JP3444001B2 - 符号検出回路 - Google Patents

符号検出回路

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JP3444001B2
JP3444001B2 JP02291295A JP2291295A JP3444001B2 JP 3444001 B2 JP3444001 B2 JP 3444001B2 JP 02291295 A JP02291295 A JP 02291295A JP 2291295 A JP2291295 A JP 2291295A JP 3444001 B2 JP3444001 B2 JP 3444001B2
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    • H04B2201/69Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、CDMA(Code Divisi
on Multiple Access) セルラー方式通信システムおよび
これと同等な通信システムにおいて、各基地局が送信す
るパイロット信号に含まれる拡散符号を検出する符号検
出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】CDMAセルラー方式通信システムにお
いては、各基地局から、有効なデータではなく、拡散符
号(PN符号)により変調されたパイロット信号(パイ
ロットチャネル)が常時送信されている。このパイロッ
ト信号は、移動局の受信機において同期検出・維持のた
めに用いられる。パイロット信号には、同周期の異なっ
た疑似乱数系列の2種類のPN符号pni ,pnq が用
いられる。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかし、基地局と移動
局との間で同期を確立する際、その初期段階において、
基地局側の送信搬送波信号周波数ω1 と移動局側の受信
搬送波周波数ω2 とがずれている場合がある。このよう
な場合、同期確立処理のための計算誤差が大きくなり、
同期検出およびその維持が良好に行えないことがある。
【0004】本発明は、従来技術の問題点に鑑みてなさ
れたものであり、CDMAセルラー方式通信システム等
の基地局と移動局との間の同期検出処理の初期段階にお
ける計算誤差を小さくすることができ、良好に同期検出
およびその維持が可能な符号検出回路を提供することを
目的とする。また、符号検出を高速に行うことができる
符号検出回路と提供することを目的とする。また、符号
検出を低消費電力で行うことができる符号検出回路と提
供することを目的とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る符号検出回路は、スペクトラム拡散変
調された受信信号に含まれる1組の直交信号成分を、前
記1組の直交信号成分の間の位相回転を打ち消すように
複数の位相回転量でそれぞれ位相回転して直交信号を生
成する位相回転手段と、前記直交信号それぞれを所定の
回数、累加算して累加算値を算出する累加算手段と、前
記直交信号それぞれの累加算値を自乗して自乗値を算出
し、同一の前記位相回転量で位相回転された前記直交信
号の自乗値同士をそれぞれ加算し、前記複数の位相回転
量それぞれに対応する自乗和を算出する自乗和算出手段
と、前記複数の位相回転量それぞれに対応する前記自乗
和を、所定の回数積算して、積算自乗和を算出する積算
自乗和算出手段と、前記自乗和と前記積算自乗和を選択
して出力する選択手段と、前記選択手段により選択され
た前記自乗和または前記積算自乗和の内の最大値を符号
として検出する符号検出手段とを有する。
【0006】好適には、前記位相回転手段は、前記1組
の直交信号成分それぞれに対応する1組の直交信号を生
成する直交信号生成手段と、前記1組の直交信号それぞ
れを前記複数の位相回転量で位相回転して、前記1組の
直交信号成分それぞれと前記複数の位相回転量それぞれ
とに対応する前記直交信号を生成する直交信号位相回転
手段とを有する。
【0007】好適には、前記直交信号位相回転手段は、
前記直交信号を1周期ごとに、少なくとも前記位相回転
量の数以上の期間に時分割し、前記期間ごとに前記1組
の直交信号に前記複数の位相回転量それぞれを与える。
好適には、前記期間ごとに前記複数の位相回転量を順
次、前記位相回転手段に設定する位相回転量発生手段を
さらに有し、前記直交信号位相回転手段は、設定された
位相回転量で前記1組の直交信号を位相回転する。
【0008】好適には、前記位相回転手段は、それぞれ
前記複数の位相回転量の内の1つで前記1組の直交信号
成分を位相回転する複数の直交信号成分位相回転手段と
前記複数の直交信号成分位相回転手段それぞれが位相回
転した前記1組の直交信号成分それぞれから前記1組の
直交信号をそれぞれ生成する複数の直交信号生成手段と
を有し、前記累加算手段は、前記複数の直交信号生成手
段それぞれが生成した前記1組の直交信号それぞれの前
記累加算値をそれぞれ算出する複数の単位累加算手段を
有する。
【0009】好適には、前記複数の位相回転量を生成
し、前記位相回転手段に設定する位相回転量発生手段を
さらに有し、前記複数の直交信号成分位相回転手段は、
それぞれ設定された位相回転量で前記1組の直交信号成
分を位相回転する。好適には、前記複数の位相回転量の
間隔はπ/2であり、前記位相回転手段は、前記1組の
直交信号の符号を反転する符号反転手段と、前記1組の
直交信号に与える位相回転量に応じて、前記直交信号お
よび符号が反転された前記直交信号の内の2つの値を選
択する直交信号選択手段とを有し、前記直交信号選択手
段により選択された2つの値を前記位相回転された1組
の直交信号とする。
【0010】好適には、前記複数の位相回転量の間隔は
π/2であり、前記位相回転手段は、前記1組の直交信
号成分の符号を反転する符号反転手段と、前記1組の直
交信号成分に与える位相回転量に応じて、前記直交信号
成分および符号が反転された前記直交信号成分の内の2
つの値を選択する直交信号成分選択手段とを有し、前記
直交信号成分選択手段により選択された2つの値を前記
位相回転された1組の直交信号成分とする。
【0011】好適には、前記位相回転量発生手段は、前
記直交信号成分に同期したクロック信号を、前記複数の
位相回転量の間隔に応じた分周比で分周する分周手段
と、前記分周手段が分周したクロック信号を、前記複数
の位相回転量の数だけ計数する計数手段とを有し、前記
計数値を前記複数の位相回転量として前記位相回転手段
に設定する。
【0012】
【作用】位相回転手段は、受信信号に含まれる1組の直
交信号成分(直交成分ri ,r q または直交信号Ii
q )の位相回転を打ち消すように、これらの信号に複
数の位相回転量で位相回転し、直交信号I,Qまたは位
相回転された直交信号I p ,Qp として出力する。累加
算手段は、位相回転手段において複数の位相回転量で位
相回転された1組の直交信号成分それぞれに対応する直
交信号(直交信号I,Qまたは直交信号I p ,Qp
を、それぞれ所定の回数、累加算する。自乗和算出手段
は、累加算手段が算出した累加算値をそれぞれ自乗し、
これらの自乗値の内で同一の位相回転量で位相回転され
た1組の直交信号成分に対応する1組の自乗値を加算
し、複数の位相回転量それぞれに対応する自乗和(エネ
ルギー値(ΣI)2 +(ΣQ)2 またはエネルギー値
(ΣIp 2 +(ΣQp 2)を直交信号の周期ごとに
算出する。符号検出手段は、位相回転量それぞれに対応
する自乗和の最大値を検出して検出符号として出力す
る。
【0013】
【実施例1】以下、本発明の第1の実施例を説明する。
CDMAセルラー通信システムにおいては各基地局か
ら、音声データ等ではなく、拡散符号(PN符号)のみ
により変調されたパイロット信号と呼ばれる信号が常
時、送信されている。このパイロット信号は、移動局の
受信機で同期検出・維持を行うために用いられる。
【0014】図1は、上述したパイロット信号の生成過
程を説明する図である。図1に示すように、基地局の送
信部は2種類のPN発生器110,111を内蔵してい
る。この2種類のPN符号110,111は同じ周期で
異なった疑似乱数系列の符号を生成する。PN発生器1
10が発生したPN符号は、発振器114の出力と乗算
器112で乗算され、PN発生器111が発生したPN
符号は、発振器114の出力がπ/2遅延器115にお
いて1/4周期遅延された搬送波信号と乗算器113で
乗算される。乗算器112,113における乗算結果
は、加算器116で加算されて送信信号として出力され
る。
【0015】以下、基地局が生成したパイロット信号
(送信信号s(t))が移動局により受信され、符号が
再生されるまでの処理を説明する。基地局の送信部のP
N発生器110が発生したPN符号を符号pni (t)
と記し、PN発生器111が発生したPN符号を符号p
q (t)と記し、発振器114の出力信号を搬送波信
号cos(ωt)と記すと、送信信号s(t)は式1で
表される。
【0016】
【数1】 s(t)=pni (t)・cos(ωt)+pnq (t)・sin(ωt) …式1
【0017】図1に示した基地局送信部の発振器114
が発生した搬送波信号の角周波数を角周波数ω1 と記
し、その位相を位相ψと記し、ゲインをゲインa0 と記
すと、基地局の送信信号s(t)は式2で表される。
【0018】
【数2】 s(t)=a0 (pni (t)・cos(ω1 t+ψ)) +pnq (t)・sin(ω1 t+ψ)) …式2
【0019】式2に示した送信信号s(t)は伝送路の
伝搬損失により減衰する。受信点(移動局)における送
信信号r(t)(受信信号r(t))は、減衰量を考慮
した定数a1 と記すと式3で表される。
【0020】
【数3】 r(t)=a1 (pni (t)・cos(ω1 t+ψ)) +pnq (t)・sin(ω1 t+ψ)) …式3
【0021】式3で表された受信信号r(t)に、π/
2の位相差を有する搬送波信号cos(ω2 t),si
n(ω2 t)をそれぞれ乗算して式4,5で表される直
交成分ri , rq を得る。
【0022】
【数4】 ri =a1 (pni (t)・cos( ω1 t+ψ)・cos(ω2 t) +pnq (t)・sin( ω1 t+ψ)・cos(ω2 t)) …式4
【0023】
【数5】 rq =a1 (pni (t)・cos( ω1 t+ψ)・sin(ω2 t) +pnq (t)・sin( ω1 t+ψ)・sin(ω2 t)) …式5
【0024】この直交成分ri ,rq からローパスフィ
ルタで高周波成分を除去した後のベースバンド成分
i ,rq は式6,7に示す通りとなる。
【0025】
【数6】 ri =a1 (pni (t)・cos( ω1 t+ψ−ω2 t) +pnq (t)・sin( ω1 t+ψ−ω2 t)) …式6
【0026】
【数7】 rq =a1 (−pni (t)・sin( ω1 t+ψ−ω2 t) +pnq (t)・cos( ω1 t+ψ−ω2 t)) …式7
【0027】次に符号pni (t),pnq (t)の値
によって、式8,9に示すように直交信号I,Qを生成
する。
【0028】
【数8】 I=ri ・pni (t) Q=rq ・pnq (t) …式8 ただし、pni (t)=pnq (t)である。
【0029】
【数9】 I=rq ・pnq (t) Q=ri ・pni (t) …式9 ただし、pni (t)≠pnq (t)である。
【0030】この結果、式10,11に示す2つの直交
信号I,Qが得られる。
【0031】
【数10】 I=a1 ( cos( ω1 t+ψ−ω2 t)+sin( ω1 t+ψ−ω2 t)) …式10
【0032】
【数11】 Q=a1 ( cos( ω1 t+ψ−ω2t)-sin( ω1 t+ψ−ω2 t)) …式11
【0033】直交信号のエネルギー(I2 +Q2 )/2
を求めると、式12に示すようになる。
【0034】
【数12】 re =(I2 +Q2 )/2 =a1 2 ( cos2 (ω1 t+ψ−ω2 t) +2 cos( ω1 t+ψ−ω2 t)・sin( ω1 t+ψ−ω2 t) +sin2 (ω1 t+ψ−ω2 t)+cos2 (ω1 t+ψ−ω2 t) −2cos( ω1 t+ψ−ω2 t)・sin( ω1 t+ψ−ω2 t) +sin2 (ω1 t+ψ−ω2 t))/2 =a1 2 (2cos2 (ω1 t+ψ−ω2 t) +2sin2 (ω1 t+ψ−ω2 t))/2 =a1 2 …式12
【0035】図2は、以上述べた移動局側の処理を実現
する回路を示す図である。受信信号r(t)は、乗算器
10,11の第1の入力端子に入力される。乗算器10
の第2の入力端子には発振器12が発生した搬送波信号
cos(ω2 t)が直接入力され、乗算器11の第2の
入力端子にはπ/2位相遅延回路13により位相がπ/
2(1/4周期)だけ遅延された搬送波信号sin(ω
2 t)が入力される。乗算器10,11は、それぞれ入
力された2つの信号を乗算し、直交成分ri ,rq を出
力する。
【0036】I成分抽出回路14およびQ成分抽出回路
15は、それぞれ上述の方法により、乗算信号信号
i ,rq から直交信号I.Qを生成する。自乗和回路
16は、直交信号I,Qからそのエネルギー値(I2
2 )/2を算出する。以上のように求められた直交信
号I,Qのエネルギー値(I2 +Q2 )/2は、1チッ
プ分だけでは対雑音比が低い。従って、実際にはスペク
トル逆拡散を実現する図3に示される回路が用いられ
る。図3に示す回路が図2に示した回路と異なる点は、
直交信号I,Qをそれぞれ積算してから自乗和を計算し
ていることである。図3に示す回路において、受信信号
r(t)は、図2に示した回路と同様に、乗算器20,
21に入力され、それぞれ発振器22が発生する搬送波
信号cos(ωt)、および、π/2位相遅延回路23
により位相がπ/2だけ遅延された搬送波信号sin
(ωt)と乗算され、直交成分ri ,rq が生成され
る。
【0037】I成分抽出回路24およびQ成分抽出回路
25は、それぞれ直交成分ri ,r q から直交信号I,
Qを生成する。直交信号I,Qは、それぞれ積算回路2
6,27により累加算(積算)され、積算信号ΣI,Σ
Qが生成される。自乗和回路28は、積算信号ΣI,Σ
Qをそれぞれ自乗し、そのエネルギー値(ΣI)2
(ΣQ)2 を算出する。ここで、送信側と受信側の搬送
波周波数が等しい場合(以上示した各式においてω1
ω2 )であれば、式10,11は式13,14に示す通
りとなる。
【0038】
【数13】 I=a1 (cos(ψ)+sin(ψ)) …式13
【0039】
【数14】 Q=a1 ( cos(ψ)−sin(ψ)) …式14
【0040】式13,14に示した場合において、受信
側の直交信号I,Qは、時間経過によらず一定値とな
る。従って、図3の回路において算出される直交信号
I,Qのエネルギー値E’は式15の通りとなる。
【0041】
【数15】 E’=((ΣI/n)2 +(ΣQ/n)2 )/2 =((Σ( a1 ( cos(ψ)−sin( ψ)))/n)2 +(Σ( a1 ( sin( ψ)+cos( ψ)))/n)2 )/2 =a1 2 ((cos(ψ)−sin( ψ))2 +( sin( ψ)+cos( ψ))2 /2 =a1 2 …式15
【0042】このように、送信側および受信側双方の搬
送波信号の周波数ω1 ,ω2 が等しい場合には式15の
結果と式12の結果とは一致する。しかし、送信側およ
び受信側の搬送波信号の周波数ω1 ,ω2 が異なる場合
(ω1 ≠ω2 )、エネルギー値E’にcos( ω1 i
+ψ−ω2 i )・sin( ω1 j +ψ−ω2 j
といった、異なる時刻における信号成分同士を乗算した
成分が生じ、この成分を打ち消すことができないために
式12,15の結果が一致せず、これらの結果の間に誤
差を生ずることになる。
【0043】このため、送信側および受信側の搬送波信
号の周数ω1 ,ω2 が異なる場合(ω1 ≠ω2 )に生じ
る誤差は、搬送波信号ω1 ,ω2 の周波数の差が大きく
なれはなるほど大きくなる。図2および図3に示した受
信側の回路が、受信信号r(t)に同期して動作してい
る場合には、搬送波信号の周波数ω1 ,ω2 の差は充分
に小さくなるので誤差は問題にならないほど小さくな
る。しかし、受信側が受信を開始した直後であって、送
信側との同期が確立されていない場合には、搬送波信号
の周波数ω1 ,ω2 の差が大きくなることがある。
【0044】因みに、搬送波信号ω1 ,ω2 の値にもよ
るが、通常CDMAセルラー通信システムが運用される
周波数帯においては、これらの差を最大でも0.5pp
m、好適には、0.2ppm以下とする必要がある。し
かしながら、このように高精度な発振器を移動局(移動
端末)内に備えることは、移動端末のコストを著しく挙
げるので現実的ではない。また、図3に示した回路にお
いて、直交信号I,Qの累加算回数(積算回数)を少な
くすると、スペクトル拡散通信方式の特長である拡散利
得を活用できないので、式15に示す処理において算出
される積算信号ΣI,ΣQのエネルギー値に生じる誤差
が大きくなる。
【0045】図4に、上記問題を改善した受信側の回路
を示す。図4に示した回路において、乗算器30,3
1、発振器32、π/2位相遅延回路33、I成分抽出
回路34、Q成分抽出回路35、積算回路36,37お
よび自乗和回路38は、図3に示した回路と同様に、受
信信号r(t)から積算信号ΣI,ΣQのエネルギー値
(ΣI)2 +(ΣQ)2 を算出する。
【0046】積算回路39は、エネルギー値(ΣI)2
+(ΣQ)2 をさらに累加算し、積算エネルギー値Σ
((ΣI)2 +(ΣQ)2 )を算出する。選択器40
は、CPU等から構成されており、このCPU等の下記
のような指示に従って、自乗和回路38の出力信号(エ
ネルギー値(ΣI)2 +(ΣQ)2)または積算回路3
9の出力信号(積算エネルギー値Σ((ΣI)2 +(Σ
Q) 2 ))いずれかを選択して符号出力信号として出力
する。
【0047】図3に示した回路においては、受信信号か
らPN符号を精度よく検出するために、積算回路36,
37における積算回数を、例えば512回(512チッ
プ区間分)と大きくしなければならない。しかし、受信
側と送信側において搬送波信号周波数ω1 ,ω2 に誤差
がある場合には、積算回数を大きくすると誤差が生じ
る。
【0048】一方、図4に示した回路では、自乗和回路
38の前後に積算回路36,37,39を設けており、
積算回路36,37における積算回数を、例えば64
回、積算回路39における積算回数を、例えば8回とす
ると、図3に示した回路で積算回路26,27の積算回
数を512回に設定した場合と同じ精度を得ることがで
きる。つまり、積算回路36,37での積算回数を64
回と小さく抑えることにより、送信側と受信側の搬送波
周波数ω1 ,ω2 の誤差に起因する劣化を抑制し、積算
回路36,37における積算回数(64回)では充分な
対雑音比が得られない場合には、選択器39でさらに8
回、積算して対雑音比を改善することができる。選択器
40のCPU等は、自乗和回路38の出力信号により充
分な対雑音比が得られる場合には自乗和回路38の出力
信号を符号出力信号として選択させ、充分な対雑音比が
得られない場合には積算回路39の出力信号を符号出力
信号として選択させる。
【0049】積算回路36,37の積算回数および積算
回路39の積算回数は、予想される搬送波信号周波数ω
1 ,ω2 の誤差、要求される対雑音比、消費電力によっ
て決定され、固定値とはできない。移動端末の起動時に
は、受信信号に対する同期が確立されていないので、基
地局と移動端末との間の搬送波周波数ω1 ,ω2 に差が
生じている。この場合は、図4に示した回路において、
選択器40は、積算回路39の出力信号を選択して出力
することになる。移動端末が受信信号の復調を開始し、
同期が確立された後は、基地局と移動端末の搬送波周波
数ω1 ,ω2 の差が充分に小さくなっているので、選択
器40は自乗和回路38の出力信号を選択して出力すれ
ばよい。図4に示した回路は、図3に示した回路に比べ
て、自乗回路38の積算回数が非常に少なくなるので消
費電力が少ない。
【0050】図4に示した回路の積算回路36,37に
おいて、直交信号I,Qを64チップ分積算した場合の
PN符号の検出結果を図5(a)に示す。図5(a)に
示す場合には、検出されたPN符号と雑音の分離が不十
分であり、例えば図5(a)中に波線で示されるピーク
は雑音に埋もれて検出できない。送信側と受信側で搬送
波信号周波数ω1 ,ω2 に誤差がない場合には、図3に
示した回路の積算回路26,27において、仮に直交信
号I,Qを512チップ分積算すると、図5(c)に示
すようにPN符号を良好に分離することができ、図5
(a)の破線で示されるピークが検出できる。
【0051】図4に示した積算回路36,37での積算
回数を64回(64チップ分)とし、積算回路39での
積算回数を8回とすると、符号検出結果は図5(b)に
示す通りとなる。図5(c)に示した積算回路26,2
7での積算回数を512とした場合程には雑音レベルは
小さくならないが、図5(a)に示した積算回路36,
37での積算回数を64とした場合に比べ、雑音レベル
の分散(ばらつき)が小さくなりPN符号の分離度が改
善されている。
【0052】しかし、図4に示した回路を用いる限り、
積算回路39の積算回数を増やしても、積算回路36,
37の積算信号ΣI,ΣQにおいて得られる雑音の平均
レベル(図5(b)に破線で示される水平線のレベル)
を越える信号しか分離できない。従って、例えば図5
(b)に破線で示されるピークは検出できない。
【0053】
【実施例2】以下、本発明の第2の実施例を説明する。
送信側と受信側との搬送波周波数ω1 ,ω2 の誤差によ
る影響は、直交信号I,Qそれぞれにうねりとして現れ
る。図6に示す第2の実施例における本発明に係る符号
検出回路1は、搬送波信号ω1 ,ω2 の誤差による影響
を、直交信号I,Qの位相回転を打ち消すことにより取
り除いている。位相回転を打ち消すには、第1の実施例
で説明した式6,7で示される方法と、式10,11で
示される方法を用いる場合とがある。以下、これらの方
法を説明する。式6,7を変形すると式16,17を得
る。
【0054】
【数16】 ri =√2a1 ・cos(−△ωt−α) …式16
【0055】
【数17】 rq =√2a1 ・sin(−△ωt−α) …式17 ただし、△ω=ω1 −ω2 、 α= π/4(pni =1,pnq =1),−π/4
(pni =1,pnq =−1),3π/4(pni =−
1,pnq =1),−3π/4(pni =−1,pnq
=−1)である。
【0056】2つの直交信号成分を座標軸とする座標系
を考え、直交成分ri ,rq を各要素とする座標
(ri ,rq )は、正の周波数誤差(ω1 >ω2 )があ
る場合には時間とともに原点を中心に時計回りに移動す
る。従って、直交成分ri ,rq に反時計回りの回転を
与えればこれを打ち消すことが出来る。
【0057】
【数18】 RP = AR …式18 ただし、Rp は2×1行列であって、Rp の要素はr11
=rip,r21=rqp、Aは2×2行列であって、Aの要
素は a11=cos(△ωt), a12=−sin(△ωt), a21=sin(△ωt), a22=cos(△ωt)、 Rは2×1行列であって、Rの要素はr11=ri ,r21
=rqである。
【0058】上式で得られる補正後の直交成分rip,r
qpは、次式で示され、周波数誤差分△ωtが消去されて
いることが判る。
【0059】
【数19】 rip=a1 (pni ・cos(ψ)+pnq ・sin(ψ)) …式19
【0060】
【数20】 rqp=a1 (−pni ・sin(ψ)+pnq ・cos(ψ)) …式20
【0061】式18に示した原理を用いて周波数誤差Δ
ωtの影響を取り除くように構成された本発明に係る符
号検出回路1を図6に示す。なお、符号検出回路1に
は、図2等に示した乗算器、発振器およびπ/2位相遅
延回路が前置されるが、図示の簡略化のために図6にお
いては、これらは省略されている。
【0062】受信信号r(t)から、第1の実施例に示
した処理により得られた各チップ期間の直交成分ri
q は、位相回転器400に入力される。位相回転器4
00は、直交成分ri ,rq を式18に示した演算を行
うことにより位相回転する。位相回転器400で位相回
転された直交成分rip,rqpは、それぞれI成分抽出回
路401およびQ成分抽出回路402に入力される。こ
こで、位相回転器400において、直交成分ri ,rq
に与えられる回転量(周波数誤差Δωt)は、位相回転
量発生器406により算出され、位相回転器400に設
定される。
【0063】I成分抽出回路401およびQ成分抽出回
路402は、それぞれ直交成分rip,rqpに対して式
8,9に示した演算を行い、直交信号I,Qが生成され
る。積算回路403,404は、直交信号I,Qを所定
のチップ区間分だけ順次、積算し、積算信号ΣI,ΣQ
を生成する。自乗和回路405は、積算信号ΣI,ΣQ
をそれぞれ自乗し、自乗した積算信号を加算して順次、
積算信号ΣI,ΣQのエネルギー値(ΣI)2 +(Σ
Q)2を算出する。
【0064】以下、符号検出回路1の変形例を説明す
る。第1の実施例において説明した式10,11を変形
すると式21,22が得られる。
【0065】
【数21】 I=√2a1 ・cos(−△ωt−ψ+π/4) …式21 ただし、△ω=ω1 −ω2 である。
【0066】
【数22】 Q=√2a1 ・sin(−△ωt−ψ+π/4) …式22 ただし、△ω=ω1 −ω2 である。
【0067】式21,22から、2つの直交信号を座標
軸とし、直交信号I,Qを要素とする座標(I,Q)
は、時間とともに原点を中心に時計回りに移動すること
が判る。従って、直交信号I,Qに反時計回りの回転を
与て直交信号I,Qの位相回転を打ち消すことが出来
る。
【0068】
【数23】 Q=BC …式23 ただし、Qは2×1行列であって、Qの要素はp11=I
p ,p21=Qp 、Bは2×2行列であって、Bの要素は b11=cos(△ωt), b12=−sin(△ωt), b21=sin(△ωt), b22=cos(△ωt)、 Cは2×1行列であって、Cの要素はc11=I,c21
Qである。
【0069】式23により得られる位相回転された直交
信号Ip ,Qp は、式24,25に示される通りとな
り、次式となり周波数誤差△ωtは消去される。
【0070】
【数24】 Ip =a1 (cos(ψ)+sin(ψ)) …式24
【0071】
【数25】 Qp =a1 (cos(ψ)−sin(ψ)) …式25
【0072】従って式23に示す演算によっても送信側
と受信側の搬送波周波数ω1 ,ω2の差(周波数誤差Δ
ωt)を打ち消すことができる。
【0073】以上説明した原理に基づいて直交信号I,
Qを位相回転して周波数誤差Δωtを打ち消すように構
成した符号検出回路2を図7に示す。なお、図7におい
ても、図6と同様に、符号検出回路2に前置される乗算
回路等は省略されている。
【0074】受信信号r(t)から得られた各チップ区
間の直交成分ri ,rq は、それぞれI成分抽出回路2
00およびQ成分抽出回路201に入力される。I成分
抽出回路200およびQ成分抽出回路201は、それぞ
れ式8,9に示した演算を行い、直交信号I,Qを生成
する。位相回転器202は、直交信号I,Qを式23に
示した演算により位相回転し、位相回転された直交信号
p ,Qp を生成する。ここで、位相回転量発生器20
6は、位相回転器202における位相回転量(周波数誤
差Δωt)を算出して位相回転器202に設定する。
【0075】積算回路202,203は、位相回転され
た直交信号Ip ,Qp を所定のチップ期間だけ積算して
積算信号ΣIp ,ΣQp を順次、生成する。自乗和回路
205は、積算信号ΣIp ,ΣQp それぞれを自乗し、
加算して積算信号ΣIp ,ΣQp のエネルギー値(ΣI
p 2 +(ΣQp 2 を順次、算出する。
【0076】
【実施例3】以下、本発明の第3の実施例を説明する。
図8は、第3の実施例における本発明に係る符号検出回
路3の構成を示す図である。なお、符号検出回路1,2
と同様に、符号検出回路3には受信信号r(t)から直
交成分ri ,rq を生成する回路が前置されるが、図示
の簡略化のために図8においては省略されている。
【0077】受信信号r(t)から得られた直交成分r
i ,rq は、それぞれI成分抽出回路220およびQ成
分抽出回路221に入力される。I成分抽出回路220
およびQ成分抽出回路221は、それぞれ式8,9に示
した演算を行い、直交信号I,Qを生成する。
【0078】位相回転器222は、式23に示した演算
により直交信号I,Qを位相回転し、位相回転された直
交信号Ip ,Qp を生成する。ここで、位相回転量発生
器226は、位相回転器222における位相回転量(式
23における周波数誤差Δωt)を、制御回路231か
ら入力される指示データに基づいて生成し、位相回転器
222に設定する。積算回路223,222は、それぞ
れ直交信号Ip ,Qp を、予め決められたチップ区間分
だけ積算し、積算信号ΣIp ,ΣQp を生成する。自乗
和回路225は、積算信号ΣIp ,ΣQp をそれぞれ自
乗し、自乗結果を加算して積算信号ΣIp ,ΣQp のエ
ネルギー値(ΣIp 2 +(ΣQp 2 を算出する。
【0079】自乗和回路225により算出された積算信
号ΣIp ,ΣQp のエネルギー値(ΣIp 2 +(ΣQ
p 2 はレジスタ227,228,229に入力され、
制御回路231からレジスタ227,228,229に
入力される書き込み信号が示すタイミングでそれぞれ記
憶される。選択回路230には、制御回路231が指示
するタイミングでレジスタ227,228,229に記
憶されたエネルギー値(ΣIp 2 +(ΣQp 2 が入
力され、波形反転回路230は、これらのエネルギー値
(ΣIp 2 +(ΣQp 2 の内、最も値が大きいもの
を選択して最終検出出力として出力する。
【0080】ここで、制御回路231は、同一のPNタ
イミングについて、位相回転量発生器226に対して3
種類の異なった指示データを出力し、位相回転量発生器
226は、これらの指示データに基づいて、3種類の異
なった位相回転量を位相回転器222に設定する。位相
回転器222は、同一のPNタイミングについて、3種
類の異なった位相回転を直交信号I,Qに対して与え、
それぞれ3種類の位相回転された直交信号Ip ,Qp
積算回路223,224に対して出力する。従って、積
算回路223,224および自乗和回路225は、これ
ら3種類の直交信号Ip ,Qp に対応するエネルギー値
(ΣIp 2 +(ΣQp 2 を算出し、レジスタ22
7,228,229に対して出力することになる。
【0081】制御回路231は、書き込み信号によりレ
ジスタ227,228,229が直交信号Ip ,Qp
記憶するタイミングを調節し、3種類の直交信号Ip
pの内、第1の直交信号Ip ,Qp に対応するエネル
ギー値(ΣIp 2 +(ΣQ p 2 をレジスタ227に
記憶させ、第2の直交信号Ip ,Qp に対応するエネル
ギー値(ΣIp 2 +(ΣQp 2 をレジスタ228に
記憶させ、第3の直交信号Ip ,Qp に対応するエネル
ギー値(ΣIp 2 +(ΣQp 2 をレジスタ229に
記憶させる。この結果、レジスタ227、228、22
9には異なる位相回転量で位相回転された直交信号
p ,Qp が記憶されることになる。
【0082】波形反転回路230が、レジスタ227,
228,229に記憶されたこれらのエネルギー値(Σ
p 2 +(ΣQp 2 の内の最大のものを選択するこ
とにより、位相回転器222において最適に位相回転さ
れた直交信号Ip ,Qp のエネルギー値(ΣIp 2
(ΣQp 2 が最終的なPN符号(最終検出出力)とし
て出力される。符号検出回路3を上述のように構成する
ことにより、周波数誤差Δωtが未知である場合にも良
好なPN符号の検出が可能となる。なお、第3の実施例
には、3種類の位相回転量を用いる場合を示したが、位
相回転量の種類を2種類あるいは4種類以上にし、レジ
スタの数およびレジスタに対する制御を適切に変更する
ことにより、さらに細かい間隔で直交信号I,Qに対す
る位相回転を行うことができるように構成してもよい。
【0083】
【実施例4】以下、本発明の第4の実施例を説明する。
図9は、第4の実施例における本発明に係る符号検出回
路4の構成を示す図である。なお、符号検出回路1,
2,3と同様に、符号検出回路4には受信信号r(t)
から直交成分ri ,rq を生成する回路が前置される
が、図示の簡略化のために図9においては省略されてい
る。
【0084】受信信号r(t)から得られた直交成分r
i ,rq は、それぞれI成分抽出回路240およびQ成
分抽出回路241に入力される。I成分抽出回路240
およびQ成分抽出回路241は、式8,9に示した演算
により直交信号I,Qを生成する。位相回転器242,
243,244は、それぞれ異なった位相回転量で式2
3に示した演算を行い、直交信号I,Qを位相回転し、
3種類の位相回転された直交信号Ip ,Qp を生成す
る。なお、位相回転量発生器255が、3種類の異なっ
た位相回転量(式23における周波数誤差Δωt)を生
成し、それぞれの位相回転量を位相回転器242,24
3,244に設定する。
【0085】積算回路245,247,249および積
算回路246,248,250は、それぞれ位相回転器
242,243,244から入力された直交信号Ip
pを所定のチップ区間分ずつ積算し、積算信号Σ
p ,ΣQp を生成する。自乗和回路251,252,
253は、それぞれ積算回路245,247,249お
よび積算回路246,248,250が算出した積算信
号ΣIp ,ΣQpに対応するエネルギー値(ΣIp 2
+(ΣQp 2 を生成する。選択回路254は、自乗和
回路251,252,253それぞれが算出したエネル
ギー値の内、最大のものを最終的なPN符号として出力
する。なお、符号検出回路4は、3組の位相回転器、積
算回路および自乗和回路を有し、3種類の位相回転量を
直交信号I,Qに与えるように構成されているが、これ
らを4組以上として2組として2種類あるいは4種類以
上の位相回転量を直交信号I,Qに対して与えてPN符
号を検出するように構成してもよい。あるいは、位相回
転器の内の一つが直交信号I,Qに与える位相回転量を
0としてもよい。この場合、位相回転量0の位相回転器
は省略可能である。
【0086】
【実施例5】以下、本発明の第5の実施例を説明する。
図10は、第5の実施例における本発明に係る符号検出
回路5の構成を示す図である。なお、符号検出回路1〜
4と同様に、符号検出回路5には受信信号r(t)から
直交成分ri ,rq を生成する回路が前置されるが、図
示の簡略化のために図10においては省略されている。
【0087】図10に示す符号検出回路5の各構成部分
の内、位相回転器420、I成分抽出回路421、Q成
分抽出回路422、積算回路423,424、制御回路
431、位相回転量発生器426、レジスタ427,4
28,429および選択回路430は、それぞれ第3の
実施例において図8に示した符号検出回路3の位相回転
器222、I成分抽出回路220、Q成分抽出回路22
1、積算回路223,224、制御回路231、位相回
転量発生器226、レジスタ227,228,229お
よび選択回路230に対応しており、同様の動作を行
う。このように、符号検出回路5と符号検出回路3の構
成は類似するが、I成分抽出回路およびQ成分抽出回路
と位相回転器の位置が入れ替わっている点で異なってい
る。
【0088】以下、符号検出回路5の動作を説明する。
受信信号r(t)から得られた直交成分ri ,rq は位
相回転器420に入力される。制御回路431は、同一
チップ区間において、位相回転量発生器426に対して
3種類の異なった指示データを出力し、位相回転量発生
器426は、これらの指示データに基づいて、3種類の
異なった位相回転量を位相回転器422に設定する。
【0089】位相回転器422は、同一チップ区間にお
いて、3種類の異なった位相回転を直交成分ri ,rq
に対して与え、それぞれ3種類の位相回転された直交成
分r ip,rqpを積算回路423,424に対して出力す
る。I成分抽出回路421、Q成分抽出回路422、積
算回路423,424および自乗和回路425は、これ
ら3種類の直交成分rip,rqpそれぞれに対応する直交
信号I,Qのエネルギー値(ΣIp 2 +(ΣQp 2
を算出し、これら3種類のエネルギー値(ΣIp 2
(ΣQp 2 はレジスタ427,428,429に記憶
される。選択回路430は、レジスタ427,428,
429に記憶されたこれらのエネルギー値(ΣIp 2
+(ΣQp 2 の内、最大のものを最終的なPN符号と
して出力する。以上述べたように符号検出回路5を構成
することにより、符号検出回路3と同等の性能を実現す
ることができる。なお、符号検出回路5に対しても、符
号検出回路3の同様な変形が可能である。
【0090】
【実施例6】以下、本発明の第6の実施例を説明する。
図11は、第6の実施例における本発明に係る符号検出
回路6の構成を示す図である。なお、符号検出回路1〜
5と同様に、符号検出回路6には受信信号r(t)から
直交成分ri ,rq を生成する回路が前置されるが、図
示の簡略化のために図11においては省略されている。
【0091】図11に示す符号検出回路6は、第4の実
施例に示した符号検出回路4の変形例であって、符号検
出回路6の位相回転器440,441,442、I成分
抽出回路443,444,445、Q成分抽出回路44
6,447,448、積算回路449,450,45
1、積算回路452,453,454、自乗和回路45
5,456,457および選択回路458は、それぞれ
符号検出回路4の位相回転器242,243,244、
I成分抽出回路240、Q成分抽出回路241、積算回
路245,246,247、積算回路248,249,
250、自乗和回路251,252,253および選択
回路254に対応し、同様な動作を行う。このように、
符号検出回路6と符号検出回路4とは類似の構成となっ
ているが、I成分抽出回路およびQ成分抽出回路と位相
回転器との位置が入れ替わっている点で異なっている。
【0092】受信信号r(t)から得られた直交成分r
i ,rq は、位相回転器440,441,442に入力
される。位相回転量発生器459は、3種類の異なった
位相回転量(式23における周波数誤差Δωt)を生成
し、それぞれの位相回転量を位相回転器440,44
1,442に設定する。位相回転器440,441,4
42は、それぞれ位相回転量発生器459により設定さ
れた位相回転量で式23に示した演算を行い、直交成分
i ,rq を位相回転し、3種類の位相回転された直交
成分rip,rqpを生成する。I成分抽出回路443,4
44,445およびQ成分抽出回路446,447,4
48は、それぞれ位相回転器440,441,442か
ら入力された直交成分rip,rqpに対して式8,9に示
した演算を行い、直交信号I,Qを生成する。
【0093】積算回路449,450,451および積
算回路452,453,454は、それぞれI成分抽出
回路443,444,445およびQ成分抽出回路44
6,447,448から入力された直交信号I,Qを所
定のチップ区間分ずつ積算し、積算信号ΣI,ΣQを生
成する。自乗和回路455,456,457は、それぞ
れ積算回路449,450,451および積算回路45
2,453,454が算出した積算信号ΣI,ΣQに対
応するエネルギー値(ΣI)2 +(ΣQ)2 を生成す
る。選択回路458は、自乗和回路455,456,4
57それぞれが算出したエネルギー値の内、最大のもの
を最終的なPN符号として出力する。なお、符号検出回
路6に対しても、符号検出回路4等に対してと同様な変
形が可能である。
【0094】
【実施例7】以下、本発明の第7の実施例を説明する。
図12は、第7の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器7の構成を示す図である。図13は、図12に
示した位相回転量発生器7が生成する位相回転量を示す
図である。位相回転量発生器7は、例えば第4の実施例
において図9に示した符号検出回路4において、位相回
転量発生器255の代わりに用いられる。図12に示す
ように、位相回転量発生器7は、外部から分周比Mが設
定される初段のカウンタ340と分周比Nの次段のカウ
ンタ341(M,Nは整数)とから構成されており、受
信信号r(t)に含まれるPN符号のチップ区間に同期
したクロック信号に同期して計数値をカウントアップま
たはカウントダウンし、位相回転器における演算で用い
られる位相回転量を生成し、位相回転器に設定する。
【0095】位相回転量発生器7が生成する位相回転量
は図13に示すようになる。位相回転器が直交信号I,
Qまたは直交成分ri ,rq に与える位相回転量は、0
〜2πの範囲内となる。この位相回転量をカウンタ34
1の計数値0〜N−1に比例対応させる。つまり、カウ
ンタ341の計数値n(0≦n≦N−1、nは整数)と
すると、位相回転量(式18等における周波数誤差Δω
t)は、Δωt=2nπ/Nと表すことができる。
【0096】上述のようにカウンタ340の分周比Mは
可変であり、これを変えることによって位相回転量を調
整することができる。つまり、カウンタ340の分周比
を小さくするとN分周カウンタの計数が速くなり、位相
回転量発生器7から出力される位相回転量は大きくな
る。またカウンタ341をカウントダウンさせると負の
位相回転量に位相回転量発生器7を対応させることがで
きる。
【0097】位相回転量発生器7を、カウンタ340,
341を用いた2段構成とすることにより、2段目のカ
ウンタ341の計数値を常に0〜N−1の範囲内とする
ことができるので、位相回転器との入出力の整合を容易
にとることができる。また、位相回転量発生器を1段構
成とした場合と比べ、計数値の範囲が分周値の変更に伴
って変化しないので、図13に示すような計数値と位相
回転量との対応を示すテーブルが一種類で済む。
【0098】
【実施例8】以下、本発明の第8の実施例を説明する。
図14は、第8の実施例おける本発明に係る位相回転器
8の構成を示す図である。位相回転器8は、例えば第3
の実施例で図8に示した符号検出回路3の位相回転器2
22を簡略化した変形例であって、位相回転器222の
代わりに用いられる。
【0099】位相回転器8により位相回転される直交信
号I,Qまたは直交成分ri ,rq(信号xi ,xq
は、それぞれ符号反転回路262,263および選択器
264,265に入力される。符号反転回路262,2
63は、それぞれ入力された信号xi ,xq の符号を反
転して信号−xi ,−xq を生成する。選択器264,
265は、表1に示す規則に従って信号xi ,xq ,−
i ,−xq を選択して出力し、位相回転された直交信
号Ip ,Qp または直交成分r ip,rqp(信号yi ,y
q )として出力する。
【0100】
【表1】 表1 位相回転量(2ビット)と位相回転器の出力の関係 位相回転量 :選択器264の出力:選択器265の出力 00(0) : xi : xq 01(π/2) : −xq : xi 10(π) : −xi : −xq 11(3π/4) : xq : −xi
【0101】つまり、選択器264,265は、位相回
転量発生器269が発生する2ビットの位相回転量デー
タ(00)は位相回転量0を示し、(01)は位相回転
量π/2を示し、(10)は位相回転量πを示し、(1
1)は位相回転量3π/2を示す。これは式26で表さ
れる位相回転行列Pの位相回転量(周波数誤差Δωt)
に0,π/2,π,3π/2を代入することによって得
られる。位相回転行列Pの各成分が0か±1の値である
ため、位相回転器8の構成は非常に簡単になっている。
【0102】
【数26】Pは2×2行列であって、Pの各要素は、 p11=cos(△ωt), p12=−sin(△ωt), p21=sin(△ωt), p22=cos(△ωt)である。 …式26
【0103】
【実施例9】以下、本発明の第9の実施例を説明する。
図15は、第9の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器9の構成を示す図である。位相回転量発生器9
は、第7の実施例に示した位相回転量発生器7の変形例
であって、位相回転量発生器9のカウンタ350,35
1は、位相回転量発生器7のカウンタ340,341に
対応しており、同じ動作を行う。位相回転量発生器9
は、第3の実施例で図8に示した符号検出回路3におい
て、位相回転器222の代わりに用いられる第8の実施
例で図14に示した位相回転器8とともに、位相回転量
発生器226に置き換えられる。
【0104】上述のように、位相回転量発生器9は位相
回転器8とともに用いられるので、位相回転器8の動作
に適合した構成、つまり、外部から分周比Mが設定され
る初段のカウンタ350と分周比4のカウンタ351
(Mは整数)とから構成されており、位相回転量発生器
7と同様に、受信信号r(t)に含まれるPN符号のチ
ップ区間に同期したクロック信号に同期して計数値をカ
ウントアップまたはカウントダウンし、位相回転器にお
ける演算で用いられる位相回転量を生成し、位相回転器
に設定する。
【0105】以上説明した各実施例に示した本発明に係
る符号検出回路3〜6、位相回転量発生器7,9および
位相回転器8を用いることにより、送信側(基地局)と
受信側(移動端末)の搬送波周波数ω1 ,ω2 に誤差が
生じていても、移動端末は基地局が送信するPN符号を
確実に検出することが可能である。
【0106】また、実施例3,5に示した符号検出回路
3,5のように、1組のI成分抽出回路、Q成分抽出回
路、位相回転器、積算回路および自乗和回路(検出回
路)を、位相回転器に設定する位相回転量を変更しなが
ら用いることにより、回路規模を小さく、消費電力が小
さい符号検出回路を提供することができる。一方、実施
例4,6に示した符号検出回路4,6のように、複数の
検出回路を並列的に動作させることにより、高速な符号
検出回路を提供することができる。符号検出回路3,5
および符号検出回路4,6のいずれかを用途に応じて選
択して用いることにより、本発明に係る符号検出回路は
広範な用途に対応可能である。
【0107】なお、移動局が生成する搬送波周波数ω2
が基地局の搬送波周波数ω1 と誤差を生じるのは移動局
がわが受信開始後、同期が確立するまでの間であって、
その後これらの周波数には問題となる誤差は生じない。
従って、符号検出回路3,5を用いる場合には、送信側
と受信側との間で同期が確立し、PN符号以外の実効的
なデータの復調が始まるまでは各周波数誤差に対応した
設定で複数回検出回路を動作させ、実効的なデータのデ
ータ復調が始まり、周波数誤差がなくなった場合には、
この状態に対応する設定とするように符号検出回路3,
5を変形することにより、その後のPN符号検出時間を
短縮することができる。
【0108】また、符号検出回路4,6を用いた場合に
は、データの復調が始まった後は、周波数誤差がない場
合に対応する検出回路のみを動作させることにより、消
費電力を低減することができる。なお、以上説明した実
施例においては、図1に示した回路を用いてCDMAセ
ルラー通信システムの基地局がパイロット信号を送信す
る場合について説明したが、図16に示す回路により2
相PSK方式の信号を送信する場合であっても、本発明
の技術的思想の範囲内の変形により符号検出回路3〜6
と同様に符号を検出することができる。
【0109】
【発明の効果】以上述べたように、本発明に係る符号検
出回路によれば、CDMAセルラー方式通信システム等
の基地局と移動局との間の同期検出処理の初期段階にお
ける計算誤差を小さくすることができ、良好に同期検出
およびその維持が可能である。また、本発明に係る符号
検出回路によれば、符号検出を高速に、低消費電力で行
うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】CDMAセルラー通信システムで用いられるパ
イロット信号の生成過程を説明する図である。
【図2】図1に示した生成過程により生成されたパイロ
ット信号を受信する移動局側の処理を実現する回路を示
す図である。
【図3】図2に示した回路の符号検出特性を改善した回
路である。
【図4】図3に示した回路の符号検出特性をを改善した
回路である。
【図5】図4に示した回路によるPN符号の検出特性を
示す図である。
【図6】第2の実施例における本発明に係る符号検出回
路の構成を示す図である。
【図7】直交信号I,Qを位相回転して周波数誤差Δω
tを打ち消すように構成した符号検出回路の構成を示す
図である。
【図8】第3の実施例における本発明に係る符号検出回
路の構成を示す図である。
【図9】第4の実施例における本発明に係る符号検出回
路の構成を示す図である。
【図10】第5の実施例における本発明に係る符号検出
回路の構成を示す図である。
【図11】第6の実施例における本発明に係る符号検出
回路の構成を示す図である。
【図12】第7の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器の構成を示す図である。
【図13】図12に示した位相回転量発生器が生成する
位相回転量を示す図である。
【図14】第8の実施例おける本発明に係る位相回転器
の構成を示す図である。
【図15】第9の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器の構成を示す図である。
【図16】2相PSK方式の信号を送信する回路を示す
図である。
【符号の説明】
1,2,3,4,5,6…符号検出回路 7,9…位相回転量発生器 8…位相回転器 10,11,20,21,30,31,101,11
2,113…乗算器12 22,32,102,114…発振器 13,23,33,115…π/2遅延回路 14,24,34,200,220,240,401,
421,443,444,445…I成分抽出回路 15,25,35,201,221,241,402,
422,446,447,448…Q成分抽出回路 16,28,38,205,225,251,252,
253,405,425,455,456,457…自
乗和回路 26,27,36,37,39,203,204,22
3,224,245,246,247,248,24
9,250,403,404,423,424,44
9,450,451,452,453,454…積算回
路 202,222,226,242,243,244,4
00,420,426,440,441,442・・位
相回転器 206,226,255,269,406,459…回
転位相量発生器 231,431…制御回路 227,228,229,427,428,429…レ
ジスタ 230,254,430,458…選択回路 40,264,265…選択器 100,110,111…PN発生器 116…加算器 262,263…符号反転回路 340,341,350,351…カウンタ

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】スペクトラム拡散変調された受信信号に含
    まれる1組の直交信号成分を、前記1組の直交信号成分
    の間の位相回転を打ち消すように複数の位相回転量でそ
    れぞれ位相回転して直交信号を生成する位相回転手段
    と、 前記直交信号それぞれを所定の回数、累加算して累加算
    値を算出する累加算手段と、 前記直交信号それぞれの累加算値を自乗して自乗値を算
    出し、同一の前記位相回転量で位相回転された前記直交
    信号の自乗値同士をそれぞれ加算し、前記複数の位相回
    転量それぞれに対応する自乗和を算出する自乗和算出手
    段と、前記複数の位相回転量それぞれに対応する前記自乗和
    を、所定の回数積算して、積算自乗和を算出する積算自
    乗和算出手段と前記自乗和と前記積算自乗和を選択して出力する選択手
    段と前記選択手段により選択された前記自乗和または前記積
    算自乗和 の内の最大値を符号として検出する符号検出手
    段とを有する符号検出回路。
  2. 【請求項2】前記位相回転手段は、 前記1組の直交信号成分それぞれに対応する1組の直交
    信号を生成する直交信号生成手段と、 前記1組の直交信号それぞれを前記複数の位相回転量で
    位相回転して、前記1組の直交信号成分それぞれと前記
    複数の位相回転量それぞれとに対応する前記直交信号を
    生成する直交信号位相回転手段とを有する請求項1に記
    載の符号検出回路。
  3. 【請求項3】前記直交信号位相回転手段は、前記直交信
    号を1周期ごとに、少なくとも前記位相回転量の数以上
    の期間に時分割し、前記期間ごとに前記1組の直交信号
    に前記複数の位相回転量それぞれを与える請求項2に記
    載の符号検出回路。
  4. 【請求項4】前記期間ごとに前記複数の位相回転量を順
    次、前記位相回転手段に設定する位相回転量発生手段を
    さらに有し、 前記直交信号位相回転手段は、設定された位相回転量で
    前記1組の直交信号を位相回転する請求項1〜3のいず
    れかに記載の符号検出回路。
  5. 【請求項5】前記位相回転手段は、 それぞれ前記複数の位相回転量の内の1つで前記1組の
    直交信号成分を位相回転する複数の直交信号成分位相回
    転手段と前記複数の直交信号成分位相回転手段それぞれ
    が位相回転した前記1組の直交信号成分それぞれから前
    記1組の直交信号をそれぞれ生成する複数の直交信号生
    成手段とを有し、 前記累加算手段は、 前記複数の直交信号生成手段それぞれが生成した前記1
    組の直交信号それぞれの前記累加算値をそれぞれ算出す
    る複数の単位累加算手段を有する請求項1に記載の符号
    検出回路。
  6. 【請求項6】前記複数の位相回転量を生成し、前記位相
    回転手段に設定する位相回転量発生手段をさらに有し、 前記複数の直交信号成分位相回転手段は、それぞれ設定
    された位相回転量で前記1組の直交信号成分を位相回転
    する請求項5に記載の符号検出回路。
  7. 【請求項7】前記複数の位相回転量の間隔はπ/2であ
    り、 前記位相回転手段は、 前記1組の直交信号の符号を反転する符号反転手段と、 前記1組の直交信号に与える位相回転量に応じて、前記
    直交信号および符号が反転された前記直交信号の内の2
    つの値を選択する直交信号選択手段とを有し、 前記直交信号選択手段により選択された2つの値を前記
    位相回転された1組の直交信号とする請求項2〜4のい
    ずれかに記載の符号検出回路。
  8. 【請求項8】前記複数の位相回転量の間隔はπ/2であ
    り、 前記位相回転手段は、 前記1組の直交信号成分の符号を反転する符号反転手段
    と、 前記1組の直交信号成分に与える位相回転量に応じて、
    前記直交信号成分および符号が反転された前記直交信号
    成分の内の2つの値を選択する直交信号成分選択手段と
    を有し、 前記直交信号成分選択手段により選択された2つの値を
    前記位相回転された1組の直交信号成分とする請求項5
    または6に記載の符号検出回路。
  9. 【請求項9】前記位相回転量発生手段は、 前記直交信号成分に同期したクロック信号を、前記複数
    の位相回転量の間隔に応じた分周比で分周する分周手段
    と、 前記分周手段が分周したクロック信号を、前記複数の位
    相回転量の数だけ計数する計数手段とを有し、 前記計数値を前記複数の位相回転量として前記位相回転
    手段に設定する請求項4,6〜8のいずれかに記載の符
    号検出回路。
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