JP4094852B2 - 伝送誤差を軽減する通信方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の分野】
この発明は概括的にはディジタル通信に関する。より詳細にいうと、この発明は受信機の精度並びに受信機による位相情報および周波数情報の再生の改良のためにディジタルスペクトラム拡散信号を送信前に前置位相回転するシステムおよび方法に関する。
【０００２】
【従来技術の説明】
現在用いられている多くの通信システムがディジタルスペクトラム拡散変調技術、すなわち符号分割多元接続（CDMA）技術を用いている。ディジタルスペクトラム拡散は、伝送すべきデータを擬似雑音信号で変調しそのデータを広帯域（スペクトラム拡散）で送信する通信技術である。CDMAは伝送経路内における信号歪や干渉周波数に影響されることなくデータを伝送できる。
【０００３】
単純化したCDMA通信システムを図１に示す。このシステムは、擬似雑音（pn）系列発生器で発生した所定の符号パターンの反復から成るスペクトラム拡散符号と混合する所定の帯域幅の単一の通信チャネルを伴う。このディジタルスペクトラム拡散信号で搬送波信号を変調して順方向リンクを形成し送信する。受信機はこの送信信号を復調してディジタルスペクトラム拡散信号を抽出する。上述のプロセスと同じプロセスを用いて逆方向リンクを形成する。
【０００４】
陸上通信では、多様な地形や環境条件および人工的障害物による反射のために送信信号は通常通信障害を受ける。すなわち、単一の送信信号が受信機において遅延時間の互いに異なる複数の受信信号を生じ、いわゆるマルチパス歪となる。マルチパス歪を伴う受信では、互いに異なる信号経路からの信号の各々が特有の振幅および搬送波位相の遅延波として受信機に到達する。
【０００５】
米国特許第5,659,573号は、マルチパス歪に伴う受信誤差の受信機における補正を、受信信号と合致pn系列との相関動作および送信データの再生動作のあと行うシステムを開示している。すなわち、相関動作は信号が誤差を含んだ状態で行われていた。マルチパス歪の悪影響は逆方向リンクの送信にも同様にみられた。
仏国特許第2767238号は受信信号の位相偏移を所定の機能の適用により推算する受信信号推算システムを開示している。その位相偏移を位相同期ループでシステムが誤差零に収束するように用いるのである。
欧州特許第0818892号および米国特許第5,499,236号は、端末局が逆方向リンク伝送で行うべき調節を指示する誤差信号を基地局からダウンリンク伝送により送るシステムを開示している。
【０００６】
したがって、伝送中に生じた信号誤りを訂正するシステムが必要になっている。
【０００７】
【発明の概要】
この発明は、無線送受信中に交信相手からの受信信号について位相誤差および周波数誤差を算出し、その交信相手への送信の前にその位相誤差および周波数誤差について信号を前置補正するディジタルスペクトラム拡散通信システムに関する。
【０００８】
【好ましい実施の形態】
全図を通じて同じ構成要素には同じ参照数字を付けて示した図面を参照してこの発明の好ましい実施例を説明する。
【０００９】
図２に示したCDMA通信システム25は送信装置27および受信装置29を含み、これら装置は基地局および移動端末ユーザのいずれにも設置され得る。送信装置27は音声および非音声データ33を例えばデータ速度８kbps、16kbps、32kbpsまたは64kbpsの種々のデータ速度のデータに符号化するシグナルプロセッサ31を含む。シグナルプロセッサ31は、信号の種類に応じて、または設定ずみのデータ速度に応答して、特定の速度を選択する。
【００１０】
背景について述べると、多重接続環境における送信信号の発生には二つのステップが係わっている。第１のステップでは、二位相変調とみなせる入力データ33を前向き誤り訂正符号化装置（FEC）35により符号化する。Ｒ＝1/2畳込み符号を用いた場合は、単一の二位相被変調データ信号は二つの二位相被変調信号になる。一つの信号は同相（Ｉ）チャネル41aと表示してある。他方の信号は直交位相（Ｑ）チャネル41bと表示してある。複素数はa+bjの形であり、ここでａおよびｂは実数でありｊ２＝-1である。二位相被変調Ｉ信号およびＱ信号は直交位相偏移変調（QPSK）信号と通常呼ぶ。好ましい実施例では、制約長Ｋ＝７、畳込み符号速度Ｒ＝1/2の場合のタップ発生器多項式は
Ｇ１＝171８(37) および Ｇ２＝133８(39)
である。
【００１１】
第２のステップでは、二つの二位相被変調データまたはシンボル41a，41bを複素擬似雑音系列で拡散する。拡散ずみＩ信号45aおよびＱ信号45bを搬送波信号51と混合し、拡散符号の異なる他の拡散ずみ信号（チャネル）と合成し(53)、送信する(55)。送信信号55にはデータ速度の互いに異なる複数の個々のチャネルが含まれる。
【００１２】
受信装置29は、送信されてきた広帯域信号55を周波数混合して中間周波数59a，59bに変換する復調装置57a，57bを備える。二段目の周波数変換でこれらの信号はベースバンド信号になる。次にQPSK信号をフィルタ処理して(61)、被送信複素符号の共役値と合致するローカル発生複素pn符号系列43a，43bと混合する(63a，63b)。送信装置27において同一の符号で拡散した原波形だけが実効的に逆拡散される。それ以外は受信装置29には雑音とみなされる。データ65a，65bをシグナルプロセッサ67に送り、畳込み符号化データをFEC復号化にかける。
【００１３】
信号を受信して復調すると、ベースバンド信号はチップレベルにある。その信号のＩ成分およびＱ成分の両方を、スペクトラム拡散の際に用いたpn符号系列の共役値を用いて逆拡散し、その信号をシンボルレベルに戻す。しかし、搬送波オフセットのために、伝送中に生じた位相の乱れが個々のチップ波形を歪ませる。搬送波オフセット補正をチップレベルで行えば、チップレベル信号がもともと備える分解能によって、全体の精度は向上する。搬送波オフセット補正はシンボルレベルでも行うことができるが、全体の精度の向上はより低い。しかし、シンボル速度はチップ速度よりもずっと低いので、シンボルレベルで補正を行う場合は全体の処理速度を下げる必要がある。
【００１４】
この発明のシステムおよび方法(75)を図3Aに示す。同相成分および直交位相成分から成る複素ベースバンドディジタルスペクトラム拡散ずみ入力信号77を適応型整合フィルタ（AMF）79またはそれ以外の適応型フィルタ手段によりフィルタ処理する。AMF79はトランスバーサルフィルタ（有限インパルス応答）、すなわち係数81を用いて受信信号77の遅延レプリカを互いにオーバーレイしてより高い信号対雑音比（SNR）のフィルタ処理ずみ信号出力83を生ずるトランスバーサルフィルタである。AMF79の出力83を複数のチャネル逆拡散器85１, 85２, 85ｎおよびパイロット逆拡散器87に供給する。パイロット信号89は、別個の逆拡散器87およびpn符号系列91により、pn符号系列93１，93２，93ｎによる逆拡散を逆拡散器85１，85２，85ｎで受けるチャネルへのデータ77と同時並行的に逆拡散される。データチャネルの逆拡散（85１，85２，85ｎ）ののち、データビットストリーム95１，95２，95ｎをヴィタービ復号器97１，97２，97ｎに供給し、出力99１，99２，99ｎにデータ出力を得る。
【００１５】
AMF79の調節に用いるフィルタ係数81、すなわち重みは、個々のマルチパス伝搬経路の復調により得られる。この動作はrake受信機101が行う。マルチパス歪の補償のためのrake受信機の利用は当業者に周知である。
【００１６】
図3Bに示すとおり、rake受信機101は、特定のマルチパス成分をそれぞれ復調する複数の経路復調器「フィンガー」103０，103１，103２，103ｎの並列接続から成る。特定の復調器のパイロット符号系列トラッキングループはpn符号系列105で定まる所定経路のタイミング推算で始動する。従来技術では、パイロット信号をrakeの個々の信号の逆拡散に用いる。この発明では、pn符号系列105はこの通信システムの任意のチャネル93１に属し得る。通常は、受信信号最大のチャネルを用いる。
【００１７】
経路復調器は複素ミキサ107０，107１，107２，107nおよび加算器・ラッチ109０，109１，109２，109ｎをそれぞれ備える。rake素子の各々について、pn符号系列を１チップ分τでだけ遅延させ（111１，111２，111ｎ）、ベースバンドスペクトラム拡散信号113と混合し（107１，107２，107ｎ）、各信号をそれによって逆拡散する。この乗算の積の各々を累算器109０，109１，109２，109ｎに加え、先行値に加算し、次のシンボルクロックサイクルのあとラッチ出力する。rake受信機101はマルチパス成分の各々について相対的経路値を生ずる。複数のｎ次元出力115０，115１，115２，115nから、相対位相誤差０゜，90゜，180゜，270゜を含むチャネルインパルス応答サンプル値の推算値を得る。
【００１８】
図3Aを再び参照すると、rake受信機からの複数の出力をｎ次元複素ミキサ117に供給する。rake受信機101の出力115の各々と補正値とを混合してrake出力に含まれる相対位相誤差を除去する。
【００１９】
パイロット信号も複素QPSK信号であるが、直交位相成分は０に設定してある。この発明の誤差補正信号119は、逆拡散ずみのチャネル信号95１からその信号95１のシンボルの各々につきハード判定(121)をまず行って抽出する。ハード判定プロセッサ121は逆拡散ずみシンボル値にもっとも近いQPSKコンステレーション位置を判定する。
【００２０】
図４に示すとおり、ユークリッド距離プロセッサはチャネル１の受信シンボルｐ０を四つのQPSKコンステレーション点ｘ１，１，ｘ−１，１，ｘ−１，−１，ｘ１，−１と比較する。各受信シンボルｐ０について比較が必要になるのは、マルチパスまたは周波数により伝送中に雑音や歪みなどの障害があるからである。ハード判定プロセッサ121は受信シンボルｐ０から各象限への四つの距離ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４を計算し、最も短い距離ｄ２を選びシンボル位置ｘ−１，１を割り当てる。もとのシンボル座標ｐ０は廃棄される。
【００２１】
図3Aを再び参照すると、シンボルのハード判定(121)により各シンボル出力125の複素共役値が算定される(123)。複素共役値は実部と虚部の数が同じで虚部の符号だけが異なる一対の複素数の片方である。図５に示すとおり、シンボルの復調または位相回転解除を、割当てシンボル座標ｘ−１，−１の複素共役値をまず算定し、rake出力含有の相対位相誤差の除去に用いる補正信号119を構成することによって行う。したがって、rake出力はハード判定に伴う角度だけ実効的に位相回転解除され、上記相対位相誤差を除去した出力である。すなわち、この動作によって実効的にrakeはパイロット信号駆動され基準位相をもたないrakeとなる。
【００２２】
図3Aをさらに参照すると、複素共役値出力123を複素ｎ次元ミキサ117に供給し、それによってrake受信機101の各出力と補正信号119とを混合する。この混合の出力129は図６に示すとおりチャネルインパルス応答ｐ１の雑音含有推算値である。図６に示す誤差は同位相軸からの角度差π／６ラジアンである。
【００２３】
図3Aをさらに参照すると、複素ｎ次元チャネルミキサ117の出力をｎ次元チャネル推算器131に供給する。このチャネル推算器131は各々がマルチパス成分をフィルタ処理する複数の低域フィルタから成る。チャネル推算器131の出力81をAMF79に供給する。これら出力81はAMF79の重みづけ係数を構成する。AMF79はベースバンド信号をフィルタ処理して、マルチパスによりチャネル歪を大振幅パイロット信号を要することなく補償する。
【００２４】
rake受信機101は搬送波オフセット除去のために位相同期ループ（PLL）133と組み合わせて用いる。搬送波オフセットは送信機・受信機間の不整合およびそれ以外のRF歪によって生ずる。この発明のシステム75は、ベースバンド信号からのパイロット信号をパイロットpn符号系列91で逆拡散(87)して得た低レベルパイロット信号135を用いる。このパイロット信号135を図７に示す単一入力PLL回路133に供給する。PLL回路133はパイロット信号135と基準位相０°との間の位相差を計測する。上記の逆拡散ずみのパイロット信号135はPLL回路133に供給される実際の誤差信号である。
【００２５】
PLL回路133はアークタンジェント分析器136、複素フィルタ137、積分器139および位相−複素数変換器141を含む。パイロット信号135はPLL回路133への誤差信号入力であり、複素フィルタ137に供給される。複素フィルタ137は二つの利得段、すなわち積分器145および加算器147を含む。複素フィルタ137の出力を積分器139に供給する。周波数の積分出力は位相であり、この位相140を変換器141に加える。変換器141はこの位相140を複素信号に変換してミキサ151におけるベースバンド信号77との混合に備える。上記上流の動作は交互になされるので、PLL回路133の出力149はシステム75への帰還路になる。
【００２６】
複素共役値(123)の補正信号119およびPLL回路133の出力信号149を、図8Aに示すとおり、送信前補正のために送信機181内のミキサに接続する。図8Aに示す送信機181の動作は図２の送信機27と同様であるが、送信用の信号が送信前に前置位相回転を受けている点だけが異なっている。図8Aを参照すると、データ164１，164２，164３を前向き訂正符号化装置（FEC）35により符号化する。この２値位相変調ずみデータすなわちシンボル41a，41bを複素擬似雑音（pn）符号系列でスペクトラム拡散し、その拡散ずみのＩ出力45aおよびＱ出力45bを補正信号119と混合し、搬送波周波数にアップコンバートし、他の拡散符号による他の拡散ずみ信号と合成する(53)。この合成出力をPLL回路133からの上記信号149によりさらに補正する。次に、位相および周波数を上述のとおり事前補正した信号55を送信する。このように、この発明は、受信システム75で発生した信号119，149を用いて送信信号を事前補正し、受信側の受信時における信号の位相誤差および周波数誤差を軽減する。
【００２７】
図8Bを参照すると、この発明のもう一つの実施例による送信機183を示してある。この実施例は図8Aの実施例と同様であり、補正信号をミキサ157でベースバンドデータ信号と混合する点が異なる。すなわち、ベースバンドデータが符号化およびスペクトラム拡散の前に前置補正されているのである。もちろん、上記以外の信号処理ステップを補正信号119とデータ信号との混合の前に入れ得ることは当業者には認識されよう。
【００２８】
図8Cを参照すると、この発明のさらにもう一つの実施例による送信機188が示してある。この実施例では、補正信号119および搬送波オフセット信号149をコンバイナで単一の前置補正信号の形に合成して、送信前にミキサ169で加算器53の出力と混合する。
【００２９】
なお、搬送波オフセット補正と前記位相回転補正とは互いに別個の補正である。これら補正の一方は他方と独立に行うことができる。例えば、搬送波オフセット誤差の前置補正だけを行って前置位相回転は行わないシステム構成にすることもできる。逆に、前置位相回転だけを行って搬送波オフセット誤差の補正を行わないシステム構成にすることもできる。
【００３０】
この発明の特定の実施例を上に示し説明してきたが、当業者にはこの発明の真意および範囲を逸脱することなく多数の改変および変形が可能であろう。上述の説明は特定の実施の形態の例示のためのものであって限定のためのものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるCDMA通信システムの単純化したブロック図。
【図２】B-CDMA通信システムの詳細なブロック図。
【図３Ａ】この発明の実施例、すなわち一つの擬似パイロット信号を用い搬送波オフセット補正をチップレベルで行った実施例の詳細なブロック図。
【図３Ｂ】rake受信機のブロック図。
【図４】QPSKコンステレーション上の受信シンボルｐ０でハード判定を示す説明図。
【図５】割当てシンボル対応の補正角度の説明図。
【図６】割当てシンボル対応の補正を加えたあとのシンボル誤りの説明図。
【図７】慣用の位相同期ループのブロック図。
【図８Ａ】この発明の好ましい実施例による送信機の簡略化したブロック図。
【図８Ｂ】この発明のもう一つの好ましい実施例による送信機の簡略化したブロック図。
【図８Ｃ】この発明のさらにもう一つの好ましい実施例による送信機の簡略化したブロック図。
【符号の説明】
２５ CDMA通信システム
２７ 送信機
２９ 受信機
３１ シグナルプロセッサ
３５ 前向き誤り訂正符号化装置（FEC）
４１ａ，４１ｂ 同相（Ｉ）チャネル、直交位相（Ｑ）チャネル
４５ａ，４５ｂ スペクトラム拡散ずみＩ信号およびＱ信号
５１ 搬送波信号
５３ コンバイナ
６１ フィルタ
６５ａ，６５ｂ データ信号
６７ シグナルプロセッサ
７７ 複素ベースバンドディジタルスペクトラム拡散信号
７９ 適応型整合フィルタ
８１ フィルタ重みづけ係数
８５ 逆拡散器
８７ パイロット用逆拡散器
９７ ヴィタービ復号器
１０１ rake受信機
１１７ 複素ミキサ
１１９ 誤差補正信号
１２１ ハード判定器
１２３ 複素共役値発生器
１３１ チャネル推算器
１３５ 慣用のPLL回路

Claims (1)

1. ＣＤＭＡ通信システムにおける基地局およびユーザ移動端末の送信装置から無線通信信号を送信する場合に、伝送誤差を軽減する通信方法であって、
   前記基地局およびユーザ移動端末の受信装置で無線通信信号を受信するステップと、
   前記受信した無線通信信号を復調し、前記受信した無線通信信号の各マルチパス成分に対して相対経路値を生成するステップと、
   前記相対経路値と第１補正信号とを混合して、重みづけ係数を生成するステップと、
   前記受信した無線通信信号をフィルタ処理し、前記重みづけ係数を用いてフィルタ処理ずみの信号を生成するステップと、
   前記受信した無線通信信号の誤差を分析するステップであって、
   チャネル符号系列を用いて、前記フィルタ処理ずみの信号を逆拡散すること、
   前記チャネル符号系列で逆拡散された信号のハード判定を行って、シンボル出力を生成すること、
   前記シンボル出力の複素共役値を算定し、前記第１補正信号を生成することであって、前記第１補正信号は、前記相対経路値に含まれる相対位相誤差を除去すること、
   パイロット符号系列を用いて、前記フィルタ処理ずみの信号を逆拡散すること、および
   前記パイロット符号系列で逆拡散された信号と基準位相との位相差から第２補正信号を生成することであって、前記第２補正信号は、前記受信した無線通信信号の搬送波オフセットを除去することとを含むステップと、
   前記送信装置から無線通信信号を送信する前に、前記第１補正信号を、ベースバンド信号、該ベースバンド信号を前記チャネル符号系列で拡散した拡散ずみ信号、該拡散ずみ信号を搬送波でアップコンバートした合成信号のいずれかと混合し、前記第２補正信号を、前記合成信号と混合し、送信される無線通信信号を補正するステップと
   を備えたことを特徴とする通信方法。

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