JPH10190525A - 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 - Google Patents
受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置Info
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- JPH10190525A JPH10190525A JP8348578A JP34857896A JPH10190525A JP H10190525 A JPH10190525 A JP H10190525A JP 8348578 A JP8348578 A JP 8348578A JP 34857896 A JP34857896 A JP 34857896A JP H10190525 A JPH10190525 A JP H10190525A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
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- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7113—Determination of path profile
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＲＡＫＥ方式の受信機において、各パスの復
調データのエラー検出結果に応じて各パスからの出力を
合成することにより、良好な復調出力を得ることができ
るようにする。 【解決手段】 各パスからの復調出力を合成するデータ
コンバイナ３０に、各パスの重みを設定するゲインアン
プ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃが設けられる。そし
て、各パスの復調データのエラーが検出され、エラーが
少ない程大きな重みとなるように、各ゲインアンプ１０
３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃに対する重みが設定される。
このように、エラーが少なくなる程大きな重みを付けて
各パスの復調出力を合成することで、信号強度が小さ
く、エラーの多いパスの影響を受け難くすることがで
き、合成出力のエラーレートが改善される。
調データのエラー検出結果に応じて各パスからの出力を
合成することにより、良好な復調出力を得ることができ
るようにする。 【解決手段】 各パスからの復調出力を合成するデータ
コンバイナ３０に、各パスの重みを設定するゲインアン
プ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃが設けられる。そし
て、各パスの復調データのエラーが検出され、エラーが
少ない程大きな重みとなるように、各ゲインアンプ１０
３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃに対する重みが設定される。
このように、エラーが少なくなる程大きな重みを付けて
各パスの復調出力を合成することで、信号強度が小さ
く、エラーの多いパスの影響を受け難くすることがで
き、合成出力のエラーレートが改善される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システ
ムに用いて好適な受信装置及び受信方法並びに無線シス
テムの端末装置に関する。
Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システ
ムに用いて好適な受信装置及び受信方法並びに無線シス
テムの端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、擬似ランダム符号を拡散符号とし
て用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信
し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせる
ことにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセ
ルラ電話システムが注目されている。
て用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信
し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせる
ことにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセ
ルラ電話システムが注目されている。
【０００３】ＣＤＭＡ方式では、通信方式として、スペ
クトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散
方式では、送信時に、搬送波が送信データにより一次変
調され、更に、この一次変調された搬送波に対してＰＮ
（Pseudorandom Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ
符号により変調される。一次変調としては、例えば、平
衡ＱＰＳＫ変調が用いられる。ＰＮ符号はランダム符号
であるから、このように搬送波がＰＮ符号により変調を
受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。
クトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散
方式では、送信時に、搬送波が送信データにより一次変
調され、更に、この一次変調された搬送波に対してＰＮ
（Pseudorandom Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ
符号により変調される。一次変調としては、例えば、平
衡ＱＰＳＫ変調が用いられる。ＰＮ符号はランダム符号
であるから、このように搬送波がＰＮ符号により変調を
受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。
【０００４】そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ
符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号
で、その位相が合致していると、逆拡散が行われ、一次
変調出力が得られる。この一次変調出力を復調すること
により、受信データが得られる。
符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号
で、その位相が合致していると、逆拡散が行われ、一次
変調出力が得られる。この一次変調出力を復調すること
により、受信データが得られる。
【０００５】スペクトラム拡散方式では、受信時に信号
を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その
位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要があ
る。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えるこ
とにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散
符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることによ
り多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれ
ている。
を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その
位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要があ
る。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えるこ
とにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散
符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることによ
り多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれ
ている。
【０００６】セルラ電話システムとして、従来より、Ｆ
ＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式
やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が
用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方
式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが
困難になってきている。
ＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式
やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が
用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方
式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが
困難になってきている。
【０００７】つまり、ＦＤＭＡ方式は、異なる周波数の
チャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナ
ログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方
式が用いられている。
チャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナ
ログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方
式が用いられている。
【０００８】ところが、ＦＤＭＡ方式では、周波数利用
効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネ
ル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するため
に、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影
響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネ
ル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するため
に、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影
響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
【０００９】ＴＤＭＡ方式は、送信データを時間圧縮す
ることより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有す
るようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式
のセルラ電話システムとして、現在、広く普及してい
る。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＭＡ方式だけの場合に比べ
て、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数
には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャン
ネル数の不足が危惧されている。
ることより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有す
るようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式
のセルラ電話システムとして、現在、広く普及してい
る。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＭＡ方式だけの場合に比べ
て、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数
には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャン
ネル数の不足が危惧されている。
【００１０】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、耐干渉
性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。
このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル
化が図れる。
性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。
このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル
化が図れる。
【００１１】また、ＦＤＡＭ方式やＴＤＭＡ方式では、
マルチパスによるフェージングの影響を受けやすい。
マルチパスによるフェージングの影響を受けやすい。
【００１２】つまり、図５に示すように、基地局２０１
から携帯端末２０２に届く信号には、基地局２０１から
の電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１の他に、基
地局２０１からの電波がビル２０３Ａを反射して携帯端
末２０２に届くパスＰ２や、基地局２０１からの電波が
ビル２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ３
等、複数のパスがある。
から携帯端末２０２に届く信号には、基地局２０１から
の電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１の他に、基
地局２０１からの電波がビル２０３Ａを反射して携帯端
末２０２に届くパスＰ２や、基地局２０１からの電波が
ビル２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ３
等、複数のパスがある。
【００１３】基地局２０１からの電波が携帯端末２０２
に直接届くパスＰ１に比べて、基地局２０１からの電波
がビル２０３Ａや２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に
届くパスＰ２及びＰ３は遅れが生じる。したがって、図
６に示すように、携帯端末１０２には、異なるタイミン
グでパスＰ１からの信号Ｓ１、パスＰ２からの信号Ｓ
２、パスＰ３からの信号Ｓ３が到達する。これら、複数
のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が
干渉し合うと、フェージングが発生する。ＦＤＡＭ方式
やＴＤＭＡ方式では、このようなマルチパスによるフェ
ージングの影響が問題となっている。
に直接届くパスＰ１に比べて、基地局２０１からの電波
がビル２０３Ａや２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に
届くパスＰ２及びＰ３は遅れが生じる。したがって、図
６に示すように、携帯端末１０２には、異なるタイミン
グでパスＰ１からの信号Ｓ１、パスＰ２からの信号Ｓ
２、パスＰ３からの信号Ｓ３が到達する。これら、複数
のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が
干渉し合うと、フェージングが発生する。ＦＤＡＭ方式
やＴＤＭＡ方式では、このようなマルチパスによるフェ
ージングの影響が問題となっている。
【００１４】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、ダイバ
シティＲＡＫＥ方式を採用することにより、マルチパス
によるフェージングの影響を軽減できると共に、Ｓ／Ｎ
比の向上を図ることができる。
シティＲＡＫＥ方式を採用することにより、マルチパス
によるフェージングの影響を軽減できると共に、Ｓ／Ｎ
比の向上を図ることができる。
【００１５】ダイバシティＲＡＫＥ方式では、上述のよ
うな複数のパスの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対して、図７
に示すように、複数のパスからの信号を夫々受信できる
受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃが用意される。そ
して、タイミング検出器２２２で、各パスにおける符号
が捕捉され、この符号が各パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の受信
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃに設定される。複数の
受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃにより、複数のパ
スＰ１、Ｐ２、Ｐ３の信号が夫々復調され、これらの受
信出力がを合成回路２２２で合成される。
うな複数のパスの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対して、図７
に示すように、複数のパスからの信号を夫々受信できる
受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃが用意される。そ
して、タイミング検出器２２２で、各パスにおける符号
が捕捉され、この符号が各パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の受信
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃに設定される。複数の
受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃにより、複数のパ
スＰ１、Ｐ２、Ｐ３の信号が夫々復調され、これらの受
信出力がを合成回路２２２で合成される。
【００１６】スペクトラム拡散方式では、各パスによる
干渉を受けずらい。そして、このように、複数のパスＰ
１、Ｐ２、Ｐ３からの受信出力を夫々復調し、これら複
数のパスからの復調出力を合成すれば、信号強度が大き
くなり、Ｓ／Ｎ比の向上が図れると共に、マルチパスに
よるフェージングの影響が軽減できる。
干渉を受けずらい。そして、このように、複数のパスＰ
１、Ｐ２、Ｐ３からの受信出力を夫々復調し、これら複
数のパスからの復調出力を合成すれば、信号強度が大き
くなり、Ｓ／Ｎ比の向上が図れると共に、マルチパスに
よるフェージングの影響が軽減できる。
【００１７】上述の例では、説明のために、３つの受信
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃと、タイミング検出器
２２２とによりダイバシティＲＡＫＥ方式の構成を示し
たが、ダイバシティＲＡＫＥ方式のセルラ電話端末で
は、通常、図８に示すように、各パスの復調出力を得る
ためのフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃと、マル
チパスの信号を検出するためのサーチャ２５２と、各パ
スの復調データを合成するためのデータコンバイナ２５
３とが設けられる。
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃと、タイミング検出器
２２２とによりダイバシティＲＡＫＥ方式の構成を示し
たが、ダイバシティＲＡＫＥ方式のセルラ電話端末で
は、通常、図８に示すように、各パスの復調出力を得る
ためのフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃと、マル
チパスの信号を検出するためのサーチャ２５２と、各パ
スの復調データを合成するためのデータコンバイナ２５
３とが設けられる。
【００１８】図８において、入力端子２５０に、中間周
波数に変換されたスペクトラム拡散信号の受信信号が供
給される。この信号が準同期検波回路２５５に供給され
る。準同期検波回路２５５は乗算回路で、準同期検波回
路２５５で、入力端子２５０からの信号とＰＬＬシンセ
サイザ２５６の出力とが乗算される。ＰＬＬシンセサイ
ザ２５６の出力は、周波数コンバイナ２５７の出力によ
り制御され、準同期検波回路２５５で受信信号が直交検
波される。
波数に変換されたスペクトラム拡散信号の受信信号が供
給される。この信号が準同期検波回路２５５に供給され
る。準同期検波回路２５５は乗算回路で、準同期検波回
路２５５で、入力端子２５０からの信号とＰＬＬシンセ
サイザ２５６の出力とが乗算される。ＰＬＬシンセサイ
ザ２５６の出力は、周波数コンバイナ２５７の出力によ
り制御され、準同期検波回路２５５で受信信号が直交検
波される。
【００１９】準同期検波回路２５５の出力は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２５８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２５８
で、この信号がディジタル信号に変換される。この際、
Ａ／Ｄコンバータ２５８のサンプリング周波数は、スペ
クトラム拡散に使われるＰＮ符号の周波数よりも十分高
い周波数に設定され、所謂オーバーサンプリングが行わ
れる。
ンバータ２５８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２５８
で、この信号がディジタル信号に変換される。この際、
Ａ／Ｄコンバータ２５８のサンプリング周波数は、スペ
クトラム拡散に使われるＰＮ符号の周波数よりも十分高
い周波数に設定され、所謂オーバーサンプリングが行わ
れる。
【００２０】Ａ／Ｄコンバータ２５８の出力は、フィン
ガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに供給されると共に、
サーチャ２５２に供給される。フィンガ２５１Ａ、２５
１Ｂ、２５１Ｃは、各パスにおける信号を逆拡散し、同
期捕捉し、データを復調すると共に、周波数誤差を検出
するものである。
ガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに供給されると共に、
サーチャ２５２に供給される。フィンガ２５１Ａ、２５
１Ｂ、２５１Ｃは、各パスにおける信号を逆拡散し、同
期捕捉し、データを復調すると共に、周波数誤差を検出
するものである。
【００２１】サーチャ２５２は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定する
各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチ
ャ２５２は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行
う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２５
８の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号と
の相関を求める。この設定された符号と受信符号との相
関により、各パスの符号が決定される。
し、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定する
各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチ
ャ２５２は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行
う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２５
８の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号と
の相関を求める。この設定された符号と受信符号との相
関により、各パスの符号が決定される。
【００２２】サーチャ２５２の出力がコントローラ２５
８に供給される。コントローラ２５８は、サーチャ２５
２の出力に基づいて、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃに対するＰＮ符号の位相を設定する。フィンガ
２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、これに基づいて、Ｐ
Ｎ符号の位相を設定し、受信信号の逆拡散を行い、そし
て、各パスにおける受信信号を復調する。
８に供給される。コントローラ２５８は、サーチャ２５
２の出力に基づいて、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃに対するＰＮ符号の位相を設定する。フィンガ
２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、これに基づいて、Ｐ
Ｎ符号の位相を設定し、受信信号の逆拡散を行い、そし
て、各パスにおける受信信号を復調する。
【００２３】フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃで
復調されたデータは、データコンバイナ２５３に供給さ
れる。データコンバイナ２５３で、各パスの受信信号か
合成される。この合成された信号が出力端子２５９から
出力される。
復調されたデータは、データコンバイナ２５３に供給さ
れる。データコンバイナ２５３で、各パスの受信信号か
合成される。この合成された信号が出力端子２５９から
出力される。
【００２４】また、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５
１Ｃで、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が周
波数コンバイナ２５７に供給される。この周波数コンバ
イナ２５７の出力により、ＰＬＬシンセサイザ２５６の
発振周波数が制御される。
１Ｃで、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が周
波数コンバイナ２５７に供給される。この周波数コンバ
イナ２５７の出力により、ＰＬＬシンセサイザ２５６の
発振周波数が制御される。
【００２５】このように、ＲＡＫＥ方式では、複数のパ
スの復調出力がフィンガ２５１Ａ、２２１Ｂ、２５１Ｃ
で復調され、これら複数のパスの出力がコンバイナ２５
３で合成される。従来では、このように複数のパスの復
調出力を合成する際に、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃからの各パスの復調出力の時間軸を合わせた
後、これらを単純に合成するようにしている。
スの復調出力がフィンガ２５１Ａ、２２１Ｂ、２５１Ｃ
で復調され、これら複数のパスの出力がコンバイナ２５
３で合成される。従来では、このように複数のパスの復
調出力を合成する際に、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃからの各パスの復調出力の時間軸を合わせた
後、これらを単純に合成するようにしている。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来で
は、各パスの出力合成する際、各パスの復調出力を単純
に合成している。このように、各パスの出力を全て合成
すれば、１つのパスの出力を用いる場合に比べて、Ｓ／
Ｎ比の向上が図れ、フェージングの影響を受け難くな
る。
は、各パスの出力合成する際、各パスの復調出力を単純
に合成している。このように、各パスの出力を全て合成
すれば、１つのパスの出力を用いる場合に比べて、Ｓ／
Ｎ比の向上が図れ、フェージングの影響を受け難くな
る。
【００２７】ところが、各パスからは、常に、正しい復
調出力が得られているとは限らならい。特に、受信信号
の弱いパスからの復調出力には、多くのエラーが発生し
ている可能性が高い。エラーの多く発生しているような
パスがある場合には、そのパスの復調出力を合成する
と、かえって合成出力のエラーが増加するようなことに
なる。
調出力が得られているとは限らならい。特に、受信信号
の弱いパスからの復調出力には、多くのエラーが発生し
ている可能性が高い。エラーの多く発生しているような
パスがある場合には、そのパスの復調出力を合成する
と、かえって合成出力のエラーが増加するようなことに
なる。
【００２８】したがって、この発明の目的は、各パスの
復調データのエラー検出結果に応じて各パスからの出力
を合成することにより、良好な復調出力を得ることがで
きるようにした受信装置及び受信方法、並びに無線シス
テムの端末装置を提供することにある。
復調データのエラー検出結果に応じて各パスからの出力
を合成することにより、良好な復調出力を得ることがで
きるようにした受信装置及び受信方法、並びに無線シス
テムの端末装置を提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】この発明は、拡散符号に
よりスペクトラム拡散された信号を受信する受信装置に
おいて、マルチパスとなっている受信信号から個々のパ
スを検索するサーチャと、検索されたパスの夫々の受信
信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
各パスの復調データのエラーを検出し、エラー検出結果
に応じて、複数のフィンガの出力を合成するコンバイナ
とを備えるようにしたことを特徴とする受信装置であ
る。
よりスペクトラム拡散された信号を受信する受信装置に
おいて、マルチパスとなっている受信信号から個々のパ
スを検索するサーチャと、検索されたパスの夫々の受信
信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
各パスの復調データのエラーを検出し、エラー検出結果
に応じて、複数のフィンガの出力を合成するコンバイナ
とを備えるようにしたことを特徴とする受信装置であ
る。
【００３０】この発明は、拡散符号によりスペクトラム
拡散された信号を受信する受信方法において、サーチャ
でマルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検
索し、複数のフィンガで検索されたパスの夫々の受信信
号を逆拡散してデータを復調し、各フィンガからの各パ
スの復調データのエラーを検出し、エラー結果にに応じ
て、コンバイナを制御するようにしたことを特徴とする
受信方法である。
拡散された信号を受信する受信方法において、サーチャ
でマルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検
索し、複数のフィンガで検索されたパスの夫々の受信信
号を逆拡散してデータを復調し、各フィンガからの各パ
スの復調データのエラーを検出し、エラー結果にに応じ
て、コンバイナを制御するようにしたことを特徴とする
受信方法である。
【００３１】この発明は、拡散符号により送信信号をス
ペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパタ
ーンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能
にした無線システムの端末装置において、マルチパスと
なっている受信信号から個々のパスを検索するサーチャ
と、検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、各パスの復調データの
エラーを検出し、エラー結果に応じて、複数のフィンガ
の出力を合成するコンバイナとを備えるようにしたこと
を特徴とする無線システムの端末装置である。
ペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパタ
ーンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能
にした無線システムの端末装置において、マルチパスと
なっている受信信号から個々のパスを検索するサーチャ
と、検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、各パスの復調データの
エラーを検出し、エラー結果に応じて、複数のフィンガ
の出力を合成するコンバイナとを備えるようにしたこと
を特徴とする無線システムの端末装置である。
【００３２】各パスからの復調出力を合成するデータコ
ンバイナに、各パスの重みを設定するゲインアンプが設
けられる。そして、各パスの復調データのエラーが検出
され、エラーが少ない程大きな重みとなるように、各ゲ
インアンプに対する重みが設定される。このように、エ
ラーが少なくなる程大きな重みを付けて各パスの復調出
力を合成することで、信号強度が小さく、エラーの多い
パスの影響を受け難くすることができ、合成出力のエラ
ーレートが改善される。
ンバイナに、各パスの重みを設定するゲインアンプが設
けられる。そして、各パスの復調データのエラーが検出
され、エラーが少ない程大きな重みとなるように、各ゲ
インアンプに対する重みが設定される。このように、エ
ラーが少なくなる程大きな重みを付けて各パスの復調出
力を合成することで、信号強度が小さく、エラーの多い
パスの影響を受け難くすることができ、合成出力のエラ
ーレートが改善される。
【００３３】以下、この発明の実施の形態について図面
を参照して説明する。図１は、この発明が適用できるＣ
ＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一例を示す
ものである。この携帯端末では、受信方式として、複数
のパスからの信号を同時に受信し、これらを合成するよ
うにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用されている。
を参照して説明する。図１は、この発明が適用できるＣ
ＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一例を示す
ものである。この携帯端末では、受信方式として、複数
のパスからの信号を同時に受信し、これらを合成するよ
うにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用されている。
【００３４】図１において、送信時には、マイクロホン
１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナ
ログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／
Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。
１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナ
ログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／
Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。
【００３５】音声圧縮回路３は、ディジタル音声信号を
圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、
種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qu
alcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者
の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化
速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬ
Ｐでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４
通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、
２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品
質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっ
ている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるもの
ではない。
圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、
種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qu
alcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者
の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化
速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬ
Ｐでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４
通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、
２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品
質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっ
ている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるもの
ではない。
【００３６】音声圧縮回路３の出力が畳込み符号化回路
４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信デー
タに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加され
る。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５
に供給される。インターリーブ回路５により、送信デー
タがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出
力がスペクトラム拡散回路６に供給される。
４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信デー
タに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加され
る。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５
に供給される。インターリーブ回路５により、送信デー
タがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出
力がスペクトラム拡散回路６に供給される。
【００３７】スペクトラム拡散回路６により、搬送波が
一次変調され、更に、ＰＮ符号で拡散される。すなわ
ち、例えば平衡ＱＰＳＫ変調により、送信データの一次
変調が行われ、更に、ＰＮ符号が乗じられる。ＰＮ符号
はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じ
ると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡
散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、
例えば平衡ＱＰＳＫ変調を用いられているが、種々のも
のが提案されており、他の変調方式を用いるようにして
も良い。
一次変調され、更に、ＰＮ符号で拡散される。すなわ
ち、例えば平衡ＱＰＳＫ変調により、送信データの一次
変調が行われ、更に、ＰＮ符号が乗じられる。ＰＮ符号
はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じ
ると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡
散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、
例えば平衡ＱＰＳＫ変調を用いられているが、種々のも
のが提案されており、他の変調方式を用いるようにして
も良い。
【００３８】スペクトラム拡散回路６の出力は、バンド
パスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給さ
れる。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給さ
れる。
パスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給さ
れる。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給さ
れる。
【００３９】ＲＦ回路９には、ＰＬＬシンセサイザ１１
から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ
／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１から
の局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定
の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ
１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供
給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に
向けて送られる。
から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ
／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１から
の局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定
の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ
１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供
給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に
向けて送られる。
【００４０】受信時には、基地局からの電波がアンテナ
１２により受信される。この基地局からの電波は、建物
等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端
末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車
等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信
号の周波数が変化することがある。
１２により受信される。この基地局からの電波は、建物
等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端
末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車
等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信
号の周波数が変化することがある。
【００４１】アンテナ１２からの受信出力は、ＲＦ回路
２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサ
イザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０
により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換
される。
２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサ
イザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０
により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換
される。
【００４２】ＲＦ回路２０の出力が中間周波回路２１を
介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波
回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給さ
れる。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数
は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されてい
る。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波さ
れる。
介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波
回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給さ
れる。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数
は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されてい
る。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波さ
れる。
【００４３】準同期検波回路２２の出力は、Ａ／Ｄコン
バータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４によ
り、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。
このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数
は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数
よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサン
プリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力が
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、
サーチャ２８に供給される。
バータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４によ
り、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。
このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数
は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数
よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサン
プリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力が
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、
サーチャ２８に供給される。
【００４４】前述したように、受信時には、マルチパス
の信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
は、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗
算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調す
る。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各
パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出
力される。
の信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
は、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗
算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調す
る。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各
パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出
力される。
【００４５】サーチャ２８は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パス
の符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８
は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散
回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の
基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求
める。この設定された符号と受信符号との相関値によ
り、各パスの符号が決定される。コントローラ２９によ
り決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
設定される。
し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パス
の符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８
は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散
回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の
基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求
める。この設定された符号と受信符号との相関値によ
り、各パスの符号が決定される。コントローラ２９によ
り決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
設定される。
【００４６】フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより復
調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０
に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの
受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の
出力がＡＧＣ回路３３に供給される。
調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０
に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの
受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の
出力がＡＧＣ回路３３に供給される。
【００４７】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
より、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度
は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）
コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１
により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲ
ＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給さ
れ、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧ
Ｃ回路３３のゲインが制御される。
より、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度
は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）
コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１
により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲ
ＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給さ
れ、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧ
Ｃ回路３３のゲインが制御される。
【００４８】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃか
らの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２
に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスに
おける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ
３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給さ
れ、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び
２３の周波数が制御される。
らの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２
に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスに
おける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ
３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給さ
れ、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び
２３の周波数が制御される。
【００４９】ＡＧＣ回路３３の出力がデインターリーブ
回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４によ
り、送信側のインターリーブに対応して、受信データが
デインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の
出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回
路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復
号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー
訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が
音声伸長回路３６に供給される。
回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４によ
り、送信側のインターリーブに対応して、受信データが
デインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の
出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回
路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復
号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー
訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が
音声伸長回路３６に供給される。
【００５０】音声伸長回路３６により、例えばＱＣＥＬ
Ｐにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長
され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタ
ル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／
Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ
音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ
３８に供給される。
Ｐにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長
され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタ
ル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／
Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ
音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ
３８に供給される。
【００５１】図２は、この発明が適用された携帯電話端
末におけるサーチャ２８の構成を示すものである。図２
において、入力端子５１に、Ａ／Ｄコンバータ２４（図
１）からのディジタル信号が供給される。前述したよう
に、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、Ｐ
Ｎ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバ
サンプリングとなっている。この入力端子５１からのデ
ィジタル信号がデシメート回路５２に供給され、デシメ
ート回路５２で、入力端子５１からの信号がデシメート
される。デシメート回路５２の出力が乗算回路５３に供
給される。
末におけるサーチャ２８の構成を示すものである。図２
において、入力端子５１に、Ａ／Ｄコンバータ２４（図
１）からのディジタル信号が供給される。前述したよう
に、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、Ｐ
Ｎ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバ
サンプリングとなっている。この入力端子５１からのデ
ィジタル信号がデシメート回路５２に供給され、デシメ
ート回路５２で、入力端子５１からの信号がデシメート
される。デシメート回路５２の出力が乗算回路５３に供
給される。
【００５２】ＰＮ符号発生回路５４からは、送信側で拡
散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発生
回路５４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２９に
より設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路５４からのＰ
Ｎ符号が乗算回路５３に供給される。
散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発生
回路５４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２９に
より設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路５４からのＰ
Ｎ符号が乗算回路５３に供給される。
【００５３】乗算回路５３により、デシメート回路５２
の出力と、ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号とが乗
算される。これにより、入力端子５１からの受信信号が
逆拡散される。受信符号とＰＮ符号発生回路５４からの
符号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆
拡散が成立し、乗算回路５３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路５３の出力がバンドパスフィルタ５６を
介してレベル検出回路５７に供給される。レベル検出回
路５７により、乗算回路５３の出力レベルが検出され
る。
の出力と、ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号とが乗
算される。これにより、入力端子５１からの受信信号が
逆拡散される。受信符号とＰＮ符号発生回路５４からの
符号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆
拡散が成立し、乗算回路５３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路５３の出力がバンドパスフィルタ５６を
介してレベル検出回路５７に供給される。レベル検出回
路５７により、乗算回路５３の出力レベルが検出され
る。
【００５４】レベル検出回路５７の出力が加算回路５８
に供給される。加算回路５８で、レベル検出回路５７の
出力が所定回数、例えば６４回分累積加算される。この
ように、レベル検出回路５７の出力レベルを累積加算し
た値から、ＰＮ符号発生回路５４に設定されている符号
と、受信符号との相関値が得られる。この加算回路５８
の出力は、メモリ５９に供給されると共に、最高値検出
回路６０に供給される。最高値検出回路６０により、相
関値の最高値が求められ、この相関値の最高値が最高値
メモリ６１に保存される。
に供給される。加算回路５８で、レベル検出回路５７の
出力が所定回数、例えば６４回分累積加算される。この
ように、レベル検出回路５７の出力レベルを累積加算し
た値から、ＰＮ符号発生回路５４に設定されている符号
と、受信符号との相関値が得られる。この加算回路５８
の出力は、メモリ５９に供給されると共に、最高値検出
回路６０に供給される。最高値検出回路６０により、相
関値の最高値が求められ、この相関値の最高値が最高値
メモリ６１に保存される。
【００５５】ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号の位
相は、コントローラ２９の制御の基に、所定チップ（例
えばチップ或いは１／２チップ）ごとに動かされる。そ
して、各位相ごとに、加算回路５８の出力から相関値が
求められる。この相関値がメモリ５９に蓄えられる。そ
して、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、相関値
の大きい順に例えば３つの位相が選択され、これがフィ
ンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ（図１）に設定される。こ
のように、相関値の大きい順に例えば３つの位相を選択
して３つのパスを設定する際に、最高値メモリ６１に保
持されている最高値が用いられる。
相は、コントローラ２９の制御の基に、所定チップ（例
えばチップ或いは１／２チップ）ごとに動かされる。そ
して、各位相ごとに、加算回路５８の出力から相関値が
求められる。この相関値がメモリ５９に蓄えられる。そ
して、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、相関値
の大きい順に例えば３つの位相が選択され、これがフィ
ンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ（図１）に設定される。こ
のように、相関値の大きい順に例えば３つの位相を選択
して３つのパスを設定する際に、最高値メモリ６１に保
持されている最高値が用いられる。
【００５６】図３は、この発明が適用された携帯電話端
末におけるフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの構成を示
すものである。図３において、入力端子７１に、Ａ／Ｄ
コンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給さ
れる。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプ
リング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数と
されており、オーバーサンプリングとなっている。
末におけるフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの構成を示
すものである。図３において、入力端子７１に、Ａ／Ｄ
コンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給さ
れる。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプ
リング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数と
されており、オーバーサンプリングとなっている。
【００５７】この入力端子７１からのディジタル信号が
デシメート回路７２、７３、７４に供給される。デシメ
ート回路７２には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが遅延回路７６を介して供給され、デシメート回路７
３には、クロック制御回路７５からのクロックがそのま
ま供給され、デシメート回路７４には、クロック制御回
路７５からのクロックが遅延回路７６、７７を介して供
給される。遅延回路７６及び７７は、１／２チップ分の
遅延量を有している。デシメート回路７２、７３、７４
で、入力端子７１からのディジタル信号がデシメートさ
れる。
デシメート回路７２、７３、７４に供給される。デシメ
ート回路７２には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが遅延回路７６を介して供給され、デシメート回路７
３には、クロック制御回路７５からのクロックがそのま
ま供給され、デシメート回路７４には、クロック制御回
路７５からのクロックが遅延回路７６、７７を介して供
給される。遅延回路７６及び７７は、１／２チップ分の
遅延量を有している。デシメート回路７２、７３、７４
で、入力端子７１からのディジタル信号がデシメートさ
れる。
【００５８】デシメート回路７２、７３、７４の出力が
乗算回路７８、７９、８０に夫々供給される。乗算回路
７８、７９、８０には、ＰＮ符号発生回路８１からのＰ
Ｎ符号が供給される。ＰＮ符号発生回路８１からは、送
信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。
乗算回路７８、７９、８０に夫々供給される。乗算回路
７８、７９、８０には、ＰＮ符号発生回路８１からのＰ
Ｎ符号が供給される。ＰＮ符号発生回路８１からは、送
信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。
【００５９】乗算回路７８により、デシメート回路７２
の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力とが乗算される。
受信符号とＰＮ符号発生回路８１からの符号のパターン
及び位相が合致していれば、乗算回路７８からは逆拡散
出力が得られる。この乗算回路７８の出力がバンドパス
フィルタ８２を介して復調回路８３に供給される。
の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力とが乗算される。
受信符号とＰＮ符号発生回路８１からの符号のパターン
及び位相が合致していれば、乗算回路７８からは逆拡散
出力が得られる。この乗算回路７８の出力がバンドパス
フィルタ８２を介して復調回路８３に供給される。
【００６０】復調回路８３で受信信号が復調され、復調
回路８３からは、復調データが出力される。この復調デ
ータが出力端子８４から出力される。また、復調回路８
１で、受信信号の信号レベルが検出される。この信号レ
ベルが信号が出力端子８５から出力される。また、復調
回路８１で、周波数誤差が検出される。この周波数誤差
が出力端子８６から出力される。
回路８３からは、復調データが出力される。この復調デ
ータが出力端子８４から出力される。また、復調回路８
１で、受信信号の信号レベルが検出される。この信号レ
ベルが信号が出力端子８５から出力される。また、復調
回路８１で、周波数誤差が検出される。この周波数誤差
が出力端子８６から出力される。
【００６１】乗算回路７９及び８０により、デシメート
回路７３及び７４の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力
とが乗算される。デシメート回路７３には、クロック制
御回路７５からのクロックがそのまま供給され、デシメ
ート回路７４には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが１チップ分遅延されて供給されているので、デシメ
ート回路７２の出力をセンタ位相とすると、デシメート
回路７３及び７４からは、夫々、１／２チップ分位相が
進んだ出力及び１／２チップ分位相が遅れた出力が得ら
れる。乗算回路７９及び８０により、１／２チップ進ん
だ及び遅れた位相の受信符号と、ＰＮ符号発生回路８１
の符号とが乗算され、１／２チップ進んだ及び遅れた位
相の逆拡散出力が得られる。この乗算回路７９及び８０
の出力は、ＤＬＬ（Delay Locked Loop ）を構成するの
に用いられる。
回路７３及び７４の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力
とが乗算される。デシメート回路７３には、クロック制
御回路７５からのクロックがそのまま供給され、デシメ
ート回路７４には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが１チップ分遅延されて供給されているので、デシメ
ート回路７２の出力をセンタ位相とすると、デシメート
回路７３及び７４からは、夫々、１／２チップ分位相が
進んだ出力及び１／２チップ分位相が遅れた出力が得ら
れる。乗算回路７９及び８０により、１／２チップ進ん
だ及び遅れた位相の受信符号と、ＰＮ符号発生回路８１
の符号とが乗算され、１／２チップ進んだ及び遅れた位
相の逆拡散出力が得られる。この乗算回路７９及び８０
の出力は、ＤＬＬ（Delay Locked Loop ）を構成するの
に用いられる。
【００６２】すなわち、乗算回路７９及び８０の出力
は、バンドパスフィルタ８７及び８８を夫々介して、レ
ベル検出回路８９及び９０に夫々供給される。レベル検
出回路８９及び９０からは、１／２チップ進んだ及び遅
れた位相の逆拡散出力レベルが得られる。レベル検出回
路８９及び９０の出力が減算回路９１に供給される。
は、バンドパスフィルタ８７及び８８を夫々介して、レ
ベル検出回路８９及び９０に夫々供給される。レベル検
出回路８９及び９０からは、１／２チップ進んだ及び遅
れた位相の逆拡散出力レベルが得られる。レベル検出回
路８９及び９０の出力が減算回路９１に供給される。
【００６３】減算回路９１で、１／２チップ進んだ位相
の逆拡散出力レベルと、１／２チップ遅れた位相の逆拡
散出力レベルとが比較される。この比較出力は、ループ
フィルタ９２を介して、クロック制御回路７５に供給さ
れる。クロック制御回路７５で、減算回路９１の出力が
ゼロになるように、デシメート回路７２〜７４に与えら
れるクロックが制御される。
の逆拡散出力レベルと、１／２チップ遅れた位相の逆拡
散出力レベルとが比較される。この比較出力は、ループ
フィルタ９２を介して、クロック制御回路７５に供給さ
れる。クロック制御回路７５で、減算回路９１の出力が
ゼロになるように、デシメート回路７２〜７４に与えら
れるクロックが制御される。
【００６４】例えば、Ａ／Ｄコンバータ２４で８倍のオ
ーバーサンプリングをしたとし、デシメート回路７２〜
７４で１／８にデシメートする場合、デシメート回路７
２〜７４からは、８サンプル毎に信号が出力される。減
算回路９１の出力から、今までのタイミングでは遅過ぎ
ると判断されるような場合には、８サンプルおきに出力
していたタイミングが、７サンプルおきに出力されるよ
うに制御される。これにより、位相が進められたことに
なる。
ーバーサンプリングをしたとし、デシメート回路７２〜
７４で１／８にデシメートする場合、デシメート回路７
２〜７４からは、８サンプル毎に信号が出力される。減
算回路９１の出力から、今までのタイミングでは遅過ぎ
ると判断されるような場合には、８サンプルおきに出力
していたタイミングが、７サンプルおきに出力されるよ
うに制御される。これにより、位相が進められたことに
なる。
【００６５】ＰＮ符号発生回路８１には、入力端子９３
から初期位相データが供給される。この初期位相データ
は、サーチャ２８で検出されたパスに基づいて設定され
る。その後の符号の変動に対しては、上述のＤＬＬルー
プが働き、受信符号が捕捉される。
から初期位相データが供給される。この初期位相データ
は、サーチャ２８で検出されたパスに基づいて設定され
る。その後の符号の変動に対しては、上述のＤＬＬルー
プが働き、受信符号が捕捉される。
【００６６】上述のように、この発明が適用できるＣＤ
ＭＡ方式の形態電話システムの携帯端末では、ＲＡＫＥ
方式が用いられ、複数のパスの受信出力が合成される。
そして、この発明が適用された携帯電話端末では、デー
タコンバイナ３０で各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
からの復調出力を合成する際に、各パスのエラーに応じ
て各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの復調出力に重み
を付けて、合成するようにしている。つまり、図４に示
すように、各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、
復調データが出力される。各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、
２５Ｃからの復調データは、データコンバイナ３０のタ
イミング補正回路１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃに夫々
供給されると共に、エラー検出回路１０２Ａ、１０２
Ｂ、１０２Ｃに夫々供給される。エラー検出回路１０２
Ａ、１０２Ｂ、１０２Ｃは、畳み込み符号を復号してエ
ラーを検出するもので、ここでは、大まかなエラーが検
出できれば良いので、軟判定と最尤復号を行うビタビ復
号器は不要であり、硬判定復号を行う簡易的なもので十
分である。
ＭＡ方式の形態電話システムの携帯端末では、ＲＡＫＥ
方式が用いられ、複数のパスの受信出力が合成される。
そして、この発明が適用された携帯電話端末では、デー
タコンバイナ３０で各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
からの復調出力を合成する際に、各パスのエラーに応じ
て各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの復調出力に重み
を付けて、合成するようにしている。つまり、図４に示
すように、各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、
復調データが出力される。各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、
２５Ｃからの復調データは、データコンバイナ３０のタ
イミング補正回路１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃに夫々
供給されると共に、エラー検出回路１０２Ａ、１０２
Ｂ、１０２Ｃに夫々供給される。エラー検出回路１０２
Ａ、１０２Ｂ、１０２Ｃは、畳み込み符号を復号してエ
ラーを検出するもので、ここでは、大まかなエラーが検
出できれば良いので、軟判定と最尤復号を行うビタビ復
号器は不要であり、硬判定復号を行う簡易的なもので十
分である。
【００６７】タイミング補正回路１０１Ａ、１０１Ｂ、
１０１Ｃで、各パスの復調出力の時間軸が合わせられ
る。このタイミング補正回路１０１Ａ、１０１Ｂ、１０
１Ｃの出力は、ゲインアンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０
３Ｃに夫々供給される。ゲインアンプ１０３Ａ、１０３
Ｂ、１０３Ｃの出力が合成回路１０４に供給される。
１０１Ｃで、各パスの復調出力の時間軸が合わせられ
る。このタイミング補正回路１０１Ａ、１０１Ｂ、１０
１Ｃの出力は、ゲインアンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０
３Ｃに夫々供給される。ゲインアンプ１０３Ａ、１０３
Ｂ、１０３Ｃの出力が合成回路１０４に供給される。
【００６８】各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの復号
出力中のエラーは、エラー検出回路１０２Ａ、１０２
Ｂ、１０２Ｃで検出される。エラー検出回路１０２Ａ、
１０２Ｂ、１０２Ｃの出力は、重み制御回路１０５に供
給される。重み制御回路１０５で、エラーが少ないパス
程重みが大きくなるように、各パスに対する重みが決定
される。重み制御回路１０５で決定された重みに応じ
て、各パスに対するゲインアンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、
１０３Ｃのゲインが設定される。
出力中のエラーは、エラー検出回路１０２Ａ、１０２
Ｂ、１０２Ｃで検出される。エラー検出回路１０２Ａ、
１０２Ｂ、１０２Ｃの出力は、重み制御回路１０５に供
給される。重み制御回路１０５で、エラーが少ないパス
程重みが大きくなるように、各パスに対する重みが決定
される。重み制御回路１０５で決定された重みに応じ
て、各パスに対するゲインアンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、
１０３Ｃのゲインが設定される。
【００６９】フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各
パスの復調データは、タイミング補正回路１０１Ａ、１
０１Ｂ、１０１Ｃでタイミングが合わせられ、ゲインア
ンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃにより信号強度に応
じて重み付けされて合成される。
パスの復調データは、タイミング補正回路１０１Ａ、１
０１Ｂ、１０１Ｃでタイミングが合わせられ、ゲインア
ンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃにより信号強度に応
じて重み付けされて合成される。
【００７０】各パスからの復調データを合成する際に、
復調データのエラーが多いパスのデータを合成すると、
かえってエラー増加してしまう。この例のように、各パ
スの復調出力に対して、ゲインアンプ１０３Ａ、１０３
Ｂ、１０３Ｃを設け、各パスのエラーを検出し、エラー
少なくなる程大きな重みを付けて各パスの復調出力を合
成するようにすれば、エラーの多いパスの影響を受け難
くすることができる。
復調データのエラーが多いパスのデータを合成すると、
かえってエラー増加してしまう。この例のように、各パ
スの復調出力に対して、ゲインアンプ１０３Ａ、１０３
Ｂ、１０３Ｃを設け、各パスのエラーを検出し、エラー
少なくなる程大きな重みを付けて各パスの復調出力を合
成するようにすれば、エラーの多いパスの影響を受け難
くすることができる。
【００７１】なお、上述の例では、各パスの復調出力に
対してゲインアンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃを設
け、エラー少なくなる程大きな重みを付けて各パスの復
調出力を合成するようにしているが、エラーが所定値以
上のパスは、信頼性が薄いとして、データコンバイナ３
０でデータ合成する時に、そのパスの復調データを除外
するようにしても良い。
対してゲインアンプ１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃを設
け、エラー少なくなる程大きな重みを付けて各パスの復
調出力を合成するようにしているが、エラーが所定値以
上のパスは、信頼性が薄いとして、データコンバイナ３
０でデータ合成する時に、そのパスの復調データを除外
するようにしても良い。
【００７２】
【発明の効果】この発明によれば、各パスからの復調出
力を合成するデータコンバイナに、各パスの重みを設定
するゲインアンプが設けられる。そして、各パスの復調
データのエラーが検出され、エラーが小さくなる程大き
くなるように、各ゲインアンアンプに対する重みが設定
される。このように、エラーが小さくなる程大きな重み
を付けて各パスの復調出力を合成することで、エラーの
多いパスの影響を受け難くすることができ、合成出力の
エラーレートが改善される。
力を合成するデータコンバイナに、各パスの重みを設定
するゲインアンプが設けられる。そして、各パスの復調
データのエラーが検出され、エラーが小さくなる程大き
くなるように、各ゲインアンアンプに対する重みが設定
される。このように、エラーが小さくなる程大きな重み
を付けて各パスの復調出力を合成することで、エラーの
多いパスの影響を受け難くすることができ、合成出力の
エラーレートが改善される。
【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末の全体構成を示すブロック図である。
端末の全体構成を示すブロック図である。
【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図で
ある。
端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図で
ある。
【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図で
ある。
端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図で
ある。
【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるデータコンバイナの構成の一例を示すブロ
ック図である。
端末におけるデータコンバイナの構成の一例を示すブロ
ック図である。
【図５】マルチパスの説明に用いる略線図である。
【図６】マルチパスの説明に用いる波形図である。
【図７】ダイバシティＲＡＫＥ方式の説明に用いるブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】ダイバシティＲＡＫＥ方式の受信機の一例のブ
ロック図である。
ロック図である。
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィンガ、２８・・・サ
ーチャ、３０・・・データコンバイナ、１０２Ａ、１０
２Ｂ、１０２Ｃ・・・エラー検出回路
ーチャ、３０・・・データコンバイナ、１０２Ａ、１０
２Ｂ、１０２Ｃ・・・エラー検出回路
Claims (9)
- 【請求項１】 拡散符号によりスペクトラム拡散された
信号を受信する受信装置において、 マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索
するサーチャと、 上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、 上記各パスの復調データのエラーを検出し、上記エラー
検出結果に応じて、上記複数のフィンガの出力を合成す
るコンバイナとを備えるようにしたことを特徴とする受
信装置。 - 【請求項２】 上記コンバイナに、上記フィンガの出力
レベルを重み付けする重み付け手段を設け、上記各パス
のエラー検出結果に応じて、上記重み付け手段の重みを
制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載の受
信装置。 - 【請求項３】 上記コンバイナは、上記複数のパスの復
調データを合成する際に、上記各パスのエラー検出結
果、エラーの多いパスの復調データを除外するようにし
た請求項１記載の受信装置。 - 【請求項４】 拡散符号によりスペクトラム拡散された
信号を受信する受信方法において、 サーチャでマルチパスとなっている受信信号から個々の
パスを検索し、 複数のフィンガで上記検索されたパスの夫々の受信信号
を逆拡散してデータを復調し、 上記各フィンガからの各パスの復調データのエラーを検
出し、上記各パスのエラー検出結果に応じて、上記コン
バイナを制御するようにしたことを特徴とする受信方
法。 - 【請求項５】 上記コンバイナは、上記フィンガの出力
レベルを重み付けして合成し、上記各パスの復調データ
のエラー検出結果に応じて、上記重みを制御するように
したことを特徴とする請求項４記載の受信方法。 - 【請求項６】 上記コンバイナは、上記複数のパスの復
調データを合成する際に、上記各パスのエラー検出結
果、エラーの多いパスの復調データを除外するようにし
た請求項４記載の受信方法。 - 【請求項７】拡散符号により送信信号をスペクトラム拡
散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を
異ならせることにより、多次元接続を可能にした無線シ
ステムの端末装置において、 マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索
するサーチャと、 上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、 上記各パスの復調データをエラー検出し、上記エラー検
出結果たに応じて、上記複数のフィンガの出力を合成す
るコンバイナとを備えるようにしたことを特徴とする無
線システムの端末装置。 - 【請求項８】 上記コンバイナに、上記フィンガの出力
レベルを重み付けする重み付け手段を設け、上記各パス
のエラー検出結果に応じて、上記重み付け手段の重みを
制御するようにしたことを特徴とする請求項７記載の無
線システムの端末装置。 - 【請求項９】 上記コンバイナは、上記複数のパスの復
調データを合成する際に、上記各パスのエラー検出結
果、エラーの多いパスの復調データを除外するようにし
た請求項７記載の無線システムの端末装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8348578A JPH10190525A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 |
| KR1019970070211A KR19980064304A (ko) | 1996-12-26 | 1997-12-17 | 수신장치, 수신방법 및 무선시스템의 단말장치 |
| US08/995,406 US6229798B1 (en) | 1996-12-26 | 1997-12-19 | Receiving unit, receiving method and terminal unit for use with radio system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8348578A JPH10190525A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190525A true JPH10190525A (ja) | 1998-07-21 |
Family
ID=18397964
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8348578A Pending JPH10190525A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6229798B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10190525A (ja) |
| KR (1) | KR19980064304A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1213863A1 (en) * | 1999-09-14 | 2002-06-12 | Fujitsu Limited | Cdma receiver |
| JP2007150468A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Toshiba Corp | ダイバーシチ受信装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11215028A (ja) * | 1998-01-28 | 1999-08-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｃｄｍａ拡散コード推定装置及びその方法 |
| KR100456454B1 (ko) * | 2002-10-07 | 2004-11-09 | 한국전자통신연구원 | 무선통신에서의 배열 안테나 시스템 |
| KR100727141B1 (ko) * | 2005-12-21 | 2007-06-13 | 주식회사 팬택앤큐리텔 | 레이크 수신기에서 신호 수신 방법 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5691974A (en) * | 1995-01-04 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy |
| FI105513B (fi) * | 1995-05-24 | 2000-08-31 | Nokia Networks Oy | Vastaanottomenetelmä sekä vastaanotin |
| US5978413A (en) * | 1995-08-28 | 1999-11-02 | Bender; Paul E. | Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions |
| JP3274337B2 (ja) * | 1995-12-27 | 2002-04-15 | 株式会社東芝 | Ｃｄｍａセルラ無線システム |
-
1996
- 1996-12-26 JP JP8348578A patent/JPH10190525A/ja active Pending
-
1997
- 1997-12-17 KR KR1019970070211A patent/KR19980064304A/ko not_active Application Discontinuation
- 1997-12-19 US US08/995,406 patent/US6229798B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1213863A1 (en) * | 1999-09-14 | 2002-06-12 | Fujitsu Limited | Cdma receiver |
| EP1213863A4 (en) * | 1999-09-14 | 2003-01-15 | Fujitsu Ltd | AMCR RECEIVER |
| EP1484845A1 (en) * | 1999-09-14 | 2004-12-08 | Fujitsu Limited | CDMA receiver |
| US7170925B2 (en) | 1999-09-14 | 2007-01-30 | Fujitsu Limited | CDMA receiver |
| JP2007150468A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Toshiba Corp | ダイバーシチ受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6229798B1 (en) | 2001-05-08 |
| KR19980064304A (ko) | 1998-10-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040712 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040817 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041015 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050105 |