CN1178405C - 扩频通信系统全频谱发射功率跟踪收方相时和能量的方法和设备 - Google Patents

Abstract

扩频通信系统中跟踪信号频率和相位的方法及设备，它利用大部分或全部接收载波信号频谱能量。将多个扩频通信信号(182)并行输入数据接收机(126A’-126N’)，以可调相位角用预定去扩频码去扩频，并就现用多个正交码将其解码后，合并成一相位检测信号，以跟踪所收通信载波信号的频率和相位。跟踪回路(184)产生的定时信号，用来调节去扩频时用的相位角(186)。在另一些实施例中，用适当的PN码对通信信号去扩频，并且将其分成同相信道(I)和正交信道(Q)(214)，在这些信道中，用快速哈马达变换器(218，220)处理数据符号，以产生相应的数据位。在信道之间，使数据成为两两成对的乘积，并就多个或所有现用的用户正交码对其求和(226)。此加数表示估计相位与所接收通信信号之实际相位的不同程度，并用该加数调节应用PN码的相位(230)。

Description

扩频通信系统全频谱发射功率 跟踪收方相时和能量的方法和设备

                             发明背景

发明领域

本发明涉及诸如无线电数据或电话系统和卫星中继器型扩频通信系统等多址通信系统。具体地说，本发明涉及通过使用多信道载波信号的可用能量，抽取并跟踪扩频通信系统中用户信道频率和相位的方法和设备。本发明还涉及采用供通信系统中不同用户用的若干个码分扩频型通信信号，使系统各用户可分别抽取并跟踪其信号频率和相位参考的方法。

背景技术

已经开发了各种多址通信系统，用于在许多系统用户之间传递信息。这类多址通信系统所用的技术包括时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和诸如振幅压扩单边带(ACSSB)的AM调制方案，这些技术的基础是本领域中公知的。但是，诸如码分多址(CDMA)扩频技术等扩频调制技术比其它调制方案具有明显的优势，特别是在为许多通信系统用户提供服务时。美国专利第4,901,307号的发明内容揭示了C DMA技术在多址通信系统中的运用，该专利的名称为“采用卫星或地面中继器的扩频多址通信系统”，授权于1990年2月13日，并且已转让给本发明的受让人，其内容通过引用包括在此。

第4,901,307号专利揭示了一种多址通信系统技术，在该技术中，大量普通的移动或远端系统用户分别使用收发信机，以便例如通过公用电话交换网与其它系统用户或所希望的信号接收方通信。收发信机用码分多址(CDMA)扩频型通信信号通过卫星中继器和关口站或地面基站(有时也称为区站或蜂窝区)进行通信。这种系统可在系统用户之间以及与通信系统相连的其它用户之间传递各种类型的数据和话音通信信号。

因为在某一区域内全频谱被系统用户同时使用，并且可以跨越系统服务的不同区域被重复使用多次，所以诸如美国专利第4,901,307号中所揭示的、使用扩频型信号和调制技术的通信系统比使用其它技术的通信系统增大了系统用户的容量。使用CDMA技术使利用所给频谱的效率比使用其它多址技术所获得的效率有所提高。使用宽带CDMA技术还能更轻松地克服常规通信系统特别是地面中继器中遇到的诸如多路径衰落等问题。

在宽带CDMA信号处理中用来产生各种通信系统信号的基于伪噪声(PN)码的调制技术提供了相当高的信号增益。只要路径长度差产生超过PN筹元周期(即带宽的倒数)的相对传播时延，该技术便能更快地区分频谱类似的通信信号，即可快速区别穿过不同传播路径的信号。如果在CDMA通信系统中使用比方说大约1兆赫的PN筹元速率，那么就能用全扩频处理增益来区分或鉴别路径时延或到达时间相差多于一微秒的信号或信号路径，其中全扩频处理增益等于扩频频带与系统数据速率的比，而一微秒的路径时延对应于大约1,000英尺的路径长度差。一般城市设施的路径时延差超过一微秒，但在某些地区，此时延可达10-20微秒。

鉴别多路径信号的能力使多路径衰落的严重程度大为降低，但由于临时路径的时延差非常小，所以一般不能将衰落完全消除。尤其对于来自建筑物或其它地表面的多路径反射大为减少的卫星中继器或定向通信链路，存在着时延较短的路径。因此，希望提供一些信号分集形式，作为降低与有关用户(或中继器)移动相关的衰落和附加问题之劣化作用的方法。

一般来说，在扩频型通信系统中，产生或使用三种类型的分集，它们是时间分集、频率分集和空间分集。时间分集可以通过重复数据、对数据或信号分量进行时间交织，以及进行差错控制编码来获得。在宽带上传播信号能量的CDMA本身提供了一种频率分集形式。因此，频率选择性衰落只影响CDMA信号带宽的一小部分。

空间或路径分集可以通过以下方式获得，即对于地面中继器系统，通过两个或多个基站或天线为一个移动或远端用户提供并行链路构成的多个信号路径，或者对于空间中继器系统，提供两个或多个卫星波束或独立卫星。也就是说，在卫星通信设备中，或者对于室内无线电通信系统，通过特意用多根天线或多个收发信机发射和接收，来获得路径分集。另外，还可通过利用可以分开接收并处理通过各不同传播时延路径到达的信号的天然多路径环境，获得路径分集。

如果有两条或多条信号接收路径具有足够大的时延差，比如大于一微秒，那么可以用两个或多个接收机分开接收这些信号。由于这些信号一般具有独立的衰落特性或其它传播特性，所以可以用接收机分开处理信号并用分集合并器将输出合并，以提供最终的输出信息或数据，并克服单路径中存在的问题。因此，只有当达到两个接收机的信号以相同方式并且同时经历衰落或干扰时，性能才有损失。为了利用多路径信号，必须使用允许进行路径分集合操作的波形。

美国专利第5,101,501号和美国专利第5,109,390号描述了在多址通信系统中使用路径分集的例子，前者题为“CDMA蜂窝状电话系统中的软切换”，于1992年3月31日授权，后者题为“CDMA蜂窝状电话系统中的分集接收机”，于1992年4月28日授权，两者都已转让给本发明的受让人，其内容通过引用包括在此。

美国专利第4,901,307号中揭示的CDMA技术仔细考虑在用户与卫星通信的两个通信方向或链路进行相干调制和解调。在使用该方法的通信系统中，将一导频载波信号用作关口站至用户(或卫星至用户)以及基站至用户链路的相干相位参考。然后，将跟踪导频信号载波所获得的相位信息用作对其它系统或用户信息信号进行相干解调的载波相位参考。该技术允许许多用户信号载波共享一个公共的作为相位参考的导频信号，提供了成本花费低且跟踪效率高的机理。在卫星中继器系统中，返回链路一般不要求为关口站接收机提供相干参考导频信号。在地面无线电或蜂窝区通信环境中，多路径衰落的严重性以及由此导致的通信信道的相位破坏，妨碍了对一般不使用导频信号的用户至基站链路使用相干解调技术。本发明如所希望的那样，允许使用非相干调制和解调技术。

尽管主要使用地面中继器和基站，但未来的系统将更强调对较宽广的地理覆盖范围采用卫星中继器，以便通达更多的“远端”用户并实现真正的“全球”通信服务。然而，卫星中继器在功率受严格限制的环境下工作。也就是说，卫星控制和通信系统可以实际使用的功率量受到适当的限制。这些限制依赖于以下因素，例如卫星规模、电池或其它储能装置的特性，以及太阳能电池技术等等。非常希望能够降低通信系统为执行不是为系统用户传递实际数据的其它任务所需或所使用的功率。尽管已提出若干方案来限制用于通信或“业务”信号的功率，但消耗功率的主源是导频信道信号。

这是因为为了使导频信号具有较高的信噪比和干扰边限，发射导频信号的功率电平比发射一般话音或其它数据信号的功率电平高。较高的功率电平还能以较高的速度完成对导频信号的首次捕获，同时可用带宽相当宽且成本较低的相位跟踪电路对导频载波相位进行非常准确的跟踪。例如，在发射总共十五个并行话音信号的系统中，要为导频信号分配四倍于话音信号或更多的发射功率。与地面中继器系统相比，在卫星中继器环境中，甚至要为导频信号分配更高比例的功率，以便对抗多普勒和其它效应。然而，导频信号功率较高意味着其它信号可用的功率减少，并且还意味着它是其它信号的一个干扰源。另外，在某些场合，为现用用户相当少的较大区域服务会使导频信号在总功率分配中占的比例大得不可接受。

因此，希望在保持适当的频率和相位跟踪时降低导频信道或导频信号所需的功率。还希望在导频信号能量降低的情况下改善使用者或系统用户的频率跟踪。即使由于设计或传播效应，导频信号已经降低至实际上不可测的低能量电平，上述改进也应适用。还希望在通信系统内更有效地使用被传送到各种通信信道或信号中的能量。

                             发明内容

鉴于本领域中发现的与多址通信系统中导频信道信号相关的上述和其它问题，本发明的一个目的是改进时间和相位跟踪，并使导频信号较低的情况下可进行适当操作。

本发明的第二个目的是提供一种技术，该技术用幅度正常或较弱的导频信号进行频率和相位同步，并且使用该技术可以进行如某一具体通信系统结构所需要的无导频信号操作。这使能源分配更为有效。

本发明的一个优点是，它用所接收频谱能量中的较大比例来快速获得信号，同时支持相干和非相干调制两者。

本发明的第二个优点是，可以同时对多个CDMA信道进行解调，该优点支持较高的数据传输速率，并能为小用户群分配数据速率较高的信道。

另一优点是，在基于卫星中继器的通信系统中，可对每一波束使用中央控制器，该优点使结构简单、成本低，并且允许快速分配并共享业务信道。

这些和其它目的和优点可以通过用户在扩频通信系统中使用一种信号接收技术来实现，在该技术中，用户用正交编码信号通过基站或卫星中继器经所给载波频率中的不同信道进行通信。用户接收机对通信信号载波的频率和相位进行跟踪，其中通信信号载波为通信系统内的多个接收方传送若干通信信道。本发明使用一种新的跟踪技术，该技术使用从一给定源(例如从至少通过一个卫星中继器的关口站)接收到的载波信号频谱中可用能量的相当大百分比，该能量包括供其它用户使用的通信信号的能量。

将接收信号转换成数字形式后，在一系列信号去扩频器中，用以可调相位施加的适当去扩频码，诸如伪随机噪声(PN)码，对一连串接收到的通信信号进行去扩频。然后，对多个去扩频信号并行解调或解码，解除正交覆盖码并产生数据符号信号。接着，在一求和元件中，将多个解码信道或数据符号信号合并，以提供单个相位检测信号，用作至少一个用来跟踪载波频率的跟踪回路的输入源。定时回路产生一个定时信号，该信号指示将载波信号频率提供给去扩频级，以调节去扩频操作中所用的相位角。

在一较佳实施例中，接收具有公共载波频率的通信信号，并将其转换成处于所希望基带频率处的具有同相和正交分量的数字扩频通信信号。一般在相对接收信号延迟半个筹元后，将基带信号分离到同相(I)和正交(Q)信道，其中每个信道基本上都传输所给通信信号的全部信息内容。

用通信系统预定的同相和正交PN编码序列对这些I和Q信号去扩频。在该去扩频期间，  以预先选定的速率用一个估计与输入通信信号同相的相位值施加PN序列(所谓外层码)。这在I和Q信道上产生数据符号，然后一般用一对快速哈达玛(Hadamard)变换器将数据符号变换成数据位。每个代码变换器接收一个(I或Q)信道上的数据符号，并提供相应的数据位输出。在一乘法元件中，使I和Q信道的数据比特形成两两成对的乘积。

然后，相对现用信号的平均接收功率对现用信号的每个两两乘积进行加权，并在一加法元件中就对应于使用所关注公共载波频率的现用信号的多个(一般为全部)现用正交码(一般为Walsh函数)对上述乘积进行累加。然后，将所得到的累加信号传过窄带通滤波器，以便经处理后降低噪声并减少不希望有的频谱分量。经滤波的信号提供了关于相位估计精度的指示，或者表示所接收通信信号的估计相位与其实际值的偏差程度。用该信息调节应用PN码序列的相位，并且跟踪载波信号的相位。如所希望的那样，还可用预选的相位偏移补偿诸如多普勒频移等公知的效应。

在另一些实施例中，对来自I和Q信道的累积数据位平方并求和，以产生被跟踪通信信号的功率量度。可将一滤波函数作用于累加结果，在相应接收机电路的模拟级用该函数适当设定自动信号增益，并提供信号强度的表示。导频信号的相对强度和相位也可仅用I信道的数据来确定。

用通信信号预定的同相和正交PN编码序列也可对数字基带信号去扩频，不引起任何延迟。在此去扩频期间，在接至第二对快速哈达玛变换器的第二组I和Q信道上产生数据符号。选择机理允许就“早”和“迟”定时时期的PN序列，即无延迟和经一个筹元周期延迟的PN序列，进行去扩频。再将数据符号转换成将进行平方运算的I和Q信道的数据位。以两两成对的方式使所得到的乘积相减，然后就多个现用正交码对上述结果求和。将滤波函数作用于累加结果，从而经处理后消除不希望有的频率分量。结果输出信号提供了关于输入信号抽样(十中抽一)时所用相对定时的指示，并作为时间跟踪回路的输出运转。

                             附图概述

结合附图阅读下述详细描述将更清楚本发明的特征、目的和优点，图中相同的参考符号自始至终等同于相同的部件，而且

图1是一例CDMA无线电通信系统的总示意图；

图2是一方框图，例示了无线电CDMA通信系统的关口站解调/调制设备；

图3更详细地示出了对实现图2设备有效的典型发射调制器；

图4是一方框图，例示了用户装置的解调/调制设备；

图5更详细地示出了图4设备的接收部分；

图6示出了图4设备中所用的典型接收机定时回路控制；

图7示出了依照本发明构造并运行的图4设备中所用的基于总功率的定时回路控制；

图8示出了图4设备中所用的总功率接收机，它用来对相干和非相干信号进行解调；

图9A和9B示出了依照本发明构造并运行的图4解调/调制设备所用数字接收机的单个搜索指部分。

                       较佳实施例的详细描述

本发明提供了一种新的用于在扩频多址通信系统中跟踪信号频率和相位的方法和设备。该方法和设备使用了一种新的解调技术，该技术通过利用占据接收载波信号频谱的大部分能量或全部能量(包括供其它用户使用的通信信号的能量)，更有效地使用可用载波的频率和相位信息。该能量被用来产生用作跟踪回路输入的检错信号，在对接收信号去扩频时，跟踪回路依次调节接收机所用的定时。在一实施例中，此检错信号直接调节在接收机搜索指内对接收信号施加去扩频码时所用的相位。在导频信号非常弱或者不存在的情况下，该频率跟踪和信号解调方法提供了一种强有力的设计。该技术考虑了许多卫星通信系统设计中存在的某些限制。

在诸如无线电数据或电话系统的一般CDMA通信系统中，预定地理区域内的基站或蜂窝区分别用若干个扩频调制解调器为系统用户处理通信信号。每个扩频调制解调器一般都使用一个数字扩频发送调制器、至少一个数字扩频数据接收机和至少一个搜索接收机。在一般操作中，按需要将基站中的一个调制解调器指派给每个远端或移动用户装置，以便与所指派的用户进行通信信号传递。如果该调制解调器使用多个接收机，那么一个调制解调器进行分集处理，否则组合使用多个调制解调器。对于使用卫星中继器的通信系统，这些调制解调器一般被安装在称为关口站或枢纽站的基站中，其中基站通过卫星发送信号，与用户通信。可以存在其它有关的与卫星或关口站通信的控制中心，以保持较宽的系统通信控制和信号同步。

图1例示了一种依照本发明原理构造和运行的无线电通信系统。图1中所示的通信系统10利用扩频调制技术在拥有无线电数据终端或电话的通信系统远端或移动用户装置与系统基站之间进行通信。大都市区域中的蜂窝状电话系统具有数百个基站，它们利用地面中继器为成千上万的移动系统用户服务。一般在通信系统中可以用较少的卫星中继器为分布在较大地理区域的较多用户服务。

如图1所示，通信系统10使用系统控制器和交换网12。系统控制器和交换网也称为移动电话交换局(MTSO)，它一般包括为基站或关口站提供全系统范围控制的接口和处理电路。控制器12还控制电话呼叫在公用电话交换网(PTSN)与基站或关口站和用户装置之间的路由选择。将控制器12与各种系统基站耦合的通信链路可以用以下公知技术来建立，例如专用电话线、光纤链路，或者微波或专用卫星通信链路等，但可用技术不限于这些。

在图1所示的通信系统部分中，例示了两个用于地面中继器通信的基站14和16，两个卫星中继器18和20，和两个相关的关口站或枢纽站22和24。系统的这些装置用来与两例远端用户装置26和28通信，其中每个用户装置都有一个诸如蜂窝区移动电话但不限于此的无线电通信器材。尽管这些用户装置被当作移动的来讨论，但是应理解，本发明的原理也适用于需要远端无线电业务的固定装置。后一种类型的业务特别涉及：用卫星中继器在地球上许多边远地区建立通信链路。

术语波束(点波束)和蜂窝区，或者扇区自始至终可以互换，因为在本领域中可以这样表示并且所服务的地理区域实质上相似，不同之处仅在于所用中继器平台类型的物理特性及其位置。尽管在这些平台之间传输路径的某些特性以及对频率和信道重用的限制有所不同。蜂窝区由基站信号的有效抵达来确定，而波束是将卫星通信信号投射到地球表面上所覆盖的点。另外，扇区一般覆盖了蜂窝区中不同的地理区域，而有时被称为FDMA信号的频率不同的卫星波束可以覆盖一个公共的地理区域。

术语基站和关口站有时也能互换使用。在本领域中关口站被视为特殊的基站，它们通过卫星中继器引导通信并对相关设备具有更多“管理”任务，工作时通过移动中继器来保持这种通信链路，而基站使用地面天线在周围的地理区域内引导通信。当与关口站和移动卫星交互作用时，中央控制中心一般也将具有更多的运行功能。

对于本例，试图使每个基站14和16都能为其各自天线发射方向图所服务的各地理区域或“蜂窝区”服务，同时引导来自卫星18和20的波束，以覆盖其他有关的地理区域。但是，容易理解，根据通信系统的设计以及提供的服务类型，卫星的波束覆盖区或服务区和地面中继器的天线方向图可以在所给区域中完全或部分重叠。因此，在通信过程中的各个点上，可以在服务于各个区域或蜂窝区的基站或关口站之间进行切换，并且也可在这些通信区域或装置之间实现分集。

在图1中，系列直线30和32分别画出了基站14与用户装置26和28之间通信链路的某些可能的信号路径。这些直线上的箭头例示了链路的信号方向，作为前向链路或后向链路，但这仅是为清楚起见用作说明，并不意味着对实际信号方向图或所需通信路径的任何限制。同样，直线34和36分别画出了基站16与用户装置26和28之间可能的通信链路。

图中还画出了通过卫星18和20建立的其他可能的通信信号路径。这些通信链路在一个或多个关口站或者集中枢纽站22和24与用户装置26和28之间建立了信号通路。系列直线40、42和44画出了这些通信链路的卫星-用户部分，而直线46、48、50和52画出了关口站-卫星部分。在某些结构中，还可以建立通过如直线54所示链路进行的卫星-卫星直接通信。

将基站服务的地理区域或蜂窝区设计成基本上没有重叠或没有交叉的形式，这些形式通常使用户装置更接近于某一个基站，或者使其处于将蜂窝区进一步划分的一个蜂窝扇区内。对于卫星通信，情况基本相同，其决定因素是使用户装置位于一个特定的波束方向图中，和用户装置的信号强度，但该装置并不相对接近于某一个卫星。

如上所述，在目前的CDMA无线电或蜂窝状电话系统中，每个基站或关口站也在其整个覆盖区上发射一个“导频载波”信号。对于卫星系统，该信号在每一卫星波束或载波频率内传递，并且发向该卫星所服务的特定关口站。除了将区域细分为扇区的情况(在该情况下，每个扇区可以有其本身特殊的导频信号)外，为每个关口站或基站发射单个导频信号，该关口站的所有用户可以共享此导频信号。一般，导频信号不含数据调制，并且用户装置用其获得初始系统同步并对基站发射信号进行定时、频率和相位跟踪。每个关口站或基站也发射关口站标识、系统定时和用户播叫信息之类的扩频调制信息。

尽管每个基站或关口站都具有一个专用导频信号(在全系统范围重用的情况下)，但它们不是用不同的PN码发生器产生的，而是以不同的编码相位偏移使用相同的扩频码。这使得PN码相互间容易区分，进而区别出发端基站和关口站，或者蜂窝区和波束。另一种方法是，在通信系统内使用一系列PN码，其中每个关口站使用不同的PN码，并且可以是关口站通信所用的每个卫星平面使用不同的PN码。本领域的熟练技术人员容易发现，可以分派与所需一样多的PN码来识别通信系统中不同的信号源或中继器。也就是说，可以根据业务信道总数和使系统内可寻址用户数最大的愿望，按需要用代码来区分系统内的每个中继器或信号始发端，

在整个通信系统中使用一个导频信号代码序列可使用户装置通过对所有导频信号代码相位进行一次搜索来发现系统定时同步。对每个代码相位进行相关处理可以检测到最强的导频信号。用户装置相继搜索整个序列，并且调谐到产生最强相关的相移。由该过程识别出最强导频信号一般对应于最近基站或覆盖卫星波束所发射的导频信号。但是，由于最强导频信号明显是用户容易准确跟踪并解调的信号，所以一般使用该信号，而不考虑其发射源。

因为导频载波的发射功率电平大于系统中其他一般载波信号例如用户信号或通信业务信道的功率电平，所以它具有较高的信噪比和干扰边限。导频载波能量电平较高，使得能以较高的速度初次捕获该信号，并且可用带宽相当宽的相位跟踪电路对其相位进行非常准确的跟踪。跟踪导频载波所得载波相位可用作载波相位参考，用于对基站14和16以及关口站22和24所发射的用户信息信号进行解调。该技术使许多通信业务信道或用户信号载波可就载波相位参考共享一个公共的导频信号。

当捕获最强导频信号或与该信号同步时，用户装置搜索另一个称为同步信号或信道的信号，该信号一般使用具有相同序列长度的不同PN码，作为导频信号。该同步信号发送含有某些能进一步识别发端关口站或整个通信系统的系统信息的消息，另外还传递关于远端用户装置使用的长PN码、交错器帧、声码器和其他系统定时信息的某些同步信息，并且不需要附加信道搜索。

通信系统也可用另一个称为播叫信号或信道的信号来发送这样的消息，这些消息表示呼叫的状态或为某一关口站上某一用户而存在或保持的通信信息。当用户起用一条通信链路并且向一指定的用户装置请求响应时，播叫信号一般提供适当的信道分配，以供使用。

为了有助于同步，向通信系统内所有区域或者系统中预定的较小区域提供准确的全系统范围的同步信息。在许多实施例中，基站或关口站使用全球定位系统(GPS)类型的接收机，以使定时与通用协调时间(UTC)同步。对于从一个服务区移动到另一个服务区的用户来说，精确的同步可使关口站间容易切换。这种定时同步也可在使用近地球轨道卫星的通信系统中使用，以便当关口站因卫星沿其各自轨道旋转而改变正在使用的卫星时，提供准确的卫星至卫星的切换。

即使建立了通信链路，用户装置一般仍继续在对应于相邻蜂窝区、扇区或波束的代码偏移处扫描接收到的导频信号，除非在特殊场合下不起用该特性。扫描用来确定从另一扇区或蜂窝区发出的导频信号是否比初始选定的关口站或基站的导频信号强。当在不处理任何呼叫或数据信号的非激励模式下工作时，如果检测到该另一蜂窝区或波束的导频信号信号强度较强，那么用户装置会捕获新关口站较强的导频信号以及相应的同步和播叫信道。因此，仍使用户装置为建立一优质的通信链路而作好准备。

如图1所示，分别用外出或前向链路30和36从基站14和16将导频信号发送给用户装置26，并用链路40、46和48从关口站22和24通过卫星18将导频信号发送给用户装置26。然后，通过比较基站14和16或关口站22和24发射的导频信号的相对信号强度，用用户装置26中的电路确定它应使用哪个基站或关口站(卫星)服务来进行通信，也就是说，要确定它一般处于哪个蜂窝区或波束内。虽然根据具体的系统结构、卫星波束方向图分布和MTSO 12的呼叫传送，卫星20完全可以与用户装置26进行通信，但为了图示清楚起见，图1中未画出。

在本例中，用户装置28可以为地面服务目的与基站16通信，而为关口站服务目的与卫星18或20通信。当起动一个呼叫或一条通信链路并且用户或远端装置改变至激励模式时，产生或选择一伪噪声(PN)码以在该呼叫长度期间使用。可以用关口站对代码进行动态分配，或者根据特定用户装置的识别系数使用预定值来确定代码。当用户装置28发出呼叫时，还将控制消息发送给适当的基站或卫星关口站，即这里的16、18或20。当基站16或者关口站22或24比如通过卫星18接收到呼叫请求消息时，将被叫号码发送给系统控制器或MTSO 12，然后系统控制器或MTSO 12将该呼叫通过PTSN接至所需的接收机。同样，MTSO 12可以通过一个关口站或基站将呼叫引向另一个用户。

诸如图1例示的扩频型通信系统，使用基于直接序列伪噪声扩频载波的波形。也就是说，用伪噪声PN序列对基带载波进行调制，以获得所需的扩频效果。PN序列由一系列“筹元”组成，筹元的频率比被扩频的基带通信信号的频率高得多。一般筹元速率为1.2288兆赫左右，并且根据总带宽、所需或允许的信号干扰，以及本领域中通信系统熟练设计人员所知的有关信号强度和质量的其他判据进行选择。鉴于成本限制与通信质量的协调，本领域的熟练技术人员知道如何根据所分配的频谱改变筹元速率。

在基站至用户或关口站至用户链路中，用于扩频的二进制序列由两个不同类型的序列构造，这两个不同类型的序列具有不同的特性并且提供不同的功能。用一“外层”码区分不同基站发射的信号并区分多路经信号。该外层码一般由一个蜂窝区或波束中的所有信号公用，并且通常是相当短的PN序列。但是，根据系统结构，可以为每个关口站分配一组PN码序列，或者各卫星中继器使用不同的PN码。每种系统设计都根据本领域中可以理解的因素规定了正交“外层”码在系统内的分布。

然后，用一“内层”码区分某一区域内的不同用户，或者区分前向链路上单个基站、关口站或卫星波束所发射的用户信号。也就是说，每个用户装置都具有用专门覆盖PN码序列提供在前向链路上的其本身的正交信道。在后向链路上，用户信号并不完全正交，但可以通过对其进行代码符号调制的方法来区分。在本领域中应该理解，也可将附加的扩频码用于准备传输数据，如提供附加编码，以便在接下来的接收和处理期间提高信号增益。

在本领域中众所周知，可以构造一组长度为n的n个正交二进制序列，其中n为2的次方幂。这在文献中有所讨论，比如1964年Prentice-Hall股份有限公司出版的S.W.Golomb等人撰写的《具有空间应用的数字通信》一书第45-64页。事实上，对于长度为4的倍数但小于200的大多数序列来说，正交二进制序列组也是已知的。一类相当容易产生的序列称为Walsh函数，也称为哈达玛矩阵。

实域上n次幂的Walsh函数可以递归定义为：

$W\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}W(n/2)& W(n/2)\\ W(n/2)& W^{*}(n/2)\end{array}\right]$

其中W^*表示W的实负数，而W(1)＝1(即，W^*(1)＝-1)。

因此，第一组次幂数为2、4和8的少量Walsh函数可以表示为；

$W\left(2\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right],$

$W\left(4\right)=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right]$ 以及

$W\left(8\right)=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1& 1\\ 1& 1& 1& 1& -1& -1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1& -1& 1& -1& 1\\ 1& 1& -1& -1& -1& -1& 1& 1\\ 1& -1& -1& 1& -1& 1& 1& -1\end{array}\right]$

于是，Walsh函数或序列只是Walsh函数矩阵中的一行，并且“n”次幂的Walsh函数矩阵含有n个序列，每个序列的长度为n比特。

n次幂Walsh函数(以及其他正交函数)的性能是，在一串符号中n个代码符号区间上，只要使序列暂时对准，组内所有不同序列间的交叉相关为零。通过观察以下事实便容易理解上述结论，所述事实是每个序列中正好有一半比特与所有其他序列中的不同。另一个有用的性能是，某个序列总是由全部1组成，而所有其他序列则由一半1和一半-1组成。

通信系统内可以使用若干个载波波形。在较佳实施例中，用一对二进制PN序列对正弦载波进行四相扩频。在该方法中，用两个序列长度相同的不同PN发生器来产生扩频PN序列。一个序列二相调制载波信号的同相信道(I信道)，而另一个序列二相调制载波信号的正交相或只是正交信道(Q信道)。将所得到的信号相加，形成复合四相载波。

对于I和Q两个信道，由一个基站或关口站发射的所有信号共享相同的外层PN码。如上所述，也可用Walsh函数产生的内层正交码将信号扩频。根据通信系统内可容纳的信道数建立Walsh函数的大小n。例如，发现对于一个卫星中继器系统有用的信道数为一百二十八(n＝128)条关口站至用户链路。这在每个覆盖区内为一给定的频率建立了一百二十八个不同通信信号或信道，每个通信信号分配有一个专用的正交序列。这些序列中至少有三个用于导频、同步和播叫信道功能，有时可以使用附加的播叫信道。

用一特定的Walsh码序列或Walsh序列中的一个序列对寻址到某一特定用户的信号进行调制，所述序列由关口站或通信系统控制器指派，用于该用户链路或信息传输期间。这是对内层码的应用。然后将所得到的内层码信号与编码相同但相移90°的外层PN序列相乘，并施加到I和Q信道上，结果有效地二相调制了外层码。

由于相邻蜂窝区、扇区或其他预定地理覆盖区中使用的基本外层PN码彼此不同，所有这些区域可以重复使用Walsh函数。信号从两个或多个基站或卫星波束达到一个特定用户位置的传播时间不同意味着要求同时对多个蜂窝区保持Walsh函数正交时，不可能使信号保持绝对的时间对准。依靠外层PN码区分从不同关口站或基站接收到的信号。但是，基站通过单个卫星波束发射的所有信号彼此正交，并且基本上彼此不干扰。这消除了大多数位置上的大部分干扰，允许获得较大的容量。

导频波形使用在所有(实)Walsh函数组中都有的全1Walsh码序列。所有导频载波都使用全1Walsh码序列允许在获得外层PN码同步之前开始对导频波形进行搜索，以便忽略Walsh码序列。因为Walsh帧的长度是PN序列长度的一个因子，所以将Walsh帧的形成锁定到PN码循环上。因此，只要PN码的基站或关口站偏移是一百二十八(128)个筹元(或者通信系统10特别选择的Walsh帧的长度)的倍数，那么意味着可以从外层PN码定时循环中获悉Walsh帧的组成。

在同步、播叫以及话音或通信业务信道信号中，一般将诸如数字化语音的输入数据编码，并且重复，然后将其交错，以便提供检错和纠错功能。这允许通信系统以较低的信噪比和干扰比进行工作。卷积或其他类型的编码、重复和交错技术是本领域中公知的。将每个信道纠错码符号流中的符号转换成实整数(‘0’到1以及‘1’到-1)，并将其与分配给该信道的Walsh函数或序列数字相乘，然后在将其转换成实域序列之后再与外层PN码相乘。随后将所得到的每个信号的扩频符号流加在一起，从而形成一个复合波形。

然后，将所得到的复合波形调制到一个正弦载波上，经带通滤波，转换成所需的工作频率并放大，最后由天线系统输出。本发明的另一些实施例可以使形成发射信号的这些操作中的一些步骤互换。例如，最好在对所有要发射的信道信号求和之前，用外层PN码波形乘以每个话音信道信号，并进行滤波操作。求和可以在过程的几个不同点诸如在IF频率或基带频率上进行，可以在用PN序列进行调制的前或后。在本领域中众所周知，线性操作的顺序可以互换，以便获得各种实施优点和不同的设计。

图2中更详细地例示了对于实现CDMA通信系统有用的基站或关口站设备。在图2的关口站解调器/调制器中，至少要使用两个接收机系统，其中每个接收机系统都有一个独立的天线和模拟接收机部分，用于产生频率或空间分集接收。在基站中，一般在扇区内使用多根天线来获得空间分集接收。在每个接收机系统中，用基本相同的方式处理信号，直至信号进入分集合并过程。虽然本领域中已知某些变化，但虚线内的部件对应于用来管理一个关口站与一个移动用户之间通信的部件。模拟接收机或接收机部分的输出还被提供给与其他用户装置通信时使用的其他部件。

图2所示的关口站的收发信机或解调器/调制器部分具有第一接收装置，其天线60用于接收通信信号，该天线与模拟接收机62相连，在模拟接收机62处信号被下变频、放大并数字化。对信道信号进行射频-中频-基带频率的下变频和模拟数字变换的各种方案是本领域中公知的。模拟接收机62输出数字化信号，并将其作为输入提供给搜索接收机64和至少一个数字数据接收机66。附加的数字数据接收机(66B-66N)用来使每个用户装置获得信号分集(这对一些系统设计是可选的)，并且形成RAKE接收装置的搜索指。这些附加数据接收机单独或与其它接收机组合，沿若干传播路径跟踪和接收用户信号，并提供分集模式处理。

一般，关口站还具有附加的接收装置，用于接收附加载波频率(或使用它鉴别参数)的通信信号。图2中用第二个这样的装置来表示，该装置包括第二天线70、第二模拟接收机72、第二搜索接收机74和第二组数字数据解调器76A-76N。但是，关口站中一般使用许多这样的装置，以便接收将在任何给定时间处理的所有卫星波束和多路径信号。

分集合并器和解码器78与数据接收机66A-66N和76A-76N的输出耦连，并且将这些输出信号合并成一个信号，然后将该信号提供给数字链路或处理接口装置80。用于构造分集合并器78的设备是本领域中公知的，这里不再描述。数字链路80接至用于提供输出数据的发射调制器82，并且一般接至MTSO数字交换局或网络。数字链路80用来控制或引导解码数据信号、非编码数据信号和编码数据信号在分集合并器与解码器78、MTSO网、一个或多个关口站发射调制器82以及其它这类分集合并器、解码器和关口站发射调制器之间传输。可用各种已知的部件组成数字链路80，其中包括但不限于声码器、数据调制解调器以及公知的数字数据交换和存储部件。

至少有一个关口站控制处理器84与数据接收机组66A-66N和76A-76N以及搜索器接收机64和74、数字链路80和发射调制器82相连，该关口站控制处理器84提供命令和控制信号，以便影响诸如但不限于信号处理、定时信号发生、功率和切换控制、分集合并以及系统与MTSO接口等功能。另外，控制处理器84还分派用户通信中使用的Walsh码序列、发射机和接收机。

通信系统内来自MTSO或其它合并器的信号被耦连至一个适当的发射调制器，以便在处理器84的控制下用数字链路80向接收用户发射信号。然后也在控制处理器84控制下工作的发射调制器82对数据进行扩频调制，以便向所需的接收用户装置发射信号。将发射调制器82的输出提供给发射功率控制器86，而该控制器对出站信号所用的发射功率进行控制。该控制确保干扰使用最低功率，但按需要用适当的功率电平补偿传输路径中的衰减。控制处理器84还控制导频同步信道和播叫信道信号的产生和功率，在它们与其它信号相加并输出至天线之前控制其与功率控制器86的耦连。将功率控制器86的输出提供给加法器88，在加法器88中，将其与来自其它发射功率控制电路的输出相加，其中其它发射功率控制电路的输出是以公共发射频率发送到其它用户装置的。将加法器88的输出提供给模拟发射机90，以便以所需的射频频率进一步放大，并输出至天线93，以便通过卫星中继器向用户装置发射。如上所述，基站为一个蜂窝区或每个扇区使用一根或两根天线，而关口站使用若干这样的发射机和天线，以便与卫星中继器通信。

图3例示了用来实现发射调制器82的信号调制器的设计。在图3中，调制器82包括编码器100和交错器102。在应用Walsh序列编码之前，一般用本领域公知的技术先对每条信道所传送的信号进行卷积编码、重复并交错。

然后，用给定的Walsh码序列对来自交错器102的交错符号流或数据进行Walsh编码或覆盖。Walsh码由Walsh码发生器104提供，并且在逻辑元件106中将其与符号数据相乘或合并。一般以9,600Hz的时钟频率输入Walsh函数，而在一例包括话音、传真(FAX)和高/低速数据信道的数据速率可变的系统中，交错数据符号速率可以从大约75Hz变化到19,200Hz(在某些情况下可以高到76,800Hz)。然后在第二逻辑元件108中将所得到的编码波形与一个二进制PNU序列相乘。该序列由长PN码发生器110提供，时钟频率一般为1.2288MHz重复，然后在十中抽一装置111中对该序列十中抽一，以便提供速率较低(诸如9.6kpbs)的信号。另一种方法是，使逻辑元件108与乘法器106的输出串联，并用PNU序列乘自乘法器106所得的经覆盖的数据。当Walsh码和PNU序列由二进制值‘0’和‘1’代替‘-1’和‘1’组成时，可用诸如“异”门等逻辑元件代替乘法器。

代码发生器110产生独立的PN码序列PN_U，该序列对应于由或为每个用户装置产生的专用PN序列，并且代码发生器110用为此配置的各种公知元件构造。可以用用户装置的地址或用户ID来提供用于区分系统用户的附加因素。但是，所用的PN_U序列格式需与Walsh码的格式一致。也就是说，要一起使用‘-1/1’或‘0/1’数值组，以便按需要在代码发生器的输出端使用转换元件，将‘0/1’型序列转换成‘-1/1’型序列。另一种方法是，可以按需要用非线性加密发生器，例如运用数据加密标准(DES)以用户特定密钥对国际标准时的128种符号表示加密的加密器，来代替PN发生器110。可将PN_U序列分配于给定链路的整个使用期，或者将其永久地分配给一个装置。

发射机电路还包括两个PN发生器112和14，它们为同相(I)和正交(Q)信道产生两个不同的短码序列PN_I和PN_Q。另一种方法是，用适当的接口元件使几个接收机分时共用这些发生器。1993年7月13日授权的题为“具有快速偏移调节的双长度伪噪声序列发生器的功率”的美国专利第5,228,054号揭示了一例有关这些序列的发生电路，该专利已转让给本发明的受让人。这些PN发生器响应于与来自控制处理器的波束或蜂窝区识别信号对应的输入信号，为PN序列提供预定的时延或偏移。尽管仅画出了两个PN发生器，用来产生PN_I和PN_Q序列，但容易理解，可以使用许多其它的PN发生器方案。

然后用一对逻辑元件或乘法器116和118将乘法器106输出的Walsh编码符号数据与PN_I和PN_Q码序列相乘。再将所得到的信号发送给进行适当功率控制和放大的电路，即发生功率控制器86和模拟发射机90。在此，一般通过对一对经相加形成单个信号的正交正弦信号进行二相调制，将上述信号调制到一射频载波上。将这些信号与导频信号、任何设置载波信号以及其它话音载波信号相加。加法运算可以在用与某特定蜂窝区内的信道有关的PN序列进行乘法运算之前或之后，在处理中的几个不同点诸如中频或基带频率上进行。

然后，对所得到的输出信号进行带通滤波，转换成最终的射频，再加以放大、滤波，最后由关口站天线发射。如上文所讨论，滤波、放大、转换和调制操作可以互换。美国专利第5,103,459号中详细介绍了这种发送设备的工作情况，该专利的名称为“用于产生CDMA蜂窝区电话中信号波形的系统和方法”，已转让给本发明的同一受让人，其内容通过引用包括在此。

图4例示了用户装置收发信机或解调器/调制器。如图4所示，用户装置至少具有一根天线120，用户装置通过该天线接收通信信号并将信号发送给模拟接收机或接收机系统124。因为在一般装置中用同一天线完成发射和接收功能并且必须在任何给定的时间使每一功能部分(输入和输出)相互隔离以防止反馈和损坏，所以一般用天线收发转换开关122来进行信号传送。

模拟接收机123接收模拟通信信号，并将数字通信信号提供给至少一个数字数据接收机126和至少一个搜索接收机128。同以前一样，可以使用附加的数字数据接收机126B-126N来获得信号分集，对于一些系统设计来说分集数字数据接收机是可选的。本领域的熟练技术人员容易发现确定所用数字接收机数目的因素，例如一般可用的分集等级、复杂性、生产可靠性和成本等等，这些因素被用来对接收机数目作初步选择。关口站所受的限制比便携式用户装置要小得多，但关口站也有类似的限制。

用户装置还包括至少一个与数据接收机126A-126N以及搜索接收机128耦连的的控制处理器130。控制处理器130提供基本信号处理、定时、功率和切换控制或协调、分集、分集合并，以及其它功能。另一种控制处理器130经常执行的基本控制功能是选择或处理用于发射和接收的Walsh函数或代码序列。

数据接收机126A-126N的输出与分集合并器和解码器132耦连，而分集合并器和解码器132将单个输出提供给用户装置内的数字基带电路134。对该传输的定时和协调一般由处理器130控制。基带电路包括其余在用户装置内用来与装置用户来往传递信息的处理和表示元件的部分。即诸如暂时或长期数字存储器的信号或数据存储元件；诸如LCD或视频显示屏、扬声器、键盘终端和手机等输入和输出装置；A/D元件、声码器和其它话音和模拟信号处理装置等等，所有这些形成了使用本领域中公知元件的用户基带电路的部件。如图4所示，这些元件中的一些可以在控制处理器130的控制下工作，或者与控制处理器130通信联系。

当话音或其它数据准备好作为输出消息或者用户装置始发通信信号时，以用户数字基带电路134进行接收、存储和处理，而且准备发射用的所需数据。随后，基带电路134将该数据的输出提供给在控制处理器130控制下工作的发射调制器136。将发射调制器136的输出发送给功率控制器138，功率控制器138再将输出功率控制提供给功率放大器140，以便最后从天线120将输出信号发射至关口站。

返回用户装置的输入侧，用模拟接收机124对天线120接收到的信号进行处理，处理方式类似于上述图2中就模拟接收机62所描述的方式，即在将其转换成中频或基带频率并经历滤波和进一步放大之前将信号下变频和放大。然后，将所得到的放大信号传送给A/D转换器，在A/D转换器中，以适当的时钟速率将它们数字化。与前面的一样，该A/D转换器可以方便地位于用户装置电路的几个装置中。来自A/D转换器以及数据和搜索接收机126和128的数字化中频信号输出是合并后的I和Q信道信号。但是，仍与以前讨论的一样，被传送的信号可以是独立的I和Q信道的形式。

图5更详细地描绘了模拟接收机124。如图5所示，天线120接收到的信号与下变频部分150耦连，在下变频部分150，射频放大器152将信号放大，然后作为输入提供给信号混合器154。可调谐频率合成器156的输出作为混合器的第二输入提供给混合器，并且其作用是将放大的射频信号转换成中频信号。与VCO的情况一样，用频率调节信号对频率合成器156的输出进行电子技术方面的控制。当接收机126跟踪接收到的信号载波并且衰落、多普勒频移等对载波频率产生影响时，可以用合成器156的输出至少部分补偿这些效应对所有分集接收机搜索指共同的影响。

然后，将中频信号传送给带通滤波器(BPF)158，其中带通滤波器一般包括这样的元件，诸如具有所需通带并且可以选择性能与所需波形匹配的声表面波(SAW)滤波器。对中频信号滤波，以消除噪声和不希望有的频谱，并将其发送给增益可变的中频放大器160，作进一步放大。

在图5中，用增益控制元件164产生对中频放大器160的增益控制，该元件164对接收信号中会在以后处理期间引起劣化的长期衰落和其它能量损耗或衰减进行一定程度的补偿。增益元件164提供了关于输入信号的可变增益控制函数，并且可以是电子领域中熟练技术人员公知的电子技术方面控制增益的装置。一般来说，如以下所讨论的，用解调器的后续部分来产生增益控制信号。

该增益控制函数允许接收机调制器在没有限幅器的情况下工作，并且将全部带宽提供给模拟-数字转换器，以防止在处理期间发生信息丢失。另外，增益控制164可以将输入信号规范到使模拟-数字转换过程更有效的预定电平。这对于本发明的目的特别有用，因为所用发射信号的功率一般是受限制的并且可以要求接收机来补偿低能量的信号电平。

与关口站中所进行的一样，将中频放大器160产生的经放大的中频信号传送给模拟-数字(A/D)转换器162，在A/D转换器中，以适当的时钟速率将信号数字化。与以前一样，尽管(A/D)转换器162被描述成接收机124的一个组成部分，但是它可以方便地放在解调电路的其它地方，例如形成数字数据或搜索器接收机126和128的一个紧密连接部分。

来自(A/D)转换器162以及数据和搜索接收机126和128的数字化中频信号由合并的I和Q信道信号组成。但是与以前一样，本领域的熟练技术人员容易理解，可以将A/D转换器162构造成在对I和Q信道数字化之前提供信道分离和两个独立的A/D转换器通路，而不是在转换后分离数字化的I和Q信道信号。第二接收装置用类似于对图4和5第一接收装置讨论的方式处理接收到的通信信号。

如图5所示，将来自A/D转换器162的数字化I和Q信道信号连同接收机126内产生的适当的PN_I’和PN_Q’序列输入PN QPSK相关器176。如上所述，用类似于关口站中所用的方法产生这些序列。控制处理器130将定时和序列控制信号提供这些发生器。

在该方法中，用两个PN发生器166和168来分别产生两个不同的短码PN序列，作为调制方案外层码的I和Q信道PN序列。用诸如Walsh码发生器170的正交码源提供正交码，给用户装置在给定通信链路工作期间使用。代码发生器170可以用为此目的配置的各种公知元件来构造。在中央处理器130的控制下，一般用关口站或MTSO 12提供的‘设置’信息，在同步信号中选择具体使用的正交码、Walsh码。

诸如通过乘法或使用‘异’操作，将发生器170的代码序列输出分别与一对逻辑元件172和174中的PN_I和PN_Q序列逻辑合并，以提供PN_I’和PN_Q’序列。再将PN_I’和PN_Q’序列传送给PN QPSK相关器176。相关器176使I和Q信道数据与PN_I’和PN_Q’序列相关，并且将相关的I和Q信道输出分别提供给一对累加器178A和178B。因此，以用户特定的Walsh码序列和短码PN_I和PN_Q序列两者对用户装置接收到的(数字化)通信信号解调。

累加器178A和178B对预定的时间区间(例如一个码元或128个筹元期间)收集并暂时存储QPSK相关器176提供的符号数据，然后将该数据输入相位检测器或相位旋转器180。实质上，累加器将数据从一串符号流转换成并行符号组，以供处理。同时，相位旋转器180还从搜索接收机接收导频信号，并根据导频信号的相位旋转接收到的符号数据信号。从相位旋转器180将所得到的信道数据输出至分集合并器和解码器，以便对数据去交错和解码。

还可用另一个PN发生器(未示出)来产生与用户装置特定PN序列对应的PN序列PNU。尽管该序列可以由关口站提供，但一般可以响应于某些种类的用户装置ID来产生。

不幸的是，尽管图5所述的设备有用，但为了将通信信号适当解调，它需要相当强的导频信号。如上文所讨论，并不希望也不可能使导频信号总是保持在该过程中用来解调数据信号的充足能量。因此，根据本发明开发了一种新的技术，该技术改进了对输入信号相位的跟踪，以便在接收机126A-126N中对数据信道或通信业务信道的数据进行快速和可靠的解调。在该技术中，用户装置从关口站或通信信号源接收到的所有能量或大部分能量被用来跟踪通信载波信号的相位，其中所述能量包括打算供其它用户装置使用的通信信号的能量。

图5所示的每一个PN码源使用一符号时钟为输入通信信号的去扩频和解调建立定时。如果接收机126使用的符号时钟并不准确地跟踪接收信号定时，那么需要对时钟定时进行快慢校正或定时调节。输入信号和接收机126定时的等同或一致程度可通过对导频信号抽样来测量，其中导频信号提供了用于跟踪系统定时的固有信号。一般，可以用时间跟踪回路来实现，该回路包括诸如相位锁定回路或称为“早-迟”抽样等本领域公知的电路。也就是说，通过在导频信号的‘迟’抽样和‘早’抽样之间形成差值，可以产生校正信号，当偏移抽样集中在接收信号‘接通时间’定时的周围时，该差值为零。然后，响应于测得的关于导频信号定时的偏移量，用来自时间跟踪回路的信号校正内部搜索指接收机的定时。

图6画出了一系列接收机126A、126B、126C和126N，它们通过输入信号总线或线路182接收数字通信信号，供用户装置中的一个搜索指使用。同时，用本领域中已知的电路从接收信号载波中分离出导频信号，并将其输入频率跟踪回路184。如前所述，跟踪回路184包括本领域中已知的用于跟踪输入信号频率和相位的电路，诸如但不限于一个或多个相位锁定回路。如先前所讨论，用数据接收机126对通过不同信号路径(多路径)到达的相同的用户定向信号解调。每个接收机调节其定时，以匹配不同传输路径长度所引起的延迟。

数据接收机126和跟踪回路184使用共同的符号时钟参考来建立定时。因此，当跟踪回路184跟踪导频信号的定时时，产生通过定时线路或总线186提供给各数据接收机的校正信号，来调节它们的内部跟踪或定时，以便与输入信号载波同相。然后如前所述，每个接收机调节其定时，以反映延迟特性。然后如上所述，将来自每个接收机126的解调的元覆盖的输出传送给适当的分集合并电路。

尽管此方法允许跟踪相当强的导频信号，但它一般不允许跟踪没有导频信号的载波信号。当导频信号非常弱，比如发生在边缘接收区或者在低仰角观察的卫星投射波束边界的附近时，图6所示的方法也不能起作用。图7示出了一种新的方法和设备，该方法使用公共载波频率上接收到的指向其它用户或用户搜索指的一些能量或全部能量，也称为他人功率。

在图7中，接收机126A、126B、126C和126N还是通过输入总线182接收数字通信信号。跟踪回路184也通过定时或校正信号总线186将定时信号提供给接收机。但是除了使用用于检测接收载波相位的导频信号能量外(或不使用该能量)，能量还来自供其它用户使用的通信信号。这可以通过以下方式实现，即为通信系统中活动的其它用户设置一个或多个接收机126，以便用正交码(这里为Walsh函数)对接收信号解调。

用于该功能的接收机126的数目由用户装置内可以使用的总数以及跟踪载波信号所需的能量来确定。所用能量可以根据导频信号存在与否以及用户装置特定的工作环境来变化。例如，最好根据预定的判据，为此目的仅使用一组最强的信号。另外，希望保持信号多路径接收或分集也会影响用于收集其它能量的接收机的数目。

将那些用于调制其它用户信号或信道的接收机(这里示为126B、126C和126N)的输出传送给信号累加元件或加法器188。在图7中，还用虚线表示部分与接收机126A的输出有关的能量(代表所希望的用户信号或信道)可能与其它接收机的输出合并。但是，除非该信号特别强，否则不可能从该信号中让出能量来用于该功能。

累加元件188将这些信号相加，形成单个输出信号，该信号代表了由关口站或其它系统用户通过公共载波发射的并由有关用户装置接收的数据符号。将累加元件188产生的信号作为输入传送给定时回路184，定时回路184可用该信号中所包含的能量跟踪载波信号的频率和相位。在需要的场合，可以使用导频信号，直至它降低到预选的电平以下，而在预选电平以下单独使用其它用户的能量或将其与导频信号联合使用。通信系统设计领域中的熟练技术人员熟悉系统的具体要求以及导频信号和通信信号的传输属性，它们影响着关于何时用非导频信号能量来跟踪载波信号的选择。

尽管该技术提高了用户跟踪通信信号载波频率的能力，但还提出了其它实施例，它们可能在用户接收机内提供了更为简洁的装置，并且为单个接收机提供了多个用户信道输出。图8-9对此作了详细的说明。

图8详细描绘了另一例对于实现多信道或用户能量相位跟踪接收机有用的用户装置。在图8的解调器/调制器中，画出了一系列用户接收机126A’-126N’，它们使用频率/相位跟踪电路190(也称为M元Costas回路或相位跟踪回路)，该电路用来准确跟踪接收通信信号的载波的相位和频率。

RAKE型接收机的每个搜索指中的时间跟踪回路192还接收来自A/D转换器162(未示出)的输入通信信号，并且对载波信号频率进行时间跟踪。增益自动控制(AGC)和相位模糊电路174也与来自A/D转换器162的输入和M元回路190的输出耦合，用来建立增益控制和信号相对接收强度(SRRI)值，并且对相位模糊求解，其中信号相对接收强度值是建立输入放大器各级参数所需要的并且用于将反馈信息提供给关口站并设定发射功率电平。

这些回路中的处理结果提供输出，以便诸如分别在接收机198和200中对相关或非相关信号解调。在分集合并器202中合并来自接收机126A’-126N’的解调结果输出，然后在去交错器/解码器204中将其去交错和解码。

图9A和9B更详细地示出了单个接收机126’的结构。为了清楚地阐明本发明，图9A和9B用单路径解调方案来说明M元相位和时间跟踪回路以及接收机126A’-126N’中其它解调部分的工作情况(66A-66N和76A-76N中也可)。

在通信系统10内工作的远端用户或移动用户装置诸如26和28，每一个都接收由通信系统内的关口站22、24等或基站广播的一个或多个信号R(t)。这些信号由用户装置天线120接收，并如上所述对其处理，以提供数字数据信号。相对于各用户装置的内部相位和时间参考，每个接收到的信号R(t)都有相对的随机相移θ和相对时延D。

这种接收信号的波形或信号结构一般为以下形式：

$R\left(t\right)=\tilde{I}(t-D)\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\θ}\left(t\right))-\tilde{Q}(t-D)\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\θ}\left(t\right))+n\left(t\right);-----\left(1\right)$

其中，θ(t)是包括多普勒频移、振荡器漂移和相位噪声部分的瞬时相位偏移。n(t)项是具有固定功率频谱密度的附加高斯噪声，或蕴藏在接收信号内的干扰噪声。 和 项表示接收信号的同相和正交部分或分量，它们一般具有以下发射形式：

${\tilde{I}}_n={\mathrm{PN}}_I\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\left(i\right)W_i;$ 和                                         (2)

${\tilde{Q}}_n={\mathrm{PN}}_Q\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\left(i\right)W_i-----\left(3\right)$

其中，  W_i是分配给用户i的Walsh覆盖或函数，PN_I和PN_Q是分别供I和Q信道使用的扩频PN码序列，而a_n(i)是第i用户的信号的第n个编码符号。

一般先对接收信号滤波，然后如上所述用下变频器将其转换成所希望的基带频率，这里用k倍于扩频筹元速率的速率(即T_S＝T_C/k)对I和Q相位信道或信号分量抽样。k值是根据各种已知通信系统的工作参数和限制而预先选定的。

对接收信号R(t)的I和Q部分抽样提供了抽样值R_I和R_Q，它们的形式如下：

$R_I({\mathrm{nT}}_c+{\mathrm{jT}}_s)=\tilde{I}(t-D)\cos \mathrm{\θ}\left(t\right)-\tilde{Q}(t-D)\sin \mathrm{\θ}\left(t\right)+n_i{|}_{i=\mathrm{nTc}+\mathrm{jTs}};-----\left(4\right)$

$R_Q({\mathrm{nT}}_c+{\mathrm{jT}}_s)=\tilde{I}(t-D)\sin \mathrm{\θ}\left(t\right)-\tilde{Q}(t-D)\cos \mathrm{\θ}\left(t\right)+n_q{|}_{i=\mathrm{nTc}+\mathrm{jTs}};-----\left(5\right)$

其中R_I和R_Q分别构成原始分量II和QQ加上一些附加的噪声因子n_i和n_q，其平均值为零，而方差为σ²。

然后，用户装置必须对这些信号或抽样值进行解调，以恢复预定接收方信号所载送的相应数据。用户接收机在处理通信信号时必须完成几项任务，它们一般包括诸如但不限于跟踪接收信号的频率和相位、跟踪接收信号时延的变化、检测用来覆盖的所有Walsh函数中的能量、估计信号相位参考和能量电平，以及对解调信号去交错和解码等操作。

如图9A所示，用频率和相位跟踪回路190A来完成频率和相位跟踪操作，频率和相位跟踪回路190A的结构与M元Costas回路的结构相似。新的M元跟踪回路利用给定通信信道或载波频率的所有现用用户能量或其大部分来建立频率跟踪。这在所用导频信号非常弱或信号强度不稳定时，或者甚至在没有导频信号时，改善了频率跟踪。另外，该方法使所有M个用户解调共用同一频率、波束或关口站天线。

从相关的天线结构通过A/D转换器208和抽取器210将接收信号R(t)传送给M元相位回路190A中的延迟元件212。抽取器210用来对来自A/D转换器208的数字符号输出按需要抽取或选出某些数字符号，诸如抽取每第八个数字符号或其它数字符号。该抽取的起始抽取点是诸如用存储在通信系统中或由通信系统提供的信息预先选择的，或者由控制器130或类似控制元件的运作来选择。响应于接收机内的其它元件调节抽取器210所用的定时，以在跟踪输入通信信号时保持适当的抽取点。

延迟元件212提供了大约与1/2筹元占用的时间长度相等的时延(Z^-1)，该时延保证对信号处理的剩余部分适当定时。因此，延迟元件212输出与正好在Walsh符号时间jT_S到达的接收信号相关的延迟态抽样信号，并将其提供给旋转元件或相位旋转器214，进行去扩频和转相。后一操作是通过输入抽样信号与一复数去扩频信号或PN序列X相乘来完成的，去扩频信号或PN序列X的形式是：

(PN_I(n)-jPN_Q(n))·exp(-jφ(n))                    (6)

相位值φ(n)表示将被跟踪然后进行解调的输入或接收信号R(t)的估计相位。M元相位回路开始在一随机相位值上运行，随后响应于滤波误差信号对相位值进行动态调节。如果需要，也可以根据存储在用户装置中并由控制处理器130调用的通信历史或其它已知的因素预先选择起始相位值。

如上文对图6和7所述，当误差信号为零值时，不需要对相位值进行调节，从而θ(n)＝φ(n)。不然，φ(n)在相位上超前或落后于θ(n)，并且用一定的纠错量调节φ(n)的值，直至它等于θ(n)。适当的纠错可以通过以下方式获得，即独立解调接收信号的同相和正交部分，并且在向现用用户施加正交的Walsh码之前逻辑合并解调结果，以便产生一剩余误差值或信号。

在图9A中，旋转器214的一个输出上输出端，称为上跟踪回路臂或同相臂(I臂)。I臂的信号输出表示通过接收信号乘以序列X所得到的旋转器的输出结果，并且取实数。相对于对一蜂窝区所有通信进行扩频的短码的输入信号，其去扩频是该操作的一部分。如以前所讨论，尽管在某些场合可以使用不同的扩频码，但是整个通信系统通过设置不同偏移使用该扩频码。因此，即使不存在导频信号，除确切的偏移外，该码对于接收信号来说是已知的。

旋转器214的另一输出称为下跟踪回路或正交臂(Q臂)。Q臂的信号输出表示通过接收信号乘以序列X所得到的旋转器的输出结果，并且取虚数。当然，上端和下端的指定是为了方便起见，并且仅为说明性的，不表示任何所要求的实际电路配置。

上述各信道或信号传输线上的I和Q信号具有以下形式：

$I_n=\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\left(i\right)W_i\cos (\mathrm{\θ}\left(n\right)-\mathrm{\φ}\left(n\right))+N_I-----\left(7\right)$

$Q_n=\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\left(i\right)W_i\cos (\mathrm{\θ}\left(n\right)-\mathrm{\φ}\left(n\right))+N_Q-----\left(8\right)$

并且运载前向通信链路上发送的所有调制信息，以便所有系统用户能够共用该链路或通信信号频率，其中信号会受噪声的影响。这里，信号表示编码数据符号流或串。

W_i值表示通信系统中所用的每个单独Walsh覆盖序列(正交码)。本领域熟练技术人员显而易见，i的最大值范围一般在64与128之间，并且依赖于具体的通信系统设计。在未来系统中可以使用更高的值。这允许在通信系统的每个分离区或通信信道(蜂窝区、扇区等)内存在大约64或128个正交编码的信道。

分别将I和Q信号输入累加器216A和216B，在累加器中将符号累加成一些组或块，供进一步处理。当在下一级转换串行-并行输入格式的数据符号流时，该步骤是相同的。所累加的块的大小根据下一级的输入结构确定。然后，将符号分别传送给符号变换电路218和220，在符号变换电路218和220中，将符号初步解调，以产生数据比特流或串。这些电路一般被构造成快速哈达玛变换器(FHT)。上端和下端FHT 218和220的第i个输出都具有以下形式：

I_n(i)＝a_n(i)cos(θ(n)-φ(n))+N_I(i)                     (9)

Q_n(i)＝a_n(i)sin(θ(n)-φ(n))+N_Q(i)                     (10)

其中，N_i(i)和N_q(i)表示接收信号中与每一第i个输出或用户信道对应的噪声分量。

将作为FHT 218和220输出提供的信息位分别输入并行-串行转换器222A和222B，这里用每次若干位的方式传送，但采用串行数据流形式以较慢的速率传送出去。也就是说，对数据流格式进行了并行-串行转换。将累加器的输出提供给乘法器224，使同相数据I_i和正交数据Q_i相乘。注意用‘两两成对’的方式相乘数据，由此当引用这些数据值时使用下标。也就是说，将来自I和Q信道的对应于相同用户之相同数据(位置)的数据相乘。然后，将乘法器224中产生的乘积传送给加法电路226。加法电路226就多个或所有已知的现用Walsh码序列或被跟踪频率的用户信道，累加每对I_i/Q_i的乘积，并求和，以产生误差信号e(n)，其形式如下：

$e\left(n\right)=\frac{1}{2}\sin (2(\mathrm{\θ}\left(n\right)-\mathrm{\φ}\left(n\right))\·\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n^2\left(i\right)$

$+\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\left(i\right)\·(N_I\left(i\right)\·\sin (\mathrm{\θ}\left(n\right)-\mathrm{\φ}\left(n\right))+N_Q\left(i\right)\·\cos (\mathrm{\θ}\left(n\right)-\mathrm{\φ}\left(n\right))-----\left(11\right)$

$+\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{N}_Q\left(i\right)N_I\left(i\right)$

产生误差信号e(n)的过程是随机过程，其平均值E(e(n))和方差σ²分别为：

使加法电路226输出的误差信号结果e(n)通过一阶或二阶回路滤波器228，以便滤除乘法过程的无用频率分量和噪声，然后将其作为窄带输入信号传送给频率源230。频率源230表示一个可调节的输出频率源，其提供的输出用于校正输入信号相位的估计。频率源230的输出变化响应于来自滤波器228的输入纠错信号的数值变化。

频率源230可以用几种已知的结构和方法来制造，一种典型的结构是数字频率合成器。可将频率源230构造成提供的输出在输入纠错信号达到零时，其偏移部分也为零。另一种方法是，频率源230可以使用一阈值或参考值与误差信号比较，并且当到达该参考值时，减小偏移相位值。如图9A所示，可将频率偏移值输入频率源230中，以便按需要提供对某些信号传输路径作预先补偿的能力，或者克服公知的多普勒效应或其它可再现效应，而不需要其余电路部分再化时间进行全面的补偿。

旋转器214所用的相位实际值由三个分量组成。这些分量是：来自滤波器的相位校正、因校正多普勒频移而产生的相位，以及用于去扩频操作的相位。当θ(n)等于φ(n)时，加法电路226输出的纠错信号的值为零，或者相应的相位偏移或阈值。当两个相位角相等时，在并行-串行转换器222A和222B输出端出现的数据表示接收机126A’所监视的关口站中所有现用用户的数据。每个用于通过一特定路径接收通信信号的接收机都是这样。

如果对来自FHT 218和220的输出数据取平方，然后使其相加，那么便可为能量的估计提供充足的信息。这是图9B所示AGC和相位模糊电路194A进行的基本操作。由于同相和正交信号可以有很大的变化，并且在初次捕获和跟踪期间会改变方向，所以首先将其取平方，然后再相加，以防止抵消。根据接收通信信号之相对信号强度的增减，该操作的结果还可用作控制信号来调节可变增益控制164提供的增益。信号I²和Q²的和提供指示所接收信号相对能量或功率电平的信号。

如图9B所示，将含有同相数据Ii和正交数据Qi的转换器222A和222B的输出分别与一对指数(乘方)可调的乘法元件232A和232B耦连，而在乘法元件中将数据自乘或者乘方。将所得到的乘积输入加法元件或加法器234，而在加法器234中以两两成对的方式使其相加，以便提供信号功率的量度。然后，将加法器234的相加结果传送给串行-并行转换器236，在转换器236中，将其组成一个信号。乘法器232Ah和232B的指数被示作可变量‘λ’，除了当所跟踪的信号是导频信号时该值设定为1之外，对于所有信号该值被选作2。这防止对Walsh覆盖码皆为零的未调制导频信号进行平方操作。

将串行-并行转换器236中的累加值作为输入提供给信号电平估算器和滤波器23 8。估算器和滤波器238为FHT的每第i个输出产生关于I²与Q²之和的长期平均值。该长期平均值提供了关于通信信号和任何导频信号的相对强度的信息。为了确立某一特定的用户信道是否有效，将该滤波器的最终输出与一已知的阈值比较。

同时，使用同相分量幅值的长期平均值，使滤波器的输出可为导频信号相位建立关于M元相位回路190A之相位的相对值。滤波器的这一输出可用来判定结果中的任何180°的模糊相位，否则上述模糊相位会在M元相位回路处理期间获得。当180°相位跃变的概率相当小时，该滤波器的时间常数可以为一个筹元帧左右。在衰落非常快的情况下，为了在深度衰落后把M元相位回路锁定到接收信号上时马上恢复相位模糊度，该滤波器的时间常数可以是几个Walsh符号。

如果有一导频信号可以在通信系统或特定用户装置监视的信号中使用，最好尽可能直接把可从导频信号信息中获得任何对相位的估计加到相位调节信息上。希望能够使该信息避免进一步的损失，不然如果将信号发送给乘法器224进行乘法操作，那么就会产生损失。图9A和9B示出了一种适应方法，在该方法中，用开关S1重新引导M元相位回路Q信道的输出，使其与某些信道的滤波输入直接相加。在另一方法中，不使用开关(导频信道作为正规数据信道对待)，并且如果相位模糊电路确定M元相位回路已被锁定到180°相移上，那么I信道改变其极性。

如图8所示，为了给接收机126A’建立并保持关于接收通信信号或载波信号的适当定时，提供了时间跟踪回路(TTL)。在图8中，时间跟踪回路192响应于相对搜索指接收信号定时所测得的定时偏移校正内部搜索指定时。这些校正考虑了因多普勒码而影响输入信号的时移、用户装置相对卫星的位置变化，或者某些多路径的情况。

输入信号定时与接收机126’定时的相同程度可以通过在偏移标称筹元时间某一偏移量时，对输入数据流的脉冲响应进行抽样来测量。该偏移是正或负的半筹元期，并且由此分别称为“迟”或“早”。如果偏移数据定时上与标称去扩频输入信号峰对称，那么‘迟’和‘早’抽样值之间的差为零。也就是说，当偏移集中在接收信号R(t)之‘接通时间’定时周围时，在‘迟’和‘早’信号之差所产生的值为零。

如果接收机126’所用的符号时钟不能准确地跟踪接收信号定时，并且相对输入信号时间快，那么‘迟’减‘早’的差产生正值的校正信号。相反，如果符号时钟运行太慢，那么该差产生负值的校正信号。显然，还可以按需要使用相反的或其它关系。

在图9B下端部分中示出了接收机126A’中用于实施该操作的设备，在该设备中，从抽取器210的输出端将接收数字通信信号传送给时间跟踪回路192A中的相位旋转器244的输入端。在图9B中，旋转器244的上输出端称为上时间跟踪回路(TTL)臂，或者同相臂或I信道。相位旋转器244的另一个输出端称为下时间跟踪回路臂，正交臂或Q信道。来自旋转器244的I信道信号输出表示与关于PN_I短码对输入信号去扩频对应的相位旋转器输出，而Q信道输出表示与关于PN_Q短码对输入信号去扩频对应的旋转器输出。当然，上端和下端的表示只是为了方便和说明起见，不表示任何所要求的实际电路配置。

分别将I和Q信号输入串行-并行转换器246A和246B，在转换器246A和246B中，将符号累加成块，作进一步处理，也就是说，将它们从串行输入格式转换至并行输入格式，供下一级使用。然后，将符号分别发送给代码符号变换元件或快速哈达玛变换电路(FHT)248和250，在此用类似于M元相位回路190A所用的方式对其进行初次解调，产生数据比特流或串。

将作为FHT 248和250之输出提供的信息位分别输入并行-串行转换器252A和252B，在此将其重新格式化成为串行数据流。也就是说，对数据流格式进行并行-串行转换。将转换器输出分别提供给一对乘方乘法元件253A和254B，在此使同相数据I_i和正交数据Q_i自乘或乘方。这为I和Q数据有效地提供了一个相对值，并且不再考虑其符号。

然后，将乘法器254中产生的平方乘积发送给加法电路或减法器256，在此以两两成对的方式产生这些乘积之间的差。假设当接收机和接收信号的定时相互对准时，该差值等于零。另一种方法是，可用两两成对的方式将乘积相加，并将其和与一偏移值或阈值比较。这里，当获得适当的定时时，加数等于最大值。

再将加法电路256中的加数结果作为输出传送给加法电路258，在加法电路258中，就被跟踪频率的所有已知的现用Walsh码序列，累加每对I_i/Q_i的乘积。加法电路258输出其所得的累加信号，并且该信号通过二阶级滤波器260，滤除乘法过程无用的频率分量和噪声后，作为窄带输入信号传送给抽取器210。这提供了抽取器210所用的定时信号，以便为输入信号的抽取保持适当的抽取点。

从滤波器260输出到抽取器210的TTL信号被用来调节计数器或抽样时钟(未示出)的定时，该计数器用于确定选择数据采样所用的定时。这提供了对定时的调节，从而在接收信号中以筹元速率进行了适当的同步。也就是说，对被跟踪的输入波形或载波频率适当设置了抽取点。如果接收机126’的定时与通信信号R(t)准确对准，那么不必进行调节操作。但是，当定时与接收信号不同时，滤波器260的输出值会升高或降低，并且该信息或该值被用来使相关的I和Q的PN计数器增值或降值。校正信号调节抽取器210中的PN的I和Q计数器，直至达到使接收机定时与接收信号定时相关的正确设置。

返回时间跟踪回路192A的输入端，相位旋转器244接收频率源的输出作为相位设置参考，这里频率源是数字频率合成器262。频率合成器262接收PN_I和PN_Q代码序列，并提供适当的相位旋转输出。为了提供相对输入信号确定接收机相对定时所需的迟/早抽样，可将PN_I和PN_Q序列作延迟或不延迟发送。也就是说，当不作任何附加延迟直接传送时，PN_I和PN_Q序列相对延迟元件212的输出为“早”。当传送延迟一个完整的筹元时间时，PN_I和PN_Q序列相对延迟元件212的输出为“迟”。

延迟元件264与一对PN_I和PN_Q输入端串联连接，并且用来产生一个完整筹元时间的延迟(Z^-2)。将延迟元件264和PN_I和PN_Q序列非延迟输入线的输出作为输入提供给序列选择器266，序列选择器266确定在某一给定的时间频率源或合成器262正在使用哪一组值。

一旦已将相位跟踪锁定到输入同相信号上，便对数据进行实际解码或解调，以便为用户提供通信信号沿通信链路传送的信息。如图8所示，这可以通过将经分辨的I信道数据传送给合并器202后，再传送给去交错器和解码器204来实现，记住I和Q信道都含有通过通信链路传送的所有信息。

对于来自不止一个波束(或信道通信路径)的相干合并信号输出，在合并之前测量同相信道的输出。对于非相干合并，在合并之前测量AGC和滤波元件194A中能量检测器对第i个用户的输出。在某些场合下，用户装置用两个或更多个波束接收发射信号。一束波束用相干调制发射，如便于检测导频信号时，而另一束波束用非相干调制发射，如没有可识别的导频信号时。在该情况下，合并器202合并两个搜索指的输出，以使前向差错率(FER)最小。

然后，诸如以预定的解码速率用卷积解码器将信息去交错和解码，以便除去交错的检错位，随后再将其传送给适当的声码器和诸如前置放大器、放大器和扬声器系统等其它模拟电路，或者通信系统用户可以使用信息的可视显示装置。

如图9所示，本发明的一个特征是，当通信信号在FHT元件218和220中经受处理时，输出数目等于M，其中M对应于许多或全部现用用户和其它调制信号(这里M＜128，M≈127)。因此，不需要附加接收机和元件，便可用接收机126’检测并解调公共载波上的信号和所有用户信号的数据。这为在给定频率跟踪并处理不同通信信道的数据提供了很大的灵活性。

图8所示的每个接收机搜索指还使用一个搜索接收装置或电路196，它允许搜索信号电平比已被使用或跟踪的信号电平高的波束。因为导频信号可能非常弱，或者不存在导频信号，所以搜索需要捕获关口站的全部载波，并将其与相邻信号比较。尽管搜索接收机196可以包含诸如搜索器128的分立电路，但还可以使用带有断路开关S1的M元Costas回路，以累加能量并确定最佳信号。

搜索器对一组成对的PN定时偏移作步进搜索，其中一定时偏移称为准时假设，而另一偏移称为迟到假设，并且搜索器在每一时间和频率假设下估计每个正交码或Walsh覆盖的发射能量。将能量估计作为输入提供给诸如(但不限于)微处理器的处理元件，以便进一步处理和评价，其中处理元件使用诸如DMA信道的专用输入端。控制处理器130的一部分起该作用。然后，用此存储的能量电平信息确定哪一频率提供的信号强度最大，并且选择最佳定时频率，用于该搜索指的信号解调。用这种方法，在任何时间，每个搜索指都能优化其对信号的相对选择。

搜索接收机196基本上独立进行载波信号的搜索，直至搜索完偏移组。当在接收机126A’-126N’中运用搜索操作时，该操作一般包括将提供频率偏移值的附加偏移项用作输入，并且该搜索过程一般作为开环过程来运行。

搜索器接收机196首先用一个或多个预定的起始参数(诸如但不限于暂时搜索窗口大小、频率、积分时间和阈值等)开始操作。这些值可以存储在诸如ROM电路的存储元件中，或者存储在管理搜索器运行的微处理器或类似专用控制装置的控制寄存器中，并且将这些值作为用户装置初始化过程的一部分装入，或者当复位或进入通信模式时装入。

于是，已作描述的是一种新的在扩频通信系统中跟踪信号载波之频率和相位的方法和设备。相位参考判定技术允许在导频信号非常弱或者甚至不存在导频信号(这时使用非相干调制)的情况下对载波频率进行准确跟踪，并且使用具有公共载波频率的接收信号的全部能量或大部分能量，而非仅限于使用该载波上的单个通信信道来确定载波相位，从而更有效地使用了信号能量。尽管将该技术描述成对基于卫星中继器的通信系统有利，但是它还可用于进行非相干或无导频信号通信的其它系统。

上述对较佳实施例的描述可使本领域中的任何熟练技术人员实施或使用本发明。对于本领域的熟练技术人员，对这些实施例的各种变化是显而易见的，并且无需创造性才能便可将这里定义的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不限于这里所示的实施例，而是要符合与这里揭示的原理和新颖特征相一致的最大范围。

Claims (24)

1.一种用于在扩频通信系统中跟踪载波信号之频率和相位的方法，在所述通信系统中通过带宽扩展的并用正交码编码至信道中的信号交流信息，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

接收多个具有公共载波频率的扩频通信信号，并将所述信号转换成数字形式；

通过以可调相位角施加至少一个预先选定的去扩频码，将所述数字扩频通信信号去扩频；

就所述通信系统中现用的多个正交码，将所述去扩频通信信号中的多个信号解码，同时解除所述正交编码，以产生多个数据符号信号；

将多个所述数据符号信号相加，以形成单个相位检测信号；

将所述相位检测信号输入至少一个定时回路以便跟踪其频率，并且输出表示载波信号频率的定时信号；

在所述去扩频处理中，响应来自所述定时回路的所述定时信号，调节所述相位角。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收到的通信信号通过关口站型基站和至少一个卫星中继器发射，然后由所述通信系统内的远端用户装置接收。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩频通信系统使用伪随机噪声编码的扩频信号。

4.一种用于在扩频通信系统中跟踪载波信号之频率和相位的方法，在所述通信系统中通过带宽扩展的并用正交码编码至信道中的信号交流信息，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

同时接收多个具有公共载波频率的经正交信道化的扩频通信信号，并将所述信号转换成数字形式；

用预先选定的可调相位角施加去扩频码，对接收到的经正交信道化的通信信号进行去扩频，并且将所述信号分成第一和第二分量，产生第一和第二代码符号流；

将所述第一和第二代码符号流分别传送给第一和第二正交函数变换器，并且产生第一和第二组信号位；

通过在相应成对的所述信号位之间形成乘积，每对均包括来自所述第一和第二组信号位的一位，并就所述通信系统内现用的多个正交码对所述乘积求和，从而由所述第一和第二组信号位产生相位校正信号；

响应于所述相位校正信号的值，调节所述预先选定的相位角。

5.如权利要求4所述的相位跟踪方法，其特征在于，在向预期的接收方发送之前，用预先选定的同相和正交(Q)PN序列对所述通信信号的同相(I)和正交分量进行调制，并且所述去扩频和分离步骤包括以下步骤：

用所述I和Q的PN序列对所述接收信号进行相位旋转，从而调节所述可调相位角；

将所述经旋转的信号引导到第一和第二信号信道中。

6.如权利要求4所述的相位跟踪方法，其特征在于，传送第一和第二代码符号流并产生第一和第二组信号位的所述步骤包括分别将所述符号提供给第一和第二快速哈达玛变换器以便将代码符号变换成数据位的步骤。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述接收到的通信信号通过关口型基站和至少一个卫星中继器发送，然后由所述通信系统内的远端用户装置接收。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

以第二预先选定的可调相位角，运用相位旋转对所述数字信号去扩频并将其分成I和Q分量，产生第二I和Q分量符号；

分别将所述第二I和Q分量符号传送给第三和第四正交函数变换器，并且产生一组I和Q信号位；

在分立的预定分组中累加所述I和Q信号位组，并产生每一组的平方乘积；

在相应的I和Q分组乘积之间求差；

就所述通信系统内现用的多个正交码对所得到的差求和；

将所得和数滤波，以形成一个定时控制信号。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，包括以下步骤：

在所述去扩频之前对数字信号进行抽取；

响应于所述定时控制信号数值的变换，调节所述抽取的定时点。

10.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述正交码是Walsh函数。

11.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括用正在跟踪的所述公共载波，将所述I信号位作为供多个现用用户使用的数据表示输出给相干信号解码电路的步骤。

12.一种用于在扩频通信系统中跟踪载波信号之频率和相位的设备，在所述通信系统中通过带宽扩展的并用正交码编码至信道中的信号交流信息，其特征在于，所述设备包括：

用于接收多个具有公共载波频率的扩频通信信号，并将其转换成数字形式的装置；

用于去扩频的装置，该装置与用于接收和转换的所述装置的一个输出端相连，它通过以可调相位角施加至少一个预先选定的去扩频码，将所述数字扩频通信信号去扩频；

用于解码的装置，该装置被连接用来就所述通信系统中现用的多个正交码，接收所述去扩频通信信号中的多个信号，同时解除所述正交编码，以产生多个数据符号信号；

用于求和的装置，该装置被连接用来接收多个所述数据符号信号，以便形成单个相位检测信号；

至少一个定时回路，该回路被连接用来接收所述相位检测信号以跟踪其频率，并且输出表示载波信号频率的定时信号；

用于响应于来自所述定时回路的所述定时信号，调节所述去扩频装置之所述相位角的装置。

13.如权利要求12所述的设备，其特征在于，所述接收到的通信信号通过关口站型基站和至少一个卫星中继器发射，然后由所述通信系统内的远端用户装置接收。

14.一种用于在扩频通信系统中跟踪载波信号之频率和相位的设备，在所述通信系统中通过带宽扩展的并用正交码编码至信道中然后一次发射给至少一个接收方的信号交流信息，其特征在于，所述设备包括：

用于接收多个具有公共载波频率的扩频通信信号，并将所述信号转换成数字形式的装置；

用于以预先选定的可调相位角，施加去扩频码，进行去扩频，产生代码符号，并且将所述信号分成第一和第二分量的装置，该装置被连接用来接收所述数字形式的信号；

用于对代码符号的所述第一和第二分量分别进行正交函数变换以产生第一和第二组信号位的装置，该装置与所述去扩频和分离装置的输出端相连；

用于由所述第一和第二组信号位产生相位校正信号的装置，该装置与所述变换装置串联连接，所述产生的行为部分通过在相应成对的所述信号之间形成乘积，并就所述通信系统内现用的多个正交码对所述乘积求和来实现；

用于响应所述相位校正信号的值，调节所述预先选定之相位角的装置。

15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，用于进行正交函数变换的所述装置包括第一和第二N元快速哈达玛变换器，其中N等于包含导频信号、播叫以及同步信号信道数目的所需系统信道数目，所述变换器被连接用来分别接收所述第一和第二信号分量，以便接收数据符号并且提供相应的数据位作为输出。

16.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述正交编码使用Walsh函数，并且所述相位校正信号装置被构造成能够就对应于所述通信系统中使用所述公共载波频率的信号的所有现用Walsh函数求和。

17.如权利要求14所述的设备，其特征在于，还包括：

用于以第二预先选定的可调相位角，运用相位旋转对所述数字信号去扩频，将其分成I和Q分量，并产生第二I和Q分量符号流的第二装置；

用于分别将所述第二I和Q分量符号传送给第三和第四正交函数变换器，并且产生一组I和Q信号位的装置；

用于在分立的预定分组中累加所述I和Q信号位组，并产生每一组的平方乘积的第二装置；

用于在相应的I和Q分组乘积之间求差的装置；

用于就所述通信系统内现用的多个正交码对所得到的差求和的装置；

用于将所得和数滤波，以形成定时控制信号的装置。

18.如权利要求17所述的设备，其特征在于，还包括：

用于在输入所述第一去扩频装置之前对数字信号进行抽取的装置；

用于响应所述定时控制信号数值的变换，调节所述抽取的定时偏移的装置。

19.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述通信系统构成一个无线电电话/数据通信系统，在该系统中远端用户位于多个蜂窝区内，并且用码分多址扩频通信信号与至少一个关口站交流信息信号。

20.如权利要求14所述的设备，其特征在于，还包括：

用于为产生相位校正信号的所述装置而解除来自某一信道的所述第一和第二分量输入，以便累加单个信道数据的装置；

用于由所述单个信道数据检测信号载波之相对信号强度的装置。

21.如权利要求14所述的的设备，其特征在于，

用于接收多个扩频通信信号的所述装置包括至少一个模拟接收机，该接收机被构造成能够接收具有公共载波频率的多个扩频通信信号，并将所述信号转换成数字形式；

用于以可调相位角进行去扩频的所述装置包括数字信号去扩频器和分离器，该装置被连接用来接收所述数字形式的信号，并通过以预先选定可调相位角施加去扩频码来产生I和Q的分量符号流；

用于进行正交函数变换的所述装置包括正交函数变换器，它们每一个都与所述去扩频器和分离器的所述I和Q输出端串联连接，所述正交函数变换器分别处理所述I和Q的分量符号流，以产生I和Q信号位组；

用于由所述第一和第二组信号位产生相位校正信号的所述装置包括相位校正信号发生器，它与所述变换器串联连接以便接收所述I和Q信号位，并且所述发生器被构造成能够在相应成对的所述I和Q信号位之间形成乘积，并且就所述通信系统内现用的多个正交码对所述乘积求和，以形成相位校正信号；

用于调节所述预先选定之相位角的所述装置包括相位角调节器，它与所述数字信号去扩频器和分离器以及所述相位校正信号发生器相连，用于响应所述纠错信号的值改变所述预先选定的相位角。

22.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述相位校正信号发生器包括：

至少一个累加元件，它与每个所述变换器串联连接，用于接收所述I或Q信号位；

乘法器，它与所述累加器的输出端相连，用于在相应成对的所述I和Q信号位之间形成乘积；

加法器，它就通信系统内现用的多个正交码对所述乘积求和。

23.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述去扩频器和分离器包括具有多相位调节输入端的四相位旋转器。

24.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述正交函数变换器包括快速哈马达变换装置。

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