JP4382107B2 - 受信装置、無線送受信システム及び無線受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、広帯域信号を伝送する受信装置、無線送受信システム及び無線受信方法に関する。

従来技術の例として、ガードインターバル（ＧＩ）を用いるマルチキャリア伝送におけるマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-input multiple-output）について説明する（例えば、非特許文献１参照）。

図１１は、従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のマルチキャリア送信機の構成例を示すブロック図である。また、図１２は、従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるマルチキャリア受信機の構成例を示すブロック図である。

ここで、送信局（端末局：ＭＴ）数は、Ｕであり、第ｕ送信局の信号系列（送信アンテナ）数は、ｎｔ（ｕ）である。また、受信局での総送信信号系列数ＮＴは、次式で表される。

また、アクセスポイント（ＡＰ）における受信アンテナ数をＮＲ（ＮＲ≧ＮＴ）、離散フーリエ変換のポイント数（サブキャリア数）をＮｃとする。ＧＩ長をＮｇとする。

図１１に示すような従来のマルチキャリア伝送の第ｕ送信機において、１０１−ｕは誤り訂正符号化部、１０２−ｕはインターリーバ、１０３−ｕは第１直／並列変換部、１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第１直／並列変換部、１０５−ｕ−１−１〜１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）−Ｎｃはデータ変調部、１０６−ｕ−１〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は離散逆フーリエ変換部、１０７−ｕ−１〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＧＩ挿入部、１０８−ｕ−１〜１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）は波形整形部、１０９−ｕ−１〜１０９−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＤ／Ａ変換器、１１０−ｕ−１〜１１０−ｕ−ｎｔ（ｕ）は無線部、１１１−ｕ−１〜１１１−ｕ−ｎｔ（ｕ）は送信アンテナである。

図１１に示す第ｕ番目の送信局において、送信データ系列が誤り訂正符号化部１０１−ｕで符号化された後、インターリーバ１０２−ｕで送信データをインターリーブし、第１直／並列変換器１０３−ｕによってデータ系列を、ｎｔ（ｕ）個のアンテナ本数分のストリームに直／並列変換する。その各ストリームは、さらに、第２直／並列変換器１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）、直／並列変換を行ってデータ系列をサブキャリア数のＮｃ系列に分割し、各サブキャリアでデータ変調部１０５−ｕ−１−１〜１０５−ｕ−ｎ（ｕ）−ＮｃでＰＳＫ（Phase Shift Keying）もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調を行う。

その後、離散逆フーリエ変換１０６−ｕ−ｌ〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）でマルチキャリア信号を生成し、ＧＩ挿入部１０７−ｕ−ｌ〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）でマルチキャリア信号の末尾Ｎｇ個のサンプルをコピーし、ＧＩとして図１３に示すように挿入する。波形整形部１０８−ｕ−１〜１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）で波形整形、Ｄ／Ａ変換器１０９−ｕ−１〜１０９−ｕ−ｎｔ（ｕ）でＤ／Ａ変換が行われた後、無線部１１０−ｕ−１〜１１０−ｕ−ｎｔ（ｕ）を経由して、ｎｔ（ｕ）本の送信アンテナ１１１−ｕ−１〜１１１−ｕ−ｎｔ（ｕ）より信号が送信される．

また、図１２に示すような従来のマルチキャリア伝送の受信機において、２１０−１〜２１０−ＮＲは受信アンテナ、２１１−１〜２１１−ＮＲは無線部、２１２−１〜２１２−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、２１３−１〜２１３−ＮＲはＧＩ除去部、２１４−１〜２１４−ＮＲは離散フーリエ変換器、２１５−１〜２１５−Ｎｃはマルチユーザ検出器、２１６−１〜２１６−Ｎｃ−ＮＴはデータ復調器、２１７−１〜２１７−ＮＴは第１並／直列変換器、２１８−１〜２１８−Ｕは第２並／直列変換器、２１９−１〜２１９−Ｕはデ・インターリーバ回路、２２０−１〜２２０−Ｕは誤り訂正復号部である。

図１２において、マルチキャリア送信信号は、ＮＲ本の受信アンテナ２１０−１〜２１０−ＮＲより受信され、アンテナ毎に無線部２１１−１〜２１１−ＮＲでベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２１２−１〜２１２−ＮＲでアナログ／ディジタル変換が行われた後、２１３−１〜２１３−ＮＲでＧＩが除去される。その後、離散フーリエ変換器２１４−１〜２１４−ＮＲで受信信号をＮｃ個のマルチキャリアに分解し、サブキャリア毎にＮＲ個の受信された信号を入力値としてマルチユーザ検出器２１５−１〜２１５−Ｎで信号分離が行われ、総送信信号ストリーム数ＮＴ個が出力値として得られる。

次に、マルチユーザ検出器２１５−１〜２１５−Ｎｃでマルチユーザ検出を行った後、データ復調器２１６−１−１〜２１６−Ｎｃ−ＮＴでサブキャリア毎にデータ復調を行い、第１並／直列変換器２１７−１〜２１７−ＮＴを用いて、信号系列を並／直列変換し、さらに、第２並／直列変換器２１８−１〜２１８−Ｕによって送信局毎の信号系列に変換する。最後に、デ・インターリーバ２１９−１〜２１９−Ｕ及び誤り訂正復号器２２０−１〜２２０−Ｕにより、デ・インターリーブ及び誤り訂正復号が行われる。
西尾，小川，西村，大鐘，"ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ空間分割多重に関する基礎的検討"，信学技報，IEICE, DSP2002-204, SAT-2002-154, RCS2002-273, 2003年１月.

ところで、複数の送信局から信号を送信する場合、信号伝送のタイミングは、各送信局で独立に制御される。このような場合には、受信局では、各送信局から送信された信号の到来タイミングが異なる。

従来技術によるシングルキャリア伝送を用いたマルチユーザＭＩＭＯでは、送信信号をＮｃ個の信号の逆直交変換後の信号系列からなるマルチキャリア信号毎に、Ｎｇ個のガードインターバル（ＧＩ）を図１３に示すように挿入して送信する。このＧＩの挿入時間Ｔｇが、ユーザ（端末局）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも大きい場合（Ｔｇ≧Ｔｕ）には、受信信号の周波数成分は、他の信号との直交性が保たれているので、信号分離が可能である。

しかしならが、ＧＩの挿入時間Ｔｇが、ユーザ（端末局）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも小さい場合（Ｔｇ＜Ｔｕ）には、他の送信信号との直交性が崩れてしまい、信号をうまく分離できないため、特性が大幅に劣化してしまうという問題がある。したがって、従来技術によるマルチキャリア伝送を用いるマルチユーザＭＩＭＯの場合には、複数の送信局からの信号がＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングで受信局に到来した場合に、どのようにして複数ユーザの信号を分離するかが問題となる。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ハードウェア規模の増大を最小限にしながら、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減することができる受信装置、無線送受信システム及び無線受信方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う第１直交変換手段と、前記第１直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、前記矩形フィルタ手段によって抽出された時系列データから、Ｎｃ個から成るマルチキャリアシンボルに対して、直交変換を行う第２直交変換手段と、前記第２直交変換手段によって直交変換されたＮｃ個（Ｎｃ＞１）の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う復調手段とを具備することを特徴とする受信装置である。

本発明は、上記の発明において、前記第１直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段を具備することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｔ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２^ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２^ｎ 、ｎは任意の正数）の関係にあることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第２直交変換手段によって直交変換された、Ｎｃ個の直交成分に対して、軟判定もしくは硬判定し、Ｎｃ個の判定結果を出力する信号判定手段と、前記信号判定手段によって判定された判定信号とを用いて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、前記逐次干渉除去手段から出力される信号を、前記第１直交変換手段に入力することを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する単数もしくは複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う第１直交変換手段と、前記第１直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、前記矩形フィルタ手段によって抽出された時系列データから、Ｎｃ個から成るマルチキャリアシンボルに対して、直交変換を行う第２直交変換手段と、前記第２直交変換手段によって直交変換されたＮｃ個（Ｎｃ＞１）の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う復調手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う第１直交変換ステップと、前記直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出ステップと、前記抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、前記逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップと、前記Ｎｗ個の時系列データから、Ｎｃ個（Ｎｃ＞１）から成るマルチキャリアシンボルに対して、直交変換を行う第２直交変換ステップと、前記直交変換されたＮｃ個の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う復調ステップとを含むことを特徴とする無線受信方法である。

この発明によれば、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して第１の直交変換を行い、該第１の直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出し、該抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行い、該逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出し、抽出された時系列データから、Ｎｃ個から成るマルチキャリアシンボルに対して、第２の直交変換を行い、該第２の直交変換されたＮｃ個の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う。したがって、ハードウェア規模の増大を最小限にしながら、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減することができるという利点が得られる。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。

＜本発明の基本原理＞
本発明の基本原理について説明する。
図１は、本発明の実施形態としての無線通信システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、無線通信システムは、複数の送信局（第１送信局、…、第Ｕ送信局）と受信局とを相互に接続するネットワークである。各送信局及び受信局は、単数もしくは複数のアンテナを具備している。

図２は、本発明の基本原理を説明するための受信信号系列の一例を示す概念図である。また、図３は、重複切り出し法用いるマルチユーザ検出の一例を示す概念図である。なお、図２には、ユーザ数を２、各ユーザの送信アンテナ数を１、ユーザ１及び２のパス数（伝搬路数）をそれぞれＬ（１）、Ｌ（２）としたときの受信信号系列を示している。受信側では、図２に示すように、異なる遅延の複数のパスから構成される伝搬路を通って来た全ユーザの信号の重ね合わせの形で受信される。

上記受信信号に対し、図２に示すような範囲でＮ個の信号を入力値として直交変換を行うと、ユーザ１についてはａの部分、ユーザ２についてはｘの部分の信号の周期性は保たれている。一方、ｂ、ｃ、ｙ、ｚは、周期性が保たれていないので、ブロック間干渉（ＩＢＩ）となる。したがって、マルチユーザ検出によって信号分離を行った後のＩＢＩ成分は、Ｎ個の信号からなるブロック区間全体には広がらず、主にブロックの両端近辺の信号にのみ影響を与えている。そこで、図３に示す下部に示すように、ＩＢＩの影響が少ないブロックＡの中央部分のＮｗ信号のみを取り出し、それらをつなぎ合わせた信号系列に対し、マルチキャリアシンボル毎に直交変換を行って復調することで、ＩＢＩの影響を回避している。ここで、マルチキャリアシンボルは、送信局でＮｃ個の送信シンボルを逆直交変換して得られた１ブロック分の信号を示す。

上述した操作を図３に示すように第１直交変換器の入力を重複させながら行うことにより全送信信号系列を復調する。また、上記マルチユーザ検出のための重みは、従来の重みをそのまま用いようとすると、残留ＩＢＩの影響を考慮していないので、干渉をうまく抑圧できなくなるため、特性が大幅に劣化してしまう。そこで、本発明では、以下で説明するように導出されたマルチユーザ重みを用いることによって、優れた特性を得ることを可能としている。

次に、本発明の基本原理について数式を用いて説明する。なお、以下の説明において、上添え字Tは転置、上添え字Hは複素共役転置、上添え字＊は複素共役、α×βはα行β列の行列、Ｅ［．］はアンサンブル平均を意味する。また、α行α列の単位行列は、次式（２）で表され、α行β列の零行列は、次式（３）で表され、行列（もしくはベクトル）Ａのｐ行ｑ列目の要素は、次式（４）で表される。

＜重みの導出＞
まず、受信信号について説明する。
nr番目の受信アンテナで受信された受信信号（時系列）で、m番目の第１直交変換器へのN×1の入力信号ベクトルｒ_ｎｒ＝［ｒ_ｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋１），．．．，ｒ_ｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋Ｎ）］^Ｔは、次式（５）のように表せる。

ここで、チルダ（〜）Ｈ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）は、ｕ番目の送信局のｉ番目の送信アンテナとｎｒ番目の受信アンテナの間のチャネル応答行列であり、最初の列がｈ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）＝（ｈ_{０，ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ），．．．，ｈ_{Ｌ（ｕ）−１，ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ），０_{１×（Ｎ−Ｌ（ｕ））}）^ＴのN×Nの巡回行列である。チルダ（〜）Ｈ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）は、次式（６）で与えられる。

なお、Ｌ（ｕ）は、ｕ番目のＭＴとＡＰ間のチャンネルインパルス応答数である。

また、ベクトルＳ_ｕ，ｉ（ｍ）は、ｕ番目のＭＴのｉ番目の送信アンテナから送信されたＮ×１の所望送信信号の時系列ベクトル、ベクトルｎ_ｎｒ（ｍ）は、ｎｒ番目の受信アンテナにおけるＮ×１の雑音の時系列ベクトルであり、それぞれ次式（７）、（８）で与えられる。

但し、次式（９）、（１０）の通りである。

なお、Ｎｄ（ｕ）（＝Ｎ−Ｌ（ｕ）＋１）は、第ｕ送信局の第ｉアンテナにおけるブロック内で周期性が崩れていない信号数、２σ^２ _ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散を表す。また、τ（ｕ）は、ｕ番目のＭＴとＡＰの間の遅延時間である。

また、Ｘ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）及びｕ_ｕ，ｉ（ｍ）は、それぞれ直前の信号からのＩＢＩのＮ×（Ｌ（ｕ）−１）のチャネル行列及び（Ｌ（ｕ）−１）×１の信号成分ベクトルである。また、Ｙ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）及びｖ_ｕ，ｉ（ｍ）は、それぞれ直後の信号からのＩＢＩのＮ×（Ｌ（ｕ）−１）のチャネル行列及び（Ｌ（ｕ）−１）×１の信号成分ベクトルであり、それぞれ次式（１１）、（１２）、（１３）、（１４）で与えられる。

受信機では、始めにＮポイントの直交変換を適用し、受信信号をＮ個の成分に分解する。ＮＲ×１の受信信号の第ｋ直交成分ベクトルｒ（ｍ，ｋ）は、次式（１５）のように与えられる。

ここで、Ｈ（ｍ，ｋ）、ｓ（ｍ，ｋ）、ｃ（ｍ，ｋ）及びｎ（ｍ，ｋ）は、それぞれ、第ｋ周波数点におけるＮＲ×ＮＴのチャネル伝達関数行列、ＮＴ×１の送信信号ベクトル、ＮＲ×１のＩＢＩ成分ベクトル、及びＮＲ×１の雑音ベクトルである。それぞれの行列もしくはベクトルの成分は、次式（１６）で与えられる．

但し、ｉ’は、次式（１７）で表され、ｕ番目のＭＴのｉ番目のアンテナのインデックスを表す。例えば、ＭＴ数が３、１番目のＭＴのアンテナ数が２、２番目のＭＴのアンテナ数が１、３番目のＭＴのアンテナ数が３の場合の例を図４に示す。

また、ベクトルｆ（ｋ）は、１×Ｎの直交変換ベクトルであり、次式（１８）で与えられる。

受信信号の直交成分に対して、各直交成分でマルチユーザ検出を次式（１９）で示すように行う。

本発明では、一例として、チャネルインパルス応答が与えられたとき、マルチユーザ検出後の受信信号の直交成分ベクトルｂ（ｍ、ｋ）と送信信号の直交成分ベクトルｓ（ｍ，ｋ）との誤差を最小とする、つまり、最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範に基づく重みを用いている。Ｗ（ｍ，ｋ）は、第ｋ直交成分における、ＭＭＳＥ規範に基づく重みであり、次式（２０）で与えられる。

ここで、‖Ａ‖^２は、行列Ａのノルムの２乗を表す。
次に、行列Ｗ（ｍ，ｋ）は、Ｗｉｅｎｅｒ解（参考文献：菊間、アレーアンテナによる適応信号処理、１９９８．）として、次式（２１）のように求めることができる。

ここで、Ｒ（ｍ，ｋ）は、受信信号ベクトルｒ（ｍ，ｋ）の自己相関行列であり、Ｑ（ｍ，ｋ）は、受信信号ベクトルｒ（ｍ，ｋ）と所望信号ベクトルｓ（ｍ，ｋ）との相互相関行列を表し、次式（２２）で表される。

また、自己相関行列Ｒ（ｍ，ｋ）は、次式（２３）のようになる。

ここで、行列Ｐは、次式（２４）で与えられる。

また、第２項のチルダ（〜）Ｃ（ｍ，ｋ）の（ｐ，ｑ）要素［チルダ（〜）Ｃ（ｍ，ｋ）］_ｐ，ｑは、次式（２５）のようになる。

相互相関行列Ｑ（ｍ，ｋ）は、次式（２６）のようになる．

ゆえに，チャネル行列Ｈ（ｍ，ｋ）が与えられたとき、求めるマルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みＷ（ｍ，ｋ）は、次式（２７）のようになる。

また、受信局で、雑音電力の推定が不要な重みは、次式（２８）のようになる．

＜実施形態の構成＞
次に、本発明の実施形態について説明する。
図５は、本実施形態による、第ｕ送信局における送信系の構成を示すブロック図である。図５において、１１０１−ｕは第ｕ送信局における誤り訂正符号化器、１１０２−ｕは第ｕ送信局におけるインターリーバ回路、１１０３−ｕは第ｕ送信局における第１直／並列変換器、１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における第２直／並列変換器、１１０５−ｕ−１−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）−Ｎｃは第ｕ送信局における変調器、１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は逆直交変換器、１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）は波形整形回路、１１０８−ｕ−１〜１１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局におけるＤ／Ａ変換器、１１０９−ｕ−１〜１１０９−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における無線部、１１１０−ｕ−１〜１１１０−ｕ−ｎｔ（ｕ）は送信アンテナである。なお、第１直／並列変換器１１０３−ｕと第２直／並列変換器１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）とは、１つの直／並列変換器にまとめるようにしてもよい。

また、図６は、本実施形態による、受信系の構成を示すブロック図である。図６において、１２０１−１〜１２０１−ＮＲは受信アンテナ、１２０２−１〜１２０２−ＮＲは無線部、１２０３−１〜１２０３−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１２０４−１〜１２０４−ＮＲは第１メモリ、１２０５−１〜１２０５−ＮＲは第１直交変換器、１２０６−１〜１２０６−Ｎはマルチユーザ検出器、１２０７−１〜１２０７−ＮＴは逆直交変換器、１２０８−１〜１２０８−ＮＴは矩形フィルタ回路、１２０９−１〜１２０９−ＮＴは第２メモリ、１２１０−１〜１２１０−ＮＴは第２直交変換器、１２１１−１−１〜１２１１−ＮＴ−Ｎｃは復調器、１２１２−１〜１２１２−ＮＴは第１並／直列変換器、１２１３−１〜１２１３−Ｕは第２並／直列変換器、１２１４−１〜１２１４−Ｕはデ・インターリーバ回路、１２１５−１〜１２１５−Ｕは復号器である。そして、１２２０はマルチユーザ検出重み演算器である。

なお、第１並／直列変換器１２１２−１〜１２１２−ＮＴと第２並／直列変換器１２１３−１〜１２１３−Ｕとは、Ｕ個の並／直列変換器にまとめるようにしてもよい。また、第１並／直列変換器１２１２−１〜１２１２−ＮＴと第２並／直列変換回路１２１３−１〜１２１３−Ｕとを、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＮＴと、メモリ１２０９−１〜１２０９−ＮＴとの間に移動することによって、その後段の第２直交変換器１２１０−１〜１２１０−ＮＴをＵ個に、復調器１２１１−１−１〜１２１１−ＮＴ−ＮｃのをＵ×Ｎｃ個に削減することができる。

また、本発明では、Ｎｃ個のサブキャリア全てに信号を乗せて送信することを仮定しているが、従来のマルチキャリア伝送のように、全てのサブキャリアに信号を乗せる必要は無く、任意のサブキャリアのみに信号を乗せることも可能である。

また、以下の説明では、オーバーサンプリングを仮定していないが、Ａ／Ｄ変換器１２０３−１〜１２０３−ＮＲでオーバーサンプリングを行うことも可能である。この場合、メモリ１２０４−１〜１２０４−ＮＲから矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＮＴの間のいずれかでダウンサンプリングを行う。ダウンサンプリングを第１メモリ１２０４−１〜１２０４−ＮＲから第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲまでの間のいずれかで行った場合には、受信側の信号処理の演算規模を小さくすることが可能である。また、ダウンサンプリングをマルチユーザ検出器１２０６−１〜１２０６−Ｎから矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＮＴまでのいずれかで行った場合には、希望信号電力を大きくすることもできる。

また、受信局では、通常用いられている方法により、各送信局の到来タイミングを推定する。例えば、各送信局の送信信号内に予め定められたタイミング検出用トレーニング信号を挿入し、受信局では、受信信号とトレーニング信号との相関をとることによって、各送信局の到来タイミングを推定することができる。

また、各送信局には、予め異なるタイミング検出用トレーニング信号を割り当てることも可能である。その他、各送信局において、予め定められた複数のタイミング検出用トレーニング信号のうち、ランダムに１つを選択して送信することも可能である。

また、受信局では、受信信号レベルの最も高いアンテナで受信した信号に対してのみ、タイミング検出用トレーニング信号との相関をとる方法、各アンテナで受信された信号毎にタイミング検出用トレーニング信号との相関をとり、それらを合成する方法などがある。このようにすることで、送信タイミングを検出することが可能である。この送信タイミング検出は、フレーム毎に行う方法、通信開始前に行う方法、前フレームで推定したタイミングを用いる方法などがある。以下では、信号送信を行う通信フレームの前に、各送信局からの受信タイミングを推定できているものとし、通信フレームでの動作について詳述する。

まず、送信側の説明をする。ここでは、第ｕ送信局の信号処理について説明する。第ｕ送信局で送信されるバイナリデータ系列を入力信号として、誤り訂正符号化器１１０１−ｕに供給される。誤り訂正符号化器１１０１−ｕでは、符号化されたバイナリデータ系列を出力する。インターリーバ回路１１０２−ｕでは、該誤り訂正符号化器１１０１−ｕの出力を入力し、インターリーブされたデータ系列を出力する。その後、第１直／並列変換器１１０３−ｕは、インターリーブされたデータ系列を直／並列変換し、ｎｔ（ｕ）個の系列に変換して出力する。

さらに、第２直／並列変換器１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）でそれぞれＮｃ個のサブキャリアに信号を分割する。変調器１１０５−ｕ−１−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）−Ｎｃは、分割された信号系列を入力信号とし、シンボル変調を行い、シンボル系列として出力する。逆直交変換器１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は、その出力結果を入力し、マルチキャリア時間信号を出力する。その出力信号は、アンテナ毎に、波形整形回路１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）及びＤ／Ａ変換器１１０８−ｕ−１〜１１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）、無線部１１０９−ｕ−１〜１１０９−ｕ−ｎｔ（ｕ）を経由しＲＦ信号としてアンテナ１１１０−ｕ−１〜１１１Ｏ−ｕ−ｎｔ（ｕ）される。以上の信号処理は、全送信局で同様に行われる。

続いて、受信側の信号処理について説明する。受信アンテナ１２０１−１〜１２０１−ＮＲで受信された信号は、その信号系列を入力信号とし、受信アンテナ毎に無線部１２０２−１〜１２０２−ＮＲに供給される。無線部１２０２−１〜１２０２−ＮＲでは、周波数変換が行われ、ベースバンド信号が出力される。該ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１２０３−１〜１２０３−ＮＲに入力される。Ａ／Ｄ変換器１２０３−１〜１２０３−ＮＲでは、アナログ／ディジタル変換が行われ、得られたディジタル信号は、第１メモリ１２０４−１〜１２０４−ＮＲに記憶される。

その後、第１メモリ１２０４−１〜１２０４−ＮＲに記憶された信号系列は、図３に示すように、Ｎｗ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出され、第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲに供給される。第ｎｒ番目（ｎｒ＝１〜ＮＲ）の第１直交変換器１２０５−ｎｒにおいて、第ｍ番目（ｍは、ブロック番号）の第１直交変換器１２０５−ｍへの入力信号（時系列）をｒ_ｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋１）〜ｒ_ｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋Ｎ）としたとき、出力値（直交成分）は、予め設定されたＮ個の長さＮの直交信号ｅ（ｋ，ｎ）を用いて、次式（２９）のように表される．

このようにして得られたＮ個の信号の直交成分は、それぞれ、成分毎にＮＲ個の信号を入力信号として、マルチユーザ検出重み演算器１２２０の出力値であるマルチユーザ検出重みとともに、マルチユーザ検出器１２０６−１〜１２０６−Ｎに入力される。マルチユーザ検出器１２０６−１〜１２０６−Ｎでは、次式（３０）で表すように、それぞれＮＴ個ずつの出力信号ｂ（ｍ，ｋ）を出力する。

ここで、ｒ（ｍ，ｋ）は受信信号ベクトル、Ｗ（ｍ，ｋ）はマルチユーザ検出重みであり、それぞれ次式（３１）、（３２）で表される．

ここで、ハット（＾）Ｈ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＴの推定したチャネル行列を表し、ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＲの推定した干渉成分の寄与を表す行列である。また、２（＾）σ^２ _ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散の推定値を表す。また、重み１は、平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）基準で導出された解であり、重み２は、重み１で雑音推定を不要とした重みである。また、Ｗ（ｍ，ｋ）は、チャネルの時変動がほとんどないとき、Ｗ（ｎ，ｋ）、（ｎ≠ｍ）とし、ｎ番目のブロックのマルチユーザ検出に用いることもできる。なお、マルチユーザ検出重み演算器１２２０の詳細については後述する。

次に、直交成分毎にＮＴ個の出力信号が得られた後、ＮＴ個の逆直交変換器１２０７−１〜１２０７−ＮＴは、入力される送信系列毎に直交成分Ｎ個を逆直交変換し、ＮＴ個の時間信号系列を出力信号として出力する。矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＮＴは、上記ＮＴ個の信号系列を入力し、図３のように、Ｎ個の信号から、ブロック間干渉の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個との信号を除去し、干渉の影響が小さい中心の残りである、Ｎｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出し、出力信号として出力する。第２メモリ１２０９−１〜１２０９−Ｕは、上記出力信号を入力して受信信号系列を蓄える。

蓄えた信号系列が１マルチキャリアシンボル分溜まる毎に、Ｎｃ個から成るマルチキャリアシンボルを出力し、第２直交変換器１２１０−１〜１２１０−ＮＴに供給し、サブキャリア復調を行う。復調器１２１１−１−１〜１２１１−ＮＴ−Ｎｃでは、上記サブキャリア復調された信号を入力し、各サブキャリアでデータ復調を行って、その結果を出力する。第１並／直列変換器１２１２−１〜１２１２−ＮＴでは、その出力信号を各アンテナストリーム毎の信号系列に変換した後、さらに、第２並／直列変換器１２１３−１〜１２１３−Ｕで送信局毎にＵ個の信号系列に変換する。

最後に、デ・インターリーバ回路１２１４−１〜１２１４−Ｕは、上記Ｕ個の系列に変換された信号系列をデ・インターリーブし、その結果を復号器１２１５−１〜１２１５−Ｕに供給する。復号器１２１５−１〜１２１５−Ｕは、上記デ・インターリーブされた結果を復号し、復号結果として出力する。

このような構成を適用することで、広帯域信号を伝送する場合においても、指向性制御を直交信号成分毎に行うことによって、任意の送信局間のタイミングオフセットで信号を送信局毎に分離することが可能となる。なお、上記処理は、ガードインターバル（ＧＩ）がある場合にも適用可能である。また、ある程度、ＧＩを付加することにより、送信側で波形整形した際に、送信信号のスペクトルが歪むのを防ぐことが可能となる。また、上記通信システムは、上りリンク伝送を仮定しているが、送信側がアクセスポイント、受信側が端末となる下りリンクでも適用可能である。また、上記通信システムは、マルチユーザに対応したシステムを仮定しているが、シングルユーザＭＩＭＯ（Ｕ＝１）の場合にも適用可能である。シングルユーザの効果としては、従来技術と違い、ＧＩが不要となるので、伝送効率が高くなる。

また、上記通信システムにおいて、第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲ以降の動作を以下のように工夫することで、特性改善が期待できる。

第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲへの入力信号数Ｎを図７に示すように、各送信局からの送信信号、それぞれ１ブロック以上のマルチキャリア送信ブロックを包括し、かつＩＢＩの影響を抑えるために、前Ｍｈ個、後Ｍｔ個の受信信号のマージンをとるように設定する。その後、上記内容と同様のマルチユーザ検出及び逆直交変換を行う。その後、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＮＴで取り出す信号数Ｎｗを、Ｎｃとして、送信局毎の信号検出された、図７の斜線部ブロックのみを取り出し、第２直交変換器１２１０−１〜１２１０−ＮＴへそのまま入力する。

このように、第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲへの入力を設定することで、ＩＢＩをうまく抑圧しつつ、マルチキャリア送信信号ブロックを歪ませることなく、復調することができる。また、第２メモリ１２０９−１〜１２０９−ＮＴが不要となる。

また、ある送信局に対して１ブロック以上の送信信号を包括するようにＮを設定することで、上記方法のようにＩＢＩを抑圧することも可能であるが、その場合、マルチユーザ検出器１２０６−１〜１２０６−Ｎを全送信局数（Ｕ）分、設置する必要がある。また、マルチユーザ検出重みについても、送信局毎で重みを導出する必要がある。

上記操作は、従来のガードインターバル（ＧＩ）がある場合にも適用可能である。また、ある程度ＧＩを付加することにより、送信側で波形整形をした際に、送信信号のスペクトルが歪むのを防ぐことが可能となる。
また、上記通信システムにおいてＮ＝Ｎｃとすることで、第１直交変換器と第２直交変換器を一つの直交変換器で共同することも可能であり、その場合、回路規模を小さくすることができる。

次に、図８は、マルチユーザ検出重み演算器１２２０の構成例を示すブロック図である。図８において、１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はチャネルインパルス応答推定部、１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はチャネル伝達関数推定部、１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はＩＢＩ寄与行列推定部、１４０４−１〜１４０４−ＮＲは雑音電力推定部、１４０５はマルチユーザ検出重み計算部である。

チャネルインパルス応答推定部１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎ（Ｕ）中の１４０１−ｎｒ−ｕ−ｉでは、パイロット受信信号を入力信号として、次式（３３）のような、第ｕ送信局の第ｉアンテナから送信され、受信局の第ｎｒ番目の受信アンテナで受信されたときの伝搬路のインパルス応答の推定値を出力値として出力する。

伝達関数の推定は、受信信号とパイロット信号とのスライディング相関を演算することによって推定することができる。また、受信信号とパイロット信号とから最尤推定によって伝達関数を推定することも可能である。

その後、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）でそれぞれ推定したチャネルインパルス応答値を入力値として、チャネル伝達関数推定部１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）では、チャネル伝達関数（もしくは直交変換後の各成分）の推定値を計算し、ＩＢＩ寄与行列推定部１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）では、ＩＢＩ成分におけるチャネルの推定値の直交変換後の各成分を計算し、それぞれを出力する。チャネル伝達関数の推定値の第ｋ成分ハット（＾）Ｈ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ，ｋ）及びＩＢＩ成分におけるチャネルの推定値の直交変換後の第ｋ成分ハット（＾）Ｃ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ，ｋ）は、それぞれ、次式（３４）、次式（３５）のように表される。

ここで、ハット（＾）Ｘ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）は、次式（３６）で表され、ハット（＾）Ｙ_{ｎｒ，ｕ，ｉ}（ｍ）は、次式（３７）で表される。

一方、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲでは、パイロット受信信号を入力信号とし、各受信アンテナにおける雑音電力を推定し、その推定値を出力する。雑音電力の推定は、例えば、受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求めることもできる。この場合、伝達関数を推定することができなかった遅延成分の電力は、雑音電力に加算されることになる。また、その他、各受信アンテナで信号が受信されていない時間区間を検出し、その区間において測定した受信電力から雑音電力を測定することも可能である。

マルチユーザ検出重み計算部１４０５は、上述した、チャネル伝達関数推定部１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）から出力されたチャネル伝達関数（もしくは直交変換後の各成分）の推定値、及びＩＢＩ寄与行列推定部１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）から出力されたＩＢＩの各直交成分の推定値ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲから出力された雑音電力の推定値２ハット（＾）σ^２ _ｎｒ（ｎｒ＝１〜ＮＲ）を入力値として、マルチユーザ検出重みを計算し、その計算結果を出力する。

ここで、上記マルチユーザ検出重み計算部１４０５では、送信側でパイロット信号を送信し、それを基に推定する方式であるが、データ部の受信信号を入力信号として、判定帰還した信号を送信パイロット信号と同様にみなし、マルチユーザ検出重みを推定することも可能である。また、上記のチャネルインパルス応答の推定は、時間信号を入力信号として推定しているが、直交変換後の受信信号を入力信号として推定することも可能である。上記システムは、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲで雑音電力を推定しているが、重み２を用いる場合には、この部分は不要となる。

＜変形例＞
＜矩形窓サイズを可変＞
端末局毎に伝搬路（チャネルインパルス応答）が異なるため、端末局毎にＩＢＩの影響を大きく受けているブロックの端の信号数も異なる。そこで、受信局側では、チャネル推定した結果を基に、ＩＢＩの影響を受けている信号が最も多いユーザに合わせて、除去する前半部の信号数Ｍｈおよび後半部の信号数Ｍｔ、切り出す信号数（矩形窓フィルタの大きさ）Ｎｗを適応的に変えることで、伝送品質を改善させることを可能とする。

具体的には、推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を求め、その値を基に、予め受信側にあるテーブルもしくは関数より最適なＮｗを推定する。

＜ＦＦＴサイズを可変＞
ブロックの端のＩＢＩの影響を大きく受けている信号数は、第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲのサイズＮによらず一定である。そこで、第１直交変換器１２０５−１〜１２０５−ＮＲが高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の場合には、入・出力信号数をＮ＝２^ｎ、切り出す信号数がＮｗであるとき、１つの信号当りのＦＦＴ演算量が最も少なく済むｎの値は、次式（３８）で与えられる。

但し、ＦＦＴの演算量は、Ｎｌｏｇ_２Ｎ＝ｎ２^ｎである。
上記数式（３８）の計算結果より、切り出す信号数Ｎｗが決定されたとき、最適なＦＦＴブロックの大きさｎを上式に従って決定することによって、受信局側において、全信号を復調するための演算量を最も少なくすることが可能となる。

＜逐次干渉除去装置＞
受信局において、マルチユーザ検出の代わりに、逐次干渉除去装置を用いて信号を分離することも可能である。
図９は、逐次干渉除去装置を用いるときの受信機の構成を示すブロック図である。図９において、１５１０−１〜１５１０−ＮＲは受信アンテナ、１５１１−１〜１５１１−ＮＲは無線部、１５１２−１〜１５１２−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１５１３−１〜１５１３−ＮＲはメモリ、１５１４は逐次干渉除去装置、１５１５−１〜１１１５−Ｕは並／直列変換器、１５１６−１〜１５１６−Ｕは復調器、１５１７−１〜１５１７−Ｕは復号器である。また、１５１８は逐次干渉除去装置用重み演算器である。

受信アンテナ１５１０−１〜１５１０−ＮＲで受信された信号は、受信アンテナ毎に無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲに供給される。無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲは、それぞれ、受信アンテナ毎に周波数変換を行い、ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１５１２−１〜１５１２−ＮＲは、ベースバンド信号を入力信号として、アナログ信号をディジタル信号へ変換する。該ディジタル信号に変換された信号系列は、メモリ１５１３−１〜１５１３−ＮＲに記憶される。

その後、メモリ１５１３−１〜１５１３−ＮＲに保存された信号系列を、Ｎｗ個ずつシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出し、逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８の出力値である等化重みとともに、逐次干渉除去装置１５１４に入力する。逐次干渉除去装置１５１４の詳細については後述する。逐次干渉除去装置１５１４から出力されたＮＴ個の信号系列は、並／直列変換器１５１５−１〜１５１５−Ｕに供給される。並／直列変換器１５１５−１〜１５１５−Ｕでは、送信局毎（Ｕ個）の信号系列を出力する。最後に、復調器１５１６−１〜１５１６−Ｕは、Ｕ個の系列に変換された信号系列を入力信号として、復調された信号系列を出力する。復号器１５１７−１〜１５１７−Ｕでは、その信号系列を復号し、該復号結果を出力する。

次に、図１０は、逐次干渉除去装置１５１４の構成を示すブロック図である。図１０において、１６０１−１〜１６０１−ＮＲは第１干渉減算器、１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲは第１直交変換器、１６０３−１〜１６０３−ＮＲは信号検出器、１６０４−１〜１６０４−ＮＴは逆直交変換器、１６０５−１〜１６０５−ＮＴは矩形フィルタ回路、１６０６−１〜１６０６−ＮＴはメモリ、１６０７−１〜１６０７−ＮＴは第２直交変換器、１６０８−１−１〜１６０８−ＮＴ−Ｎｃは信号判定部、１６０９−１〜１６０９−ＮＴは並／直列変換器、１６１０−１〜１６１０−ＮＴは遅延回路、１６１１はレプリカ生成回路、１６１２−１−１〜１６１２−（ＮＴ−１）−ＮＲは第２干渉減算器、１６１３−１〜１６１３−（ＮＴ−１）はレプリカ生成回路である。

逐次干渉除去装置１５１４を動作させる際には、順序付けが重要になる。ここで、順序付けには、各アンテナのチャネルの推定値を用い、瞬時受信電力（信号電力対雑音電力比ＳＮＲ）であったり、各送信信号系列に対する平均の伝送品質（信号電力対干渉・雑音電力比ＳＩＮＲや、ビット誤り率特性など）であったり、優先度の高い送信信号系列順であったり、通常の逐次干渉除去装置で用いられている順序付けが全て適用可能である。

以下の説明では、第ｍブロックの受信信号において、１番目の送信局の１番目のストリームから順に復調を行い、ｕ番目の送信局のｉ番目のストリーム復調時には、ｕ番目の送信局のｉ−１番目（ｉ＝１の場合には、ｕ−１番目の送信局のｎｔ（ｕ−１）番目）の復調結果を用いることを考える。

レプリカ生成回路１６１１では、第ｍ−１ブロック以前における判定後のＮＴの系列からなる受信信号系列（時系列）を入力信号として、推定したチャネルインパルス応答を用いて、直前のブロックからの干渉成分のレプリカ（ＮＲからなる時系列）を生成し、その結果（時系列信号）を出力する。

第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲでは、ＮＲの系列からなる受信信号（時系列）、及びレプリカ生成回路１６１１で生成された直前のブロックからの干渉成分のレプリカを入力として、受信信号から干渉成分を減算した結果を出力する。

第１直交変換器１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲは、１つのブロックがＮ個の時系列信号からなる干渉成分除去後の受信信号を入力として、直交変換を行い、Ｎ個の直交成分を出力する。

信号検出器１６０３−１〜１６０３−ＮＲは、第１直交変換器１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲによる直交変換後のＮ個からなる干渉成分を除去した受信信号、及び逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８で計算された残留ブロック間干渉を考慮した重みを入力値として信号検出を行い、Ｎ個からなるその結果を出力する。

逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−ＮＴは、信号検出後のＮ個からなる信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の時系列信号を出力する。矩形フィルタ回路１６０５−１〜１６０５−ＮＴでは、逆直交変換後のＮ個からなる時系列信号に対して、ブロック間干渉の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を除去し、干渉の影響が小さい中心の残りＮｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出して出力する。メモリ１６０６−１〜１６０６−ＮＴでは、それぞれＮｗ個の時系列信号を記憶し、マルチキャリアの送信ブロックＮｃ個の信号が得られると、それを出力する。第２直交変換器１６０７−１〜１６０７−ＮＴでは、メモリ１６０６−１〜１６０６−ＮＴの出力値であるＮｃ個のマルチキャリアブロックに対して、Ｎｃポイントの直交変換を行い、得られたＮｃ個の直交成分を出力する。信号判定部１６０８−１−１〜１６０８−ＮＴ−Ｎｃでは、軟判定もしくは硬判定し、Ｎｗ個の判定結果を出力する。遅延回路１６１０−１〜１６１０−ＮＴでは、軟判定もしくは硬判定されたＮｃ個の信号に対して、１ブロック分の遅延を与えてレプリカ生成回路１６１１に出力する。

次に、第２干渉減算器１６１２−１−１〜１６１２−（ＮＴ−１）−ＮＲは、ＮＲの系列からなる干渉を除去した受信信号（時系列）、及びレプリカ生成回路１６１３−１〜１６１３−（ＮＴ−１）で生成された直前のブロックからの干渉成分のレプリカを入力として、干渉を除去した受信信号から、新たに生成された干渉成分を減算した結果を出力する。

なお、逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８の等化部で必要な重みは、干渉を除去した後の受信信号と送信信号との誤差を最小とするような重みであり、上記式展開と同様に重みを導出できる。

第１直交変換器１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲは、第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲの前段で行うことも可能である。この場合、ＮＲ×ＮＴ個必要であった第１直交変換器は、ＮＲ個で十分となる。また、この場合、レプリカ生成回路１６１１及びレプリカ生成回路１６１３−１〜１６１３−（ＮＴ−１）から出力される干渉レプリカは、直交成分に変換する必要があり、第２干渉減算器１６１２−１−１〜１６１２−（ＮＴ−１）−ＮＲは、直交成分毎に干渉を除去することとなる。

信号判定部１６０８−１〜符号１６０８−ＮＴでは、硬判定値もしくは軟判定値のいずれかの信号を出力する。また、一度、誤り訂正復号器へ入力し、その出力結果を硬判定もしくは軟判定することも可能である。

上述した動作は、逐次干渉除去装置１５１４の説明であったが、これを従来技術と同様に、並列干渉除去装置として適用することも可能である。

上述した実施形態によれば、従来のＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯと比較した場合、複数の送信局からの信号の受信タイミングがそれぞれＧＩ長を超えてしまった場合でも、タイミングオフセットによる伝送品質の劣化を軽減することが可能となる。したがって、送信局のタイミングコントロールが不要、もしくは簡易なものでよくなるため、送信側のシステムの簡易化を図ることができる。

また、従来技術で必要であったＧＩが不要となるため、伝送効率を向上させることができる。

さらに、複数の送信局が同時に同一周波数で通信することが可能となるため、周波数利用効率を改善することが可能となる。

本発明に係る無線通信システムを示すシステム構成図である。 本発明の基本原理を説明するための受信信号系列の一例を示す概念図である。 重複切り出し法用いるマルチユーザ検出の一例を示す概念図である。 ＭＴ数が３、１番目のＭＴのアンテナ数が２、２番目のＭＴのアンテナ数が１、３番目のＭＴのアンテナ数が３の場合の例を示すブロック図である。 本実施形態による、第ｕ送信局における送信系の構成を示すブロック図である。 本実施形態による受信系の構成を示すブロック図である。 本実施形態による第１直交変換器への入力信号の一例を示す概念図である。 本実施形態によるマルチユーザ検出重み演算器１１２０の構成例を示すブロック図である。 本実施形態において逐次干渉除去装置を用いるときの受信機の構成を示すブロック図である。 本実施形態による逐次干渉除去装置１５１４の構成を示すブロック図である。 従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機の構成例を示すブロック図である。 従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機の構成例を示すブロック図である。 マルチユーザＭＩＭＯ伝送における送信ブロックの構成を示す概念図である。

符号の説明

１１０１−ｕ 誤り訂正符号化器
１１０２−ｕ インターリーバ回路（シンボル・インターリーブ手段）
１１０３−ｕ 第１直／並列変換器
１１０４−ｕ 第２直／並列変換器
１１０５−ｕ−１−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）−Ｎｃ 変調器
１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ） 逆直交変換器
１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ） 波形整形回路
１１０８−ｕ−１〜１１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ） Ｄ／Ａ変換器
１１０９−ｕ−１〜１１０９−ｕ−ｎｔ（ｕ） 無線部
１１１０−ｕ−１〜１１１０−ｕ−ｎｔ（ｕ） 送信アンテナ
１２０１−１〜１２０１−ＮＲ 受信アンテナ
１２０２−１〜１２０２−ＮＲ 無線部
１２０３−１〜１２０３−ＮＲ Ａ／Ｄ変換器
１２０４−１〜１２０４−ＮＲ 第１メモリ
１２０５−１〜１２０５−ＮＲ 第１直交変換器（第１直交変換手段）
１２０６−１〜１２０６−Ｎ マルチユーザ検出器（マルチユーザ検出手段）
１２０７−１〜１２０７−ＮＴ 逆直交変換器（逆直交変換手段）
１２０８−１〜１２０８−ＮＴ 矩形フィルタ回路（矩形フィルタ手段）
１２０９−１〜１２０９−ＮＴ 第２メモリ
１２１０−１〜１２１０−ＮＴ 第２直交変換器（第２直交変換手段）
１２１１−１−１〜１２１１−ＮＴ−Ｎｃ 復調器（復調手段）
１２１２−１〜１２１２−ＮＴ 第１並／直列変換器
１２１３−１〜１２１３−Ｕ 第２並／直列変換
１２１４−１〜１２１４−Ｕ デ・インターリーバ回路
１２１５−１〜１２１５−Ｕ 復号器
１２２０ マルチユーザ検出重み演算器（マルチユーザ検出重み演算手段）
１４０１−１−１−１ チャネルインパルス応答推定部
１４０２−１−１−１ チャネル伝達関数推定部
１４０３−１−１−１ ＩＢＩ寄与行列推定部
１４０４−１−１−１〜１４０４−ＮＲ 雑音電力推定部
１４０５ マルチユーザ検出重み計算部
１５１０−１〜１５１０−ＮＲ 受信アンテナ
１５１１−１〜１５１１−ＮＲ 無線部
１５１２−１〜１５１２−ＮＲ Ａ／Ｄ変換器
１５１３−１〜１５１３−ＮＲ メモリ
１５１４ 逐次干渉除去装置（逐次干渉除去手段）
１５１５−１〜１５１５−Ｕ 並／直列変換器
１５１６−１〜１５１６−Ｕ 復調器
１５１７−１〜１５１７−Ｕ 復号器
１５１８ 逐次干渉除去装置用重み演算器
１６０１−１〜１６０１−ＮＲ 第１干渉減算器
１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲ 第１直交変換器（第１直交変換手段）
１６０３−１〜１６０３−ＮＴ 信号検出器
１６０４−１〜１６０４−ＮＴ 逆直交変換器（逆直交変換手段）
１６０５−１〜１６０５−ＮＴ 矩形フィルタ回路（矩形フィルタ手段）
１６０６−１〜１６０６−ＮＴ メモリ
１６０７−１〜１６０７−ＮＴ 第１直交変換器
１６０８−１〜１６０８−ＮＴ−Ｎｃ 信号判定部
１６０９−１〜１６０９−ＮＴ 並／直列変換器
１６１０−１〜１６１０−ＮＴ 遅延回路
１６１１ レプリカ生成回路
１６１２−１−ＮＲ〜１６１２−ＮＴ−ＮＲ 第２干渉減算器
１６１３−１〜１６１３−２ レプリカ生成回路

Claims (8)

1. 単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、
   各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う第１直交変換手段と、
   前記第１直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、
   前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
   前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、
   前記矩形フィルタ手段によって抽出された時系列データから、Ｎｃ個（Ｎｃ＞１）から成るマルチキャリアシンボルに対して、直交変換を行う第２直交変換手段と、
   前記第２直交変換手段によって直交変換されたＮｃ個の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う復調手段と
   を具備することを特徴とする受信装置。
2. 前記第１直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、
   前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段
   を具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
4. 干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｔ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
5. 前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２^ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２^ｎ 、ｎは任意の正数）の関係にあることを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
6. 前記第２直交変換手段によって直交変換された、Ｎｃ個の直交成分に対して、軟判定もしくは硬判定し、Ｎｃ個の判定結果を出力する信号判定手段と、
   前記矩形フィルタ手段から出力される時系列データに基づいて、前記第２直交変換手段によって直交変換されたＮｃ個の出力信号と、前記信号判定手段によって判定された判定信号とを用いて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、
   前記逐次干渉除去手段から出力される信号を、前記第１直交変換手段に入力することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
7. 単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する単数もしくは複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
   前記受信装置は、
   各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う第１直交変換手段と、
   前記第１直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、
   前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
   前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、
   前記矩形フィルタ手段によって抽出された時系列データから、Ｎｃ個（Ｎｃ＞１）から成るマルチキャリアシンボルに対して、直交変換を行う第２直交変換手段と、
   前記第２直交変換手段によって直交変換されたＮｃ個の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う復調手段と
   を具備することを特徴とする無線送受信システム。
8. 複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、
   各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う第１直交変換ステップと、
   前記直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出ステップと、
   前記抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、
   前記逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップと、
   前記Ｎｗ個の時系列データから、Ｎｃ個（Ｎｃ＞１）から成るマルチキャリアシンボルに対して、直交変換を行う第２直交変換ステップと、
   前記直交変換されたＮｃ個の直交成分に対して、各直交成分毎に復号を行う復調ステップと
   を含むことを特徴とする無線受信方法。

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