KR100772475B1 - 송신 전에 사전 회전을 이용하는 코드 분할 다중 접속시스템 - Google Patents

송신 전에 사전 회전을 이용하는 코드 분할 다중 접속시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명의 디지털 확산 스펙트럼 통신 시스템은 무선 통신 중에 통신 엔티티로부터 수신된 신호의 위상 및 주파수 오차를 계산하고, 그 엔티티로 송신하기 전에 위상 및 주파수 오차에 대하여 신호를 사전 보정한다.

Description

송신 전에 사전 회전을 이용하는 코드 분할 다중 접속 시스템{CDMA SYSTEM WHICH USES PRE-ROTATION BEFORE TRANSMISSION}
도 1은 종래의 CDMA 통신 시스템의 간단한 블록도.
도 2는 B-CDMATM 통신 시스템의 상세한 블록도.
도 3a는 하나의 의사 파일럿 신호를 이용하며 반송파 오프셋 보정이 칩 레벨에서 실시되는 본 발명의 상세한 블록도.
도 3b는 레이크 수신기의 블록도.
도 4는 하드 결정(hard decision)을 나타내는 QPSK 배열의 수신 심볼 p0를 나타내는 도.
도 5는 할당된 심볼에 대응하는 보정각을 나타내는 도.
도 6은 할당된 심볼에 대응하는 보정을 적용한 후의 결과적인 심볼 오차를 나타내는 도.
도 7은 종래의 위상 동기 루프의 블록도.
도 8a는 본 발명의 양호한 실시예에 따른 송신기의 간단한 블록도.
도 8b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 송신기의 간단한 블록도.
도 8c는 본 발명의 또다른 실시예에 따른 송신기의 간단한 블록도.
본 발명은 일반적으로 디지털 통신에 관한 것이고, 더 구체적으로는, 수신기의 정확성 및 수신기에 의한 위상 및 주파수 정보의 복구를 개선하기 위하여, 송신 전에 디지털 확산 스펙트럼 신호를 사전 회전(pre-rotating)시키는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
현재의 많은 통신 시스템은 디지털 확산 스펙트럼 변조 또는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 기술을 이용하고 있다. 디지털 확산 스펙트럼은 데이터를 의사 잡음 신호와 함께 송신되도록 변조함으로써 데이터가 광역화 대역(broadened band)(확산 스펙트럼)으로 송신되는 통신 기술이다. CDMA는 송신 경로에서 신호 왜곡 또는 간섭 주파수에 의한 영향을 받지 않고 데이터를 송신할 수 있다.
도 1은 의사 잡음(pseudo-noise; pn) 시퀀스 발생기에 의해 발생된 소정의 패턴을 반복하는 확산 코드에 의해 혼합된 소정 대역폭의 단일 통신 채널을 포함하는 간단한 CDMA 통신 시스템을 도시하고 있다. 데이터 신호는 pn 시퀀스로 변조되어 디지털 확산 스펙트럼 신호를 생성한다. 반송파 신호는 디지털 확산 스펙트럼 신호로 변조되어 순방향 링크를 확립하고 그 다음에 송신된다. 수신기는 송신된 신호를 복조하여 디지털 확산 스펙트럼 신호를 추출한다. 역방향 링크를 확립하기 위해서는 동일한 과정이 반복된다.
지상파 통신 중에, 송신된 신호는 일반적으로 다양한 지형 및 환경 조건과 인간이 만든 장애물에 기인하는 반사에 의해 방해를 받는다. 따라서, 단일 송신된 신호는 수신기에서 상이한 시간 지연을 갖는 복수의 수신 신호를 생성하는데, 이러한 효과는 통상 다경로 왜곡(multipath distortion)이라고 알려져 있다. 다경로 왜곡 중에, 각각의 상이한 경로를 통한 신호는 특이한 진폭 및 반송파 위상을 갖고서 수신기에 지연되어 도달한다.
미국 특허 제5,659,573호에는 신호가 정합 pn 시퀀스와 상관되고 송신 데이터가 재생성된 후에 다경로 왜곡과 관련된 오차가 일반적으로 수신기에서 보정되는 시스템이 개시되어 있다. 따라서, 상관 관계는 신호에 오차를 통합시킴으로써 완료된다. 유사한 다경로 왜곡은 역방향 링크 송신에도 영향을 준다.
프랑스 특허 제2767238호에는 소정의 함수를 적용함으로써 수신 신호의 위상 편이가 추정되는 수신 신호를 추정하기 위한 시스템이 개시되어 있다. 위상 편이는 시스템이 제로 오차(null error)를 향하여 수렴하도록 하기 위해 위상 동기 루프에서 사용된다.
유럽 특허 제0818892호 및 미국 특허 제5,499,236호에는 기지국이 링크 송신을 반전시키기 위하여 단말기국에 의해 수행될 조정을 나타내는 다운링크 송신 내의 오차 신호를 송출하는 시스템에 대하여 개시되어 있다.
따라서, 송신 중에 발생하는 오차에 대하여 신호를 보정하는 시스템이 필요하다.
본 발명은 무선 통신 중에 통신 엔티티로부터 수신된 신호 상의 위상 및 주파수 오차를 계산하고 상기 통신 엔티티로 송신하기 전에 위상 및 주파수 오차에 대하여 신호를 사전 보정하는 디지털 확산 스펙트럼 통신 시스템에 관한 것이다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 양호한 실시예를 설명한다. 첨부 도면에 있어서, 동일한 구성 요소는 동일한 부호로 표시하였다.
도 2에 도시된 CDMA 통신 시스템(25)은 송신기(27)와 수신기(29)를 포함하며, 상기 송신기와 수신기는 기지국 또는 휴대용의 사용자 수신기에 설치될 수 있다. 송신기(27)는 음성 및 비음성 신호(33)를 각종 속도, 예를 들면, 8 kbps, 16 kbps, 32 kbps 또는 64 kbps의 데이터 속도에서 데이터를 인코딩하는 신호 처리기(31)를 포함하고 있다. 신호 처리기(31)는 신호의 종류에 따라서, 또는 설정된 데이터 속도에 응답하여 특정의 데이터 속도를 선택한다.
배경 기술로서, 다중 접속 환경에서 송신 신호를 발생하는 데는 2개의 단계가 관련된다. 첫째 단계로, 2 상(bi-phase) 변조 신호로 생각될 수 있는 입력 데이터(33)는 순방향 오차 보정(FEC) 코딩(35)을 이용하여 인코딩된다. 예를 들어, R=1/2 콘볼루션 코드를 사용하는 경우에, 단일의 2 상 변조 데이터 신호는 2 변량(bivariate) 또는 2 개의 2 상 변조된 신호가 된다. 하나의 신호는 동위상(in-phase)(I) 채널(41a)에 지정된다. 다른 하나의 신호는 직교(quadrature)(Q) 채널(41b)에 지정된다. 복소수는 a+bj의 형태를 가지며, 여기에서 a와 b는 실수이고 j2=-1이다. 2 상 변조된 I와 Q 신호는 보통 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying; QPSK)라고 부른다. 바람직한 실시예에 있어서, K=7의 구속장 길이(constraint length) 및 R=1/2의 콘볼루션 코드 속도에 대한 탭 발생기 다항식들은 G1=171837 및 G2=133839이다.
두번째 단계로, 2 개의 2 상 변조된 데이터 또는 심볼(41a, 41b)은 복소 의사 잡음(pn) 시퀀스로 확산된다. 결과로 초래된 I(45a) 및 Q(45b) 확산 신호는 다른 확산 코드를 갖는 다른 확산 신호(채널)와 합성되고(53) 반송파 신호(51)와 혼합된 후 송신된다(55). 송신 신호(55)는 상이한 데이터 속도를 갖는 복수개의 개별 채널을 포함할 수 있다.
수신기(29)는 송신된 광대역 신호(55)를 중간 주파수 신호(59a, 59b)로 하향변환(downconvert)하는 복조기(57a, 57b)를 포함한다. 제2의 하향변환은 신호를 기저대역으로 감소시킨다. 그 다음에, QPSK 신호는 필터링되고(61), 송신된 복소 코드의 공액과 정합하는 국부적으로 발생된 복소 pn 시퀀스(43a, 43b)와 혼합된다(63a, 63b). 송신기(27)에서 동일한 코드에 의해 확산된 원래의 파형만이 효과적으로 대역 환원(despread)될 것이다. 다른 것들은 수신기(29)에 잡음으로써 나타날 것이다. 그 다음에, 데이터(65a, 65b)는 신호 처리기(67)를 통과하고, 여기에서 콘볼루션 인코딩된 데이터에 대하여 FEC 디코딩이 수행된다.
신호가 수신되고 복조될 때, 기저대역 신호는 칩 레벨에 있다. 신호의 I 및 Q 성분은 모두 확산 중에 사용되었던 pn 시퀀스의 공액을 이용하여 대역 환원됨으로써 신호를 심볼 레벨로 복귀시킨다. 그러나, 반송파 오프셋에 기인하여, 송신중에 받은 위상 파괴(corruption)는 개개의 칩 파형을 왜곡시킴으로써 나타낸다. 반송파 오프셋 보정이 칩 레벨에서 수행되면, 칩 레벨 신호의 고유의 분해능에 기인 하여 전체적인 정확성은 증가한다. 반송파 오프셋 보정은 심볼 레벨에서도 수행될 수 있지만 전체적인 정확성이 낮아진다. 그러나, 심볼 레이트가 칩 레이트보다 훨씬 작기 때문에, 심볼 레벨에서 보정을 행할 때에는 더 낮은 전체적인 처리 속도가 요구된다.
도 3a에는 본 발명의 시스템(75) 및 방법을 이용하는 수신기가 도시되어 있다. 동위상 및 직교 위상 성분으로 구성된 복소 기저대역 디지털 확산 스펙트럼 신호(77)가 입력된 후 적응 정합 필터(AMF)(79) 또는 다른 적응 필터링 수단을 이용하여 필터링된다. AMF(79)는, 필터 계수(81)를 이용하여, 수신된 신호(77)의 지연된 복사판을 서로의 위에 겹쳐서(overlay) 신호 대 잡음비(SNR)가 증가된 필터링된 신호 출력(83)을 제공하는 트랜스버설 필터(transversal filter)(유한 임펄스 응답)이다. AMF(79)의 출력(83)은 복수개의 채널 대역 환원기(despreader)(851, 852, 85n) 및 파일럿 대역 환원기(87)에 결합된다. 파일럿 신호(89)는, 자신의 pn 시퀀스(931, 932, 93n)로 대역 환원되는(851, 852, 85n) 채널들에 할당되는 송신 데이터(77)와 동시성인 별개의 대역 환원기(87) 및 pn 시퀀스(91)로 대역 환원된다. 데이터 채널들이 대역 환원된(851, 852, 85n) 후, 데이터 비트 스트림(951, 952, 95n)은 비터비(viterbi) 디코더(971, 972, 97n) 및 출력(991, 992, 99n)에 결합된다.
AMF(79)를 조정하는데 사용되는 필터 계수(81), 또는 가중치는 개개의 다경로 전파 경로(propagation path)를 복조하여 얻어진다. 이 동작은 레이크 수신기(101)에 의해 수행된다. 다경로 왜곡을 보상하기 위해 레이크 수신기(101)를 사용 하는 것은 통신 기술의 당업자에게 잘 알려져 있다.
도 3b에 도시된 바와 같이, 레이크 수신기(101)는 특수한 다경로 성분을 복조하는 경로 복조기 "핑거"(1030, 1031, 1032, 103n)의 병렬 결합으로 구성되어 있다. 특수 복조기의 파일럿 시퀀스 추적 루프는 pn 시퀀스(105)에 의해 결정될 때 주어진 경로의 타이밍 추정에 의해 시작된다. 종래 기술에 있어서, 파일럿 신호는 레이크의 개개의 신호들을 대역 환원하기 위해 사용된다. 본 발명에 있어서 pn 시퀀스(105)는 통신 시스템의 임의의 채널(931)에 속할 수 있다. 전형적으로, 가장 큰 수신 신호를 갖는 채널이 사용된다.
각각의 경로 복조기는 복소 혼합기(1070, 1071, 1072, 107n)와 가산기와 래치(1090, 1091, 1092, 109n)를 포함한다. 각각의 레이크 구성 요소에 대하여, pn 시퀀스(105)는 하나의 칩만큼 지연되고(τ)(1111, 1112, 111n) 기저대역 확산 스펙트럼 신호(113)와 혼합되어(1071, 1072, 107n), 각 신호를 대역 환원시킨다. 각각의 승산 결과는 누적기(1090, 1091, 1092, 109n)에 입력되고, 이 누적기에서 이전의 결과치에 가산되며 다음 심볼 클록 사이클 후에 래치된다. 레이크 수신기(101)는 각각의 다경로 성분에 대하여 상대적인 경로값을 제공한다. 복수의 n차 출력들(1150, 1151, 1152, 115n)은 0°, 90°, 180°또는 270°중 어느 하나의 상대적인 위상 오차를 포함하는 샘플링된 채널 임펄스 응답의 추정값을 제공한다.
다시 도 3a를 참조하면, 레이크 수신기로부터의 복수의 출력들은 n차 복소 혼합기(117)에 결합된다. 레이크 출력에 포함된 상대적인 위상 오차를 제거하기 위한 보정치가 각각의 레이크 수신기(101)의 출력(115)과 혼합된다.
파일럿 신호는 또한 복소 QPSK 신호이지만 횡축 성분이 0으로 설정된 신호이다. 본 발명의 오차 보정 신호(119)는 대역 환원 신호(951)의 각 심볼에 대하여 먼저 하드 결정(121)을 수행함으로써 대역 환원 채널(951)로부터 유도된다. 하드 결정 처리기(121)는 대역 환원 심볼값에 가장 가까운 QPSK 배열 위치를 결정한다.
도 4에 도시된 바와 같이, 유클리드 거리 처리기는 채널 1의 수신된 심볼 p0를 4개의 QPSK 배열 지점 x1,1, x-1,1, x-1,-1, x1,-1과 비교한다. 잡음 및 왜곡에 의한 송신(55) 중의 파괴에 기인하는 각 수신 심볼 p0가 다경로인지 또는 무선 주파수인지를 시험할 필요가 있다. 하드 결정 처리기(121)는 수신 심볼 p0로부터의 각 사분면에 대하여 4개의 거리 d1,d2,d3,d4를 계산하고 최단 거리 d2를 선택하며 그 심볼 위치 x-1,1 를 할당한다. 원래의 심볼 좌표 p0는 버린다.
도 3a를 다시 참조하면, 각각의 하드 심볼 결정(121)을 수행한 후에, 각 심볼 출력(125)의 복소 공액들(123)이 결정된다. 복소 공액은 실수부가 동일하고 허수부에서 부호만이 상이한 한쌍의 복소수 중의 하나이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 심볼은 레이크 출력에 포함된 상대적인 위상 오차를 제거하기 위해 사용되는 보정 신호(119)를 형성하는 할당된 심볼 좌표 x-1,-1의 복소 공액을 먼저 결정함으로써 복조되거나 또는 회전 환원(de-rotate) 된다. 따라서, 레이크 출력은 상대적 위 상 오차를 제거하는 하드 결정과 관련된 각도만큼 효과적으로 회전 환원된다. 이 동작은, 파일럿 신호에 의해 유도되지만 절대적 위상 기준이 없는 레이크를 효과적으로 제공한다.
도 3a를 다시 참조하면, 복소 공액(123)으로부터의 출력(119)은 레이크 수신기(101)의 각 출력이 보정 신호(119)와 혼합되는 복소 n차 혼합기(117)에 결합된다. 그 결과값(127)은 도 6에 도시된 바와 같은 채널 임펄스 응답 p1의 잡음 추정값이다. 도 6에 도시된 오차는 동위상 축으로부터 π/6의 라디안 거리에 의해 표시된다.
다시 도 3a를 참조하면, 복소 n차 채널 혼합기(117)의 출력(115)은 n차 추정기(131)에 결합된다. 채널 추정기(131)는 다경로 성분을 각각 필터링하는 복수개의 저역 필터이다. n차 추정기(131)의 출력(81)은 AMF(79)에 결합된다. 이 출력(81)들은 AMF(79) 필터 가중치로서 작용한다. AMF(79)는 기저대역 신호를 필터링하여 큰 파일럿 신호 없이도 다경로에 기인하는 채널 왜곡을 보상할 수 있다.
레이크 수신기(101)는 반송파 오프셋을 제거하기 위해 위상 동기 루프(PLL)(133) 회로와 함께 사용된다. 반송파 오프셋은 송신기/수신기 성분 오정합 및 기타 RF 왜곡의 결과로써 발생한다. 본 발명(75)은 파일럿 pn 시퀀스(91)를 갖는 기저대역 신호(77)로부터의 파일럿을 대역 환원(87)함으로서 생성되는 저레벨 파일럿 신호(135)를 사용한다. 파일럿 신호는 도 7에 도시된 단일 입력 PLL(133)에 결합된다. PLL(133)은 파일럿 신호(135)와 0의 기준 위상 사이의 위상차를 측정한다. 대역 환원된 파일럿 신호(135)는 PLL(133)에 결합된 실제의 오차 신호이다.
PLL(133)은 아크탄젠트 분석기(136), 복소 필터(137), 적분기(139) 및 위상-복소수 변환기(141)를 포함한다. 파일럿 신호(135)는 PLL(133)에 입력되는 오차 신호이며 복소 필터(137)에 결합된다. 복소 필터(137)는 2 개의 이득단과 적분기(145) 및 합산기(147)를 포함한다. 복소 필터(137)로부터의 출력은 적분기(139)에 결합된다. 주파수의 적분은 위상이며, 이것은 변환기(141)로 출력(140)된다. 위상 출력(140)은 변환기(141)에 결합되고, 이 변환기는 위상 신호를 기저대역 신호(77)와 혼합(151)하기 위한 복소 신호로 변환한다. 업스트림(upstream) 동작은 상호적이기 때문에 PLL(133)의 출력(149)도 역시 시스템(75)으로의 귀환 루프이다.
복소 공액(123)의 보정 신호(119) 및 PLL(133)의 출력 신호(149)는, 도 8a에 도시된 바와 같이 송신 전에 신호를 보정하기 위하여, 송신기(181) 내에 위치한 혼합기에 각각 결합된다. 도 8a에 도시된 송신기(181)는, 송신 준비 완료된 신호가 송신 전에 사전 회전(pre-rotate)된다는 것을 제외하면, 도 2에 도시된 송신기(27)와 유사한 방법으로 동작한다. 도 8a를 참조하면, 데이터(1641,1642,1643)는 순방향 보정 코딩(FEC)(35)을 이용하여 인코딩된다. 2 개의 2 상 변조 데이터 또는 심볼(41a, 41b)은 복소 의사 잡음(pn) 시퀀스로 확산되고, 그 결과의 I(45a) 및 Q(45b) 확산 신호는 보정 신호(119)와 혼합되고, 반송파 신호(51)로 상향변환(upconvert)되며, 상이한 확산 코드를 갖는 다른 확산 신호와 합성(53)된다. 그 결과로 얻어진 신호(55)는 수신기 PLL(133)로부터의 신호(149)를 이용하여 다시 보정된다. 그 다음에, 위상 및 주파수에 대하여 사전 보정된 신호(56)가 송신된다. 이러한 방법으로, 본 발명은 송신 신호를 사전 보정하고, 수신 장치에서 수신되는 신호의 위상 및 주파수 오차를 감소시키기 위하여, 수신기(71)에 의해 발생된 신호(119, 149)를 이용한다.
도 8b를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따라 구성된 송신기(183)가 도시되어 있다. 이 실시예는, 보정 신호(119)가 혼합기(157)에서 기저대역 데이터 신호와 혼합된다는 점을 제외하면, 도 8a의 실시예와 유사하다. 따라서, 기저대역 데이터는 인코딩 및 확산 전에 사전 보정된다. 물론, 당업자라면 보정 신호(119)가 데이터 신호와 혼합되기 전에 다른 처리 단계가 도입될 수 있다는 것을 알 것이다.
도 8c를 참조하면, 본 발명의 또다른 실시예에 따라 구성된 송신기(188)가 도시되어 있다. 이 실시예에서, 보정 신호(119)와 반송파 오프셋 신호(149)는 합성기로 입력되고, 상기 합성기는 그 신호를 단일의 사전 보정 신호에 합성하며, 송신 전에 혼합기(169)를 이용하여 합산기(53)의 출력과 혼합한다.
마지막으로, 반송파 오프셋 보정과 사전 회전 보정은 별도의 보정이라는 것을 유념하여야 한다. 상기 각 보정은 서로 독립적으로 이용될 수 있다. 예를 들어, 시스템은 반송파 오프셋 오차에 대해서만 사전 보정을 수행하고 사전 회전은 수행하지 않을 수도 있다. 이와 다르게, 시스템은 반송파 오프셋 오차에 대하여 사전 회전을 수행하지만 보정을 행하지 않을 수 있다.
지금까지 본 발명의 특정 실시예를 도시하고 설명하였지만, 당업자라면 본 발명의 취지 및 범위에서 벗어나지 않고 여러가지로 수정 및 변화를 줄 수 있을 것이다. 따라서, 상기 설명은 단순히 설명을 위한 것이며, 임의의 방식으로 특정의 형태에 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 시스템 및 방법을 이용하여, 수신기의 정확성 및 수신기에 의한 위상 및 주파수 정보의 복구를 개선할 수 있고, 송신 전에 디지털 확산 스펙트럼 신호를 사전 회전(pre-rotating)시킬 수 있다.

Claims (9)

  1. 삭제
  2. 송신 신호의 송신 오차를 감소시키기 위한 수신기 및 송신기를 포함하는, 통신 신호를 송신 및 수신하는 사용자 장치(UE)에 있어서, 상기 수신기는,
    통신 신호를 수신하기 위한 안테나와;
    가중 신호를 이용하여, 필터링된 신호를 생성하기 위해 상기 수신 신호를 필터링하는 적응 정합 필터와;
    오차를 위해 상기 수신 신호를 분석하고 이 분석에 기초하여 보정 신호를 생성하기 위한 분석기와;
    상기 보정 신호를 이용하여 상기 수신 신호를 보정하기 위한 보정 유닛을 포함하고,
    상기 분석기는,
    파일럿 신호를 이용하여 상기 필터링된 신호를 대역 환원하기 위한 적어도 하나의 대역 환원기와;
    상기 대역 환원된 필터링 신호에 대해 하드 결정을 수행하고 이로부터 심볼 출력을 생성하기 위한 프로세서와;
    상기 보정 신호를 생성하기 위해 상기 심볼 출력의 복소 공액을 결정하기 위한 공액기를 포함하는 것이고,
    상기 송신기는 송신 이전에 상기 송신 신호를 보정하기 위해 상기 보정 유닛에 응답하는 것인 UE.
  3. 제2항에 있어서, 상기 보정 유닛은,
    상기 수신 신호를 복조하고 상기 수신 신호의 각 다중 경로 성분을 위한 상대 경로값을 생성하기 위한 레이크 수신기와;
    상기 가중 신호를 생성하기 위해 상기 경로값과 상기 보정 신호를 혼합하는 믹서를 포함하는 것인 UE.
  4. 송신 신호의 송신 오차를 감소시키기 위한 수신기 및 송신기를 포함하는, 통신 신호를 송신하고 수신하는 사용자 장치(UE)에 있어서, 상기 수신기는,
    통신 신호를 수신하기 위한 안테나와;
    가중 신호를 이용하여, 필터링된 신호를 생성하기 위해 상기 수신 신호를 필터링하는, 상기 수신기 내의 적응 정합 필터와;
    오차를 위해 상기 수신 신호를 분석하고 이 분석에 기초하여 보정 신호를 생성하기 위한 분석기로서, 파일럿 신호를 이용하여 상기 필터링된 신호를 대역 환원하기 위한 적어도 하나의 대역 환원기를 포함하는 분석기와;
    상기 대역 환원된 필터링 신호에 대해 하드 결정을 수행하고 이로부터 심볼 출력을 생성하기 위한 프로세서와;
    상기 보정 신호를 생성하기 위해 상기 심볼 출력의 복소 공액을 결정하기 위한 공액기와;
    상기 보정 신호를 이용하여 상기 수신 신호를 보정하기 위한 보정 유닛을 포함하고,
    상기 송신기는 송신 이전에 상기 송신 신호를 보정하기 위해 상기 보정 유닛에 응답하는 것인 UE.
  5. 제4항에 있어서, 상기 보정 유닛은,
    상기 수신 신호를 복조하고 상기 수신 신호의 각 다중 경로 성분을 위한 상대 경로값을 생성하기 위한 레이크 수신기와;
    상기 가중 신호를 생성하기 위해 상기 경로값과 상기 보정 신호를 혼합하기 위한 믹서를 포함하는 것인 UE.
  6. 데이터 신호를 수신하도록 구성된 입력부와;
    보정된 신호를 생성하는 보정 신호와 상기 데이터 신호를 혼합하기 위한 믹서와;
    상기 보정된 신호를 무선 주파수 신호로서 무선 주파수로 변조하기 위한 변조기와;
    상기 무선 주파수 신호를 방사하기 위한 안테나를 포함하고,
    상기 보정 신호는, 원하는 수신기에서, 측정된 위상 오차를 보상하기 위해 상기 데이터 신호의 위상을 변경하는 것인 이동국.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 믹서는 확산 코드를 이용하여 확산 이전에 기저 대역에서 상기 데이터 신호를 혼합하는 것인 이동국.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 믹서는 상기 데이터 신호가 확산 코드를 이용하여 확산된 후에 상기 데이터 신호를 혼합하는 것인 이동국.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 데이터 신호는 직교 위상 편이 변조(qadrature phase shift keying; QPSK)를 이용하여 송신되고 동위상 및 직교 신호와 혼합되는 것인 이동국.
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