NT-NR  第一正交变换器(第一正交变换部)

2603-1～2603-NT  信号检测器

2604-1～2604-NT  逆正交变换器(逆正交变换部)

2605-1～2605-NT  矩形滤波器电路(矩形滤波器部)

2606-1～2606-NT  存储器

2607-1～2607-NT  第二正交变换器

2608-1-1～2608-NT-Nc  信号判定部

2609-1～2609-NT  并/串行转换器

2610-1～2610-NT  延迟电路

2611  副本生成电路

2612-1-1～2612-(NT-1)-NR  第二干扰减法器

2613-1～2613-(NT-1)  副本生成电路

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

[本发明的基本原理]

对本发明的基本原理进行说明。

图1是表示作为本发明的实施方式的无线通信系统的结构的框图。如图1所示，无线通信系统是将多个发送站(第一发送站，...，第U发送站)和接收站相互连接的网络。各发送站和接收站具备单个或多个天线。

图2是表示用于说明本发明的基本原理的接收信号序列的一个例子的概念图。此外，图3是表示使用了重复切出法的多用户检测的一个例子的概念图。再有，在图2中，表示令用户数为2、令各用户的发送天线数为1、令用户1和2的通路数(传输路径数)分别为L(1)、L(2)时的接收信号序列。在接收侧，如图2所示，将通过由不同延迟的多个通路构成的传输路径而来的全部用户的信号以重合的方式进行接收。

对于上述接收信号，当在图2所示的范围将N个信号作为输入值进行正交变换时，对于用户1是a的部分、对于用户2是x的部分的信号的周期性被保持。另一方面，由于b、c、y、z没有被保持周期性，所以成为块间干扰(IBI)。因此，通过多用户检测进行信号分离之后的IBI成分，不扩散到N个信号构成的块区间整体，主要仅对块的两端附近的信号施加影响。因此，在单载波传输的情况下，如图3表示的下部所示那样，通过仅取出IBI的影响少的块A的中央部分的Nw信号并进行解调，从而回避IBI的影响。另一方面，在多载波传输的情况下，如图3表示的下部所示那样，通过仅取出IBI的影响少的块A的中央部分的Nw信号，对接合它们的信号序列按多载波符号的每一个进行正交变换并进行解调，从而回避IBI的影响。这里，多载波符号表示在发送站对Nc个发送符号进行逆正交变换而得到的一个块的量的信号。

如图3所示，一边使单载波传输时的正交变换器，或多载波传输时的第一正交变换器的输入重复，一边进行上述的操作，从而对全部发送信号序列进行解调。此外，关于用于上述多用户检测的权重，当直接使用原来的权重时，因为没有考虑残留IBI的影响，所以不能良好地抑制干扰，因此特性大幅度恶化。因此，在本发明中，使用按照以下说明的方式导出的多用户权重，由此能够得到优良的特性。

接着，针对本发明的基本原理使用数式进行说明。再有，在以下的说明中，上角标T表示转置，上角标H表示复共轭转置，上角标*表示复共轭、α×β表示α行β列的矩阵，E[.]表示总体均值。此外，α行α列的单位矩阵以下式(2)表示，α行β列的零矩阵以下式(3)表示，矩阵(或矢量)A的第p行q列的元素以下式(4)表示

[数式2]

I_α      ……………(2)

[数式3]

O_α×β  ……………(3)

[数式4]

[A]_p，q  ……………(4)

<权重的导出>

首先，对接收信号进行说明。

在第nr个接收天线接收到的接收信号(时间序列)中，向单载波传输中的第m个正交变换器，或多载波传输中的第m个第一正交变换器的N×1的输入信号矢量r_nr＝[r_nr((m-1)Nw+1)，...，r_nr((m-1)Nw+N)]^T以下式(5)的方式表示。

[数式5]

$r_{\mathrm{nr}}\left(m\right)=\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{{\tilde{H}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)s_{u,i}\left(m\right)+X_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)u_{u,i}\left(m\right)+Y_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)v_{u,j}\left(m\right)\}+n_{\mathrm{nr}}\left(m\right)$

……………(5)

在这里，波浪号(～)H_nr，u，i(m)是第u个发送站的第i个发送天线和第nr个接收天线之间的信道响应矩阵，最初的列是h_nr，u，i(m)＝(h_{O，nr，u，i}(m)，...，h_{L(u)-l，nr，u，i}(m)，O_l×(N-L(u)))^T的N×N轮换矩阵。波浪号(～)H_nr，u，i(m)以下式(6)赋予。

[数式6]

……………(6)

再有，L(u)是第u个MT和AP间的信道脉冲响应数。

此外，矢量S_u，i(m)是从第u个MT的第i个发送天线发送来的N×1的所希望发送信号的时间序列矢量，矢量n_nr(m)是第nr个接收天线中的N×1的噪声的时间序列矢量，分别以下式(7)、(8)来赋予。

[数式7]

s_u，i(m)＝(s_u，i((m-1)Nw+1-τ(u))，...，s_u，i((m-1)Nw+N-τ(u)-Nd(u))，O_1×(N-Nd(u)))^T

……………(7)

[数式8]

n_nr(m)＝(n_nr((m-1)Nw+1)，...，n_nr((m-1)Nw+N))^T……………(8)

其中，如下式(9)，(10)所示。

[数式9]

……………(9)

[数式10]

……………(10)

再有，Nd(u)(＝N-L(u)+1)表示在第u发送站的第i天线的块内周期性没有崩溃的信号数，2σ² _nr表示第nr个接收天线的噪声的方差。此外，τ(u)是第u个MT和AP之间的延迟时间。

此外，X_nr，u，i(m)和u_u，i(m)分别是来自稍前的信号的IBI的N×(L(u)-1)的信道矩阵和(L(u)-1)×1的信号成分矢量。此外，Y_nr，u，i(m)和v_u，i(m)分别是来自稍后的信号的IBI的N×(L(u)-1)的信道矩阵和(L(u)-1)×1的信号成分矢量，分别以下式(11)、(12)、(13)、(14)赋予。

[数式11]

……………(11)

[数式12]

$u_{u,i}\left(m\right)=\left[\begin{array}{c}{s}_{u,i}((m-1)\mathrm{Nw}-L\left(u\right)+2-\mathrm{\&tau;}\left(u\right))\\ .\\ .\\ .\\ s_{u,i}((m-1)\mathrm{Nw}-\mathrm{\&tau;}\left(u\right))\end{array}\right]$ ……………(12)

[数式13]

……………(13)

[数式14]

$v_{u,i}\left(m\right)=\left[\begin{array}{c}{s}_{u,i}((m-1)\mathrm{Nw}+\mathrm{Nd}\left(u\right)+1-\mathrm{\&tau;}\left(u\right))\\ .\\ .\\ .\\ s_{u,i}((m-1)\mathrm{Nw}+N-\mathrm{\&tau;}\left(u\right))\end{array}\right]$ ……………(14)

在接收机首先应用N点的正交变换，将接收信号分解为N个成分。

NR×1的接收信号的第k正交成分矢量r(m，k)以下式(15)赋予。

[数式15]

r(m，k)＝(f(k)[r₁(m)，r₂(m)，...，r_NR(m)])^T

       ＝H(m，k)s(m，k)+c(m，k)+n(m，k)……………(15)

这里，H(m，k)、s(m，k)、c(m，k)和n(m，k)分别是第k频率点的NR×NT的信道传递函数矩阵、NT×1的发送信号矢量、NR×1的IBI成分矢量、以及NR×1的噪声矢量。各个矩阵或矢量的成分以下式(16)赋予。

[数式16]

[H(m，k)]_nr，i′＝f(k)h_nr，u，i(m)

[s(m，k)]_i′，1＝f(k)s_u，i(m)

${\left[c(m,k)\right]}_{\mathrm{nr},1}=\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(k\right)\{X_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)u_{u,i}\left(m\right)+Y_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)v_{u,i}\left(m\right)\}$

[n(m，k)]_nr，1＝f(k)n_nr(m)……………(16)

其中，i’以下式(17)表示，表示第u个MT的第i个天线的索引(index)。例如，图4中表示MT数为3、第一个MT的天线数为2、第二个MT的天线数为1、第三个MT的天线数为3的情况下的例子。

[数式17]

$\begin{array}{cc}{i}^{\&prime;}=\left[\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{nt}\left(u^{\&prime;}\right)\right]+i,(1\&le;i\&le;\mathrm{nt}\left(u\right))& \end{array}$ ……………(17)

此外，矢量f(k)是1×N的正交变换矢量，以下式(18)赋予。

[数式18]

f(k)＝[e(k，1)，...，e(k，N)]……………(18)

以下式(19)所示的方式对接收信号的正交成分在各正交成分进行多用户检测。

[数式19]

b(m，k)＝(b₁(m，k)，...，b_NT(m，k))^T

       ＝W^H(m，k)r(m，k)     ……………(19)

在本发明中，作为一个例子，在施加信道脉冲响应时，令多用户检测后的接收信号的正交成分矢量b(m，k)和发送信号的正交成分矢量s(m，k)的误差最小，也就是说，使用基于最小均方误差(MMSE：MinimumMean Square Error)规则的权重。W(m，k)是第k正交成分的基于MMSE规则的权重，以下式(20)赋予。

[数式20]

$W(m,k)=\arg \underset{W(m,k)}{\min }E\left[{\left|\right|s(m,k)-b(m,k)\left|\right|}^2\right]$ ……………(20)

这里，||A||²表示矩阵A的范数的平方。

接着，矢量W(m，k)作为wiener解(参考文献：菊間、アレ一アンテナによる適応信号処理、1998.)，能够以下式(21)的方式求取。

[数式21]

W(m，k)＝R^-1(m，k)Q(m，k)……………(21)

这里，R(m，k)是接收信号矢量r(m，k)的自相关矩阵，Q(m，k)表示接收信号矢量r(m，k)和所希望信号矢量s(m，k)的互相关矩阵，以下式(22)表示。

[数式22]

$\left\{\begin{array}{c}R(m,k)=E\left[r(m,k){\left(r(m,k)\right)}^H\right]\\ Q(m,k)=E\left[r(m,k){\left(s(m,k)\right)}^H\right]\end{array}\right.$ ……………(22)

此外，自相关矩阵R(m，k)成为下式(23)那样。

[数式23]

$R(m,k)=H(m,k)P{\left(H(m,k)\right)}^H+\tilde{C}(m,k)+\mathrm{diag}(2{\mathrm{\&sigma;}}_1^2,...,{2\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{NR}}^2)$

……………(23)

这里，矩阵P以下式(24)赋予。

[数式24]

P＝diag(P₁，...，P_NT)

$P_{i^{\&prime;}}=\frac{\mathrm{Nd}\left(u\right)}{N}$ ……………(24)

此外，第二项的波浪号(～)C(m，k)的(p，q)元素[波浪号(～)C(m，k)]_p，q成为下式(25)那样。

[数式25]

${\left[\tilde{C}(m,k)\right]}_{p,q}=E\left[c(m,k){\left(c(m,k)\right)}^H\right]$

$=E\left[\begin{array}{c}\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(k\right)\{X_{p,u,i}\left(m\right)u_{u,i}\left(m\right)+Y_{p,u,i}\left(m\right)v_{u,i}\left(m\right)\}\\ \&times;{\left\{\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i^{\&prime;}=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(k\right)\right\{X_{q,u^{\&prime;},i^{\&prime;}}\left(m\right)u_{u^{\&prime;},i^{\&prime;}}\left(m\right)+Y_{q,u^{\&prime;},i^{\&prime;}}\left(m\right)v_{u^{\&prime;},i^{\&prime;}}\left(m\right)\left\}\right\}}^{*}\end{array}\right]$

$=\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{f\left(k\right)X_{p,u,i}\left(m\right){\left(f\left(k\right)X_{q,u,i}\left(m\right)\right)}^H+f\left(k\right)Y_{p,u,i}\left(m\right){\left(f\left(k\right)Y_{q,u,i}\left(m\right)\right)}^H\}$

……………(25)

此外，互相关矩阵Q(m，k)成为下式(26)那样。

[数式26]

Q(m，k)＝E[(H(m，k)s(m，k)+c(m，k)+n(m，k))s^H(m，k)]

       ＝H(m，k)P(m)……………(26)

因此，在赋予信道矩阵H(m，k)时，求取的多用户检测MMSE权重W(m，k)成为下式(27)那样。

[数式27]

$W(m,k)={[H(m,k){\mathrm{PH}}^H(m,k)+\tilde{C}(m,k)+\mathrm{diag}({2\mathrm{\&sigma;}}_1^2,...,{2\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{NR}}^2)]}^{-1}H(m,k)P$

……………(27)

此外，在接收站，不需要噪声功率的推定的权重成为下式(28)。

[数式28]

$W(m,k)={[H(m,k){\mathrm{PH}}^H(m,k)+\tilde{C}(m,k)]}^{-1}H(m,k)P$ ……………(28)

[第一实施方式：使用单载波传输的情况]

<第一实施方式的结构>

接着，对使用单载波传输的情况下的本发明的一个实施方式进行说明。

图5是表示根据本实施方式的第u发送站的发送系统的结构的框图。在图5中，1100-u是第u发送站的纠错编码器，1101-u是第u发送站的交织器电路，1102-u是第u发送站的调制器，1103-u是第u发送站的串/并行转换器，1104-u-1～1104-u-nt(u)是第u发送站的波形整形电路，1105-u-1～1105-u-nt(u)是第u发送站的D/A转换器，1106-u-1～1106-u-nt(u)是第u发送站的无线部，1107-u-1～1107-u-nt(u)是第u发送站的发送天线。

图6是表示根据本实施方式的接收系统的结构的框图。在图6中，1109-1～1109-NR是接收天线，1110-1～1110-NR是无线部，1111-1～1111-NR是A/D转换器，1112-1～1112-NR是存储器，1113-1～1113-NR是正交变换器，1114-1～1114-N是多用户检测器，1115-1～1115-NT是逆正交变换器，1116-1～1116-NT是矩形滤波器电路，1117-1～1117-U是并/串行转换器，1118-1～1118-U是解调器，1119-1～1119-U是解交织器电路，1120-1～1120-U是解码器。而且，1121是多用户检测权重运算器。再有，对接收侧的信号的频带限制滤波，能够在从无线部1110-1～1110-NR到多用户检测器1114-1～1114-N之间的任何一个实施。

此外，在以下的说明中，没有假设过采样(over sampling)，但也能够如现有技术那样，在A/D转换器1111-1～1111-NR在进行过采样。在该情况下，在从A/D转换器1111-1～1111-NR到矩形滤波器电路1116-1～1116-NT之间的任何一个进行下采样。在从存储器1112-1～1112-NR到正交变换器1113-1～1113-NR之间的任何一个进行下采样的情况下，能够使接收侧的信号处理的运算规模变小。此外，在从多用户检测器1114-1～1114-N到矩形滤波器电路1116-1～1116-NT为止的任何一个进行下采样的情况下，能够使期望信号功率变大。

此外，在接收站，通过通常使用的方法，推定各发送站的到来定时。例如，在各发送站的发送信号内插入预定的定时检测用训练信号(training signal)，在接收站通过取得接收信号和训练信号的相关，能够推定各发送站的到来定时。

此外，也能够对各发送站预先分配定时检测用训练信号。此外，在各发送站中，能够在预先决定的多个定时检测用训练信号中，随机选择一个进行发送。

此外，有在接收站仅对利用接收信号电平最高的天线接收到的信号取得与定时检测用训练信号的相关的方法，和按在各天线接收到的信号的每一个取得与定时检测用训练信号的相关，对其进行合成的方法等。通过上述方式，能够检测发送定时。该发送定时检测有对每个帧进行的方法、在通信开始前进行的方法、使用在前帧推定的定时的方法等。以下，假设在进行信号发送的通信帧之前，能够推定来自各发送站的接受定时，对在通信帧的工作进行详细说明。

首先，对发送侧进行说明。在这里，对第u发送站的信号处理进行说明。将在第u发送站发送的二进制数据序列作为输入信号，对纠错编码器1100-u供给。在纠错编码器1100-u输出被编码的二进制数据序列。在交织器电路1101-u中对该纠错编码器1100-u的输出进行输入，输出被交织后的数据序列。之后，调制器1102-u对被交织后的数据序列进行调制，将该被调制后的符号序列供给至串/并行转换器1103-u。在串/并行转换器1103-u转换为nt(u)个序列并输出。

由上述nt(u)个序列构成的输出信号被供给至波形整形电路1104-u-1～1104-u-nt(u)。在该波形整形电路1104-u-1～1104-u-nt(u)中，按序列的每一个输出被频带限制的信号序列。该波形整形电路1104-u-1～1104-u-nt(u)的输出信号被输入到D/A转换器1105-u-1～1105-u-nt(u)。在D/A转换器1105-u-1～1105-u-nt(u)中，进行数字/模拟转换，作为模拟信号对无线部1106-u-1～1106-u-nt(u)供给。在无线部1106-u-1～1106-u-nt(u)中，作为RF信号进行输出，从发送天线1107-u-1～1107-u-nt(u)发送。以上的信号处理在全部发送站同样地进行。

接着，对接收侧的信号处理进行说明。接收天线1109-1～1109-NR接收的信号，将该信号序列作为输入信号，按接收天线的每一个对无线部1110-1～1110-NR供给。在无线部1110-1～1110-NR中，进行频率变换，输出基带信号。该基带信号被输入到A/D转换器1111-1～1111-NR。在A/D转换器1111-1～1111-NR中，进行模拟/数字变换，得到的数字信号存储在存储器1112-1～1112-NR。

之后，存储在存储器1112-1～1112-NR中的信号序列如图3所示，一边使前头位置按Nw个Nw个地进行移位，一边按N个N个地读出，供给至正交变换器1113-1～1113-NR。在第nr个(nr＝1～NR)正交变换器1113-nr中，在将向第m个(m是块号码)正交变换器1113-m的输入信号(时间序列)作为rnr((m-1)Nw+1)～rnr((m-1)Nw+N)时，输出值(正交成分)使用预先设定的N个长度N的正交信号e(k，n)，以下式(29)表示。

[数式29]

$\begin{array}{cc}{R}_{\mathrm{nr}}(m,k)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}e(k,n)r_{\mathrm{nr}}((m-1)\mathrm{Nw}+n),(k=1~N)& \end{array}$ ……………(29)

像这样得到的N个信号的正交成分，分别按成分的每一个将NR个信号作为输入信号，与作为多用户检测权重运算器1121的输出值的多用户检测权重一起，输入到多用户检测器1114-1～1114-N。在多用户检测器1114-1～1114-N中，以下式(30)表示的方式，分别输出各NT个的输出信号b(m，k)。

[数式30]

b(m，k)＝(b₁(m，k)，...，b_NT(m，k))^T

       ＝W^H(m，k)r(m，k)……………(30)

这里，r(m，k)是接收信号电平，W(m，k)是多用户检测权重，分别以下式(31)，(32)表示。

[数式31]

r(m，k)＝(f(k)[r₁(m)，r₂(m)，...，r_NR(m)])^T

       ＝[R₁(m，k)，R₂(m，k)，...，R_NR(m，k)]^T……………(31)

[数式32]

$={[\hat{H}(m,k){P\hat{H}}^H(m,k)+\hat{C}(m,k)+\mathrm{diag}({2\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}_1^2,...,{2\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}_{\mathrm{Nr}}^2)]}^{-1}\hat{H}(m,k)P$

(权重2)

$={[\hat{H}(m,k)P{\hat{H}}^H(m,k)+\hat{C}(m,k)]}^{-1}\hat{H}(m,k)P$ ……………(32)

这里，尖角线(^)H(m，k)表示NR×NT的推定的信道矩阵，尖角线(^)C(m，k)是表示NR×NR的推定的干扰成分的影响的矩阵。此外，2(^)σ² _nr表示第nr个接收天线的噪声的方差的推定值。此外，权重1是以最小均方误差(MMSE)基准导出的解，权重2是在权重1中不要噪声的方差(功率)推定的权重。此外，W(m，k)在几乎没有信道的时间变动时，作为W(n，k)、(m≠n)能够在第n个块的多用户检测中使用。再有，关于多用户检测权重运算器1121的详细在后面叙述。

接着，在按正交成分的每一个得到NT个输出信号之后，NT个逆正交变换器1115-1～1115-NT对输入的发送序列的每一个逆正交变换N个正交成分，将NT个时间信号序列作为输出信号进行输出。矩形滤波器电路1116-1～1116-NT输入上述NT个信号序列，如图5所示，从N个信号除去块间干扰的影响大的前半部Mh个和后半部Mt个信号，仅抽出作为干扰的影响小的中心残留的Nw(＝N-Mh-Mt)个信号，作为输出信号进行输出。并/串行转换器1117-1～1117-U对该输出信号进行并/串行转换，将发送站的每一个(U个)信号序列作为输出信号进行输出。

最后，解调器1118-1～1118-U对上述变换为U个序列的信号序列进行解调，对解调后的信号序列进行输出。解交织器电路1119-1～1119-U对上述解调后的信号序列进行解交织，将其结果对解码器1120-1～1120-U供给。解码器1119-1～1119-U对上述解交织后的结果进行解码，作为解码结果进行输出。

通过应用这样的结构，即使在传输宽频带信号的情况下，通过对正交信号成分的每一个进行指向性控制，能够以任意的发送站间的定时偏移对发送站的每一个分离信号。再有，上述处理在有保护区间(GI)的情况下也能够应用。此外，在单用户MIMO(U＝1)的情况下也能够应用。

接着，图7是表示多用户检测权重运算器1121的结构例的框图。在图7中，1401-1-1-1～1401-NR-U-nt(U)是信道脉冲响应推定部，1402-1-1-1～1402-NR-U-nt(U)是信道传递函数推定部，1403-1-1-1～1403-NR-U-nt(U)是IBI影响矩阵推定部，1404-1～1404-NR是噪声功率推定部，1405是多用户检测权重计算部。

在信道脉冲响应推定部1401-1-1-1～1401-NR-U-nt(U)中的1401-nr-u-i中，将导频接收信号作为输入信号，将下式(33)那样的、从第u发送站的第i天线发送，并在接收站的第nr个接收天线接收时的传输路径的脉冲响应的推定值作为输出值进行输出。

[数式33]

${\hat{h}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)={({\hat{h}}_{0,\mathrm{nr},u,i}\left(m\right),...,{\hat{h}}_{L\left(u\right)-1,\mathrm{nr},u,i}\left(m\right),0_{1\&times;(N-L\left(u\right))})}^T$ ……………(33)

传递函数的推定能够通过计算接收信号和导频信号的滑动相关进行推定。此外，也能够根据接收信号和导频信号通过极大似然估计来推定传递函数。

此外，通过推定信道的脉冲响应和波形整形滤波器的卷积的结果，能够与多用户的检测同时进行在接收侧的频带限制滤波器的乘法。

之后，将在信道脉冲响应推定部1401-1-1-1～1401-NR-U-nt(U)分别推定的信道脉冲响应值作为输入值，在信道传递函数推定部1402-1-1-1～1402-NR-U-nt(U)计算信道传递函数(或正交变换后的各成分)的推定值，在IBI影响行列推定部1403-1-1-1～1403-NR-U-nt(U)计算IBI成分中的信道的推定值的正交变换后的各成分，将其分别输出。信道传递函数的推定值的第k成分尖角线(^)H_nr，u，i(m，k)和IBI成分中的信道的推定值的正交变换后的第k成分尖角线(^)C_nr，u，i(m，k)分别以下式(34)，下式(35)的方式表示。

[数式34]

${\hat{H}}_{\mathrm{nr},u,i}(m,k)=f\left(k\right){\hat{h}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)$ ……………(34)

[数式35]

${\hat{C}}_{\mathrm{nr},u,i}(m,k)=f\left(k\right){\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right){\left(f\left(k\right){\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)\right)}^H+f\left(k\right){\hat{Y}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right){\left(f\left(k\right){\hat{Y}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right)\right)}^H$

……………(35)

这里，尖角线(^)X_nr，u，i(m)以下式(36)表示，尖角线(^)Y_nr，u，i(m)以下式(37)表示。

[数式36]

……………(36)

[数式37]

……………(37)

另一方面，在噪声功率推定部1404-1～1404-NR中，将导频接收信号作为输入信号，推定各接收天线的噪声功率，将该推定值输出。噪声功率的推定，例如能够根据接收信号功率、和推定的传递函数的功率的和的差来求取。在该情况下，不能够推定传递函数的延迟成分的功率，被加到噪声功率上。此外，检测在各接收天线没有接收信号的时间区间，根据在该区间中测定的接收功率也能够测定噪声功率。

多用户检测权重计算部1405将上述的从信道传递函数推定部1402-1-1-1～1402-NR-U-nt(U)输出的信道传递函数(或正交变换后的各成分)的推定值、以及从IBI影响矩阵推定部1403-1-1-1～1403-NR-U-nt(U)输出的IBI的各正交成分的推定值尖角线(^)C(m，k)、从噪声功率推定部1404-1～1404-NR输出的噪声功率的推定值2尖角线(^)σ² _nr(nr＝1～NR)作为输入值，计算多用户检测权重，将该计算结果输出。

在这里是在上述多用户检测权重计算部1405中，在发送侧发送导频信号，并基于其进行推定的方式，但也可以将数据部的接收信号作为输入信号，将判定反馈(decision feedback)后的信号看作与发送导频信号相同，对多用户检测权重进行推定。此外，上述信道脉冲响应的推定将时间信号作为输入信号进行推定，但将正交变换后的接收信号作为输入信号进行推定也可。

在上述系统中，在噪声功率推定部1401-1～1404-NR对噪声功率进行推定，但在使用权重2的情况下，不需要该部分。

<编码交织器>

图8是用于说明块交织器的概念图。

在使用本发明的情况下，IBI对越是端部的信号越大地施加影响，因此在矩形滤波器1116-1～1116-NT的各输出信号中，越是中心的信号可靠性越高(错误率小)，越接近端部可靠性越低(错误率大)。因此，在发送站(图5)中，设置符号交织器电路，其对于串/并行转换电路1103-u的串/并行转换后的nt(u)序列，分别使用图8所示的Nw/2×Nx的块交织器，纵向读入输入值，横向写出，将结果输出。

在接收站(图6)中，设置符号解交织器电路，其对矩形滤波器电路1116-1～1116-NT的矩形滤波器输出后的各信号序列，使用Nw/2×Nx的块解交织器，对输入值横向读入，纵向写出，将结果输出。其中，Nx是任意的正数。

对信号序列，使用图8所示那样的纵向长度为Nw/2的块交织器和块解交织器，可靠性高的信号和可靠性低的信号交替地排列。由此，由于错误从猝发的变为随机的，所以能够提高纠错码的效果。

此外，作为符号交织器，也可以代替块交织器，使用随机交织器。

<逐次干扰除去装置>

在接收站中，也能够代替多用户检测，使用逐次干扰除去装置对信号进行分离。

图9是表示使用逐次干扰除去装置时的接收机的结构的框图。在图9中，1510-1～1510-NR是接收天线，1511-1～1511-NR是无线部，1512-1～1512-NR是A/D转换器，1513-1～1513-NR是存储器，1514是逐次干扰除去装置，1515-1～1515-U是并/串行转换器，1516-1～1516-U是解交织器电路，1517-1～1517-U是解码器。此外，1518是逐次干扰除去装置用权重运算器。

以接收天线1510-1～1510-NR接收的信号，按接收天线的每一个对无线部1511-1～1511-NR供给。无线部1511～1511-NR分别按接收天线的每一个进行频率变换，输出基带信号。A/D转换器1512-1～1512-NR将基带信号作为输入信号，将模拟信号转换为数字信号。该被转换为数字信号的信号序列被存储在存储器1513-1～1513-NR。

之后，一边使存储在存储器中的信号序列按Nw个Nw个地进行移位，一边N个N个地读出，与作为逐次干扰除去装置用权重运算器1518的输出值的等化权重一起，输入到逐次干扰除去装置1514中。关于逐次干扰除去装置1514的详细在后面叙述。从逐次干扰除去装置1514输出的NT个信号序列被供给至并/串行转换器1515-1～1515-U。在并/串行转换器1515-1～1515-U中，输出发送站的每一个(U个)的信号序列。最后，解交织器电路1516-1～1516-U将上述变换为U个序列的信号序列作为输入信号，对被解交织后的信号序列进行输出。在解码器1517-1～1517-U中，对该信号序列进行解码，对该解码结果进行输出。

接着，图10是表示逐次干扰除去装置1514的结构的框图。在图10中，1601-1～1601-NR是第一干扰减法器，1602-1-1～1602-NT-NR是正交变换器，1603-1～1603-NT是信号检测器，1604-1～1604-NT是逆正交变换器，1605-1～1605-NT是矩形滤波器电路，1606-1～1606-NT是信号判定部，1607-1～1607-NT是延迟电路，1608是副本生成电路，1609-1-1～1609-(NT-1)-NR是第二干扰减法器，1610-1～1610-(NT-1)是副本生成电路。

在使逐次干扰除去装置1514工作时，排序变得重要。这里，排序可以是使用各天线的信道的推定值，瞬时接收功率(信号功率对噪声功率比SNR)，或是对与各发送信号序列的平均的传输品质(信号功率对干扰/噪声功率比SINR、误码率特性等)，或是优先度高的发送信号序列顺序，能够应用全部在通常的逐次干扰除去装置中使用的排序。

在以下的说明中，在第m块的接收信号中，从第一个发送站的第一个流开始依次进行解调，在第u个发送站的第i个流的解调时，考虑使用第u个发送站的第i-1个(在i＝i的情况下，第u-1的发送站的第nt(u-1)个)解调结果。

在副本生成电路1608中，将第m-1块以前的判定后的NT序列构成的接收信号序列(时间序列)作为输入信号，使用推定的信道脉冲响应，生成来自稍前的块的、在接收天线nr的下式(38)表示的干扰成分的副本，将其结果(时间序列信号)输出。

[数式38]

$\begin{array}{cc}\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right){\hat{u}}_{u,i}\left(m\right),(\mathrm{nr}=1~\mathrm{NR})& \end{array}$ ……………(38)

在第一干扰减法器1601-1～1601-NR中，将接收信号(时间序列)矢量r_nr(m)和在副本生成电路1608生成的来自稍前的块的、以上述数式(38)表示的干扰成分的副本作为输入，从接收信号减去干扰成分，输出以下式(39)表示的结果。

[数式39]

$z\left(m\right)=r_{\mathrm{nr}}\left(m\right)-\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,i}\left(m\right){\hat{u}}_{u,i}\left(m\right)$ ……………(39)

在正交变换器1602-1-1～符号1602-NT-NR中，一个块将除去由N个时间序列信号构成的干扰成分之后的接收信号作为输入，进行正交变换，输出N个正交成分。这里，从正交变换器1602-i’-1～1602-i’-NR(其中，i’以上述数式(17)表示)输出的信号的第k正交成分尖角线(^)r_i’-1(m，k)，是对减去到第i’-1的流为止的干扰信号的接收信号进行正交变换后的第k正交成分，以下式(40)、(41)表示。

[数式40]

${\hat{r}}_{i^{\&prime;}-1}(m,k)={({\hat{r}}_{i^{\&prime;}-\mathrm{1,1}}(m,k),...,{\hat{r}}_{i^{\&prime;}-1,\mathrm{NR}}(m,k))}^T$ ……………(40)

[数式41]

${\hat{r}}_{i^{\&prime;}-1,\mathrm{nr}}(m,k)$

$=f\left(k\right)\{r_{\mathrm{nr}}\left(m\right)-\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u^{\&prime;}\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{\mathrm{nr},u^{\&prime;},p}\left(m\right){\hat{s}}_{u^{\&prime;},p}\left(m\right)-\underset{p=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{s}}_{u,p}\left(m\right)-\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{u}}_{u,p}\left(m\right)\}$

……………(41)

这里，尖角线(^)H_nr，u，p(m)是波浪号(～)H_nr，u，p(m)的推定值，尖角线(^)s_u，p(m)是矢量s_u，p(m)的副本。

信号检测器1603～1603-NT将正交变换器1602-1-1～1602-NT-NR的输出信号、以及在逐次干扰除去装置用权重运算器1518计算的考虑了残留块间干扰的权重作为输入值，进行信号检测，输出由N个构成的其结果。

这里，信号检测器1603-i’的输出的第k(＝1～N)正交成分以下式(42)表示。

[数式42]

$b_{i^{\&prime;}}(m,k)=w_{i^{\&prime;}}^H(m,k){\hat{r}}_{i^{\&prime;}-1}(m,k)$ ……………(42)

这里，矢量w_i’(m，k)是在逐次干扰除去装置用权重运算器1518生成的用于逐次干扰除去装置的多用户检测权重，取得使除去干扰后的接收信号和发送信号的误差成为最小的值，以下式(43)赋予。

[数式43]

$w_{i^{\&prime;}}(m,k)=\arg \underset{w_{i^{\&prime;}}(m,k)}{\min }E\left[{\left|\right|f\left(k\right)s_{u,i}\left(m\right)-b_{i^{\&prime;}}(m,k)\left|\right|}^2\right]$ ……………(43)

上述数式(43)的权重，能够与上述多用户检测的MMSE权重的导出同样地展开数式。此外，w’(m，k)在几乎没有信道的时间变动时，作为w_i’(n，k)、(m≠n)能够在第n个块中使用。

逆正交变换器1604-1～1604-NT对信号检测后的N个构成的信号进行逆正交变换，输出N个时间序列信号。在矩形滤波器电路1605-1～1116-NT中，对逆正交变换后的N个构成的时间序列信号，除去块间干扰的影响大的前半部Mh个和后半部Mt个信号，仅抽出作为干扰的影响小的中心残留的Nw(＝N-Mh-Mt)个信号进行输出。在信号判定部1606-1～符号1606-NT中，分别对Nw个时间序列信号进行软判定或硬判定，输出Nw个判定结果。在延迟电路1607-1～1607-NT中，对软判定或硬判定后的Nw个信号赋予一个块的量的延迟，对副本生成电路1608输出。

接着，第二干扰减法器1609-1-1～1609-(NT-1)-NR，将除去由NR的序列构成的干扰后的接收信号(时间序列)z(m)，以及在副本生成电路1610-1～1610-(NT-1)生成的来自稍前的块的干扰成分的副本作为输入，从除去干扰后的接收信号减去新生成的干扰成分，将结果输出。

在这里，干扰减法器1609-(i’-1)-nr的输出信号以下式(44)表示。

[数式44]

$r_{\mathrm{nr}}\left(m\right)-\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u^{\&prime;}\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{\mathrm{nr},u^{\&prime;},p}\left(m\right){\hat{s}}_{u^{\&prime;},p}\left(m\right)$

$-\underset{p=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{s}}_{u,p}\left(m\right)-\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{u}}_{u,p}\left(m\right)$ ……………(44)

在副本生成电路1610-1～1610-(NT-1)中，对于在信号判定部1606-1～1606-NT判定的Nw个信号，使用推定的信道脉冲响应，输出第m块的用户间干扰成分的副本(NR构成的时间序列)。在这里，从副本生成电路1610-(i’-1)输出的用户间干扰的副本以下式(45)表示。

[数式45]

${\hat{H}}_{\mathrm{nr},u,i-1}\left(m\right){\hat{s}}_{u,i-1}\left(m\right)$ ……………(45)

正交变换器1602-1-1～符号1602-NT-NR也能够在第一干扰减法器1601-1～1601-NR的前级进行。在该情况下，过去需要NR×NT个的正交变换器，以NR个就足够了。此外，在该情况下，从副本生成电路1608和副本生成电路1610-1～1601-(NT-1)输出的干扰副本，需要转换为正交成分，第一干扰减法器1601-1～1601-NR和第二干扰减法器1609-1-1～1609-(NT-1)-NR按正交成分的每一个除去干扰。

在信号判定部1606-1～1606-NT中，输出硬判定值或软判定值的任何一个的信号。此外，也能够一次输入纠错解码器，对其输出结果进行硬判定或软判定。在接收侧对信号进行的频带限制滤波，能够在从无线部1511-1～1511-NR到逐次干扰除去装置1514之间的任何一个实施，或在信号检测器1603-1～NT实施。

上述逐次干扰除去装置1514在一个块以封闭的形式工作，但也可以在多个块进行逐次干扰除去。作为例子，在以下对在4个用户，各用户的发送天线分别是1根，以用户1→用户2→用户3→用户4的顺序进行解调的情况进行详细地说明。

在这里，图11是表示逐次干扰除去装置1514的解调顺序的一个例子的概念图。通过以图11所示的顺序对各块进行解调，例如，在对用户3的第(m+1)块进行解调时，因为对于用户1解调至第(m+3)块，对用户2解调至第(m+2)块，所以能够生成第(m+1)块的用户1和用户2的全部信号成分的副本。因此，在没有产生解调错误的情况下，能够完全除去来自用户1和用户2的干扰信号，对用户3的信号进行解调，因此特性被改善。

当将其一般化时，在考虑从第u用户的第i天线发送的信号的第m块的解调的情况下，关于从第u用户的第i-1天线发送的发送信号，至少以到第(m+1)块为止解调的方式进行工作。由此，从第u用户的第i天线发送的信号的第m块的解调，从除去了到第u用户的第i-1天线为止的干扰的、下式(46)表示的接收信号起进行。这意味着到第u用户的第i-1天线为止的、来自第(m+1)块的以下式(47)表示的IBI成分被除去。

[数式46]

${\hat{r}}_{i^{\&prime;}-1,\mathrm{nr}}\left(m\right)=r_{\mathrm{nr}}\left(m\right)-\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u^{\&prime;}\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{\mathrm{nr},u^{\&prime;},p}\left(m\right){\hat{s}}_{u^{\&prime;}p}\left(m\right)-\underset{p=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{s}}_{u,p}\left(m\right)$

$-\underset{u=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{X}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{u}}_{u,p}\left(m\right)-\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u^{\&prime;}\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{Y}}_{\mathrm{nr},u^{\&prime;},p}\left(m\right){\hat{v}}_{u^{\&prime;},p}\left(m\right)-\underset{p=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{Y}}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right){\hat{v}}_{u,p}\left(m\right)$

……………(46)

[数式47]

$\underset{u^{\&prime;}=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=1}{\overset{\mathrm{nt}\left(u^{\&prime;}\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Y}_{\mathrm{nr},u^{\&prime;},p}\left(m\right)v_{u^{\&prime;},p}\left(m\right)+\underset{p=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Y}_{\mathrm{nr},u,p}\left(m\right)v_{u,p}\left(m\right)$ ……………(47)

因此，在上述逐次干扰除去装置1514中，虽然不能够除去来自第(m+1)块的干扰，但通过以该方式在多个块进行工作，从而能够进一步减少干扰，能够改善从第u用户的第i天线发送的信号的解码特性。

上述的工作是逐次干扰除去装置1514的说明，但其也能与现有技术同样地，作为并行干扰除去装置进行应用。此外，在上述逐次干扰除去装置1514中也能够应用各种选项。

[第二实施方式：使用多载波传输的情况]

<第二实施方式的结构>

接着，对使用多载波传输的情况下的本发明的一个实施方式进行说明。

图12是表示根据本实施方式的第u发送站的发送系统的结构的框图。在图12中，2101-u是第u发送站的纠错编码器，2102-u是第u发送站的交织器电路，2103-u是第u发送站的第一串/并行转换器，2104-u-1～2104-u-nt(u)是第u发送站的第二串/并行转换器，2015-u-1-1～2105-u-nt(u)-Nc是第u发送站的调制器，2106-u-1～2106-u-nt(u)是逆正交变换器，2107-u-1～2107-u-nt(u)是波形整形电路，2108-u-1～2108-u-nt(u)是第u发送站的D/A转换器，2109-u-1～2109-u-nt(u)是第u发送站的无线部，2110-u-1～2110-u-nt(u)是发送天线。再有，第一串/并行转换器2103-u和第二串/并行转换器2104-u-1～2104-u-nt(u)也可以合并为一个串/并行转换器。

图13是表示根据本实施方式的接收系统的结构的框图。在图13中，2201-1～2201-NR是接收天线，2202-1～2202-NR是无线部，2203-1～2203-NR是A/D转换器，2204-1～2204-NR是第一存储器，2205-1～2205-NR是第一正交变换器，2206-1～2206-N是多用户检测器，2207-1～2206-NT是逆正交变换器，2208-1～2208-NT是矩形滤波器电路，2209-1～2209-NT是第二存储器，2210-1～2210-NT是第二正交变换器，2211-1-1～2211-NT-Nc是解调器，2212-1～2212-NT是第一并/串行转换器，2213-1～2213-U是第二并/串行转换器，2214-1～2214-U是解交织器电路，2215-1～2215-U是解码器。而且，2220是多用户检测权重运算器。

再有，第一并/串行转换器2212-1～2212-NT和第二并/串行转换器2213-1～2213-U也可以合并为U个并/串行转换器。此外，通过使第一并/串行转换器2212-1～2212-NT和第二并/串行转换电路2213-1～2213-U，移动至矩形滤波器电路2208-1～2208-NT和存储器2209-1～2209-NT之间，能够使其后级的第二正交变换器2210-1～2210-NT削减至U个，使解调器2211-1-1～2211-NT-Nc削减至U×Nc个。

此外，在本发明中，假定在全部Nc个副载波上加载信号进行发送，但也可以如现有的多载波传输那样，不需要在全部的副载波上加载信号，仅在任意的副载波上加载信号。

此外，在以下的说明中，没有假设过采样，但也能够在A/D转换器2203-1～2203-NR在进行过采样。在该情况下，在从存储器2204-1～2204-NR到矩形滤波器电路2208-1～2208-NT之间的任何一个进行下采样。在从第一存储器2204-1～2204-NR到第一正交变换器2205-1～2205-NR之间的任何一个进行下采样的情况下，能够使接收侧的信号处理的运算规模变小。此外，在从多用户检测器2206-1～2206-N到矩形滤波器电路2208-1～2208-NT为止的任何一个进行下采样的情况下，能够使期望信号功率变大。

此外，在接收站，通过通常使用的方法，推定各发送站的到来定时。例如，在各发送站的发送信号内插入预先规定的定时检测用训练信号，在接收站通过取得接收信号和训练信号的相关，能够推定各发送站的到来定时。

此外，也能够对各发送站预先分配不同的定时检测用训练信号。此外，在各发送站中，能够在预先决定的多个定时检测用训练信号中，随机选择一个进行发送。

此外，有在接收站仅对利用接收信号电平最高的天线接收的信号取得与定时检测用训练信号的相关的方法，和按照在各天线接收的信号的每一个取得与定时检测用训练信号的相关，对其进行合成的方法等。通过上述方式，能够检测发送定时。该发送定时检测有对帧的每一个进行的方法、在通信开始前进行的方法、使用在前帧推定的定时的方法等。以下，假设在进行信号发送的通信帧之前，能够推定来自各发送站的接受定时，对在通信帧的工作进行详细说明。

首先，对发送侧进行说明。在这里，对第u发送站的信号处理进行说明。将在第u发送站发送的二进制数据序列作为输入信号，对纠错编码器2101-u供给。在纠错编码器2101-u输出被编码的二进制数据序列。在交织器电路2102-u中对该纠错编码器2101-u的输出进行输入，输出被交织后的数据序列。之后，第一串/并行转换器2103-u对被交织后的数据序列进行串/并行转换，转换为nt(u)个序列进行输出。

进而，在第二串/并行转换器2104-u-1～2104-u-nt(u)将信号分割到各个Nc个副载波。调制器2105-u-1-1～2105-u-nt(u)-Nc将被分割的信号序列作为输入信号，进行符号调制，作为符号序列进行输出。逆正交变换器2106-u-1～2106-u-nt(u)对该输出结果进行输入，输出多载波时间信号。该输出信号按天线的每一个，经由波形整形电路2107-u-1～2107-u-nt(u)和D/A转换器2108-u-1～2108-u-nt(u)、无线部2109-u-1～2109-u-nt(u)，作为RF信号从天线2110-u-1～2110-u-nt(u)发送。以上的信号处理在全部发送站相同地进行。

接着，对接收侧的信号处理进行说明。在接收天线2201-1～2201-NR接收的信号，将该信号序列作为输入信号，按接收天线的每一个被供给至无线部2202-1～2202-NR。在无线部2202-1～2202-NR，进行频率变换，输出基带信号。该基带信号被输入到A/D转换器2203-1～2203-NR。在A/D转换器2203-1～2203-NR进行模拟/数字变换，得到的数字信号存储在第一存储器2204-1～2204-NR。

之后，存储在第一存储器2204-1～2204-NR中的信号序列如图3所示，一边使前头位置按Nw个Nw个地进行位移，一边按N个N个地读出，供给至第一正交变换器2205-1～2205-NR。在第nr个(nr＝1～NR)的第一正交变换器2205-nr中，在将向第m个(m是块号码)的第一正交变换器2205-m的输入信号(时间序列)作为r_nr((m-1)Nw+1)～r_nr((m-1)Nw+N)时，输出值(正交成分)使用预先设定的N个长度N的正交信号e(k，n)，以第一实施方式记述的数式(29)表示。

像这样得到的N个信号的正交成分，分别按成分的每一个将NR个信号作为输入信号，与作为多用户检测权重运算器2220的输出值的多用户检测权重一起，输入到多用户检测器2206-1～2206-N。在多用户检测器2206-1～2206-N中，以第一实施方式记载的数式(30)表示的方式，分别输出各NT个输出信号b(m，k)。

这里，r(m，k)是接收信号电平，W(m，k)是多用户检测权重，分别以第一实施方式中记载的数式(31)，(32)表示。

这里，尖角线(^)H(m，k)表示NR×NT的推定的信道矩阵，尖角线(^)C(m，k)是表示NR×NR的推定的干扰成分的影响的矩阵。此外，2(^)σ² _nr表示第nr个接收天线的噪声的方差的推定值。此外，权重1是以最小均方误差(MMSE)基准导出的解，权重2是在权重1中不要噪声推定的权重。此外，W(m，k)在几乎没有信道的时间变动时，也能够作为W(n，k)、(n≠m)，在第n个块的多用户检测中使用。再有，关于多用户检测权重运算器2220的详细在后面叙述。

接着，在按正交成分的每一个得到NT个输出信号之后，NT个逆正交变换器2207-1～2207-NT按被输入的发送序列的每一个逆正交变换N个正交成分，将NT个时间信号序列作为输出信号进行输出。矩形滤波器电路2208-1～2208-NT输入上述NT个信号序列，如图3所示，从N个信号除去块间干扰的影响大的前半部Mh个和后半部Mt个信号，仅抽出作为干扰的影响小的中心残留的Nw(＝N-Mh-Mt)个信号，作为输出信号进行输出。第二存储器2209-1～2209-U输入上述输出信号并蓄积接收信号序列。

每当蓄积的信号序列积累了1多载波符号的量时，输出由Nc个构成的多载波符号，向第二正交变换器2210-1～2210-NT供给，进行副载波解调。在解调器2211-1-1～2211-NT-Nc中，输入上述被副载波解调后的信号，在各副载波进行数据解调，输出其结果。在第一并/串行转换器2212-1～2212-NT中，在将该输出信号变换为各天线流的每一个的信号序列之后，进一步在第二并/串行转换器2213-1～2213-U按发送站的每一个变换为U个信号序列。

最后，解交织器电路2214-1～2214-U对上述变换为U个序列的信号序列进行解交织，将其结果对解码器2215-1～2215-U供给。解码器2215-1～2215-U对上述解交织后的结果进行解码，作为解码结果进行输出。

通过应用这样的结构，即使在传输宽频带信号的情况下，通过对正交信号成分的每一个进行指向性控制，能够以任意的发送站间的定时偏移按发送站的每一个分离信号。再有，上述处理在有保护区间(GI)的情况下也能够应用。此外，通过在某种程度上附加GI，能够在发送侧进行波形整形时，防止发送信号的频谱变形。此外，在上述通信系统中，假定上行链路传输，但在发送侧是接入点，接收侧是终端的下行链路中也能够应用。此外，上述通信系统假定是与多用户对应的系统，但在单用户MIMO(U＝1)的情况下也能够应用。作为单用户的效果，与现有技术不同，因为不需要GI，所以传输效率提高。

此外，在上述通信系统中，通过对第一正交变换器2205-1～2205-NR以后的工作进行以下调整，能够期待特性的改善。

如图14所示，以来自各发送站的发送信号分别包括1块以上的多载波发送块，并且为了抑制IBI的影响，采用前Mh个、后Mt个的接收信号的余裕的方式，设定向第一正交变换器2209-1～2209-NR的输入信号数N。之后，与上述内容同样地进行多用户检测和逆正交变换。之后，将在矩形滤波器电路2208-1～2208-NT取出的信号数Nw作为Nc，仅取出发送站的每一个的信号检测出的、图14的斜线部块，直接向第二正交变换器2210-1～2210-NT输入。

像这样，通过设定向第一正交变换器2205-1～2205-NR的输入，能够良好地抑制IBI，并且不使多载波发送信号块变形而进行解调。此外，不需要第二存储器2209-1～2209-NT。

此外，通过对某个发送站以包括1块以上的发送信号的方式设定N，能够如上述方法那样抑制IBI，但在该情况下，需要设置全部发送站数(U)的量的多用户检测器2206-1～2206-N。此外，关于多用户检测权重，也需要在发送站的每一个导出权重。

上述操作在现有的具有保护区间(GI)的情况下也能够应用。此外，通过在某种程度上附加GI，能够在发送侧进行波形整形时，防止发送信号的频谱变形。

此外，在上述通信系统中通过使N＝Nc，能够使第一正交变换器和第二正交变换器共同为一个正交变换器，在该情况下，能够减小电路规模。

图15是表示多用户检测权重运算器2220的结构例的框图。在图15中，2401-1-1-1～2401-NR-U-nt(U)是信道脉冲响应推定部，2402-1-1-1～2402-NR-U-nt(U)是信道传递函数推定部，2403-1-1-1～2403-NR-U-nt(U)是IBI影响矩阵推定部，2404-1～1404-NR是噪声功率推定部，2405是多用户检测权重计算部。

在信道脉冲响应推定部2401-1-1-1～2401-NR-U-nt(U)中的2401-nr-u-i中，将导频接收信号作为输入信号，将第一实施方式中记述的数式(33)那样的、从第u发送站的第i天线发送，并在接收站的第nr个接收天线接收时的传输路径的脉冲响应的推定值作为输出值进行输出。

传递函数的推定能够通过计算接收信号和导频信号的滑动相关进行推定。此外，也能够根据接收信号和导频信号通过极大似然估计来推定传递函数。

之后，将在信道脉冲响应推定部2401-1-1-1～2401-NR-U-nt(U)分别推定的信道脉冲响应值作为输入值，在信道传递函数推定部2402-1-1-1～2402-NR-U-nt(U)计算信道传递函数(或正交变换后的各成分)的推定值，在IBI影响行列推定部2403-1-1-1-1～2403-NR-U-nt(u)计算IBI成分中的信道的推定值的正交变换后的各成分，将其分别输出。信道传递函数的推定值的第k成分尖角线(^)H_nr，u，i(m，k)和IBI成分中的信道的推定值的正交变换后的第k成分尖角线(^)C_nr，u，i(m，k)分别以实施方式1中记述的数式(34)、(35)的方式表示。

这里，尖角线(^)X_nr，u，i(m)以第一实施方式中记述的数式(36)表示，尖角线(^)Y_nr，u，i(m)以第一实施方式中记述的数式(37)表示。

另一方面，在噪声功率推定部2404-1～2404-NR中，将导频接收信号作为输入信号，推定各接收天线的噪声功率，将该推定值输出。噪声功率的推定，例如能够根据接收信号功率、和推定的传递函数的功率的和的差来求取。在该情况下，不能够推定传递函数的延迟成分的功率，被加到噪声功率上。此外，检测在各接收天线没有接收信号的时间区间，根据在该区间中测定的接收功率也能够测定噪声功率。

多用户检测权重计算部2405将上述的从信道传递函数推定部2402-1-1-1～240-NR-U-nt(U)输出的信道传递函数(或正交变换后的各成分)的推定值、从IBI影响矩阵推定部2403-1-1-1～2403-NR-U-nt(U)输出的IBI的各正交成分的推定值尖角线(^)C(m，k)、以及从噪声功率推定部2404-1～2404-NR输出的噪声功率的推定值2尖角线(^)σ² _nr(nr＝1～NR)作为输入值，计算多用户检测权重，将该计算结果输出。

这里，是在上述多用户检测权重计算部2405中，在发送侧发送导频信号，基于其进行推定的方式，但也可以将数据部的接收信号作为输入信号，将判定反馈了的信号看作与发送导频信号相同，对多用户检测权重进行推定。此外，上述信道脉冲响应的推定将时间信号作为输入信号进行推定，但将正交变换后的接收信号作为输入信号进行推定也可。

在上述系统中，在噪声功率推定部2404-1～2404-NR推定噪声功率，但在使用权重2的情况下，不需要该部分。

<逐次干扰除去装置>

在接收站中，也能够代替多用户检测，使用逐次干扰除去装置对信号进行分离。

图16是表示使用逐次干扰除去装置时的接收机的结构的框图。在图16中，2510-1～2510-NR是接收天线，2511-1～2511-NR是无线部，2512-1～2512-NR是A/D转换器，2513-1～2513-NR是存储器，2514是逐次干扰除去装置，2515-1～2515-U是并/串行转换器，2516-1～2516-U是解调器，2517-1～2517-U是解码器。此外，2518是逐次干扰除去装置用权重运算器。

在接收天线2510-1～2510-NR接收的信号，按接收天线的每一个对无线部2511-1～2511-NR供给。无线部2511～2511-NR分别按接收天线的每一个进行频率变换，输出基带信号。A/D转换器2512-1～2512-NR将基带信号作为输入信号，将模拟信号转换为数字信号。该被转换为数字信号的信号序列被存储在存储器2513-1～2513-NR。

之后，一边使存储在存储器2513-1～2513-NR中的信号序列按Nw个Nw个地进行移位，一边按N个N个地读出，与作为逐次干扰除去装置用权重运算器2518的输出值的等化权重一起，输入到逐次干扰除去装置2514中。关于逐次干扰除去装置2514的详细在后面叙述。从逐次干扰除去装置2514输出的NT个信号序列被供给至并/串行转换器2515-1～2515-U。在并/串行转换器2515-1～2515-U中，输出发送站的每一个(U个)的信号序列。最后，解调器2516-1～2516-U将上述变换为U个序列的信号序列作为输入信号，对解调后的信号序列进行输出。在解码器2517-1～2517-U中，对该信号序列进行解码，对该解码结果进行输出。

接着，图17是表示逐次干扰除去装置2514的结构的框图。在图17中，2601-1～2601-NR是第一干扰减法器，2602-1-1～2602-NT-NR是第一正交变换器，2603-1～2603-NT是信号检测器，2604-1～2604-NT是逆正交变换器，2605-1～2605-NT是矩形滤波器电路，2606-1～2606-NT是存储器，2607-1～2607-NT是第二正交变换器，2608-1-1～2608-NT-Nc是信号判定部，2609-1～2609-NT是并/串行转换器，2610-1～2610-NT是延迟电路，2611是副本生成电路，2612-1-1～2612-(NT-1)-NR是第二干扰减法器，2613-1～2613-(NT-1)是副本生成电路。

在使逐次干扰除去装置2514工作时，排序变得重要。这里，排序可以是使用各天线的信道的推定值，瞬时接收功率(信号功率对噪声功率比SNR)，或是对与各发送信号序列的平均的传输品质(信号功率对干扰/噪声功率比SINR、误码率特性等)，或是优先度高的发送信号序列顺序，能够应用全部在通常的逐次干扰除去装置中使用的排序。

在以下的说明中，在第m块的接收信号中，从第一个发送站的第一个流起依次进行解调，在第u个发送站的第i个流的解调时，考虑使用第u个发送站的第i-1个(在i＝1的情况下，第u-1的发送站的第nt(u-1)个)的解调结果。

在副本生成电路2611中，将第m-1块以前的判定后的NT序列构成的接收信号序列(时间序列)作为输入信号，使用推定的信道脉冲响应，生成来自稍前的块的干扰成分的副本(NR构成的时间序列)，将其结果(时间序列信号)输出。

在第一干扰减法器2601-1～2601-NR中，将NR的序列构成的接收信号(时间序列)、以及在副本生成电路2611生成的来自稍前的块的干扰成分的副本作为输入，对从接收信号减去干扰成分后的结果进行输出。

第一正交变换器2602-1-1～2602-NT-NR，一个块将除去由N个时间序列信号构成的干扰成分之后的接收信号作为输入，进行正交变换，输出N个正交成分。

信号检测器2603～2603-NT将被第一正交变换器2602-1-1～2602-NT-NR正交变换后的除去N个构成的干扰成分后的接收信号、以及在逐次干扰除去装置用权重运算器2518计算的考虑了残留块间干扰的权重作为输入值，进行信号检测，输出N个构成的其结果。

逆正交变换器2604-1～2604-NT对信号检测后的N个构成的信号进行逆正交变换，输出N个时间序列信号。在矩形滤波器电路2605-1～2605-NT中，对逆正交变换后的N个构成的时间序列信号，除去块间干扰的影响大的前半部Mh个和后半部Mt个信号，仅抽出作为干扰的影响小的中心残留的Nw(＝N-Mh-Mt)个信号进行输出。在存储器2606-1～2606-NT中，分别存储Nw个时间序列信号，当得到多载波的发送块Nc个的信号时，将其输出。在第二正交变换器2607-1～2607-NT中，对于作为存储器2606-1～2606-NT的输出值的Nc个多载波块，进行Nc点的正交变换，输出得到的Nc个正交成分。在信号判定部2608-1-1～2608-NT-Nc中，进行软判定或硬判定，输出Nw个判定结果。在延迟电路2610-1～2610-NT中，对被软判定或硬判定后的Nc个信号赋予一个块的量的延迟，对副本生成电路2611输出。

接着，第二干扰减法器2612-1-1～2612-(NT-1)-NR，将除去由NR的序列构成的干扰后的接收信号(时间序列)，以及在副本生成电路2613-1～2613-(NT-1)生成的来自稍前的块的干扰成分的副本作为输入，从除去干扰后的接收信号减去新生成的干扰成分，将结果输出。

再有，在逐次干扰除去装置用权重运算器2518的等化部需要的权重，是使除去干扰后的接收信号和发送信号的误差最小的权重，能够与上述数式展开同样地导出权重。

第一正交变换器2602-1-1～2602-NT-NR也能够在第一干扰减法器2601-1～2601-NR的前级进行。在该情况下，原来需要NR×NT个的第一正交变换器，以NR个就足够了。此外，在该情况下，从副本生成电路2611和副本生成电路2613-1～2613-(NT-1)输出的干扰副本，需要转换为正交成分，第二干扰减法器2612-1-1～2612-(NT-1)-NR按正交成分的每一个除去干扰。

在信号判定部2608-1～2608-NT中，输出硬判定值或软判定值的任何一个的信号。此外，也能够一次输入纠错解码器，对其输出结果进行硬判定或软判定。

上述的工作是逐次干扰除去装置2514的说明，但其也能与现有技术同样地，作为并列干扰除去装置进行应用。

[第一实施方式和第二实施方式的变形例]

<使矩形窗口大小可变>

由于按终端站的每一个而传输路径(信道脉冲响应)不同，所以按终端站的每一个，较大地受到IBI的影响的块的端部的信号数不同。因此，在接收站侧，基于信道推定的结果，配合受到IBI的影响的信号最多的用户，通过适宜地改变除去的前半部的信号数Mh和后半部的信号数Mt，切出的信号数(矩形窗口滤波器的大小)Nw，能够使传输品质改善。

具体地，根据推定的信道脉冲响应求取延迟扩展或信道的最大延迟时间，基于该值，预先通过接收侧的表或函数推定最优的Nw。

<使FFT大小可变>

块端部的较大地受到IBI的影响的信号数不依赖于第一实施方式的正交变换器1113-1～1113-NR，第二实施方式中的第一正交变换器2205-1～2205-NR的大小N，是固定的。因此，正交变换器1113-1～1113-NR、第一正交变换器2205-1～2205-NR在快速傅里叶变换(FFT)的情况下，在输入/输出信号数为N＝2ⁿ，切出信号数是Nw时，使平均一个信号的FFT运算量最少的n的值，以下式(48)来赋予。

[数式48]

$\mathrm{Nw}=\frac{2^{n}n\ln 2}{1+n\ln 2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(48\right)$

其中，FFT的运算量是Nlog₂N＝n2ⁿ。

根据上述数式(48)的计算结果，在决定切出信号数Nw时，通过按照上式决定最优的FFT块的大小n，能够在接收站侧使用于解调全部信号的运算量最少。

[效果]

根据上述实施方式，在与现有的使用GI的多用户MIMO比较的情况下，即使在来自多个发送站的信号的接收定时分别超过GI长度的情况下，也能够减轻定时偏移导致的传输品质的劣化。因此，不需要发送站的定时控制，或者以简易的设备就能够改善，能够谋求发送侧系统的简单化。

此外，由于不需要在现有技术中必要的GI，所以能够使传输效率提高。

进而，由于多个发送站能够同时进行通信，所以能够改善频率利用效率。

此外，与现有技术相比，仅追加了对多用户检测器的权重和逆正交变换后的接收信号乘以矩形窗的运算器，因此不需要进行大幅度的硬件变更。

此外，由于是考虑到了多用户MIMO的系统结构，所以即使是没有GI的发送信号，也能够进行用户间/天线间的信号分离。

Claims (15)

1.一种接收装置，通过多个天线器件对从具备单个或多个天线器件的发送装置发送的多个无线信号进行接收，该接收装置的特征在于，具备：

第一正交变换部，对从利用各天线器件接收到的无线信号抽出的N个时间序列数据进行正交变换，其中，N＞1；

检测部，从通过上述第一正交变换部被正交变换后的N个的信号，抽出来自发送装置的各天线器件的发送信号，其中，N＞1；

逆正交变换部，对通过上述检测部被抽出的发送信号进行逆正交变换；以及

矩形滤波器部，从通过上述逆正交变换部被逆正交变换后的发送信号除去块间干扰的影响大的块的前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出块间干扰的影响少的块的中央部分的Nw个的时间序列数据，其中，Nw＝N-Mh-Mt≥1。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还具备：

第二正交变换部，根据通过所述矩形滤波器部抽出的时间序列数据，对Nc个的多载波符号进行正交变换，其中，Nc＞1；以及

解调部，对通过所述第二正交变换部被正交变换后的Nc个正交成分，按各正交成分的每一个进行解码。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的接收装置，其特征在于，

上述第一正交变换部在从利用各天线器件接收到的无线信号的第A个起抽出N个时间序列数据后，从所述无线信号的第(A+Nw)个起抽出N个时间序列数据，

以时间序列顺序连接从上述矩形滤波器部输出的多个Nw个的时间序列数据，作为上述发送信号。

4.根据权利要求1或权利要求2所述的接收装置，其特征在于，具备：

多用户检测权重运算部，基于装置自身的上述天线器件的每一个的来自上述发送装置的天线器件的脉冲响应，计算作为在上述检测部抽出来自各发送装置的发送信号时的参数而使用的多用户检测权重。

5.根据权利要求1或权利要求2所述的接收装置，其特征在于，还具备：

调整部，基于来自干扰最大的发送装置的无线信号，对上述N、上述Mh、上述Mt、或上述Nw中的至少一个以上的值进行调整。

6.根据权利要求1或权利要求2所述的接收装置，其特征在于，上述Nw与上述N是Nw＝(2ⁿ·n·ln2)/(1+n·ln2)的关系，其中，N＝2ⁿ，n是任意的正数。

7.根据权利要求2所述的接收装置，其特征在于，

还具备：

信号判定部，对通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个正交成分，进行软判定或硬判定，输出Nc个判定结果；以及

逐次干扰除去部，基于从上述矩形滤波器部输出的时间序列数据，使用通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个输出信号、和通过上述信号判定部判定的判定信号，从利用各天线器件接收到的无线信号除去干扰成分，

将从上述逐次干扰除去部输出的信号输入到上述第一正交变换部。

8.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

还具备：逐次干扰除去部，基于从上述矩形滤波器部输出的时间序列数据，从利用各天线器件接收到的无线信号除去干扰成分，

对从上述逐次干扰除去部输出的信号进行解调。

9.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还具备：

符号解交织部，对来自上述矩形滤波器部的输出，进行以纵为Nw/2，横为Nx构成的符号块解交织，其中，Nx是任意的正数。

10.一种发送装置，具备单个或多个天线器件，通过该天线器件发送无线信号，该发送装置的特征在于，具备：

符号交织部：对串/并行转换后的信号序列，进行以纵为Nw/2，横为Nx构成的符号块交织，其中，Nx是任意的正数，Nw是块间干扰的影响少的块的中央部分的时间序列数据的个数。

11.一种无线发送接收系统，包括：单个或多个发送装置，其具备单个或多个天线器件，通过该天线器件发送无线信号；以及接收装置，其具备多个天线器件，对从上述发送装置发送的多个无线信号进行接收，该无线发送接收系统的特征在于，

所述接收装置具备：第一正交变换部，对从利用各天线器件接收到的无线信号抽出的N个时间序列数据进行正交变换，其中，N＞1；

检测部，从通过上述第一正交变换部被正交变换后的N个信号，抽出来自发送装置的各天线器件的发送信号，其中，N＞1；

逆正交变换部，对通过上述检测部抽出的发送信号进行逆正交变换；以及

矩形滤波器部，从通过上述逆正交变换部被逆正交变换后的发送信号除去块间干扰的影响大的块的前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出块间干扰的影响少的块的中央部分的Nw个时间序列数据，其中，Nw＝N-Mh-Mt≥1。

12.根据权利要求11所述的无线发送接收系统，其特征在于，

上述发送装置具备：符号交织部，对串/并行转换后的信号序列，进行以纵为Nw/2，横为Nx构成的符号块交织，其中，Nx为任意的正数，

上述接收装置具备：符号解交织部，对来自上述矩形滤波器的输出，进行以纵为Nw/2，横为Nx构成的符号块解交织，其中，Nx为任意的正数。

13.根据权利要求11所述的无线发送接收系统，其特征在于，

上述接收装置还具备：

第二正交变换部，根据通过所述矩形滤波器部抽出的时间序列数据，对Nc个的多载波符号进行正交变换；以及

解调部，对通过上述第二正交变换部被正交变换后的Nc个正交成分，按各正交成分的每一个进行解码，其中，Nc＞1。

14.一种无线接收方法，通过具备多个天线器件的接收装置，对从具备单个或多个天线器件的发送装置发送的多个无线信号进行接收，该无线接收方法的特征在于，包括：

第一正交变换步骤，对从利用各天线器件接收到的无线信号抽出的N个时间序列数据进行正交变换，其中，N＞1；

检测步骤，从在上述第一正交变换步骤被正交变换后的N个信号，抽出来自发送装置的各天线器件的发送信号，其中，N＞1；

逆正交变换步骤，对在上述检测步骤中被抽出的发送信号进行逆正交变换；以及

矩形滤波步骤，从在上述逆正交变换步骤中被抽出的发送信号除去块间干扰的影响大的块的前端部的Mh个和后端部的Mt个时间序列数据，抽出块间干扰的影响少的块的中央部分的Nw个时间序列数据，其中，Nw＝N-Mh-Mt≥1。

15.根据权利要求14所述的无线接收方法，其特征在于，还包括：

第二正交变换步骤，根据上述Nw个时间序列数据，对Nc个的多载波符号进行正交变换，其中，Nc＞1；以及

解调步骤，对上述被正交变换后的Nc个正交成分，按各正交成分的每一个进行解码。

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