JP3091228B2 - スペクトル拡散通信システムにおいて、個々の受信者の位相時間およびエネルギーを追尾するために全スペクトルの送信パワーを使用するための方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の背景］ I.発明の技術分野 本発明は、無線データまたは電話システムのような多
重アクセス通信システムおよび衛星中継器型のスペクト
ル拡散通信システムに関する。本発明は、特に多重チャ
ネル用の搬送波信号の利用可能なエネルギを使用するこ
とによってスペクトル拡散通信システムにおけるユーザ
チャネルの周波数および位相を抽出し追尾するための方
法および装置に関する。本発明は、さらに、通信システ
ムにおいて異なった加入者に対して意図された複数のコ
ード分割スペクトル拡散型通信信号を使用してそれらの
各信号に対する周波数および位相基準を抽出し追尾する
ことを個々のシステム加入者に許容する方法に関する。

II.関係する技術の説明 種々の多重アクセス通信システムが多数のシステムユ
ーザ間で情報を転送するために開発されている。そのよ
うな多重アクセス通信システムにより使用される技術に
は、時分割多重アクセス（TDMA）、周波数分割多重アク
セス（FDMA）、および振幅圧伸シングルサイドバンド
（ACSSB、）のようなAM変調方式が含まれておりそれら
の基礎的知識はよく知られている。しかしながらコード
分割多重アクセス（CDMA）スペクトル拡散技術のような
スペクトル拡散変調技術は特に多数の通信システムユー
ザに対してサービスを行う場合には他の変調方式に勝る
顕著な利点を与える。多重アクセス通信システムにおけ
るCDMA技術の使用は本出願人の米国特許4,901,307号明
細書に記載されており、ここで参照文献とされる。

この米国特許4,901,307号明細書には多重アクセス通
信システム技術が開示されており、それにおいては多数
の一般的に自動車または遠隔システムの各ユーザは公共
電話交換路網等を介して他のシステムユーザ或いは所望
の信号受信者と通信するトランシーバを使用している。
トランシーバはコード分割多重アクセス（CDMA）スペク
トル拡散型の通信信号を使用して衛星中継器およびゲー
トウェイまたは地上局（時にはセルサテライトまたはセ
ルと呼ばれる）を介して通信する。このようなシステム
は通信システムに接続されたシステムユーザその他の間
で種々の形式のデータおよび音声通信信号の転送を可能
にする。

前記米国特許4,901,307号明細書に開示されたような
スペクトル拡散型の信号および変調技術を使用する通信
システムは、他の技術に勝る増加したシステムユーザ容
量を与える。それは全周波数スペクトルが領域内のシス
テムユーザ間で使用され、システムによりサービスされ
る異なった領域を横切って多数回再使用されるからであ
る。CDMAの使用は他の多重アクセス技術を使用して得ら
れるよりも所定の周波数スペクトルを使用する効率が高
くできる。また、広帯域CDMA技術の使用により通常の通
信システムで遭遇する特に地上の中継器に対する多重通
路フェーディングのような問題を容易に克服することが
できる。

広帯幅CDMA信号処理において種々の通信システム信号
を発生するために使用される疑似雑音（PN）コードベー
スの変調技術は比較的高い信号利得を与える。これは特
に類似する通信信号を、より迅速に識別することを可能
にし、それは異なった通路を伝播する通路長の異なった
信号が互いに容易に弁別されることを可能にし、PNチッ
プ期間、すなわち帯域幅の逆数を超過する対伝播遅延を
生じさせる。約1MHzのPNチップ速度がCDMA通信システム
で使用されるならば、拡散帯域幅とシステムデータ速度
との比に等しい全スペクトル拡散処理利得が信号または
信号通路間で区別或いは識別するために使用されること
ができ、それは通路遅延或いは到着時間において約1000
フィートの経路長差に相当する１マイクロ秒より大きい
相違を生じる。典型的に、都市環境は１マイクロ秒より
大きい通路遅延を生じる。いくつかの区域では遅延は10
〜20マイクロ秒に達する。

多重通路信号間の弁別の能力は厳密な多重通路フェー
ディングを減少するが、典型的にそれを完全に消去しな
い。それは非常に小さい遅延差を有する偶然的な通路が
あるからである。低遅延通路の存在は衛星中継器，又は
建物及び他の地上表面からの多重通路反射が大きく減少
されるところの方向付けられた（directed）信号リン
ク，に対して特に真であり，したがって、関係ユーザー
や中継器、ムーブメント（movement）に関連付けられた
付加的な問題およびフェージングの障害効果を減少する
ための一つのアプローチとして信号ダイバーシティのい
くてかの形態を提供することが望ましい。

一般に，スペクトル拡散通信システムにおいては、時
間、周波数及び空間ダイバシティの３つの方式のダイバ
シティが製造され、且つ、使用されている。時間ダイバ
シティは、データリピテーション、タイムインターリー
ビングや信号コンポーネンツおよびエラーコーディング
を使用することにより、実現可能である。周波数ダイバ
シティの１つの形態は、信号エネルギーが広い帯域幅に
渡って拡散されるCDMAによって本来的に実現される。し
たがって、周波数選択性フェージングは、CDMA信号帯域
幅のうちの小さい部分でのみ影響を与える。

空間あるいはパスダイバシティは、２つ以上の基地局
やアンテナを通して、地上基地中継器ステム用、あるい
は、２つ以上の衛星ビームや個々の衛星、宇宙中継器シ
ステム用として可動あるいは遠隔ユーザーに同時的なリ
ンクにより多重信号通路を提供することによって実現可
能である。すなわち、衛星通信環境やインドア無線通信
システム用において、パスダイバシティは、多重アンテ
ナやトランシーバーを用いて計画的に送受信を行うこと
により、実現可能である。さらに、パスダイバシティ
は、各パスについて分離して受信および処理すべき、そ
れぞれ異なる伝播遅延を伴って異なるパスを介して到着
する信号を許容することにより、ナチュラル多重通路環
境を利用することによって実現可能である。

仮に、２つ以上の信号受信パスが１マイクロセコンド
以上の十分な遅延差を持つのであるなら、２つ以上の受
信器がこれらのシグナルを分離して受信するために用い
ることができる。これらの信号は典型的な独立フェージ
ングやその他の伝播特性を表しているので、これらの信
号は受信器によって個別的に処理され、最終の出力情報
やデータを提供するためにダイバシティコンバイナで結
合されると共に、信号パスに現れる以外の問題を乗り越
えることができる。したがって、両方の受信器に到着す
る信号が同時に同じマナーでフェージングや干渉を有し
ているとき、実行にロスが生じる。多重通路の存在を利
用するために、実行すべきパスダイバシティ結合操作を
許容するはけいを用いることが必要である。

マルチプルアクセス通信システムにおけるパスダイバ
シティの使用例は、両方とも、本発明と同一の継承人に
継承されているもので、1992年３月31日に発行されたUS
P5,101501（SOFT HANDOFF IN Ａ CDMA CELLULAR
TELEPHON SYSTEM）および1992年４月28日に発行された
USP5,109,390（DIVERSITY RECEIVER IN Ａ CDMA C
ELLULAR TELEPHON SYSTEM）に示されており、参考と
してここに編入される。

米国特許第4901307号明細書に開示されているCDMA技
術は、ユーザ衛星通信における通信方向又はリンクの両
方のためにコヒーレントな変調及び復調を企図してい
る。このようなアプローチを使用する通信システムにお
いては、パイロットキャリア信号が、ゲートウェイ又は
衛星・ユーザ間リンク及び基地局・ユーザ間リンクのた
めのコヒーレントな位相基準として使用されている。上
記パイロット信号キャリアを追尾することで得られる位
相情報は、次に、他のシステム又はユーザ情報信号のコ
ヒーレントな復調のためのキャリア位相基準として使用
される。この技術は、多数のユーザ信号キャリアに、位
相基準として共通のパイロット信号を共用することを許
し、より安価でより有効な追尾メカニズムを提供する。
衛星中継器システムにおいては、戻りリンクは一般的
に、ゲートウェイ受信機用の位相基準のためにパイロッ
ト信号を必要としない。地上のワイヤレス又はセルーラ
ー（cellular）環境では、厳しい多重通路フェーディン
グ及びその結果の通信チャネルの位相混乱は、パイロッ
ト信号が典型的に使用されないユーザ・基地局間リンク
のためのコヒーレントな復調技術の使用を妨げる。本発
明は、望まれるようなノンコヒーレントな変調及び復調
技術の両方の使用を許す。

地上ベースの中継器及び基地局が広く使用されている
とはいえ、将来のシステムは、より多数の「遠隔」ユー
ザに到達し、真に「グローバルな」通信サービスを成し
遂げるために、より広い地理的サービスエリアのため衛
星ベースの中継器を使用することが非常に重視されるだ
ろう。しかしながら、衛星中継器は、厳格にパワー制限
された環境中で動作する。即ち、衛星制御及び通信シス
テムが実際にアクセスすることができるパワーには、適
度に限定された量がある。この制限は、特に、衛星のサ
イズ、バッテリ又は他の蓄電メカニズム特性、及び太陽
電池技術のような要因に基づく。必要とされる又はシス
テムユーザ即ち加入者のための実際のデータ転送以外の
何かのための通信システムによって使用されるパワーの
量を減じることが切望されている。通信即ち「トラフィ
ック」信号のために使用されるパワーの量を制限するた
めにいくつかの計画が提案されているとはいえ、パワー
消費の一つの主要なソースは、パイロットチャネル信号
である。

これは、より良い信号対雑音比とインターフェースマ
ージンと共にそれを提供するために、パイロット信号が
典型的な音声や他のデータ信号よりも高いパワーレベル
で送信されるということに起因する。より高いパワーレ
ベルはまた、比較的広い帯域幅とローコストな位相追尾
回路を使用するパイロットキャリア信号位相の非常に正
確な追尾を提供して、高速に成し遂げるべきパイロット
信号の初期捕捉サーチを可能とする。例えば、15個の同
時の音声信号のトータルを送信するシステムにおいて
は、パイロット信号は、４つ以上の音声信号に等しい送
信パワーを割り当てられる。衛星中継器環境では、地上
ベースの中継器システムに比較して，一様なより高いプ
ロポーショナルなパワーの量が、逆ドップラー効果又は
他の効果のためのパイロット信号に割り当てられること
ができる。しかしながら、パイロット信号におけるより
高いパワーは、他の信号のために利用可能なパワーをロ
スすることとなり、また他の信号のための干渉の源とも
なってしまう。さらに、比較的少数のアクティブなユー
ザを持つ大きな領域をサービスすることは、パイロット
信号に，いくらかの応用においてトータルのパワー配分
の許容できない大きなパーセントを占めさせる原因とさ
れてしまう。

したがって、十分な周波数及び位相追尾を維持するに
おいてパイロットチャネルまたは信号に必要となるパワ
ーの量を低減することが望ましい。また、低減したパイ
ロット信号エネルギの存在下で、ユーザまたはシステム
加入者に対する改善された周波数追尾を提供することが
望ましい。このことは、パイロット信号が、設計または
伝播効果のために実際上検出不可能なほど低いエネルギ
レベルにまで減少したときでさえも適用されるべきであ
る。さらに、通信システム内における種々の通信チャネ
ルまたは信号へと変換されるエネルギをより効率的に使
用することが望ましい。

本発明の要約 多元接続通信システムにおけるパイロットチャネル信
号に関する技術の上記した及び他の問題を鑑みて、本発
明の目的の１つは、低エネルギのパイロット信号の存在
下で適正な動作を可能にしながら、改善された時間及び
位相追尾を提供することにある。

本発明の第２の目的は、通常のあるいは弱い振幅パイ
ロット信号を用いて周波数及び位相同期を可能にすると
ともに、特定の通信システム構成に対して望まれるよう
にパイロット信号なしで動作すべく実装可能な技術を提
供することにある。これはエネルギ資源のより効率的な
割り当てを提供する。

本発明の１つの利点は、コヒーレント及びノンコヒー
レントな変調を支持しながら、高速な信号獲得に対して
大きなパーセンテージの受信スペクトラムエネルギを使
用することである。

本発明の第２の利点は、多元CDMAチャネルの同時復調
が提供され、大きなデータ転送レートを支持し、小人数
のユーザに対して高いデータレートのチャネルを割り当
てる能力を提供することである。

他の利点は、衛星中継器による通信システムにおける
各ビームに対して中央のコントローラが使用可能なこと
であり、簡単かつコスト効率のよい構造と、トラフィッ
クチャネルの高速な割り当て及び共有を可能にすること
である。

これらの及び他の目的および利点は、スペクトル拡散
通信システムにおける加入者による使用に対する信号受
信技術によって実現され、ユーザは直角位相符号化信号
を用いて所定のキャリア周波数内で異なるチャネルにわ
たって基地局または衛星中継器を介して通信する。加入
者レシーバは、通信システム内の多元受信者に対して複
数の通信チャネルを転送する通信信号キャリアの周波数
と位相を追尾する。新しい追尾技術が使用され、他のユ
ーザの通信信号からのエネルギを含む、少なくとも１つ
の衛星中継器を介したゲートウェイからなどの、所定の
ソースから受信したキャリア信号の周波数スペクトラム
に含まれた実質的パーセンテージのエネルギを用いる。

調整可能な位相で適用された、疑似ランダムノイズ
（PN）符号などの、適当な逆拡散符号を用いる一連の信
号逆拡散において、デジタル形態に変換後、一連の受信
通信信号が逆拡散される。多元拡散信号は直交包囲符号
を除去すべく、並行して復調または復号されてデータシ
ンボル信号が生成される。多元復号チャネルまたはデー
タシンボル信号はその後、キャリア周波数を追尾するの
に用いられる少なくとも１つの追尾ループへの入力源と
して用いるための単一の位相検出信号を提供すべく加算
要素において加算される。タイミングループは，キャリ
ア信号周波数が逆拡散において用いられる位相角を調整
するために逆拡散ステージに一般的に供給されることを
示すタイミング信号を生成する。

好ましい実施形態において、共通のキャリア周波数を
有する通信信号が受信されて、該通信信号は位相のあっ
た直交成分を有する、所望のベースバンド周波数でデジ
タルスペクトラム拡散通信信号に変換される。受信信号
に対して概して1/2チップ遅延の後に、ベースバンド信
号は、各々が実質的に所定の通信信号のすべての情報を
含んでいる位相のあった成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）と
に分離される。

これらのＩ及びＱ信号成分は、通信システム用の所定
の同相の成分と直角位相のPN符号シーケンスを使用して
逆拡散される。この逆拡散の間、外部符号と称される前
記PNシーケンスは、入力通信信号と同相となるべく評価
した位相値で予備選択された比較で供給される。これ
は、一般に一対の高速アダマール変換器を使用するデー
タビットにデータシンボルから続いて変換される前記Ｉ
及びＱチャネル上のデータシンボルを生成する。符号変
換器の各々は、チャネルＩまたはＱ上のデータシンボル
を受け、対応するデータビットの出力を提供する。前記
Ｉ及びＱチャネル用のデータビットは、かけ算素子の対
の様式の積きに形成される。アクティブ信号の各々の対
様式の積は、その平均受信パワーに関連して重みづけら
れて、関係ある共通キャリア周波数を使用するアクティ
ブ信号に対応する、多数の、通常全ての、アクテイブ直
交符号（「直交符号」を以下、「直交コード」とも記
す）、一般のウォルシュ関数上でそれらを加える加算素
子に蓄積される。その結果加算された信号は、プロセッ
シングからのノイズと望ましくないスペクトル成分を低
減するために狭帯域通過フィルタを通って変換される。
この濾波された信号は、受信された通信信号の評価され
た位相がその真の値から異なる程度の正確さ，又は位相
評価の正確さとして表示を提供する。この情報は前記PN
コードシーケンス用のアプリケーションの位相を調整す
るために使用されるもので、前記キャリア信号の位相に
ロックされる。望ましくは、予備選択された位相オフセ
ットは［Doppler］ドップラーシフト等の周知の影響を
補償するために供給することもできる。

更なる実施例に於いて、Ｉ及びＱチャネルから蓄積さ
れたデータビットは、追尾される通信信号のパワーの測
定を為すために２乗され加算される。フィルタ係数は加
算結果に供給することもでき、対応する受信回路のアナ
ログステージの自動信号利得用の適切な設定を決定する
ためと、信号の強さの表示を提供するために使用する。
前記パイロット信号の相対的な強さと位相は、また、Ｉ
チャネルデータを使用することによってのみ決定され
る。

前記デジタルベースバンド信号は、また、前記通信シ
ステム用の予め定められた同相及び直角位相PNコードシ
ーケンスを使用して、どんなディレイもなしに逆拡散さ
れる。この逆拡散の間、データシンボルは，高速アダマ
ール変換器の第２の対に接続されるＩ及びＱチャネルの
第２のセット上に生成される。選択機構は、PNシーケン
スの‘アーリー’及び‘レイト’タイミング期間用、す
なわちノンディレイとワン・チップ・期間遅延PNシーケ
ンス用に該逆拡散が生ずることを可能にする。前記デー
タシンボルは、再びＩ及びＱチャネルデータビットに変
換され、平方演算に委ねられる。その結果の積は対様式
のお互いから減算され、多数のアクティブ直交コード上
で加算される。フィルタ係数は前記プロセッシングから
望ましくない周波数成分を除去するために加算結果に供
給される。その結果の出力信号は、入力信号のサンプリ
ング,10分の１化に使用する相対的なタイミングの表示
を提供し、タイム追尾ループ出力として作用する。

図面の簡単な説明 本発明の上記特徴、目的及び利点は、図面を参酌して
特徴上の違いや構成要素を推測すれば、下記の詳細な記
述により明確に理解される。

即ち、図１は、例示的なCDMA無線通信システムの外観
図を示している。

図２は、無線CDMA通信システムのための例示的なゲー
トウェイ復調／変調装置のブロックダイヤグラムを図示
している。

図３は図２の装置の手段の典型的な送信変調器の詳細
な様子を図示している。

図４は、例示的な加入者ユニット復調／変調装置のブ
ロックダイヤグラムを示している。

図５は、図４の装置の受信ポートの詳細な説明を図示
している。

図６は、図４の装置に使用される典型的な受信器タイ
ミングループコントロールを図示している。

図７は、本発明の原理に従って構成、処理される図４
の装置に使用される総合パワーを基にしたタイミング・
ループ・コントロールを図示している。

図８は、コヒーレント及び非コヒーレント信号復調を
実行するための図４の装置に使用される総合・パワー受
信器を図示している。

図9A及び図9Bは、本発明の原理に従って構成・処理さ
れる図４の復調／変調装置に使用されるデジタル受信器
のシングル・フィンガーの一部を図示している。

好適実施例の詳細な説明 本発明は、スペクトラム拡散マルチプルアクセス通信
システムにおける信号の周波数および位相を追尾するた
めの新しい方法および装置を提供する。新しい復調技術
は、使用可能なキャリア周波数および位相情報の更なる
効果的な利用を生み出す。これは、他のユーザの為の通
信信号からのエネルギを含む受信されたキャリア信号の
周波数スペクトラムを占有するエネルギのすべてまた
は、実質的な部分の適用によって実現するものである。
このエネルギは１つのエラー検知信号を生成するために
使われ、この検知信号は追尾ループのための一入力とし
て利用できる。そして、このループは集約する受信信号
におけるタイミング合わせに受信者により使われる。ひ
とつの実施例においてエラー検知信号は、受信者の指中
に受け取られる信号に逆拡散コードを適用して直接的に
その位相を合致させる。この周波数追尾および信号復調
の試みは、微弱で存在不確かなパイロット信号の存在に
おいて、しっかりしたデザインを提供するものである。
本技術は、通信システムデザインに基づく多数の衛星に
おいて存在する制限事項を考慮する。

無線データ、テレホンシステムのような，典型的なCD
MA通信システムにおいて、所定の地域の基地局，あるい
はセルはそれぞれ、そのシステムユーザのための通信信
号を処理するために幾つかのスペクトラム拡散モデムを
利用している。それぞれのスペクトラム拡散モデムは通
常はデジタルなスペクトラム拡散通信変換器，少なくと
も１つのデジタルなスペクトラム拡散データ受信機と、
少なくとも１つのサーチャー受信機を使っている。通常
のオペレーション期間においては、基地局の１つのモデ
ムは、それぞれ遠隔または移動体ユーザ、あるいは加入
者ユニットに割当られており、これは割り当てられた加
入者との通信信号の送信を行うために必要とされている
ものである。多重受信機をモデムが使うと、１つのモデ
ムが多様なダイバシテイ処理に順応する。また一方、多
重モデムは、組合わせとして利用されてもよい。衛星中
継器を駆使する通信システムのためには、これらのモデ
ムは基地局に配置されその衛星を経由した通信信号によ
りユーザとの通信を行うゲートウェイまたはハブステー
ションとして参照される。他にも、この衛星やゲートウ
ェイと通信し，このシステムの広範な追尾制御および信
号の同期制御を維持する他の関連するコントロールセン
ターが存在してもよい。

一例として、図１に示すような無線・通信システム
が、本発明の要旨に基づいて建設された。図１に示す通
信システム10は、無線データターミナルまたは電話を有
する通信システムの遠隔または移動体加入者ユニットの
通信システムとこのシステム基地局との間の通信におけ
るスペクトル拡散変調技術を使用される。大きな都市域
におけるセルラー電話形のシステムでは、地上基地中継
器を使用する数千の移動体システムの使用者へのサービ
スのための数百の基地局を有している。より少ない衛星
中継器は、典型的には、中継器当たりより多くの、かつ
より広い地理的地域に分布された通信システムに使用さ
れる。

図１に示すように、この通信システム10は、システム
コントローラおよび交換ネットワーク12を使用し、また
移動電話交換局（MSTO）を経由するもので、このものは
インターフェースおよび基地局またはゲートウェイのた
めのシステム・ワイド・コントロールを提供するプロセ
ッシグ回路を含んでいる。また、コントローラ12は、公
共交換電話ネットワーク（PSTN）と基地局またはゲート
ウェイ、および加入者ユニットとの間の電話呼び出しの
経路指示コントロールする。コントローラ12を各種のシ
ステム基地局に結合する通信リンクは、公知の技術、た
とえばこれに限定されるものではないが、専用電話回
線、光ファイバリンク、またはマイクロウエーブすなわ
ち専用衛星通信リンクから構成することができる。

図１に示す通信システムの一部には、２つの衛星中継
器18および20に沿った、および２つの関連したゲートウ
ェイすなわちハブ22および24のための典型的な２つの基
地局14および16が示されている。これらのシステムの要
素は、それぞれ無線通信装置、例えばこれに限定される
ものではないがセルラー電話を有した２つの典型的な遠
隔加入者ユニットの間の効率的な通信に使用されるもの
である。これらの加入者ユニットは、移動形のものとし
て説明されているが、本発明では、遠隔無線サービスが
必要な固定ユニットにも通用できることは当然である。
この後者のサービスは、特に、世界の多くの遠隔地域に
使用される通信リンクを構成する衛星中継器を使用する
ものに関連している。

ビーム（スポット）およびセル、またはセクターなる
用語は、互換的に使用されるものであり、その理由は、
この分野および地理的地域サービスの態様は同様のもの
であり、本質的に中継器の使用および配置の形式の物理
特性のみで相違しているからである。また、セルは基地
局信号の効果的なリーチ（reach）として規定され、ま
たビームは、地表に放射された衛星通信信号によってカ
バーされる「スポット」である。さらに、セクターは一
般的に１セル中の異なる地理的地域をカバーするもの
で、しばしばFDMA信号として引用される。

用語基地局及びゲートウェイはまたしばしば相互に交
換可能に使用され、ゲートウェイは当業界において特別
化された基地局として認められており、特別化された基
地局は衛星中継器を介して直接通信し、そして対応する
機器とのより多くの「家庭保持仕事」を持ち、基地局が
地球上のアンテナを使用して周囲の地理上の領域内で直
接通信して、移動中の中継器を介してのこのような通信
リンクを維持する。中央制御センターはまた典型的によ
り多くの機能を持ち、ゲートウェイ及び移動中の衛星と
の相互作用を果たす。

このような例を仮想する。衛星18及び20からのビーム
が他の地理学上の領域を覆うように向けられて，基地局
14及び16の夫々は個々のアンテナからの送信パターンに
より提供される個々の地理学上の領域または「セル」上
にサービスを提供する。しかしながら、衛星に対するビ
ームが覆う範囲またはサービス領域及び地球上の中継器
に対するアンテナパターンは完全に、または部分的に、
通信システム設計および提供されたサービスの型に従属
した所定の領域で、重複する。従って、通信プロセス中
の種々の地点で、ハンドオフが基地局またはゲートウェ
イの間でなされ、基礎ステーションまたはゲートウェイ
は種々の領域またはセルを提供しており、そしてダイバ
ーシティがまたこれらの通信領域または装置の幾つかの
間で達成される。

第１図では、基地局14及び加入者ユニット26及び28の
間の通信リンクの為の可能な信号通路の幾つかが線30及
び32の一連により図示されている。これらの線の矢印先
端は，前方または逆リンクのいずれかであるリンクの為
の例示的な信号方向を図示している、とはいうもののこ
のサービスは明確化の為にのみ図示され，実際の信号パ
ターンや所望の通信通路に何等かの制限を加えるもので
はない。同様な方法で、基地局16及び加入者ユニット26
及び28の間の可能な通信リンク線34及び36により図示さ
れている。

さらなる可能な信号通路が衛星18及び20を介して達成
される通信の為に図示されている。これらの通信リンク
は、１つまたはそれ以上のゲートウェイまたは中心化さ
れたハブ22及び24と加入者ユニット26及び28との間の信
号通路を設定する。これらの通信リンクの衛星使用者部
分は線40,42,及び44の一連により図示されていて、そし
てゲートウェイ−衛星部分は線46,48,50及び52により図
示されている。幾つかの形態では、線54により指摘され
ているリンクを越える衛星対衛星間の直接通信を設定出
来る可能性もある。

基地局によってサービスされる地理的領域すなわちセ
ルは、実質的に重ならずまたは交差しない形状に設計さ
れ、これは、通常、使用者や加入者ユニットを、他の基
地局よりも近い基地局，あるいは、セルが更に下位の分
配されているセルセクターに配置する。これは実質的に
衛星通信と同様であり、決定要因は、特定ビームパター
ンの加入者ユニットの存在、その信号強度であるが、衛
星への近さには関係しない。

上述したように、現在のCDMA無線やセル電話システム
では各基地局やゲートウェイもまた、放送の領域にわた
ってパイロットキャリア信号を送信する。衛星システム
においては、この信号は、各衛星ビームで、あるいは搬
送周波数内で送られ、衛星によってサービスされる特定
のゲートウェイを作る。単一パイロットは各ゲートウェ
イあるいは基地局に送られ、その各々がそれ自身の別個
のパイロット信号を持っているセクターに下位分割され
ている場合を除いては、ゲートウェイの全使用者によっ
て分けられる。パイロット信号は一般にデータ変調を含
まず、初期システム同期を得るために、そして信号が送
られた基地局を追尾するしっかりした時間と周波数と位
相の識別を与えるために，加入者によって使用される。
ゲートウェイあるいは基地局の各々もまた、ゲートウェ
イ識別やシステムタイミングや使用者ページ情報や様々
な他の信号などのスペクトル拡散変調情報を送信してい
る。

基地局やゲートウェイの各々は（システム広範再使用
のための）特有のパイロット信号を持っているが、それ
らは異なるPNコード生成器を用いて生成されておらず、
異なるコード位相オフセットの同一の拡散コードを使用
している。これは、PNコードを互いに区別可能にし、元
の基地局とゲートウェイあるいはセルとビームの識別を
可能にしている。あるいは、一連のPNコードが、各ゲー
トウェイに対して、可能なことにゲートウェイ通信する
各衛星面に対して、使用される異なるPNコードを用いた
通信システム内で使用される。当業者であれば容易に理
解できることであるが、望ましい多くのあるいは少しの
PNコードが、特定の信号源や通信システムの中継器を識
別するために指定されることができる。すなわち、コー
ドはシステム内の中継器や信号発生源を識別し、可能な
通信チャネルの全部の数と，システム内で応答できる使
用者の数を最大にする要望を条件とする。

通信システムにわたって一つのパイロット信号コード
シーケンスを使用することは、申込者ユニットがすべて
のパイロット信号コード位相にわたる信号検索でシステ
ムタイミング同期を見つけることを可能にする。最強の
パイロット信号は、各コード位相用の相関処理を用いて
検出可能である。

加入者ユニットは、全シーケンスを検索し、最も強い
相互関係が生まれるようにオフセットや変動状態を一致
させる。このようなプロセスによって割り出された最も
強いパイロット信号は、一般的に、最も近い基地局によ
って送信されたパイロット信号又は変換した衛星ビーム
に一致する。しかしながら、最も強いパイロット信号
は、一般的に、その送信源とは無関係に用いられる。な
ぜなら、その信号は、明らかに、ユーザが、容易に追尾
できると共に正確に復調できるからである。

パイロットキャリアは、システム内において、ユーザ
信号や追尾チャネルのように、他の種類のキャリア信号
よりも高い出力レベルで送信されるため、そのキャリア
は、より大きい信号対ノイズ比や干渉マージンを有して
いる。パイロットキャリアの比較的高いエネルギーレベ
ルは、この信号に対する高速初期捕捉の検索を可能とす
ると共に、比較的広い帯域の位相追尾回路を用いて位相
を高精度に追尾することが可能となる。パイロットキャ
リアを追尾することから得られるキャリア位相は、基地
局14,16及びゲートウエイ22,24によって送信されたユー
ザー情報信号を復調するためのキヤリア位相差として用
いられる。このような技術は、多数のトラヒックチャネ
ルやユーザー信号キャリアをキャリア位相差用の共通の
パイロット信号に分ける。

最も強いパイロット信号に対する捕捉や同期に際し、
加入者ユニットは、パイロットと同じシーケンス長を有
する異なるPNコードを通常用いている同期又は同期信号
やチャネルのような他の信号を検索する。同期信号は、
あるシステム情報を含んだメッセージを送信し、このシ
ステム情報は、更に、初期のゲートウエイや全ての通信
システムを割り出す。加えて、同期信号は、長PNコー
ド、インターリーバーフレーム、ボコーダーのための同
期情報を、及び要求されている他のチャネルの検索をす
ること無く遠隔加入者ユニットによって用いられるよう
な他のシステムタイミング情報を送信する。

また、ページング信号やチャネルのような他の信号
は、通信システムによって、ゲートウエイで加入者用に
存在し維持されている通話や通信情報の状態を示すメッ
セージを送信するために使用されることが可能である。

ページング信号は、通常、ユーザが通信リンクに加入
し、指名した加入者ユニットからの応答を要求した際に
用いるための適当なチャネル指定が付されている。

同期を補助するために、通信システム内の全ての領域
やこのシステムの予め規定された比較的小さな箇所に
は、広い同期情報の精密システムが設けられている。多
数の実施において、グローバルポジショニングシステム
（GPS）式受信機が、タイミングを協定世界時間に同期
させるために基地局又はゲートウエイにより使用され
る。正確な同期は、ゲートウエイとユーザーとの間のハ
ンドオフがひとつのサービス領域から他の領域に移動す
ることを容易に可能とする。このタイミング同期はま
た、衛星がそれら各々の軌道を移動するように使用され
るところのゲートウエイ変更として衛星から衛星への正
確なハンドオフ供するために、低い地球軌道を使用する
通信システムで使用される。

通信リンクが確定した場合でも、加入者ユニットは通
常、近接セル、セクター又はビームに対応の符号オフセ
ットにて、受信パイロット信号符号を走査する。この機
能が特定の用途を果たために起動されている場合は別で
ある。この走査の実施により、他のセクターから出るパ
イロット信号が最初に選択されたゲートウェイ信号また
は基地局パイロット信号よりも強いか否かを判断する。
アクテイブでないモードでの動作中、いずれの通話又は
データ信号も処理されないところで、もしも他のセル又
はビームに向けてのそのようなより高い信号強度のパイ
ロット信号が検波されるならば、加入者ユニットは、新
しいゲートウエイに対してよりつよいパイロット信号及
び対応する同期及びページングチャネルを捕捉する。そ
れゆえに、加入者ユニットは良質の通信リンクを確定す
るための準備状態にある。

図１に示すように、パイロット信号は加入者ユニット
26へ、アウトバウンド即ち順方向通信リンク30と36とを
それぞれ使う基地局14と16から、またゲートウェイ22と
24から、リンク40,46,48を使用する衛星18を介して送信
される。加入者ユニット26における回路構成はそれか
ら、それは基地局又はゲートウエイ（衛星）サービスの
いずれを通信のために使用すべきか、すなわち一般にそ
れはセル又はビームのいずれにあるかを、基地局14と16
又はゲートウエイ22と24により送信されたパイロット信
号のために相対的な信号強度を比較することにより、決
定するために使用される。図示を明確にするために、図
１において衛星20は加入者ユニット16との通信として示
されてはいない。しかし、しかし、これは特定のシステ
ム構成、衛星ビームパターン分布、そしてMTSO12による
セルの移動とに依存してもよい。

本実施例では、加入者ユニット28は地上サービスの目
的で、基地局16と通信してもよい。但し、ゲートウェイ
・サービスの目的で衛星18または20と通信はできない。
呼び出し又は通信リンクが開始し、加入者あるいは遠隔
ユニットが作動モードに切り替わった時、疑似ノイズ
（PN）符号が発生、すなわち選択され、この呼び出し期
間中に使用される。符号はゲートウエイにより動的に指
定されるか、又は特定の加入者ユニットのための識別フ
ァクターに基づいた事前調整済みの値を使用して決定さ
れることができる。加入者ユニット28が通話を開始し、
制御メッセージがまた適当な基地局又は衛星ゲートウエ
イ、ここで16,18又は20にまた送信される。通話要求メ
ッセージの受信中の、基地局16又はゲートウエイ22又は
24のいずれかは、例えば衛星18を通して、通話番号をシ
ステム制御装置又はMTSO12へ移し、それからPSTNを通し
て該通話を意図する受信者に接続する。同様に、MTSO12
はゲートウエイ又は基地局の一つを通して該通話を他の
加入者に向ける。

図１に示す例のようなスペクトル拡散タイプの通信シ
ステムは、直接シーケンスの疑似ノイズスペクトル拡散
搬送波に基づいた波形を用いる。すなわち、所望の拡散
効果を達成するために、ベースバンド搬送波は疑似ノイ
ズPNシーケンスを用いて変調される。PNシーケンスは、
拡散中のベースバンド通信信号より高い周波数を有する
１連の「チップ」から成っている。典型的なチップ速度
は1.2288MHz台であり、通信システム設計の当業者に周
知の信号強度及び品質に関する帯域幅全体と、所望の又
は許容される信号インタフェースと、他の判断基準に従
って選択される。当業者には、経費上の制約及び通信品
質の兼ね合いに鑑み、割り当てられたスペクトルに従っ
てチップ速度をどのように修正することができるか理解
されよう。

基地局又はゲートウェイから加入者に至るリンクの場
合、スペクトルを拡散するために使用される二進法シー
ケンスは、おのおのが別々の特性を有し、別々の機能を
サービスする２つの別々のタイプのシーケンスで構築さ
れている。「外部の」符号を用いて、別々の基地局から
送信された信号同士を区別し、また、別々の多重通路信
号同士を区別する。この外部符号は一般的には、セル又
はビーム中のすべての信号によって共有されており、一
般に比較的短いPNシーケンスである。しかしながら、シ
ステム構成によっては、１セットのPN符号シーケンスを
各ゲートウェイに割り当てたり、異なったPN符号をサテ
ライト中継器で用いたりできる。各システム設計で、技
術上理解される係数に従ってシステム内に直交「外部」
符号が分配される。

次に、「内部」の符号を用いて、１つの地域内の別々
のユーザーを区別したり、前方向リンク上の１つの基地
局、ゲートウェイ又は衛星から送信されるユーザー信号
同士を区別する。すなわち、各リンクは、固有の包括PN
符号シーケンスを用いて前方リンク上に提供される自分
自身の直交チャネルを有している。逆リンク上では、ユ
ーザー信号は完全には直交していないが、符号記号変調
されるように微分される。また、追加の拡散符号を、後
続の受信及び処理の間に信号利得を改善するために追加
のレベルの「スクランブル動作」を提供するような送信
用データを作成する際に使用することができることが技
術上理解されている。

長さｎ（ｎは２の二乗）を持つｎ個の直交二進法シー
ケンスから成るセットを構築することができることが技
術上周知である。これは、1964年のプレンチスホール社
（Prentice−Hall,Inc.）のS.W.GolombらによるDigital
Communications with Space Applicationsの45〜6
4ページなどの文献に説明されている。事実、４の倍数
でしかも200未満の長さを有するほとんどのシーケンス
に対して、直交二進法シーケンスのセットがまた周知で
ある。このようなシーケンスから成り、発生することが
容易な１つのクラスをウォルシュ関数と呼ぶが、これは
またアダマールマトリックスとしても知られている。

実の場に対してｎ次のウォルシュ関数は帰納的に次の
ように定義することができる： ここで、Ｗ^＊はＷの逆であり、Ｗ（１）＝１（すなわ
ち、Ｗ^＊（１）＝−１）である。

したがって、次数が２、４及び８の最初のいくつかの
ウォルシュ関数は次のように表すことができる： 次に、ウォルシュ関数又はシーケンスはウォルシュ関数
マトリックスの行の内の単なる１つであり、「ｎ」次の
ウォルシュ関数マトリックスは、おのおのがｎビット長
であるｎ個のシーケンスを包含している。

ｎ次のウォルシュ関数（さらに他の直交関数も）は、
１ストリングの記号中のｎ個の符号記号の間隔上をセッ
ト内の異なったシーケンスのすべての間の相互相関は、
これらのシーケンスが一時的に揃っていればゼロであ
る、という特性を有している。これは、あらゆるシーケ
ンス中のビットの正確に半分が他のすべてのシーケンス
内のビットとは異なっていることを観察すれば容易に理
解される。もう１つの特性は、一方のシーケンスは常に
オール１から成るのに対して、もう一方のシーケンスの
すべては、ハーフ１およびハーフマイナス１から成るこ
とである。

いくつかの搬送波の波形が通信システム10内で使用す
ることができる。この好ましい実施形態では、正弦搬送
波は、１対の二進法PNシーケンスによって拡散された直
角位相成分（４位相）である。この方式では、拡散する
PNシーケンスは同じシーケンス長を持つ２つの別々のPN
発生器によって発生される。１つのシーケンスの双位相
は搬送波信号の同位相チャネル（チャネルＩ）を変調
し、他のシーケンス双位相は直交位相成分、すなわち搬
送波信号のたんなる直交位相成分のチャネル（チャネル
Ｑ）を変調する。この結果得られる信号は加算されて複
合４位相搬送波を形成する。

基地局又はゲートウェイから送信されたすべての信号
は、チャネルＩとＱの双方の同じ外部PN符号を共有して
いる。既述したように、これらの信号はまた、ウォルシ
ュ関数を用いて発生された内部直交符号で拡散される。
ウォルシュ関数のサイズｎは、通信システム内に収容さ
れる予定のチャネルの所望の数に従って設定される。サ
テライト中継器システムの場合に有用であることが分か
っているチャネルの数の例として、ゲートウェイー加入
者リンクの場合の128（ｎ＝128）がある。これによっ
て、128の異なった通信信号又はチャネルが各包括領域
内の任意の周波数に対して生成され、それぞれに固有の
直交シーケンスが割り当てられる。これらのシーケンス
の内の少なくとも３つはパイロット機能、同期機能及び
ページングチャネル機能に専用であり、追加のページン
グチャネルがときどき使用されるだけである。

特定のユーザーにアドレス指定された信号は、そのユ
ーザーのリンク又は情報転送の持続時間の間に使用され
るようにゲートウェイ又は通信システムコントローラに
よって割り当てられた特定のウォルシュ符号シーケン
ス、すなわちウォルシュシーケンスの内の１つによって
変調される。これは、内部符号の応用を表すものであ
る。その結果得られる内部符号信号は次に、同じ符号で
あるが90度ずれている外部PNシーケンスで乗算されて、
チャネルＩとＱに印加されて、外部符号に対して双位相
の変調を効果的に実行する結果となる。

隣のセル、セクター又は他の事前定義された地理的な
包括地域はウォルシュ関数を再使用するが、この理由
は、このような地域で用いられる基本的な外部PN符号が
互いに別個であるからである。２つ以上の基地局又は衛
星トビームから特定の加入者のロケーションに到達する
信号の伝播時間が異なっているということは、複数のセ
ルに対してウォルシュ関数の直交性を同時に維持するた
めに必要な信号の絶対的な時間整合性を保つことが不可
能であることを意味する。異なったゲートウェイ又は基
地局から受信された信号を区別する際には外部PN符号に
頼っている。しかしながら、１つの衛星ビームで基地局
から送信されるすべての信号は互いに直交し、互いに対
する干渉には大して寄与しない。これによってほとんど
のロケーションでの干渉の大多数が解消し、より大きな
キャパシティを得ることができる。

パイロット波形は、すべての（実数の）ウォルシュ関
数セットに見受けられるオール１ウォルシュ符号シーケ
ンスを用いる。すべてのパイロット搬送波に対してオー
ル１ウオルシュ符号シーケンスを用いることによって、
パイロット波形を初期に探索して、外部符号PNが同期さ
れるまでウォルシュ符号シーケンスを無視することがで
きる。ウォルシュフレーミングはPN符号サイクルに固定
されるが、その理由は、ウォルシュフレームの長さがPN
シーケンス長の要素であるからである。したがって、基
地局又はゲートウェイによるPN符号のオフセットが128
個のチップ（又は通信システム10の特定の選択されたウ
ォルシュフレーム長）の倍数であれば、ウォルシュフレ
ーミングは外部PN符号タイミングサイクルから暗に知ら
れる。

同期、ページング及びボイス又は追尾チャネルの信号
では、ディジタル化された音声などの入力データは一般
的には、反復があれば符号化され、次にインタリーブさ
れて、エラー検出と訂正機能を提供する。これによって
通信システムは低い信号対ノイズ比と干渉比で動作でき
る。重畳タイプ又は他のタイプの符号化、反復及びイン
タリーブの技法は技術上周知である。各チャネルに対す
るエラー訂正符号化記号ストリーム中の記号は実整数
（０から１と１からマイナス数）に変換され、そのチャ
ネルの割り当てられたウォルシュ関数又はシーケンスで
ディジタル式に乗算され、次に実フィールドのシーケン
スに変換された後で外部PN符号でディジタル式に乗算さ
れる。結果得られる各信号に対する拡散記号ストリーム
は次に一緒に加算されて複合波形を形成する。

結果得られる複合波形は次に正弦搬送波に変調され、
帯域通過フィルタリングされ、所望の動作周波数に変換
され、増幅されてアンテナシステムによって放射され
る。本発明の代替実施形態は、これらの動作の１部を入
れ替えて、送信信号を形成する。例えば、各ボイスチャ
ネル信号を外部PN符号化波形で乗算し、さらに、送信さ
れるすべてのチャネル信号を加算するに先立ってフィル
タリング動作を実行することが好ましいであろう。加算
は、IF周波数などの処理中のいくつかの別々のポイント
で又はベースバンド周波数で遂行されるが、いずれにせ
よ、PNシーケンスによる変調の前か後で実行される。線
形動作の順序を入れ替えてさまざまな実現上の利点及び
異なった設計を得ることは技術上周知である。

CDMA通信システムを実現するに当たって有用な基地局
又はゲートウェイ装置の例示実施形態を図２にさらに詳
細に図示する。図２のゲートウェイ復調器／変調器で
は、少なくとも２つの受信機システムを利用している
が、それぞれが個々のアンテナとアナログ式受信機セク
ションを持っていて周波数や空間ダイバーシティを受信
するようにしている。基地局では、複数のアンテナを用
いて、一般にセクター内で空間ダイバーシティを受信す
るようにしている。各受信機システムでは、信号は、自
身がダイバーシティ合成プロセスを経験するまでは実質
的に同じ方法で処理される。ダッシュ内の部品は１つの
ゲートウェイと１つの移動式加入者ユニット間での通信
を管理するために用いられた部品に対応しているが、あ
る種の変更は技術上周知である。アナログ受信機又は受
信機セクションの出力または他の部品に提供されて、他
の加入者ユニットとの通信に用いられる。

図２に示すゲートウェイのトランシーバ又は復調器／
変調器の部分は、通信信号受信用のアンテナ60を持つ第
１の受信機セクションを有するが、これは、信号がダウ
ン変換され、増幅され、ディジタル化されるアナログ受
信機62に接続されている。チャネル信号のRF−IF−ベー
スバンドに至る周波数ダウン変換とアナログ−ディジタ
ル変換が技術上周知である。ディジタル化された信号は
アナログ受信機62から出力され、入力として探索受信機
64及び少なくとも１つのディジタルデータ受信機66に提
供される。追加のディジタルデータ受信機（66B〜66N）
を用いて、各加入者ユニットに対して信号ダイバーシテ
ィを得るが、これは１部のシステム設計にとってはオプ
ションであり、RAKE設計受信機セクションのフィンガを
形成する。これらの追加データ受信機は、単独で又は他
の受信機と組み合わされて、いくつかの考えられる伝搬
経路に沿って加入者信号を追尾して受信し、ダイバーシ
ティモード処理を実行する。

ゲートウェイもまた一般的には、追加の搬送波周波数
を持つ又は他の識別用パラメータを用いる通信信号に対
処するための追加の受信機セクションを有している。こ
れは、第２のアンテナ70と、第２のアナログ受信機72
と、第２の探索受信機74とと、第２のディジタルデータ
復調器セット76A〜76Nとを含むこのような第２のセクシ
ョンを用いて図２に示す。しかしながら、このようなセ
クションの多くが一般的にはゲートウェイ中で用いられ
て、任意の時間で取り扱われるあらゆる衛星ビーム及び
考えられる多重通路信号に対処している。

ダイバーシティコンバイナ・復号器78はデータ受信機
66A〜66N及び76A〜76Nの出力とカップリングされて、こ
れらの信号を１つの出力に結合する働きをするが、この
出力は次にディジタルリンクすなわち処理インタフェー
スユニット80に提供される。ダイバーシティコンバイナ
78を構築する装置は技術上周知であり個々ではこれ以上
示さない。ディジタルリンク80は、出力データを一般的
にはMTSOディジタルスイッチ又はネットワークに提供す
るために送信変調器82に接続されている。ディジタルリ
ンク80は復号化、未符号化及び複合化データ信号をダイ
バーシティコンバイナ・復号器78、MTSOネットワーク、
１つ以上のゲートウェイ送信変調器82、並びに他のこの
ようなダイバーシティコンバイナ・復号器及びゲートウ
ェイ送信変調器の間で制御したり出力したりする働きを
する。これに限られないがボコーダ及びデータモデム並
びに周知のディジタルデータ交換・記憶要素を含むさま
ざまな周知の部品を組み込んでディジタルリンクを形成
することができる。

データ受信機66A〜66及び76A〜76N、さらに探索受信
機64及び74、ディジタルリンク80及び送信変調器82から
成るセットに連結されている少なくとも１つのゲートウ
ェイ制御プロセッサ84がコマンド信号と制御信号を提供
して、これに限られないが、信号処理、タイミング信号
発生、出力とハンドオフ制御、ダイバーシティ結合及
び、MTSOとのシステムインタフェースなどの機能を果た
す。その上、制御プロセッサ84はウォルシュ符号シーケ
ンスを、加入者通信で使用するように、送信機と受信機
に割り当てる。

MTSOからの信号は、通信システム内であれ他の結合器
からのものであれ、適切な送信変調器にカップリングさ
れて、制御プロセッサ84の制御下で動作中のディジタル
リンク80を用いる受信加入者に送信される。これまた制
御プロセッサ84の制御下で動作している送信変調器82は
次に、意図される受信加入者ユニットに送信するため
に、データをスペクトル拡散変調する。送信変調器82の
出力は、出力信号に用いられる送信出力を制御する送信
出力コントローラ86に提供される。この制御によって、
干渉目的の出力が最小化されるが、これは送信経路での
減衰に対して必要とされる適切な保証レベルである。制
御プロセッサ84はまた、パイロット信号、同期チャネル
信号及びページングチャネル信号の発生及び出力並び
に、アンテナへの他の信号及び出力を加算される前にそ
れらを出力コントローラ86へのカップリングを制御す
る。

出力コントローラ86の出力は加算器88に提供され、こ
こで、他の送信出力制御回路の出力を加算され、この出
力は共通送信周波数で他の加入者ユニットに出力され
る。加算器88の出力は、アナログ送信機90に提供され、
所望のRF周波数でさらに増幅されアンテナ92に出力され
て、衛星中継器を介して加入者ユニットに放射される。
既述のように、基地局はセル又は各セクターに対して１
つ以上のアンテナを用い、一方ゲートウェイはこのよう
な送信機とアンテナを複数個用いてサテライト中継器と
通信する。

送信変調器82を実現する例示の信号変調器設計を図３
に示す。図３では、変調器82は符号器100とインタリー
バ102を含んでいる。ウォルシュシーケンスを符号化す
るに先立って、各チャネルが搬送する信号は一般には反
復的に重畳して符号化され、技術上周知の技法を用いて
インタリーブされる。

インタリーブ記号ストリーム又はインタリーバ102か
らのデータは次に、ウォルシュ符号化され、又は割り当
てられたウォルシュ符号シーケンスでカバーされる。ウ
ォルシュ符号はウォルシュ符号発生器104によって供給
され、ロジック部品106中の記号データで乗算され又は
これと結合される。ウォルシュ関数は一般的にはクロッ
ク周波数9,600Hzで動作し、一方、ボイス、ファクシミ
リ（FAX）及び高速／低速データチャネルを含む例示の
可変データレートシステムでは、インタリーブデータ記
号速度は約75Hzから19,000Hz（又は場合によっては76,8
00Hzという高い値）まで変化する。その結果得られる符
号化波形は次に、第１のロジック部品108内で、二進法P
NUシーケンスで乗算される。このシーケンスは一般的に
はこれまたクロック周波数1.2288MHzで動作する長PN符
号発生器110によって出力され、次にデシメータ111内で
デシメートされて、9.6kbpsなどの低速信号となる。代
替例では、ロジック部品108は乗算器106と直列に接続さ
れ、その結果、乗算器106からの包括データはPN_Uシーケ
ンスで乗算される。ウォルシュ符号とPN_Uシーケンスが
−１と１ではなく二進法の“0"と“1"という値から成る
場合、乗算器はEOR（排他的論理和）ゲートなどのロジ
ック部品で置き換えてもよい。

符号発生器110は、各加入者によって又は各加入者の
ために発生された固有のPNシーケンスに対応する個々の
PN符号シーケンスPN_Uを発生するが、また、この目的の
ために構成されたさまざまな周知の部品を用いて構築す
ることができる。加入者ユニットアドレス又はユーザー
IDを用いてシステムユーザーを識別するさらなる要素を
提供してもよい。しかしながら、使用されているPNUシ
ーケンス形式はウォルシュ符号の形式に適合する必要が
ある。すなわち、“−11/1"又は“0/1"のどちらかが値
セットとして用いられるので、変換部品を符号発生器の
出力部に用いて、“0/1"タイプのシーケンスを“−1/1"
タイプのシーケンスに必要に応じて変換してもよい。代
替例では、ユーザー固有キーを用いる協定世界時間の12
8記号表示を暗号化するデータ暗号化基準（DES）を用い
る暗号化装置などの非線形暗号発生器を、希望に応じて
PN発生器110の代わりに利用してもよい。PNUシーケンス
は所与のリンクの接続時間中に又は１つのユニットに永
久的に割り当てられる。

送信機回路もまた、２つのPN発生器112と114を含む、
これらは、同位相（Ｉ）と直角位相成分（Ｑ）のチャネ
ルに対する２つの異なった実時間PN_Iコードシーケンス
とPN_Wコードシーケンスを発生する。代替例では、これ
らの発生器は適切なインタフェース部品を用いて複数の
受信機間で時間分割することが可能である。これらのシ
ーケンス用の例示発生は、1993年７月13日に発行され、
本発明の譲受人に譲受された「高速オフセット調整機能
付きの２つの長さを持つ疑似ノイズシーケンス発生器」
（POWER OF TWO LENGTH PSEUDO−NOISE SEQUENCE GENER
ATOR WITH FAST OFFSET ADJUSTMENTS）という題名の米
国特許第5,228,054号に開示されている。これらのPN発
生器は制御プロセッサからのビーム又はセルの識別信号
に対応する入力信号に反応し、これによって、PNシーケ
ンスに所定の時間遅延又はオフセットを提供する。PN_I
シーケンスとPN_Qシーケンスを発生するPN発生器を２つ
だけ図示したが、多くの他のPN発生スキームを実現する
ことが可能であることが容易に理解されよう。

乗算器106から出力されたウォルシュ符号化記号デー
タは次に、１対のロジック部品又は乗算器116と118を用
いてPN_I符号シーケンスとPN_W符号シーケンスで乗算され
る。その結果得られる信号は次に、適切な出力制御・増
幅回路、送信出力コントローラ86及びアナログ送信機90
に転送される。ここで、これらの信号は、１つの信号に
加算された直角位相成分の正弦波を一般的には双位相変
調することによってRF搬送波上に変調される。これらの
信号は、パイロット信号及びセットアップ搬送波信号、
さらに他のボイス搬送波信号を加算される。この加算
は、IF周波数で、又は特定のセル内のチャネルと関連す
るPNシーケンスで乗算される前か後でのベースバンドの
周波数で処理中のいくつかの異なった点で遂行される。

その結果得られる出力信号は次に帯域通過フィルタリ
ングされ、最終的なRF周波数に変換され、増幅され、フ
ィルタリングされ、そしてゲートウェイのアンテナから
放射される。既述したように、フィルタリング、増幅、
変換及び変調という動作は入れかえてもよい。このタイ
プの送信装置に関するさらなる詳細は、本発明と同じ譲
受人に譲受され、参照してここに組み込まれる、「CDMA
セルラー電話で信号波形を発生するシステムと方法」
（SYSTEM AND MEDTHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFOR
MS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE）という題名の米国
特許第5,103,459号に見受けられる。

加入者ユニットトランシーバ又は復調器／変調器の１
例を図４に示す。図４に示すように、加入者ユニット
は、アナログ受信機又は受信機システム124との間で通
信信号を転送するための少なくとも１つのアンテナ120
を有する。この信号転送は一般には二重部品122を用い
て発生するが、その理由は、同じアンテナを、送信と受
信双方の機能用の一般的な設置先で使用されるので、各
機能セクション（入出力）は、フィードバックと損傷を
防止するためにどの時点でも互いに分離しなければなら
ないからである。

アナログ受信機124はアナログ通信信号を受信して、
ディジタル通信信号を少なくとも１つのディジタルデー
タ受信機126と少なくとも１つの探索受信機128に提供す
る。追加のディジタルデータ受信機126B〜126Nを既述の
ように用いて、１部のシステム設計にとってはオプショ
ンである信号ダイバーシティを得る。当業者には、用い
られるディジタル受信機の数を最初に選択するために用
いられる、利用可能なダイバーシティの一般的なレベ
ル、複雑性、製造信頼性、コストなどの、前述の用いら
れるディジタル受信機の数を決定する要素が容易に認識
されるだろう。ゲートウェイもまた、携帯式加入者ユニ
ットにはほど遠いとはいえ同様の制限を有する。

加入者ユニットもまた、データ受信機126A〜126N及び
探索受信機128に連結されている少なくとも１つの制御
プロセッサ130を含んでいる。制御プロセッサ130は、他
の機能の内でもとりわけ、基本信号処理、タイミング、
出力とハンドオフ制御又は調整、ダイバーシティ及びダ
イバーシティ結合などの機能を提供する。しばしば制御
プロセッサ130によって実行される別の基本的制御機能
は、送信及び受信に用いられるウォルシュ関数又は符号
シーケンスの選択又は処理である。

データ受信機126A〜126Nの出力は、１つの出力を加入
者ユニット内のディジタル式ベースバンド回路構成134
に提供するダイバーシティコンバイナ・復号器デコーダ
132にカップリングされる。この転送のタイミングと調
整は一般にはプロセッサ130が制御する。ベースバンド
回路構成は、加入者ユニット内の残りの処理と提示用部
品を含んで、ユニットのユーザーとの間で情報を転送す
る。すなわち、一時の又は長期のディジタルメモリーな
どの信号又はデータ記憶部品;LCD又はビデオ表示画面、
スピーカ、キーパッド（keypad）端末及びハンドセット
などの入出力デバイス;A/D部品、ボコーダ及び他のボイ
ス及びアナログ信号処理部品；などはすべて、技術上周
知の部品を用いる加入者ベースバンド回路構成の部分を
形成する。図４に示すように、これらの部品の１部は制
御プロセッサ130の制御下で又はこれと組み合わされて
動作する。

ボイス又は他のデータが加入者ユニットから発信され
る出力メッセージ又は通信信号として作成されると、ユ
ーザーのディジタルベースバンド回路構成134が、送信
用の所望のデータを受信し、記憶し、処理し、さらに別
様に準備するために使用される。ベースバンド回路構成
134は次に、このデータを、制御プロセッサ130の制御下
で動作中の送信変調器136に出力する。送信変調器136の
出力は、アンテナ120からゲートウェイに出力信号を最
終的に送信するために出力アンプ140に対して出力制御
を提供する出力コントローラ138に転送される。

加入者ユニットの入力側に戻ると、アンテナ120が受
信した信号は、図２でアナログ受信機62に関して上に図
示したのと同じようにアナログ受信機124によって処理
されるが、図２中では、これらの信号は、IF又はベース
バンドの周波数に変換されてフィルタリングとさらなる
増幅を受ける以前にダウン変換されて増幅される。その
結果得られる増幅信号は次にA/Dコンバータに転送さ
れ、ここで、これらの信号は適切なクロック速度でディ
ジタル化される。既述したように、このA/Dコンバータ
は加入者ユニット回路構成内の複数のセクション中に容
易に常駐できる。A/Dコンバータからデータ受信機126と
探索受信機128に出力されたディジタル化されたIF信号
はＩ信号及びＱ信号と結合される。しかしながら、これ
また既述したように、転送された信号は個々のＩチャネ
ルとＱチャネルという形態でもよい。

アナログ受信機124のさらなる詳細を図５に示す。図
５から分かるように、アンテナ120が受信した信号はダ
ウンコンバータ部分150にカップリングされ、ここで、
これらの信号はRFアンプ152で増幅され、次に入力とし
て信号ミキサー154に提供される。チューニング式周波
数シンセサイザ156の出力は第２の入力としてミキサー
に提供され、増幅RF信号をIF周波数に変換する働きをす
る。周波数シンセサイザ156の出力は、周波数調整信号
を用いて、VCOの場合のように電子的に制御することが
できる。受信された信号搬送波が受信機126によって追
尾され、搬送波周波数がフェーディングやドップラーシ
フトなどによって影響されるように、シンセサイザ156
の出力を用いて、あらゆるダイバーシティ受信機フィン
ガに共通のこれらの影響を少なくとも１部分的に補償す
るために用いてもよい。

次に、IF信号は、一般的には所望の通過帯域を持ち、
所望の波形と整合するように選択された特徴を有する表
面音響波（SAW）フィルタなどの部品を含む帯域通過フ
ィルタ（BPF）158に転送される。IF信号はフィルタリン
グされてノイズ及び好ましくないスペクトルを除去し、
次に可変利得IFアンプ160に転送されてさらに増幅され
る。

図５では、利得制御部品164を用いてIFアンプ160に対
してその利得を制御するが、このアンプは、さらなる処
理で劣化を引き起こす受信信号における長期フェーディ
ング及び他のエネルギ損失もしくは減衰を幾分補償す
る。利得部品164は入力信号に対してその可変利得を制
御するが、電子業界の当業者には周知のように、電子的
に制御される利得デバイスとも成り得る。一般に、利得
制御信号は以下にさらに述べるように復調器の後続の部
分によって発生される。

この利得制御機能によって、受信機変調器は、リミッ
タ無しで動作可能であり、処理中に情報の損失を防止す
るアナログ−ディジタルコンバータに全帯域幅を提示す
ることができる。また、利得制御手段164は入力信号を
所定のレベルに正規化し、これによってアナログ−ディ
ジタル変換プロセス変換をより効率的にすることができ
る。これは本発明の目的にとっては特に有用であるが、
その理由は、用いられる送信信号は一般に出力が制限さ
れており、このため、受信機は低エネルギ信号レベルを
補償する必要があるからである。

その結果得られる、IFアンプ160によって生成された
増幅IF信号は、アナログ−ディジタル（A/D）コンバー
タ162に転送され、個々で、これらの信号は、ゲートウ
ェイで遂行されるように、適切なクロック速度でディジ
タル化される。以前のように、（A/D）コンバータ162
は、受信機124の１部を形成するものとして図示されて
いるが、例えばディジタルデータ受信機126と探索受信
機128のどちらかの緊密連結された部品を形成するよう
に、復調回路構成内のどこにでも容易に常駐することが
できる。

（A/D）コンバータ162からデータ受信機126と探索受
信機128に出力されたディジタル化されたIF信号は、結
合されたＩチャネル信号とＷチャネル信号から成ってい
る。しかしながら、前と同じように、A/Dコンバータ162
が、ディジタル化されたＩチャネルとＱチャネルの信号
を変換後に分割するのではなくこれらのチャネルをディ
ジタル化するに先立ってチャネルを分割し、さらに、２
つの個々のA/Dコンバータ経路を提供するように構築す
ることが可能であることが当業者には容易に理解されよ
う。第２の受信機セクションは、図４と５の第１の受信
機セクションに関連して述べたのと同じように受信通信
信号を処理する。

図５に示すように、A/Dコンバータ162から得られたデ
ィジタル化されたＩチャネル信号とＱチャネル信号は受
信機126内で発生した適切なPN_I′シーケンスとPN_Q′シ
ーケンスと供にPN QPSK相関器176に入力される。この
後者のシーケンスは、上述したようにゲートウェイで用
いられたのと同じ方法で発生することができる。制御プ
ロセッサ130はこれらの発生器に対してタイミング信号
とシーケンス制御信号を提供する。

この方式では、２つのPN発生器166と168を用いて、変
調スキームの外部符号のＩチャネルとＱチャネルのPNシ
ーケンスのように、２つの異なった短符号PNシーケンス
PN_IとPN_Qをそれぞれ発生する。ウォルシュ符号発生器17
0などの直交符号発生源を用いて、所与の通信リンク中
に加入者ユニットによって使用されるように直交符号を
提供する。符号発生器170は、この目的用のさまざまな
周知の部品を用いて構築することができる。用いられる
特定の直交ウォルシュ符号は、同期信号内のゲートウェ
イすなわちMTSO12によって提供される「セットアップ」
情報を一般的には用いるて、中央プロセッサ130の制御
下で選択される。

発生器170から出力された符号シーケンスは、乗算やE
OR演算などで、１対のそれぞれ論理素子172と174内のPN
_IシーケンスとPN_Qシーケンスと論理的に結合されて、シ
ーケンスPN_I′及びPN_Q′シーケンスを供する。このP
N_I′シーケンスとPN_Q′シーケンスは次に、PN QPSK相
関器176に転送される。相関器176はＩチャネルとＱチャ
ネルのデータをPN_I′とPN_Q′シーケンスと相関させて、
相関されたＩチャネルとＱチャネルの出力を１対の178A
と178Bにそれぞれ提供する。したがって、加入者ユニッ
トが受信した（ディジタル化された）通信信号は、ユー
ザー固有のウォルシュ符号シーケンスと短符号PN_I及びP
N_Qのシーケンスの双方によって復調される。

累積器178Aと178Bは、例えば１記号すなわち128チッ
プ周期の所定の時間間隔でQPSK相関器176によって提供
される記号データを収集して一時的に記憶し、次に、そ
のデータを位相検出器すなわち回転装置180に入力す
る。本質的に、データは直列の記号ストリームから並列
の記号セットに累積器によって変換されて処理される。
同時に、位相回転装置180もまた、パイロット信号を探
索受信機から受信してこの受信記号データ信号をパイロ
ット信号の位相に従って回転させる。この結果得られる
チャネルデータは位相回転装置180からダイバーシティ
結合器・復号器に出力され、ここで、このデータはデイ
ンタリーブされて復号化される。

別のPN発生器（図示せず）もまた、加入者ユニット固
有のPNシーケンスに対応するPNシーケンスPN_Uを発生す
るために用いられる。このシーケンスは一般には、一種
の加入者ユニットのIDに反応して発生されるが、ゲート
ウェイから提供されてもよい。

不運にも、図５に示す装置は、有用ではあるが、通信
信号を正しく復調するにはかなり強力な又は強壮なパイ
ロット信号を必要とする。すでに述べたように、データ
信号を復調するこのプロセスで容易に用いることができ
るようにするに十分なエネルギを持ったパイロット信号
を維持することは常に好ましくもないし可能でもない。
したがって、データ信号や追尾チャネル信号を迅速にそ
して信頼性をもって受信機126A〜126N中で復調できるよ
うに入力信号の位相の追尾機能を改善する本発明による
新しい技法が開発されている。この技法では、ゲートウ
ェイ又は通信信号源から加入者ユニットが受信するエネ
ルギのすべて又は大部分を用いて、他の加入者ユニット
用に意図されている通信信号用に用いられるエネルギを
含めて、通信搬送波信号の位相を追尾する。

記号クロックは図５に示すPN符号発生器のおのおのに
よって用いられて、入力通信信号を逆拡散して復調する
ためのタイミングを設定する。受信機126が使用する使
用クロックが受信信号のタイミングを適切に追尾しない
場合、クロックタイミングを増減させて補正又はタイミ
ング調整する必要がある。入力信号のタイミングと受信
機126のタイミングが同じである、すなわち整合されて
いる程度は、システムのタイミングを追尾するためにコ
ヒーレントな信号を提供するパイロット信号をサンプリ
ングすることによって測定される。これは一般的には、
位相ロックループなどの技術上周知の回路を含む時間追
尾ループ又は「アーリーレート」（early−late）サン
プリングと呼ばれるものを用いて実行される。すなわ
ち、訂正信号はオフセットサンプルが受信信号の「時間
通り」タイミングのほぼ中心にあるとゼロになるパイロ
ット信号の「遅い」サンプルと「早い」サンプル間に差
を形成することによって発生することができる。時間追
尾ループからの信号は次に、パイロット信号のタイミン
グに基づいて測定された偏移に反応して内部フィンガ受
信機タイミングを訂正するために用いられる。

これを図６に示すが、ここでは、１連の受信機126A、
126B、126C及び126Nは、入力信号バス又は回線182を介
して加入者ユニット内の１つのフィンガのディジタル通
信信号を受信している様子が示されている。同時に、技
術上周知の回路構成を用いて、パイロット信号は受信さ
れた信号搬送波から分離され、周波数追尾ループ184に
入力される。既述したように、追尾ループ184は、これ
に限られないが１つ以上のフェーズロックループなどの
入力信号の周波数と位相上に固定する技術上周知の回路
構成を含む。既述したように、データ受信機126は、異
なった信号通路（多重通路）を介して到達する同じ加入
者が出力した信号を復調するために使用される。

データ受信機126と追尾ループ184はタイミング設定用
の共通の記号クロック基準を用いる。したがって、追尾
ループ184がパイロット信号のタイミング上に固定する
に連れて、訂正信号が生成されて、タイミング回線やバ
ス186を介してさまざまなデータ受信機に提供されて、
その内部追尾又はタイミングを入力信号搬送波と同位相
となるように調整する。次に、各受信機は自身のタイミ
ングを、既述のように遅延特徴を反映するように調整す
る。各受信機126から得られた復調されカバーされてい
ない出力は次に、すでに図示したように適切なダイバー
シティ結合回路構成に転送される。

この方式では、比較的強力なパイロット信号を追尾す
ることが可能であるとはいえ、一般にはパイロット信号
が存在しないと搬送波信号を追尾が不可能である。図６
に示す方式も、周縁受信地域や、低高度でサテライトか
ら投射されているビームの界境近傍などに発生するよう
な非常に弱いパイロット信号の場合は良好には機能しな
い。他人の出力とも分類される他のユーザー又は加入者
のユニットに出力された共通搬送波周波数で受信された
エネルギの１部又はすべてを利用するこの新しい方法と
装置を図７に示す。

図７において、受信機126A,126B,126C及び126Nは入力
バス上でディジタル通信信号を受信するように再び示さ
れている。追尾ループ184はタイミング信号をタイミン
グ、又は訂正、信号バス186上で受信機に供給する。し
かしながら、受信した搬送波位相を検出するためのパイ
ロット信号からエ々ネルギーを使用する代わりに又は追
加して、エネルギーは他のユーザーのために意図された
通信信号からまた抽出される。これは一つ又はそれ以上
の受信機126をセットすることによに達成され、直交符
号、ここではウオルシッシュ関数、を使用する受信信号
を通信システム内の他のユーザーの活動のために，復調
する。

この機能のために使用される受信機126の数は、加入
者ユニット内で利用可能な全数、と搬送波信号を追尾す
るために望まれるエネルギーの量により決定される。利
用されるエネルギーの量はパイロット信号の有無と加入
者ユニットの特定の動作環境に従って変化することがで
きる。それは、例えば、予め規定された基準に従って、
この目的のための１セットの最も強い信号を使用するこ
とを選択してもよい。さらに、信号多重路の受け入れ又
はダイバーシティを維持したいという要望は、他のエネ
ルギーの収拾に供されることができる受信機の数にまた
インパクトを及ぼす。

他のユーザーのために信号又はチャネルを復調するそ
れらの受信機、ここでは126B,126C及び126Nとして示さ
れている、の出力は、信号加算要素又は合計器188に送
信される。図７において、所望の加入者信号又はチャネ
ルを代表する受信機126Aからの出力に関連したエネルギ
ーの一部はまた他の受信機の出力に結合され得るものと
して点線により示されている。しかし、これは特に強い
信号でなければ、起りそうもないエネルギーはこの機能
のためのこの信号から除かれる。

積算要素188はそれらの信号を一緒に合計し、ゲート
ウエイにより共通搬送波で他のシステム加入者に送信さ
れ、関心のある加入者ユニットにより受信されるデータ
記号を代表する。積算要素188により形成された信号
は、搬送波信号の周波数と位相を追尾するためにこの信
号中で具体化されるエネルギーを利用することができる
タイミングループ184への入力として送信される。所望
ならば、それが、それのみで又はパイロットとの結合に
おいて、他の加入者のエネルギーが使用される、予め選
択されたレベル以下に落ちるまで、パイロットは利用さ
れることが出来る。通信システム設計の当業者は、特定
のシステム要求及びパイロット及び通信信号送信特性に
馴染んでいる。これらは搬送波信号を追尾するために非
パイロット信号エネルギーを使用する時に関する選択に
影響する。

この技術は通信信号搬送波周波数と位相を追尾するた
めの加入者の能力を改善するが、他の実施例はまた開発
され、加入者の受信機中でさらにコンパクトな実施を積
極的に提供し、単一の受信機からの多重加入者チヤネル
出力を供する。これは図８−９においてさらに詳細に図
示される。

多重チヤネル又はユーザーエネルギー位相追尾受信機
を実施するために有益な加入者ユニット装置の他の例示
実施例が、さらに詳細な図８に示されている。図８の復
調器／変調器において、一連の加入者ユニット受信機12
6A′−Ｎ′が示されている。この受信機はＭ−アレイコ
ースタック（Costas）ループとまた記された周波数／位
相追尾回路190を使用し、それは受信された通信信号の
ための搬送波の位相と周波数を正確に追尾するために使
用される。

レークタイプの受信機セットの各フィンガーにおける
タイム追尾ループ192はA/D変換器162（図に示されてい
ない）からの入力通信信号を受信し、搬送波信号周波数
のためのタイム追尾を確立する。AGCと位相アンビギュ
イテイ（ambiguity）回路174は、またA/D変換器162から
の入力及びＭ−アレイループ190の出力に結合され、そ
してゲートウエイにフィードバック情報を供すし、送信
パワーレベルを設定し位相アンビギュイテイを解決する
ためと同様に入力増幅器段階のためのパラメータを確定
するために必要なゲインコントロールと信号相対的受信
強度（SRRI）値を確定するために寄与する。

それらのループ中で処理される結果は受信機198と200
の各々におけるように、コヒーレントと非コヒーレント
の信号復調のための出力を供する。受信機126A′−Ｎ′
からの該結果としての復調出力はタイバーシティ結合器
202において結合され、ディインターリーブ／デコーダ2
04においてディインターリーブされ、解読される。

単一の受信機126′の構造は、図9Aと9Bにより詳細に
示されている。ほん発明を明確に説明するために、単一
のパス復調スキームが図9A、9Bに提示され、Ｍ−アレイ
位相とタイム追尾ループ、及び受信機126A′−126N′の
他の復調部分（そして66A−66Nと76A−76N）の動作を示
している。

通信システム、10、において動作する、26と28のよう
な、遠隔のユーザ又は移動対加入者ユニットの各々はゲ
ートウエイ、或いは通信システム内の基地局から放送さ
れる一つ以上の信号Ｒ（ｔ）を受信する。それらの信号
は、加入者ユニットのアンテナにより傍受され、上述さ
れたように処理してデジタルデータ信号を供する。受信
された信号Ｒ（ｔ）の各々は個々の加入者ユニットに対
して相対的ランダム位相シフトθと内部位相と時間差に
関する相対的時間遅れＤを有する。

そのような受信された信号は、一般に下記式の波形と
信号構造を有する。

Ｒ（ｔ）＝（ｔ−Ｄ）cos（ω_ot＋θ（ｔ））−（ｔ−Ｄ）sin（ω_ot＋ θ（ｔ））＋ｎ（ｔ）； （１） ここで、θ（ｔ）は瞬時位相オフセットであり、それ
はドッブラー周波数シフト、オシレータドリフト、及び
位相ノイズ要素を含んでいる。ｎ（ｔ）は固定パワース
ペクトラム密度をともなった付加的ガウスノイズ又は受
信信号内に埋め込まれている干渉ノイズを表している。

及びは同相及び直角位相成分部分又は一般に下記式
（２）（３）の伝達形態（transmitted form）を有する
受信信号の要素を示している。

ここで、Wiはユーザーｉに割当てられたウオルシュカ
バーあるいは関数である場合、PN_IおよびPN_Qは、それぞ
れ、Ｉ及びＱのチャネルのために使用されたPN拡散符号
シーケンスであり、そしてa_n（ｉ）は、ｉ番目のユーザ
ーの信号に対するｎ番目のコードシンボルである。

その受信信号は、通常はフィルタを通され、そして所
望のベースバンド周波数に変換され、上記で述べたダウ
ンコンバータを使用し、この場合、ＩとＱ位相チャネル
あるいは信号成分が拡散チップ率（rate）のｋ倍の率で
サンプリングされる（たとえば、T_s＝T_c/k）。ｋのため
に使用される量は、コンストレイト（constraints）あ
るいはパラメータを運用する公知の通信システムに基づ
いて予選択される。

受信信号Ｒ（ｔ）のＩ及びＱの部分のサンプリング
は、次の形式に伴うサンプル値R_I,R_Qをもたらす。

R_I（nT_c＋jT_s） ＝（ｔ−Ｄ）cosθ（ｔ）−（ｔ−Ｄ）sinθ（ｔ） ＋n_i|_{ｉ＝nTc＋jTs} （４） R_Q（nT_c＋jT_s ）＝（ｔ−Ｄ）sinθ（ｔ）−（ｔ−Ｄ）cosθ
（ｔ） ＋n_q|_{ｉ＝nTc＋jTs} （５） なお、この式において、R_IとR_Qがオリジナルの成分
とプラスいくらかのノイズ要素n_i及びn_qから構成され
る場合、ゼロの意味及びσ^２の不一致性を持つ。

これらの信号あるいはサンプル値は、加入者のユニッ
トにより復調され、所望の受信者のために、信号が有す
る対応データに復元される。使用者の受信機は、通信信
号を処理するのにいくつかの機能を果たす必要があり、
これは通常は、次の作用を有する、すなわち（以下に限
定されるものではないが）、受信信号の周波数及び位相
を追尾すること、受信信号の時間遅れにおける変化を追
尾すること、カバーのために用いられるすべてのウォル
シュ関数におけるエネルギを検出すること、信号の参照
位相及びエネルギレベルを推定すること、及び、復調さ
れた信号を復号するすることである。

図9Aに示すように、周波数及び位相を追尾する作用
は、周波数及び位相追尾ループ190Aを使用して完成さ
れ、このループは、Ｍ−ary Costasループに構成上似
ている。この新しい、Ｍ−ary追尾ループは、周波数追
尾を構成するために与えられた通信チヤネル又は搬送波
の周波数に対するアクティブユーザエネルギの全てある
いは実質的な部分を活用する。これは、進化した周波数
追尾を提供するものであり、使用されたパイロット信号
がとても弱かったり信号強度上不安定な場合や、そこに
パイロット信号がまったくない場合でも該追尾を提供す
る。さらに、このアプローチにより、すべてのＭユーザ
の復調を与え、このＭユーザは、同じ周波数、ビームあ
るいはゲートウェイアンテナを共有する。

その受信信号、Ｒ（ｔ）は、備えられたアンテナ構造
からA/Dコンバータ208及びデシメータ210を通ってＭ−a
ry位相ループ190Aに含まれる遅延要素212に転送され
る。デシメータ210は、前記A/Dコンバータ208から出力
されたデジタルシンボルのうち特定の一つを選び出すあ
るいはサンプルする機能を有し、そのようなやりかたと
しては８番目毎、あるいはそれ以外、等所望の方法があ
る。最初のサンプリング点は予め選ばれていて、これは
例えば前記通信システムにより与えられあるいは記憶さ
れていた情報を用いて与えられ、あるいはコントローラ
130あるいはこれに似た制御要素の作用により選ばれ
る。デシメータ210により使用されるタイミングは、受
信機に設けられた他の要素に対して応答することにおい
て調整され、これにより、入力される通信信号を追尾す
る間、適正なデシメーション（decimation）点が保たれ
る。

遅延要素212は、遅延時間を与え、これは、ほぼ1/2チ
ップ（Z^-1）によって占有される時間とほぼ同じ長さを
有し、これは、信号処理の剰余のための適切なタイミン
グであると考えられる。したがって、遅らされたサンプ
ル信号、これは、ウオルッシュシンボル時間jTsに正確
に到着した受信信号と協同するのであるが、これが、遅
延要素212によって出力され、そして、それが逆拡散及
び回転された場合、回転要素あるいは位相回転装置214
に与えられる。この後者の作用は、複素数の逆拡散信号
あるいはPNシーケンスＸにより入来しサンプルされた信
号を掛け算することによって実現される。前記PNシーケ
ンスＸは、以下の式を満足する： （PN_I（ｎ）−jPN_Q（ｎ））・exp（−ｊφ（ｎ））
（６） 前記位相値φ（ｎ）は、入力されあるいは受信され、
追尾され、その後で復調される信号Ｒ（ｔ）のために見
積もられた位相を代表する。前記Ｍ−ary位相ループ
は、フィルタされたエラー信号に応答するにおいて動的
にアジャストされるランダムな位相値において、作用を
開始する。もし望むならば、前記開始位相値は、また、
通信履歴あるいは他の知られた要素に基づいて予選択さ
れ、それは、加入者ユニットに記憶され制御プロセッサ
ー130によって呼び出しうるものである。

図6,7との関係で前に説明したように、エラー信号が
ゼロ値を有する場合、位相値に対するアジャストは要求
されずそしてθ（ｎ）はφ（ｎ）に等しい。さもなけれ
ば、φ（ｎ）は位相においてθ（ｎ）を進めたり遅らせ
たりし、そしてある量のエラーコレクション（次の行と
統一）がφ（ｎ）の値を調整しθ（ｎ）と等しくするた
めに用いられる。適切なエラーの訂正は、位相および受
信信号の直角位相部分を別々に復調することによって得
られ、そして、アクティブなユーザの直交する、ウオル
ッシュ、コードに適用する前に、結果を理論的に結合、
剰余エラー値あるいは信号を発生させる。

図9Aにおいて、回転装置214からの一出力、上位出力
は、上位追尾ループアームまたは同相アーム（Ｉ−ar
m）として参照される。Ｉアームへの信号出力はシーケ
ンスＸで受信信号を掛け合わせた結果であり、実数を取
っている回転装置出力を表している。特定のセルから全
ての通信を拡散するために使用されるショートコードに
関する入力信号の逆拡散はこの動作の一部である。この
コードは、異なるコードがいくつかの応用に使用できる
けれども、先に検討したように種々のオフセットを伴う
通信システムの全体を通じて使用される。それ故に、こ
のコードは、正確なオフセットを除いてはパイロット信
号が存在しない時でさえ受信信号にとっては周知であ
る。

回転装置214からの他の出力はより低い追尾ループ、
即ち直角位相アーム（quadrature arm）（Ｑ−arm）と
して参照される。Ｑアームに出力する信号は受信信号に
Ｘを乗算した結果であり、仮想値を取っている回転装置
出力を表している。むろん、上位及び下位の指定は便宜
上および図解のためだけであり、必要な物理的回路構成
を示していない。

これら個々のチャネルまたは信号転送ラインのＩおよ
びＱ信号は次式の形態を持っている。

そして、信号にノイズの衝撃を受けている、そのリン
クまたは通信信号周波数を割り当てる全てのユーザに対
して順方向通信リンクに送信されている全ての変調情報
を搬送する。

値W_iは通信システムに使用される個々のウオルッシュ
カバーシーケンス（walsh cover sequence）（直交）コ
ードを表している。ｉの最大値は代表的には64と128と
の間の範囲にあり、当業者に用いに明らかであるように
特定の通信システムデザインに依存する。より高い値は
将来のシステムに採用できる。これは、各分離領域内ま
たは通信システムの通信チャネル（セル、セクタなど）
の約64または128の直交符号化チャネルに対して許され
る。

ＩおよびＱ信号は、シンボルが更の処理のためのグル
ープまたはブロックで蓄積される場合に、アキュムレー
タ216Aおよび216Bにそれぞれ入力される。このステップ
は次のステージの直／並列入力フォーマットからのデー
タシンボル流を変換するステップと同じである。累積さ
れているブロックのサイズは次のステージの入力構成に
従って決定される。それから、シンボルは、それらがデ
ータビット流または列を生成するために最初に復調され
る場合に、シンボル変換回路218および220にそれぞれ転
送される。これらの回路は一般的には高速アダマール変
換器（Fast Hadamard Transformers）（FHT）として構
成される。上位および下位のFHT268および220の両方の
ｉ番目の出力は次式の形態を有する。

I_n（ｉ）＝a_n（ｉ）cos（θ（ｎ） −φ（ｎ））＋N_I（ｉ） （９） Q_n（ｉ）＝a_n（ｉ）sin（θ（ｎ） −φ（ｎ））＋N_Q（ｉ） （10） 但し、N_i（ｉ）およびN_q（ｉ）は各ｉ番目の出力また
は受信信号のユーザチャネルに対応するノイズ成分を表
している。

P34L13 情報ビットはFHT218および220からの出力として提供
される情報ビットは、それらが一時に数ビットで転送さ
れるが、直列データ流の形態で低速で転送される場合に
は、並／直コンバータ222Aおよび222Bにそれぞれ入力さ
れる。即ち、データ流フォーマットの並／直変換が生じ
る。アキュムレータ出力は、同相データI_iおよび直角位
相データQ_iが共に掛け算される場合に乗算器224に与え
られる。このデータは“２つ一組”方式で共に掛け算さ
れ、故にこれらのデータ値を参照するときに下付記号が
あることに注目する。即ち、同じユーザの同じデータ
（位置）に対応するＩおよびＱチャネルからのデータは
共に掛け合わされる。それから、乗算器224で得られる
積は加算回路226に転送される。加算回路226は、周知の
活性ウオルシュコードシーケンス（Walsh code seque
nce）または次式の形態のエラー信号ｅ（ｎ）を発生す
るために追尾されている周波数のユーザチャネルの多数
または全てに渡ってI_i/Q_iの対毎に、積を累積し加算す
る。

エラー信号ｅ（ｎ）が発生されるプロセスは次式の平
均、Ｅ（ｅ（ｎ））および変数σ^２を伴うランダム処理
である。

即ち、 σ_e ²＝Ｅ（ｅ（ｎ）−Ee（ｎ））^２＝（σ_n ² ＋σ_n ²σ_n ²）・ｎ_active′ （13） 加算回路226によって出力された結果エラー信号ｅ
（ｎ）は、乗算プロセスから不要周波数成分及び雑音を
取り除くために１次或いは２次のループフィルタ228を
通過し、次に、狭帯域入力として周波数源230に転送さ
れる。周波数源230は、調整可能な出力周波数源を示し
ており、入力信号位相の推定を補正するための出力を提
供する。周波数源230の出力は、フィルタ228からの入力
エラー補正信号のための値の変化に応答してわかる。

周波数源230は、デジタル周波数シンセサイザーのよ
うな典型的な構成であって、いくつかのよく知られてい
る構成及び手法を使用することにより製造されることが
できる。周波数源230は、入力エラー補正信号もまた零
に近付くように、オフセット部を有し、零の値に近付く
出力を提供するように構成されることができる。また、
周波数源230は、閾値或いは参照値を有することができ
る。この閾値或いは参照値は、エラー信号と比較のため
に使用される。また、周波数源230は、この参照レベル
に到達した時に、オフセット位相値を零に減らす。図9A
に示すように、周波数オフセット値は、周波数源230に
入力され、確実な信号送信路の事前補償のための能力を
提供し、或いは公知のドップラー効果或いは他の再現可
能な効果を克服する。これらは、回路の残りの部分を必
要とすることなく、完全な補償提供する時間を消費す
る。

回転装置214によって使用される位相の実際の値は、
３つの要素で構成される。これら要素は、フィルタから
の位相補正、ドップラーシフトのための補正による位相
及び逆拡散（despreading）処理に使用される位相であ
る。加算回路226から出力されるエラー補正信号の値
は、θ（ｎ）がΦ（ｎ）に近付くように零、対応位相オ
フセット或いは閾値に近付く。２つの位相角が等しい場
合には、並列−直列変換器222A及び222Bの出力に存在す
るデータは、受信器126A′によってモニタされているゲ
ートウェイのすべてのアクティブなユーザのためのデー
タを表わしている。これは、また、特定のパスを通る通
信信号を受信するために使用されるそれぞれの受信器に
とってもそうである。

FHT218及び220からの出力データが二乗され、そし
て、互いに加算された場合には、充分な情報がエネルギ
ーを推定するために提供される。このことは、図9Bにお
いて示されるAGC及びアンビキュイティ回路（ambiguity
circuit）194Aにおいて行われる基本的な処理である。
同相及び直角位相信号は、初期の収集及び追尾の間は、
大変大きく、かつ符号が変化するので、これらは、最初
に、二乗され、次に、互いに加算され、キャンセレーシ
ョン（cancellation）を防止する。この処理の結果は、
また、可変ゲイン制御164によって提供されるゲインを
調整するための制御信号として使用され、受信通信信号
のための信号強度に関連する増加或いは減少に依存す
る。I²及びQ²信号の合計は、受信信号のパワーレベル或
いは関連エネルギーを示す信号を提供する。P36L9 図9Bに示すように、コンバータ222A及び222Bの出力
は、それぞれ１組の調整可能な指数（二乗）乗算要素23
2A及び232Bに接続されており、これら出力は同相データ
Ii及び直角位相データQiをそれぞれ保持し、このデータ
はそれ自身に対して乗算され、二乗される。この結果積
は、加算要素或いは加算器234に入力され、２つ１組で
互いに加算され、信号の電力の程度を提供する。加算器
234からの加数は、次に、直列−並列変換回路236に転送
され、ここで、単一信号に整形される。乗算器232A及び
232Bのための指数は、変数‘λ’として示されており、
このλは追尾されている信号がパイロット信号であると
きを除いて全ての信号のために２の値を有するように選
択され、次に、この値は、１にセットされる。これは、
無変調パイロット信号のために二乗に使用されるのを防
ぎ、ここでは、ウオルシュカバー符号は、全て零であ
る。

直列−変換変換器236における累積値は、信号レベル
推定及びフィルタへの入力として提供される。推定器及
びフィルタ238は、FHTのそれぞれのi^thの出力のためのI
²及びQ²の合計の長期平均を生成する。この長期平均
は、通信信号及びいくつかのパイロット信号の関連強度
に関する情報を提供する。このフィルタの最終出力は、
公知の閾値と比較される。この比較は、特定の加入者チ
ャネルがアクティブであるか否かを確立するために行わ
れる。

同時に、同相要素の振幅の長期平均を使用することに
より、フィルタ出力がＭ−ary位相ループ190Aの位相に
対するパイロット信号位相の関連値を確立することを可
能にする。このフィルタの出力は180゜アンビキュイテ
ィを分解するのに使用され、その結果にかかわらず、Ｍ
−ary位相ループ処理の間に得られる。このフィルタの
時定数は、180゜位相ジャンプの確立が比較的小さいと
きのチップフレームのオーダであることが可能である。
最も速いフェージング環境においては、このフィルタの
時定数は、少ないウオルシュシンボルのオーダであるこ
とが可能である。これは、Ｍ−ary位相ループが深いフ
ェードの後の受信信号にロックされるやいなや位相アン
ビキュイティを回復するためである。パイロット信号が
通信装置あるいは特定の加入者ユニットによってモニタ
ーされる信号において使用できる状態にあるならば、パ
イロット信号の情報から得られる位相の予測を、出来る
だけ直接的に位相調整情報に加えることが望ましい。も
し乗算器224の乗算作業に供せられるのであれば、この
情報に対して逆に起こるかもしれない更なる減少を避け
ることが望ましい。これに合った１つの方法が図9Aおよ
び9Bに示されており、スイッチS1を使用してＭ−ary位
相ループ向けのＱチャネルの出力を、いくつかのチャネ
ルのフィルタインプットに直接加えられるように切り替
える。他の方法では、スイッチは全く使用せず（パイロ
ットチャネルは正規のデータチャネルとして扱われ
る）、位相曖昧回路がＭ−ary位相ループが180度シフト
された位相にロックされていると判断した場合には、Ｉ
チャネルはその極性を反転させる。

受信器126A′のためのタイミングを、受信通信信号あ
るいは搬送波信号に対して適切に取り保持するために、
図８に示すように、タイム追尾ループ（TTL）が備えら
れている。図８において、タイム追尾ループ192は、受
信信号のタイミングの、フィィンガーのタイミングから
の計測されたずれに応じて、内部フィンガータイミング
を修正する。これらの修正はコードドプラー、衛星に対
する加入者ユニットの位置の変化、あるいは何かしらの
多重通路条件に基づき入力信号に課せられた時間シフト
の原因となる。

入力信号のタイミングと受信器126′が同一あるいは
整合されている程度は、正常なチップ時間からずれた際
の入力データの流れのインパルス応答をサンプリングし
て計測される。このずれは、プラスまたはマイナスの半
チップ期間のどちらかであり、それぞれ遅いか早いかに
相当する。もしずれのデータが通常の逆拡散された入力
信号のピークからタイミングにおいて対称的に異なるな
らば、‘遅い’と‘早い’サンプリング値の間の差は、
ゼロである。すなわち、‘遅い’と‘早い’との間を取
ることにより算出された値は、ずれが受信信号Ｒ（ｔ）
の‘オンタイム’タイミングのあたりに集中する場合
は、ゼロに近づく。

受信器126によって使われたシンボルクロックが受信
信号タイミングを正確に追尾せず、入力信号データに対
して早いならば、遅いから早いを引いた差は、正の修正
信号値となる。一方、シンボルクロックが遅過ぎるなら
ば、その差は負の修正値となる。これから明かなよう
に、逆のあるいは他の関係を必要に応じて利用してもよ
い。

この動作を受信器126′に持たせた装置が、図9Bの下
部に示されており、受信デジタル通信信号がタイム追尾
ループ192A中のデシメータ210の出力から位相回転装置2
44の入力に転送される。図9Bでは、回転装置244からの
上部出力は上部時間追尾ループ（TTL）アーム、或いは
同相アーム、或いはＩチャネルと呼ばれている。位相回
転装置244からの他の出力は、下部時間追尾ループアー
ム、或いは、直角位相アーム、或いはＱチャネルと呼ば
れている。回転装置244からＩチャネルへの信号出力
は、PN_I短コードに対する入力信号を逆拡散することに
対応する位相回転装置出力を表わしており、一方、回転
装置出力のＱチャネルへの出力は、PN_Q短コードに対す
る入力信号を逆拡散することに対応している。もちろ
ん、上部と下部の指定は、便宜のため、或いは図示のた
めだけであり、物理的な回路を何等示してはいない。

ＩとＱ信号はそれぞれ直並列コンバータ246A,246Bに
入力され、そこでシンボルは更なる処理のためにブロッ
ク中に累積される、即ち次のステージのために直列から
並列入力フォーマットに変換される。シンボルは、コー
ドシンボル変換素子、或いは高速アダマル変換回路（Fa
st Hadamaed Transformation Circuits）248,250にそれ
ぞれ送られ、そこで最初に復調されて、Ｍ−ary位相ル
ープ190Aのそれに似通った方法でデータビット流或いは
列を生成する。FHT248,250からの出力として提供された
情報ビットは、それぞれ並直列コンバータ252A,252Bに
入力され、そこでシリアルデータ列に再フォーマットさ
れる。即ち、データ列フォーマットの並直列変換が行わ
れる。コンバータの出力はそれぞれ一対の二乗乗算器素
子254A,254Bに供給され、そこで同相データI_iと直角位
相データQ_iがそれら自身に対して乗算されるか二乗され
る。こうして、ＩとＱデータに対する相対的な大きさが
効果的に供給され、考慮から符号は除去される。

乗算器254に生成される二乗積は、加算或いは減算回
路256に送られ、これらの積の差が対となって生成され
る。受信器のタイミングとして、受信信号は互いに整合
されるとすると、その差はゼロとなる。代わりに、積は
互いに対となって加えられ、和は、オフセット或いはし
きい値と比較される。和は、適当なタイミングが達成さ
れると、最大値となる。

加算回路256の結果として得られた和は、出力として
加算回路258に送られ、そこで各I_i/Q_i対に対する積が、
追尾される周波数に対して既知の全ての活性なウオルシ
ュコード列に渡り蓄積され加算される。この結果として
の加算信号は、加算回路258によって出力され、不所望
の周波数成分及び乗算処理による雑音を除去するため、
第２のオーダーフィルタ260に通され、かくして狭帯域
入力信号としてデシメータ210に送信される。これは、
デシメータ210が入力信号のサンプリングのための適切
なデシメーションポイントを維持するためのタイミング
信号を提供する。

フィルタ260からデシメータ210に出力されるTTL信号
は、カウンタのタイミングを調整し又はデータサンプル
の選択のタイミングの決定に用いられるサンプルクロッ
ク（不図示）を調整するために利用される。これは受信
信号発生時におけるチップレートの適切な同期を図るた
めのタイミングの調整を提供する。すなわち、デシメー
ションポイントは、追尾される入力波形若しくは搬送周
波数に応じて適切に設定される。受信機126′のタイミ
ングが通信信号Ｒ（ｔ）に正確に調整されている場合
は、調整処理は行なわれない。しかしながら、タイミン
グが受信信号と異なる場合、フィルタ260の出力はその
値が増加又は減少し、この情報（又は値）は、関連する
Ｉ及びQPNカウンタの遅延又は前進に用いられる。補正
信号は、デシメータは210において、受信のタイミング
が受信信号のタイミングに相関するに至るまでPNI及び
Ｑカウンタを調整する。

タイム追尾ループ192Aの入力端に帰還することによ
り、位相回転装置244は、周波数ソースの出力（ここで
はデジタル周波数シンセサイザ262として提供される）
を位相設定参照として受信する。周波数シンセサイザ26
2は、PN_I及びPN_Qコードシーケンスを受信し、適切な位
相回転出力を提供する。入力信号に関する受信機の基準
タイミングの決定のために必要な遅／早サンプリングを
提供するため、PN_I及びPN_Qシーケンスは送信される。こ
の場合、当該シーケンスにディレイを伴って送信される
こともある。すなわち、付加的な遅延を伴わずに直接的
に送信される場合にあっては、PN_I及びPN_Qシーケンス
は、遅延素子212からの出力に比較して「早」くなる。
一チップインターバルに等しいデイレイを伴って送信さ
れる場合にあっては、PN_I及びPN_Qシーケンスは、遅延素
子212からの出力に比較して「遅」くなる。

遅延素子264はPN_I及びPN_Qの入力の一つの組に対して
直列に接続されチップインターバルに等しい遅延信号
（Z^-2）を生成する。遅延素子264の出力と、PN_I及びPN_Q
シーケンスの非遅延入力線は、シーケンスセレクタ266
への入力として提供される。このシーケンスセレクタ26
6は、周波数ソースまたはシンセサイザ262のどちらの値
セットが与えられた時間を使用しているかを決定する。

入力される通信信号上において、ひとたび位相追尾の
同期が適切に図られると、通信リンクを伝わる通信信号
によって送信される情報を伴う加入者ユニットを提供す
るため、データの実際の復号は復調が行われる。図８に
示されるように、これは、分解されたＩチャネルデータ
を結合器202に対して送信し、デインタリーバ（deinter
leaver）および復号器204に送信することにより達成さ
れる。Ｉ及びＱチャネルの両者は、通信リンク上を送信
されるすべての情報を収容している。

一つ以上のビーム（又はチャネル通信経路）から出力
されるコヒーレント性結合信号の場合にあっては、同相
チャネルの出力から結合前に基準化される。非−コヒー
レント性信号の場合にあっては、AGC内のエネルギ検出
器及びｉ番目のユーザのためのフィルタ素子149Aの出力
が結合前に基準化される。幾つかの状況下にあっては、
２本若しくはそれ以上のビームによる送信を加入者ユニ
ットは受信する。例えばあるビームは、パイロット信号
が容易に検出可能であるようなコヒーレント性変調を利
用して送信を行い、他のビームは非識別性パイロット信
号を含むような非−コヒーレント性変調を利用して通信
を行うものである。かかる状況にあっては、結合器202
は、順方向エラーレートが最小となるようにこの２つの
フィンガ（finger）からの出力を結合する。

そして情報は、インタリーブドエラー検出ビットを除
去するための所定の復合レートの通常の復号器の利用に
よりデインタリーブ及び復号がなされ、適切なボコーダ
及びプリアンプ、アンプ、及びスピーカシステム、また
は通信システムのユーザが利用可能な表示装置といった
他のアナログ回路に転送される。

本発明の特徴の一つは、図９に示すように、通信信号
がFHT素子218及び220における処理を経る際に、出力の
数がＭ（Ｍは多数の、あるいはアクティブな加入者ユニ
ットの全てに相当する）及び他の変調信号（ここではＭ
＜128,M127）に等しい点にある。それゆえ共通キャリア
上の全てのユーザ信号のための信号及びデータを、付加
的な受信機あるいは他の装置を必要とせずに受信機12
6′によって検出し復号することができる。これによ
り、与えられた周波数上の異なる通信チャネルにおける
データの追尾及び処理において多大なる柔軟性を提供で
きる。

図８に示した受信機フィンガ8receiver finger）の各
々は、また、既に用いられ追尾された増加信号レベルを
提供し得るビームのサーチが可能なサーチャー受信機エ
ンジン又は回路196を用いて示される。したがって、と
ても微弱若しくは非既存のパイロットとなり得、サーチ
は、ゲートウェイのための総括的キャリアを得ること、
及び隣接信号でそれを比較することを、必要とする。サ
ーチャー受信器196は、サーチャー128の場合のように独
立した回路から構成できるが、開成スイッチS1を有する
Ｍ−ary Costasループを使用し、エネルギーを蓄積し
て最善の信号を決定することも可能である。

サーチャーは、１つのオフセットがオンタイム仮説と
呼ばれ、他方が遅れた仮説と呼ばれている１組のPNタイ
ミングオフセットを対にして、各直交したコードに対し
て送信されるエネルギー或いは各時間と周波数仮説での
ウオルシュカバーを見積もる。DMAチャネルのような専
用に設けられた入力を使用して、更なる処理と解析のた
めに、上記エネルギーの見積もりは、マイクロプロセッ
サーには限定されないがそのような処理素子への入力と
して提供される。制御プロセッサー130の部分は、この
様な機能を行える。この蓄積されたエネルギーレベル情
報は、どのオフセットが最大の信号強度を提供するかを
決定し、そのフィンガーに対して信号の復調に使用され
る適切なタイミングオフセットを選択するために使用さ
れる。このように、各フィンガーは、常に信号の相対的
な選択を適切にしている。

サーチャー受信器196は、サーチセットが終了するま
で殆ど自主的にキャリア信号のサーチを実行する。受信
器126A′−Ｎ′に使用される場合には、サーチ動作には
一般的に、周波数オフセット値を与える入力として追加
のバイアス項を使用することが含まれ、このサーチ処理
は一般的にオープンループプロセスとして動作する。

サーチャー受信器196は、限定はされないが一般的な
サーチウインドサイズ、周波数、積分時間、しきい値等
に対する値のような１以上の所定の初期パラメータを有
する動作を最初に開始する。これらの値は例えばROMの
ようなメモリ素子、マイクロプロセッサーの制御レジス
ター、或いはサーチャーエンジン動作を指揮する同様の
予め設けられた制御装置に蓄積され、電話加入者のユニ
ットに対する初期過程の一部として、或いはリセット或
いは通信モード等に入る場合にロードされる。

以上、拡散スペクトラム通信システムにおける信号キ
ャリアの周波数と位相とを追尾するための新規な方法と
装置について述べてきた。位相参照決定技術によれば、
キャリア周波数を、非常に微弱な、或いは、コヒーレン
ト変調でない場合に使用されるときには、殆ど存在しな
いパイロット信号の存在の元でも、正確に追跡できる様
になる。そして、この位相参照決定技術によれば、共通
キャリア周波数を有する受信信号エネルギーの全て、或
いは殆どの部分を使用して信号エネルギーのより有効な
利用を実行でき、そのキャリア波上の単一通信チャネル
に限定することなくキャリア位相を決定できる。この技
術は衛星中継器に基づく通信システムに有効であるとし
て記述したが、コヒーレントでない、或いはパイロット
信号タイプでない通信が行われるような他のシステムで
も使用できる。

上記実施例は、当業者が容易に実施できるように記載
されているが、本発明は上記実施例に限定されない。本
発明の主旨を逸脱することなく、当業者であれば、種々
の変形が可能である。このように、本発明はここに示さ
れた実施例に限定されず、ここに開示された原理と新規
な特徴に対応した最も広い範囲を与えられる。

フロントページの続き (72)発明者 ギルハウゼン、 クライン・エス アメリカ合衆国、モンタナ州 59715、 ボーズマン、ジャクソン・クリーク・ロ ード 6474 (56)参考文献 特開 昭63−108827（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−501349（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 H04B 1/04

Claims (26)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】拡散された帯域幅であり、そして直交符号
   を使用してチヤネル中に符号化される信号により、情報
   が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送
   波信号の周波数と位相を追尾する方法であって、 共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信
   信号を受信し、前記信号をデジタル形態に変換し； 調整可能な位相角において少なくとも１つの予め選択さ
   れた逆拡散コードを適用することにより、前記デジタル
   スペクトル拡散通信信号を逆拡散し； 前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに
   対して、前記逆拡散通信信号の複数のものを並列に復号
   化して、前記直交符号化を解除し、多重データシンボル
   信号を発生させ、 複数の前記多重データシンボルを合計して、単一位相検
   出信号を形成し、 前記位相検出信号を少なくとも１つのタイミングループ
   に入力してその周波数を追尾し、搬送波信号周波数を示
   すタイミング信号を出力し、 前記タイミングループからの前記タイミング信号に応答
   して前記逆拡散における前記位相角を調整するステップ
   を含むことを特徴とする前記方法。
2. 【請求項２】前記受信された通信信号が、ゲートウェイ
   タイプ基地局と少なくとも１つの衛星ベースの中継器と
   を通して送られ、前記通信システム内の遠隔加入者装置
   により受信されることを特徴とする請求項１記載の方
   法。
3. 【請求項３】前記スペクトル拡散通信システムが疑似ラ
   ンダムノイズ（PN）符号化スペクトル拡散タイプの信号
   を使用することを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 【請求項４】拡散された帯域幅であり、そして直交符号
   を使用してチヤネル中に符号化される信号により、情報
   が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送
   波信号の周波数と位相を追尾する方法であって、 共通の搬送波周波数を同時に有する複数の直交チヤネル
   化されたスペクトル拡散通信信号を受信し、前記信号を
   デジタル形態に変換し、 逆拡散符号を適用するために、予選択された調整可能な
   位相角を使用して、直交チヤネル化された受信通信信号
   を逆拡散し、第１および第２のコード記号の流れを生成
   する第１および第２の成分に前記信号を分離し、 前記コード前記の第１および第２の流れをそれぞれ第１
   および第２の直交関数変換器に転送し、信号ビットの第
   １および第２のセットを発生させ、 対応する対間の積を形成し、前記通信システム内でアク
   ティブな多重直交符号に対して前記積を合計することに
   より、前記第１および第２の信号ビットのセットから位
   相訂正信号を発生させ、ここで各対は前記第１と第２の
   セットからの各々一つのビットを備えており、 前記位相訂正信号の値に応答して、前記予選択された位
   相角を調整することを特徴とする前記方法。
5. 【請求項５】意図されている受信者への送信前に前記通
   信信号の同位相（Ｉ）と直角位相成分を変調するため
   に、予選択された同位相と直角位相の（Ｑ）PNシーケン
   スが使用され、 前記逆拡散および分離ステップが、 前記ＩとQPNシーケンスを使用して前記受信信号を位相
   回転して、前記調整可能な位相角を調整し；及び 前記回転された信号を第１および第２の信号チャネルに
   送るステップをさらに含んでいることを特徴とする請求
   項４記載の方法。
6. 【請求項６】符号記号の第１及び第２の流れを転送し、
   信号ビットの第１と第２のセットを発生させる前記ステ
   ップが、符号記号をデータビットに変形するように、各
   々第１及び第２の高速アダマール変換器に前記記号を適
   用するステップを備えている、請求項４に記載された方
   法。
7. 【請求項７】前記受信された通信信号が、ゲートウェイ
   タイプ基地局と少なくとも１つの衛星ベースの中継器と
   を通して送られ、前記通信システム内の遠隔加入者装置
   により受信されることを特徴とする請求項４記載の方
   法。
8. 【請求項８】第２の予選択された調整可能な位相角にお
   ける位相回転を使用して、前記デジタル形態信号を逆拡
   散して、ＩとＱ成分に分離し、第２のＩとＱ成分信号を
   生成し、 前記第２のＩとＱ成分記号を第３および第４の直交関数
   変換器にそれぞれ転送し、ＩとＱの信号ビットのセット
   を発生させ、 前記ＩとＱの信号ビットのセットを個々の予め定められ
   たグループに累積し、各グループの平方積を生成し、 対応するＩとＱのグループ化された積間の差を発生さ
   せ、 前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに
   対して、結果として得られた差を合計し、 前記合計結果をフィルタ処理して、タイミング制御信号
   を形成するステップをさらに含んでいることを特徴とす
   る請求項４記載の方法。
9. 【請求項９】前記逆拡散の前にデジタル信号をデシメー
   トし、 前記タイミング制御信号に対する値の変化に応答して、
   前記デシメーションに対するタイミングポイントを調整
   するステップをさらに含んでいることを特徴とする請求
   項８記載の方法。
10. 【請求項１０】前記直交コードがウォルシュ関数である
    ことを特徴とする請求項４記載の方法。
11. 【請求項１１】追尾されるべき前記共通の搬送波を使用
    している複数のアクティブユーザに向けられているデー
    タを表しているものとして、前記Ｉ信号ビットをコヒー
    レント信号復号回路に出力するステップをさらに含んで
    いることを特徴とする請求項４記載の方法。
12. 【請求項１２】拡散された帯域幅であり、そして直交符
    号を使用してチヤネル中に符号化される信号により、情
    報が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬
    送波信号の周波数と位相を追尾する装置であって、 共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信
    信号を受信してデジタル形態に変換する手段と、 前記受信して変換する手段に接続され、調整可能な位相
    角において少なくとも１つの予選択された逆拡散コード
    を適用することにより、前記デジタルスペクトル拡散通
    信信号を逆拡散する手段と、 前記逆拡散通信信号の複数のものを並列に受信するため
    に接続され、前記通信システム内でアクティブな複数の
    直交コードに対して、前記逆拡散通信信号の複数のもの
    を復号化して、前記直交符号化を解除し、多重データ記
    号信号を発生させる手段と、 複数の前記多重データ記号信号を受信するために接続さ
    れ、複数の前記多重データ記号信号を合計して、単一位
    相検出信号を形成する手段と、 前記位相検出信号を受信するために接続され、その周波
    数を追尾し、搬送波信号周波数を示すタイミング信号を
    出力するために、前記位相検出信号を追尾する少なくと
    も１つのタイミングループと、 前記タイミングループからの前記タイミング信号に応答
    して前記逆拡散する手段の前記位相角を調整する手段
    と、とを具備することを特徴とする前記装置。
13. 【請求項１３】前記受信された通信信号が、ゲートウェ
    イトタイプ基地局と少なくとも１つの衛星ベースの中継
    器とを通して送られ、前記通信システム内の遠隔加入者
    装置により受信されることを特徴とする請求項12記載の
    装置。
14. 【請求項１４】情報が、拡散された帯域幅であり、そし
    て直交符号を使用してチヤネル中に符号化される信号に
    より通信され、一度に少なくとも１人の受信者に対して
    送信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波
    信号の位相を追尾する装置であって、 共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信
    信号を受信して、前記信号をデジタル形態に変換する手
    段と、 前記ディジタル形態の信号を受信するために接続され、
    コード記号を生成するために、調整可能な位相角を使用
    して、逆拡散コードを適用して、前記デジタル形態信号
    を逆拡散し、前記信号を第１および第２の成分に分離す
    る手段と、 前記逆拡散して分離する手段に接続され、前記第１およ
    び第２の符号記号の成分において直交関数変換を実行し
    て、信号ビットの第１および第２のセットを生成する手
    段と、 前記変換手段と直列に接続され、前記第１および第２の
    信号ビットのセットから位相訂正信号を発生する手段
    と、前記信号ビットの対応する対間の積を形成し、前記
    通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対し
    て前記積を合計することにより、前記発生は部分的に生
    じ、前記位相訂正信号の値に応答して、前記予め選択さ
    れた位相角を調整する手段を具備することを特徴とする
    前記装置。
15. 【請求項１５】前記直交関数変換を実行する手段が、前
    記第１および第２の信号成分を受受信するために接続さ
    れ、データ信号を受信して出力として対応するデータビ
    ットを供給する第１および第２のＮ次高速アダマール変
    換器を備え、Ｎがパイロット信号、ページング、同期信
    号チャネルの数を含む所望のシステムチャネルの数に等
    しいことを特徴とする請求項14記載の装置。
16. 【請求項１６】前記直交コード化がウオルシュ関数を使
    用し、前記位相訂正信号手段が、前記通信システムで前
    記共通の搬送波周波数を使用している信号に対応してい
    るすべてのアクティブなウオルシュ関数に対して合計を
    行うように構成されていることを特徴とする請求項14記
    載の装置。
17. 【請求項１７】第２の予め選択された調整可能な位相角
    における位相回転を使用して、前記デジタル形態信号を
    逆拡散して、ＩとＱ成分に分離し、ＩとＱ成分信号の流
    れを生成する第２の手段と、 前記ＩとＱ成分記号の流れを第３および第４の直交関数
    変換器にそれぞれ転送し、ＩとＱの信号ビットのセット
    を発生させる手段と、 前記ＩとＱの信号ビットのセットを個々の予め定められ
    たグループに累積し、各グループの平方積を生成する第
    ２の手段と、 対応するＩとＱのグループ化されたビット積間の差を発
    生させる手段と、 前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに
    対して、結果として得られた差を合計する手段と、 前記合計結果をフィルタ処理して、タイミング制御信号
    を形成する手段とをさらに具備することを特徴とする請
    求項14記載の装置。
18. 【請求項１８】前記第１の逆拡散手段への入力前にデジ
    タル信号をデシメートする手段と、 前記タイミング制御信号に対する値の変化に応答して、
    前記デシメーションに対するオフセットタイミングを調
    整する手段とをさらに具備していることを特徴とする請
    求項17記載の装置。
19. 【請求項１９】前記通信システムが、遠隔ユーザが複数
    のセル内に位置し、コード分割多元接続（CDMA）スペク
    トル拡散タイプの通信信号を使用して、少なくとも１つ
    のゲートウェイとの間で情報信号を通信している無線電
    話／データ通信システムを構成していることを特徴とす
    る請求項14記載の装置。
20. 【請求項２０】単一チャネルデータの累積を許容するよ
    うに、位相訂正信号を発生させる手段に対する前記第１
    および第２の成分に対する１つのチャネルからの入力を
    分離する手段と、 前記単一チャネルデータからの信号搬送波に対する相対
    信号強度を検出する手段とをさらに具備していることを
    特徴とする請求項14記載の装置。
21. 【請求項２１】拡散された帯域幅であり、そして一度に
    少なくとも１人の受信者に対して送信される直交符号を
    使用してチヤネル中に符号化される信号により、情報が
    通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波
    信号の位相を追尾する装置であって、 共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信
    信号を受信して、前記信号をデジタル形態に変換するよ
    うに構成されている少なくとも一つのアナログ受信機
    と、 前記デジタル形態信号を受信するように接続され、予め
    選択された調整可能な位相角において逆拡散コードを適
    用することによりＩとＱ成分記号の流れを生成するデジ
    タル信号逆拡散および分離装置と、 前記逆拡散および分離装置に対する前記ＩとＱ出力とそ
    れぞれ直列に接続され、前記ＩとＱの成分記号の流れに
    おいて動作し、それぞれＩとＱの信号ビットのセットを
    生成する複数の直交関数変換器と、 前記ＩとＱ信号ビットを受信するように前記直交関数変
    換器と直列に接続され、前記ＩとＱの信号ビットの対応
    する対間の積を形成し、前記通信システム内でアクティ
    ブな複数の直交コードに対して前記積を合計するように
    構成されている位相訂正信号発生装置と、 前記位相回転装置に接続され、前記エラー訂正信号の値
    に応答して前記予め選択された位相角を変更する位相角
    調整装置とを具備することを特徴とする前記装置。
22. 【請求項２２】前記ＩまたはＱ信号ビットを受信するよ
    うに、前記複数の直交関数変換器のそれぞれに直列に接
    続された少なくとも１つの累積素子と、 前記ＩとＱ信号ビットの対応する対間の積を形成するよ
    うに前記累積素子の出力に接続されている乗算器と、 前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに
    対して前記積を合計する加算アキュムレータとをさらに
    具備していることを特徴とする請求項21記載の装置。
23. 【請求項２３】前記逆拡散および分離装置が、複数の位
    相調整入力を有する４つの位相回転装置を備えているこ
    とを特徴とする請求項21記載の装置。
24. 【請求項２４】前記直交関数変換器が高速アダマール装
    置を備えていることを特徴とする請求項21記載の装置。
25. 【請求項２５】少なくとも一つの通信信号送信器を各々
    が有する複数のゲートウェイタイプの基地局であって、
    該基地局は、 複数の直交関数の中の各関数に各々従って複数の関数信
    号を発生するための複数の信号発生手段と； 複数のデータ信号の中の各々のデータ信号を受信するた
    め、及び各関数信号に関し各スペクトラム拡散データ信
    号を生成するために、各信号発生手段に各々接続された
    複数の拡散手段と； 複数のスペクトラム拡散データ信号に結合するスペクト
    ラム拡散通信信号を供するために複数の拡散手段に接続
    された結合手段と；及び スペクトラム拡散通信信号を増幅し、送信するために該
    結合手段に接続された送信手段と；を備え、 利用者の受信器を各々含む複数の利用者の端末と：該端
    末は、 共通のキャリア周波数を有し、前記信号をデジタルの形
    に変換する少なくとも一つのゲートウェイからスペクト
    ラム拡散通信信号を受信し選択するための手段； 受信し選択するための前記手段に接続され、符号記号を
    供するために逆拡散するコードを適応するための調整可
    能な位相角を利用する前記デジタル形の信号を逆拡散す
    るための手段； 多重データ記号信号を生成するために、前記通信システ
    ムの中でアクテイブな多重直交コードに対して前記直交
    符号化を解除するために並列に前記逆拡散通信信号の多
    重信号を復号するための手段； 単一の位相検出信号を形成するために、複数の前記多重
    データ記号信号を合算するための手段； 該周波数を追尾するため少なくとも一つのタイミングル
    ープに前記位相検出信号を入力し、キャリア信号周波数
    のタイミング信号表示を出力するための手段と；及び 前記タイミングループから前記タイミング信号に応答し
    て前記逆拡散することにおける前記位相角を調整するた
    めの手段；とを備える、 を具備した送信されるべき複数のデータ信号が予め定め
    られた拡散コードに従って拡散されているスペクトラム
    拡散通信システム。
26. 【請求項２６】複数の直交関数の夫々の関数に応じてゲ
    ートウェイ夫々に対する複数の関数信号を発生し、 少なくとも一つのデータ信号と夫々の関数信号とを組み
    合わせて複数のスペクトラム拡散データ信号を発生し、 この複数のスペクトラム拡散データ信号を加算してスペ
    クトラム拡散通信信号を生成し、増幅し、送信し、 一つまたはそれ以上のユーザ端末において共通キャリア
    周波数を持った少なくとも一つのゲートウェイからのス
    ペクトラム拡散通信信号を選択的に受信し、その信号を
    デジタル化し、 逆拡散コードを与えるために調整可能な位相角を用いて
    前記デジタル信号を逆拡散し、多重コード記号信号を生
    成し、 前記複数のユーザ端末において有効な多重直交コードに
    対して、直交符号化を解除するために前記複数の多重コ
    ード記号信号について直交関数変換を行って多重データ
    記号信号を生成し、 複数の前記多重データ記号信号を加算してこのデータ記
    号信号から位相訂正信号を発生し、 この位相訂正信号を少なくとも一つのタイミングループ
    に入力してその周波数を追尾し、キャリア信号周波数を
    示すタイミング信号を発生し、 前記タイミングループからのタイミング信号に応じて前
    記逆拡散における前記位相角を調整するステップを具備
    する、複数のゲートウェイ型の基地局と複数のユーザと
    の間でスペクトラム拡散通信を行う方法。