JP3444001B2 - 符号検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＣＤＭＡ(Code Divisi
on Multiple Access) セルラー方式通信システムおよび
これと同等な通信システムにおいて、各基地局が送信す
るパイロット信号に含まれる拡散符号を検出する符号検
出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡセルラー方式通信システムにお
いては、各基地局から、有効なデータではなく、拡散符
号（ＰＮ符号）により変調されたパイロット信号（パイ
ロットチャネル）が常時送信されている。このパイロッ
ト信号は、移動局の受信機において同期検出・維持のた
めに用いられる。パイロット信号には、同周期の異なっ
た疑似乱数系列の２種類のＰＮ符号ｐｎ_i ，ｐｎ_q が用
いられる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、基地局と移動
局との間で同期を確立する際、その初期段階において、
基地局側の送信搬送波信号周波数ω₁ と移動局側の受信
搬送波周波数ω₂ とがずれている場合がある。このよう
な場合、同期確立処理のための計算誤差が大きくなり、
同期検出およびその維持が良好に行えないことがある。

【０００４】本発明は、従来技術の問題点に鑑みてなさ
れたものであり、ＣＤＭＡセルラー方式通信システム等
の基地局と移動局との間の同期検出処理の初期段階にお
ける計算誤差を小さくすることができ、良好に同期検出
およびその維持が可能な符号検出回路を提供することを
目的とする。また、符号検出を高速に行うことができる
符号検出回路と提供することを目的とする。また、符号
検出を低消費電力で行うことができる符号検出回路と提
供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る符号検出回路は、スペクトラム拡散変
調された受信信号に含まれる１組の直交信号成分を、前
記１組の直交信号成分の間の位相回転を打ち消すように
複数の位相回転量でそれぞれ位相回転して直交信号を生
成する位相回転手段と、前記直交信号それぞれを所定の
回数、累加算して累加算値を算出する累加算手段と、前
記直交信号それぞれの累加算値を自乗して自乗値を算出
し、同一の前記位相回転量で位相回転された前記直交信
号の自乗値同士をそれぞれ加算し、前記複数の位相回転
量それぞれに対応する自乗和を算出する自乗和算出手段
と、前記複数の位相回転量それぞれに対応する前記自乗
和を、所定の回数積算して、積算自乗和を算出する積算
自乗和算出手段と、前記自乗和と前記積算自乗和を選択
して出力する選択手段と、前記選択手段により選択され
た前記自乗和または前記積算自乗和の内の最大値を符号
として検出する符号検出手段とを有する。

【０００６】好適には、前記位相回転手段は、前記１組
の直交信号成分それぞれに対応する１組の直交信号を生
成する直交信号生成手段と、前記１組の直交信号それぞ
れを前記複数の位相回転量で位相回転して、前記１組の
直交信号成分それぞれと前記複数の位相回転量それぞれ
とに対応する前記直交信号を生成する直交信号位相回転
手段とを有する。

【０００７】好適には、前記直交信号位相回転手段は、
前記直交信号を１周期ごとに、少なくとも前記位相回転
量の数以上の期間に時分割し、前記期間ごとに前記１組
の直交信号に前記複数の位相回転量それぞれを与える。
好適には、前記期間ごとに前記複数の位相回転量を順
次、前記位相回転手段に設定する位相回転量発生手段を
さらに有し、前記直交信号位相回転手段は、設定された
位相回転量で前記１組の直交信号を位相回転する。

【０００８】好適には、前記位相回転手段は、それぞれ
前記複数の位相回転量の内の１つで前記１組の直交信号
成分を位相回転する複数の直交信号成分位相回転手段と
前記複数の直交信号成分位相回転手段それぞれが位相回
転した前記１組の直交信号成分それぞれから前記１組の
直交信号をそれぞれ生成する複数の直交信号生成手段と
を有し、前記累加算手段は、前記複数の直交信号生成手
段それぞれが生成した前記１組の直交信号それぞれの前
記累加算値をそれぞれ算出する複数の単位累加算手段を
有する。

【０００９】好適には、前記複数の位相回転量を生成
し、前記位相回転手段に設定する位相回転量発生手段を
さらに有し、前記複数の直交信号成分位相回転手段は、
それぞれ設定された位相回転量で前記１組の直交信号成
分を位相回転する。好適には、前記複数の位相回転量の
間隔はπ／２であり、前記位相回転手段は、前記１組の
直交信号の符号を反転する符号反転手段と、前記１組の
直交信号に与える位相回転量に応じて、前記直交信号お
よび符号が反転された前記直交信号の内の２つの値を選
択する直交信号選択手段とを有し、前記直交信号選択手
段により選択された２つの値を前記位相回転された１組
の直交信号とする。

【００１０】好適には、前記複数の位相回転量の間隔は
π／２であり、前記位相回転手段は、前記１組の直交信
号成分の符号を反転する符号反転手段と、前記１組の直
交信号成分に与える位相回転量に応じて、前記直交信号
成分および符号が反転された前記直交信号成分の内の２
つの値を選択する直交信号成分選択手段とを有し、前記
直交信号成分選択手段により選択された２つの値を前記
位相回転された１組の直交信号成分とする。

【００１１】好適には、前記位相回転量発生手段は、前
記直交信号成分に同期したクロック信号を、前記複数の
位相回転量の間隔に応じた分周比で分周する分周手段
と、前記分周手段が分周したクロック信号を、前記複数
の位相回転量の数だけ計数する計数手段とを有し、前記
計数値を前記複数の位相回転量として前記位相回転手段
に設定する。

【００１２】

【作用】位相回転手段は、受信信号に含まれる１組の直
交信号成分（直交成分ｒ_i ，ｒ _q または直交信号Ｉ_i ，
Ｉ_q ）の位相回転を打ち消すように、これらの信号に複
数の位相回転量で位相回転し、直交信号Ｉ，Ｑまたは位
相回転された直交信号Ｉ _p ，Ｑ_p として出力する。累加
算手段は、位相回転手段において複数の位相回転量で位
相回転された１組の直交信号成分それぞれに対応する直
交信号（直交信号Ｉ，Ｑまたは直交信号Ｉ _p ，Ｑ_p ）
を、それぞれ所定の回数、累加算する。自乗和算出手段
は、累加算手段が算出した累加算値をそれぞれ自乗し、
これらの自乗値の内で同一の位相回転量で位相回転され
た１組の直交信号成分に対応する１組の自乗値を加算
し、複数の位相回転量それぞれに対応する自乗和（エネ
ルギー値（ΣＩ）² ＋（ΣＱ）² またはエネルギー値
（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）²）を直交信号の周期ごとに
算出する。符号検出手段は、位相回転量それぞれに対応
する自乗和の最大値を検出して検出符号として出力す
る。

【００１３】

【実施例１】以下、本発明の第１の実施例を説明する。
ＣＤＭＡセルラー通信システムにおいては各基地局か
ら、音声データ等ではなく、拡散符号（ＰＮ符号）のみ
により変調されたパイロット信号と呼ばれる信号が常
時、送信されている。このパイロット信号は、移動局の
受信機で同期検出・維持を行うために用いられる。

【００１４】図１は、上述したパイロット信号の生成過
程を説明する図である。図１に示すように、基地局の送
信部は２種類のＰＮ発生器１１０，１１１を内蔵してい
る。この２種類のＰＮ符号１１０，１１１は同じ周期で
異なった疑似乱数系列の符号を生成する。ＰＮ発生器１
１０が発生したＰＮ符号は、発振器１１４の出力と乗算
器１１２で乗算され、ＰＮ発生器１１１が発生したＰＮ
符号は、発振器１１４の出力がπ／２遅延器１１５にお
いて１／４周期遅延された搬送波信号と乗算器１１３で
乗算される。乗算器１１２，１１３における乗算結果
は、加算器１１６で加算されて送信信号として出力され
る。

【００１５】以下、基地局が生成したパイロット信号
（送信信号ｓ（ｔ））が移動局により受信され、符号が
再生されるまでの処理を説明する。基地局の送信部のＰ
Ｎ発生器１１０が発生したＰＮ符号を符号ｐｎ_i （ｔ）
と記し、ＰＮ発生器１１１が発生したＰＮ符号を符号ｐ
ｎ_q （ｔ）と記し、発振器１１４の出力信号を搬送波信
号ｃｏｓ（ωｔ）と記すと、送信信号ｓ（ｔ）は式１で
表される。

【００１６】

【数１】 ｓ（ｔ）＝ｐｎ_i （ｔ）・ｃｏｓ（ωｔ）＋ｐｎ_q （ｔ）・ｓｉｎ（ωｔ） …式１

【００１７】図１に示した基地局送信部の発振器１１４
が発生した搬送波信号の角周波数を角周波数ω₁ と記
し、その位相を位相ψと記し、ゲインをゲインａ₀ と記
すと、基地局の送信信号ｓ（ｔ）は式２で表される。

【００１８】

【数２】 ｓ（ｔ）＝ａ₀ （ｐｎ_i （ｔ）・ｃｏｓ（ω₁ ｔ＋ψ）） ＋ｐｎ_q （ｔ）・ｓｉｎ（ω₁ ｔ＋ψ）） …式２

【００１９】式２に示した送信信号ｓ（ｔ）は伝送路の
伝搬損失により減衰する。受信点（移動局）における送
信信号ｒ（ｔ）（受信信号ｒ（ｔ））は、減衰量を考慮
した定数ａ₁ と記すと式３で表される。

【００２０】

【数３】 ｒ（ｔ）＝ａ₁ （ｐｎ_i （ｔ）・ｃｏｓ（ω₁ ｔ＋ψ）） ＋ｐｎ_q （ｔ）・ｓｉｎ（ω₁ ｔ＋ψ）） …式３

【００２１】式３で表された受信信号ｒ（ｔ）に、π／
２の位相差を有する搬送波信号ｃｏｓ（ω₂ ｔ），ｓｉ
ｎ（ω₂ ｔ）をそれぞれ乗算して式４，５で表される直
交成分ｒ_i , ｒ_q を得る。

【００２２】

【数４】 ｒ_i ＝ａ₁ （ｐｎ_i （ｔ）・ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ）・ｃｏｓ（ω₂ ｔ） ＋ｐｎ_q （ｔ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ）・ｃｏｓ（ω₂ ｔ）) …式４

【００２３】

【数５】 ｒ_q ＝ａ₁ （ｐｎ_i （ｔ）・ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ）・ｓｉｎ（ω₂ ｔ） ＋ｐｎ_q （ｔ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ）・ｓｉｎ（ω₂ ｔ）) …式５

【００２４】この直交成分ｒ_i ，ｒ_q からローパスフィ
ルタで高周波成分を除去した後のベースバンド成分
ｒ_i ，ｒ_q は式６，７に示す通りとなる。

【００２５】

【数６】 ｒ_i ＝ａ₁ （ｐｎ_i （ｔ）・ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） ＋ｐｎ_q （ｔ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）） …式６

【００２６】

【数７】 ｒ_q ＝ａ₁ （−ｐｎ_i （ｔ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） ＋ｐｎ_q （ｔ）・ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）） …式７

【００２７】次に符号ｐｎ_i （ｔ），ｐｎ_q （ｔ）の値
によって、式８，９に示すように直交信号Ｉ，Ｑを生成
する。

【００２８】

【数８】 Ｉ＝ｒ_i ・ｐｎ_i （ｔ） Ｑ＝ｒ_q ・ｐｎ_q （ｔ） …式８ ただし、ｐｎ_i （ｔ）＝ｐｎ_q （ｔ）である。

【００２９】

【数９】 Ｉ＝ｒ_q ・ｐｎ_q （ｔ） Ｑ＝ｒ_i ・ｐｎ_i （ｔ） …式９ ただし、ｐｎ_i （ｔ）≠ｐｎ_q （ｔ）である。

【００３０】この結果、式１０，１１に示す２つの直交
信号Ｉ，Ｑが得られる。

【００３１】

【数１０】 Ｉ＝ａ₁ ( ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）＋ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）） …式１０

【００３２】

【数１１】 Ｑ＝ａ₁ ( ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂t)-ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）） …式１１

【００３３】直交信号のエネルギー（Ｉ² ＋Ｑ² ）／２
を求めると、式１２に示すようになる。

【００３４】

【数１２】 ｒ_e ＝（Ｉ² ＋Ｑ² ）／２ ＝ａ₁ ² ( ｃｏｓ² （ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） ＋2 ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ−ω² ｔ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） ＋ｓｉｎ² （ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）＋ｃｏｓ² （ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） −２ｃｏｓ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） ＋ｓｉｎ² （ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ））／２ ＝ａ₁ ² （２ｃｏｓ² （ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ） ＋２ｓｉｎ² （ω₁ ｔ＋ψ−ω₂ ｔ））／２ ＝ａ₁ ² …式１２

【００３５】図２は、以上述べた移動局側の処理を実現
する回路を示す図である。受信信号ｒ（ｔ）は、乗算器
１０，１１の第１の入力端子に入力される。乗算器１０
の第２の入力端子には発振器１２が発生した搬送波信号
ｃｏｓ（ω₂ ｔ）が直接入力され、乗算器１１の第２の
入力端子にはπ／２位相遅延回路１３により位相がπ／
２（１／４周期）だけ遅延された搬送波信号ｓｉｎ（ω
₂ ｔ）が入力される。乗算器１０，１１は、それぞれ入
力された２つの信号を乗算し、直交成分ｒ_i ，ｒ_q を出
力する。

【００３６】Ｉ成分抽出回路１４およびＱ成分抽出回路
１５は、それぞれ上述の方法により、乗算信号信号
ｒ_i ，ｒ_q から直交信号Ｉ．Ｑを生成する。自乗和回路
１６は、直交信号Ｉ，Ｑからそのエネルギー値（Ｉ² ＋
Ｑ² ）／２を算出する。以上のように求められた直交信
号Ｉ，Ｑのエネルギー値（Ｉ² ＋Ｑ² ）／２は、１チッ
プ分だけでは対雑音比が低い。従って、実際にはスペク
トル逆拡散を実現する図３に示される回路が用いられ
る。図３に示す回路が図２に示した回路と異なる点は、
直交信号Ｉ，Ｑをそれぞれ積算してから自乗和を計算し
ていることである。図３に示す回路において、受信信号
ｒ（ｔ）は、図２に示した回路と同様に、乗算器２０，
２１に入力され、それぞれ発振器２２が発生する搬送波
信号ｃｏｓ（ωｔ）、および、π／２位相遅延回路２３
により位相がπ／２だけ遅延された搬送波信号ｓｉｎ
（ωｔ）と乗算され、直交成分ｒ_i ，ｒ_q が生成され
る。

【００３７】Ｉ成分抽出回路２４およびＱ成分抽出回路
２５は、それぞれ直交成分ｒ_i ，ｒ _q から直交信号Ｉ，
Ｑを生成する。直交信号Ｉ，Ｑは、それぞれ積算回路２
６，２７により累加算（積算）され、積算信号ΣＩ，Σ
Ｑが生成される。自乗和回路２８は、積算信号ΣＩ，Σ
Ｑをそれぞれ自乗し、そのエネルギー値（ΣＩ）² ＋
（ΣＱ）² を算出する。ここで、送信側と受信側の搬送
波周波数が等しい場合（以上示した各式においてω₁ ＝
ω₂ ）であれば、式１０，１１は式１３，１４に示す通
りとなる。

【００３８】

【数１３】 Ｉ＝ａ₁ （ｃｏｓ（ψ）＋ｓｉｎ（ψ）） …式１３

【００３９】

【数１４】 Ｑ＝ａ₁ ( ｃｏｓ（ψ）−ｓｉｎ（ψ）） …式１４

【００４０】式１３，１４に示した場合において、受信
側の直交信号Ｉ，Ｑは、時間経過によらず一定値とな
る。従って、図３の回路において算出される直交信号
Ｉ，Ｑのエネルギー値Ｅ’は式１５の通りとなる。

【００４１】

【数１５】 Ｅ’＝（（ΣＩ／ｎ）² ＋（ΣＱ／ｎ）² ）／２ ＝（（Σ( ａ₁ ( ｃｏｓ（ψ）−ｓｉｎ( ψ）））／ｎ）² ＋（Σ( ａ₁ ( ｓｉｎ( ψ)+ｃｏｓ( ψ）））／ｎ）² ）／２ ＝ａ₁ ² （（ｃｏｓ（ψ）−ｓｉｎ( ψ））² ＋( ｓｉｎ( ψ）＋ｃｏｓ( ψ））² ／２ ＝ａ₁ ² …式１５

【００４２】このように、送信側および受信側双方の搬
送波信号の周波数ω₁ ，ω₂ が等しい場合には式１５の
結果と式１２の結果とは一致する。しかし、送信側およ
び受信側の搬送波信号の周波数ω₁ ，ω₂ が異なる場合
（ω₁ ≠ω₂ ）、エネルギー値Ｅ’にｃｏｓ( ω₁ ｔ_i
＋ψ−ω₂ ｔ_i ）・ｓｉｎ( ω₁ ｔ_j ＋ψ−ω₂ ｔ_j ）
といった、異なる時刻における信号成分同士を乗算した
成分が生じ、この成分を打ち消すことができないために
式１２，１５の結果が一致せず、これらの結果の間に誤
差を生ずることになる。

【００４３】このため、送信側および受信側の搬送波信
号の周数ω₁ ，ω₂ が異なる場合（ω₁ ≠ω₂ ）に生じ
る誤差は、搬送波信号ω₁ ，ω₂ の周波数の差が大きく
なれはなるほど大きくなる。図２および図３に示した受
信側の回路が、受信信号ｒ（ｔ）に同期して動作してい
る場合には、搬送波信号の周波数ω₁ ，ω₂ の差は充分
に小さくなるので誤差は問題にならないほど小さくな
る。しかし、受信側が受信を開始した直後であって、送
信側との同期が確立されていない場合には、搬送波信号
の周波数ω₁ ，ω₂ の差が大きくなることがある。

【００４４】因みに、搬送波信号ω₁ ，ω₂ の値にもよ
るが、通常ＣＤＭＡセルラー通信システムが運用される
周波数帯においては、これらの差を最大でも０．５ｐｐ
ｍ、好適には、０．２ｐｐｍ以下とする必要がある。し
かしながら、このように高精度な発振器を移動局（移動
端末）内に備えることは、移動端末のコストを著しく挙
げるので現実的ではない。また、図３に示した回路にお
いて、直交信号Ｉ，Ｑの累加算回数（積算回数）を少な
くすると、スペクトル拡散通信方式の特長である拡散利
得を活用できないので、式１５に示す処理において算出
される積算信号ΣＩ，ΣＱのエネルギー値に生じる誤差
が大きくなる。

【００４５】図４に、上記問題を改善した受信側の回路
を示す。図４に示した回路において、乗算器３０，３
１、発振器３２、π／２位相遅延回路３３、Ｉ成分抽出
回路３４、Ｑ成分抽出回路３５、積算回路３６，３７お
よび自乗和回路３８は、図３に示した回路と同様に、受
信信号ｒ（ｔ）から積算信号ΣＩ，ΣＱのエネルギー値
（ΣＩ）² ＋（ΣＱ）² を算出する。

【００４６】積算回路３９は、エネルギー値（ΣＩ）²
＋（ΣＱ）² をさらに累加算し、積算エネルギー値Σ
（（ΣＩ）² ＋（ΣＱ）² ）を算出する。選択器４０
は、ＣＰＵ等から構成されており、このＣＰＵ等の下記
のような指示に従って、自乗和回路３８の出力信号（エ
ネルギー値（ΣＩ）² ＋（ΣＱ）²）または積算回路３
９の出力信号（積算エネルギー値Σ（（ΣＩ）² ＋（Σ
Ｑ） ² ））いずれかを選択して符号出力信号として出力
する。

【００４７】図３に示した回路においては、受信信号か
らＰＮ符号を精度よく検出するために、積算回路３６，
３７における積算回数を、例えば５１２回（５１２チッ
プ区間分）と大きくしなければならない。しかし、受信
側と送信側において搬送波信号周波数ω₁ ，ω₂ に誤差
がある場合には、積算回数を大きくすると誤差が生じ
る。

【００４８】一方、図４に示した回路では、自乗和回路
３８の前後に積算回路３６，３７，３９を設けており、
積算回路３６，３７における積算回数を、例えば６４
回、積算回路３９における積算回数を、例えば８回とす
ると、図３に示した回路で積算回路２６，２７の積算回
数を５１２回に設定した場合と同じ精度を得ることがで
きる。つまり、積算回路３６，３７での積算回数を６４
回と小さく抑えることにより、送信側と受信側の搬送波
周波数ω₁ ，ω₂ の誤差に起因する劣化を抑制し、積算
回路３６，３７における積算回数（６４回）では充分な
対雑音比が得られない場合には、選択器３９でさらに８
回、積算して対雑音比を改善することができる。選択器
４０のＣＰＵ等は、自乗和回路３８の出力信号により充
分な対雑音比が得られる場合には自乗和回路３８の出力
信号を符号出力信号として選択させ、充分な対雑音比が
得られない場合には積算回路３９の出力信号を符号出力
信号として選択させる。

【００４９】積算回路３６，３７の積算回数および積算
回路３９の積算回数は、予想される搬送波信号周波数ω
₁ ，ω₂ の誤差、要求される対雑音比、消費電力によっ
て決定され、固定値とはできない。移動端末の起動時に
は、受信信号に対する同期が確立されていないので、基
地局と移動端末との間の搬送波周波数ω₁ ，ω₂ に差が
生じている。この場合は、図４に示した回路において、
選択器４０は、積算回路３９の出力信号を選択して出力
することになる。移動端末が受信信号の復調を開始し、
同期が確立された後は、基地局と移動端末の搬送波周波
数ω₁ ，ω₂ の差が充分に小さくなっているので、選択
器４０は自乗和回路３８の出力信号を選択して出力すれ
ばよい。図４に示した回路は、図３に示した回路に比べ
て、自乗回路３８の積算回数が非常に少なくなるので消
費電力が少ない。

【００５０】図４に示した回路の積算回路３６，３７に
おいて、直交信号Ｉ，Ｑを６４チップ分積算した場合の
ＰＮ符号の検出結果を図５（ａ）に示す。図５（ａ）に
示す場合には、検出されたＰＮ符号と雑音の分離が不十
分であり、例えば図５（ａ）中に波線で示されるピーク
は雑音に埋もれて検出できない。送信側と受信側で搬送
波信号周波数ω₁ ，ω₂ に誤差がない場合には、図３に
示した回路の積算回路２６，２７において、仮に直交信
号Ｉ，Ｑを５１２チップ分積算すると、図５（ｃ）に示
すようにＰＮ符号を良好に分離することができ、図５
（ａ）の破線で示されるピークが検出できる。

【００５１】図４に示した積算回路３６，３７での積算
回数を６４回（６４チップ分）とし、積算回路３９での
積算回数を８回とすると、符号検出結果は図５（ｂ）に
示す通りとなる。図５（ｃ）に示した積算回路２６，２
７での積算回数を５１２とした場合程には雑音レベルは
小さくならないが、図５（ａ）に示した積算回路３６，
３７での積算回数を６４とした場合に比べ、雑音レベル
の分散（ばらつき）が小さくなりＰＮ符号の分離度が改
善されている。

【００５２】しかし、図４に示した回路を用いる限り、
積算回路３９の積算回数を増やしても、積算回路３６，
３７の積算信号ΣＩ，ΣＱにおいて得られる雑音の平均
レベル（図５（ｂ）に破線で示される水平線のレベル）
を越える信号しか分離できない。従って、例えば図５
（ｂ）に破線で示されるピークは検出できない。

【００５３】

【実施例２】以下、本発明の第２の実施例を説明する。
送信側と受信側との搬送波周波数ω₁ ，ω₂ の誤差によ
る影響は、直交信号Ｉ，Ｑそれぞれにうねりとして現れ
る。図６に示す第２の実施例における本発明に係る符号
検出回路１は、搬送波信号ω₁ ，ω₂ の誤差による影響
を、直交信号Ｉ，Ｑの位相回転を打ち消すことにより取
り除いている。位相回転を打ち消すには、第１の実施例
で説明した式６，７で示される方法と、式１０，１１で
示される方法を用いる場合とがある。以下、これらの方
法を説明する。式６，７を変形すると式１６，１７を得
る。

【００５４】

【数１６】 ｒ_i ＝√２ａ₁ ・ｃｏｓ（−△ωｔ−α） …式１６

【００５５】

【数１７】 ｒ_q ＝√２ａ₁ ・ｓｉｎ（−△ωｔ−α） …式１７ ただし、△ω＝ω₁ −ω₂ 、 α＝ π／４（ｐｎ_i ＝１，ｐｎ_q ＝１），−π／４
（ｐｎ_i ＝１，ｐｎ_q ＝−１），３π／４（ｐｎ_i ＝−
１，ｐｎ_q ＝１），−３π／４（ｐｎ_i ＝−１，ｐｎ_q
＝−１）である。

【００５６】２つの直交信号成分を座標軸とする座標系
を考え、直交成分ｒ_i ，ｒ_q を各要素とする座標
（ｒ_i ，ｒ_q ）は、正の周波数誤差（ω₁ ＞ω₂ ）があ
る場合には時間とともに原点を中心に時計回りに移動す
る。従って、直交成分ｒ_i ，ｒ_q に反時計回りの回転を
与えればこれを打ち消すことが出来る。

【００５７】

【数１８】 Ｒ_P ＝ ＡＲ …式１８ ただし、Ｒ_p は２×１行列であって、Ｒ_p の要素はｒ₁₁
＝ｒ_ip，ｒ₂₁＝ｒ_qp、Ａは２×２行列であって、Ａの要
素は ａ₁₁＝ｃｏｓ（△ωｔ）， ａ₁₂＝−ｓｉｎ（△ωｔ）， ａ₂₁＝ｓｉｎ（△ωｔ）， ａ₂₂＝ｃｏｓ（△ωｔ）、 Ｒは２×１行列であって、Ｒの要素はｒ₁₁＝ｒ_i ，ｒ₂₁
＝ｒ_qである。

【００５８】上式で得られる補正後の直交成分ｒ_ip，ｒ
_qpは、次式で示され、周波数誤差分△ωｔが消去されて
いることが判る。

【００５９】

【数１９】 ｒ_ip＝ａ₁ （ｐｎ_i ・ｃｏｓ（ψ）＋ｐｎ_q ・ｓｉｎ（ψ）） …式１９

【００６０】

【数２０】 ｒ_qp＝ａ₁ （−ｐｎ_i ・ｓｉｎ（ψ）＋ｐｎ_q ・ｃｏｓ（ψ）） …式２０

【００６１】式１８に示した原理を用いて周波数誤差Δ
ωｔの影響を取り除くように構成された本発明に係る符
号検出回路１を図６に示す。なお、符号検出回路１に
は、図２等に示した乗算器、発振器およびπ／２位相遅
延回路が前置されるが、図示の簡略化のために図６にお
いては、これらは省略されている。

【００６２】受信信号ｒ（ｔ）から、第１の実施例に示
した処理により得られた各チップ期間の直交成分ｒ_i ，
ｒ_q は、位相回転器４００に入力される。位相回転器４
００は、直交成分ｒ_i ，ｒ_q を式１８に示した演算を行
うことにより位相回転する。位相回転器４００で位相回
転された直交成分ｒ_ip，ｒ_qpは、それぞれＩ成分抽出回
路４０１およびＱ成分抽出回路４０２に入力される。こ
こで、位相回転器４００において、直交成分ｒ_i ，ｒ_q
に与えられる回転量（周波数誤差Δωｔ）は、位相回転
量発生器４０６により算出され、位相回転器４００に設
定される。

【００６３】Ｉ成分抽出回路４０１およびＱ成分抽出回
路４０２は、それぞれ直交成分ｒ_ip，ｒ_qpに対して式
８，９に示した演算を行い、直交信号Ｉ，Ｑが生成され
る。積算回路４０３，４０４は、直交信号Ｉ，Ｑを所定
のチップ区間分だけ順次、積算し、積算信号ΣＩ，ΣＱ
を生成する。自乗和回路４０５は、積算信号ΣＩ，ΣＱ
をそれぞれ自乗し、自乗した積算信号を加算して順次、
積算信号ΣＩ，ΣＱのエネルギー値（ΣＩ）² ＋（Σ
Ｑ）²を算出する。

【００６４】以下、符号検出回路１の変形例を説明す
る。第１の実施例において説明した式１０，１１を変形
すると式２１，２２が得られる。

【００６５】

【数２１】 Ｉ＝√２ａ₁ ・ｃｏｓ（−△ωｔ−ψ＋π／４） …式２１ ただし、△ω＝ω₁ −ω₂ である。

【００６６】

【数２２】 Ｑ＝√２ａ₁ ・ｓｉｎ（−△ωｔ−ψ＋π／４） …式２２ ただし、△ω＝ω₁ −ω₂ である。

【００６７】式２１，２２から、２つの直交信号を座標
軸とし、直交信号Ｉ，Ｑを要素とする座標（Ｉ，Ｑ）
は、時間とともに原点を中心に時計回りに移動すること
が判る。従って、直交信号Ｉ，Ｑに反時計回りの回転を
与て直交信号Ｉ，Ｑの位相回転を打ち消すことが出来
る。

【００６８】

【数２３】 Ｑ＝ＢＣ …式２３ ただし、Ｑは２×１行列であって、Ｑの要素はｐ₁₁＝Ｉ
_p ，ｐ₂₁＝Ｑ_p 、Ｂは２×２行列であって、Ｂの要素は ｂ₁₁＝ｃｏｓ（△ωｔ）， ｂ₁₂＝−ｓｉｎ（△ωｔ）， ｂ₂₁＝ｓｉｎ（△ωｔ）， ｂ₂₂＝ｃｏｓ（△ωｔ）、 Ｃは２×１行列であって、Ｃの要素はｃ₁₁＝Ｉ，ｃ₂₁＝
Ｑである。

【００６９】式２３により得られる位相回転された直交
信号Ｉ_p ，Ｑ_p は、式２４，２５に示される通りとな
り、次式となり周波数誤差△ωｔは消去される。

【００７０】

【数２４】 Ｉ_p ＝ａ₁ （ｃｏｓ（ψ）＋ｓｉｎ（ψ）） …式２４

【００７１】

【数２５】 Ｑ_p ＝ａ₁ （ｃｏｓ（ψ）−ｓｉｎ（ψ）） …式２５

【００７２】従って式２３に示す演算によっても送信側
と受信側の搬送波周波数ω₁ ，ω₂の差（周波数誤差Δ
ωｔ）を打ち消すことができる。

【００７３】以上説明した原理に基づいて直交信号Ｉ，
Ｑを位相回転して周波数誤差Δωｔを打ち消すように構
成した符号検出回路２を図７に示す。なお、図７におい
ても、図６と同様に、符号検出回路２に前置される乗算
回路等は省略されている。

【００７４】受信信号ｒ（ｔ）から得られた各チップ区
間の直交成分ｒ_i ，ｒ_q は、それぞれＩ成分抽出回路２
００およびＱ成分抽出回路２０１に入力される。Ｉ成分
抽出回路２００およびＱ成分抽出回路２０１は、それぞ
れ式８，９に示した演算を行い、直交信号Ｉ，Ｑを生成
する。位相回転器２０２は、直交信号Ｉ，Ｑを式２３に
示した演算により位相回転し、位相回転された直交信号
Ｉ_p ，Ｑ_p を生成する。ここで、位相回転量発生器２０
６は、位相回転器２０２における位相回転量（周波数誤
差Δωｔ）を算出して位相回転器２０２に設定する。

【００７５】積算回路２０２，２０３は、位相回転され
た直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p を所定のチップ期間だけ積算して
積算信号ΣＩ_p ，ΣＱ_p を順次、生成する。自乗和回路
２０５は、積算信号ΣＩ_p ，ΣＱ_p それぞれを自乗し、
加算して積算信号ΣＩ_p ，ΣＱ_p のエネルギー値（ΣＩ
_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² を順次、算出する。

【００７６】

【実施例３】以下、本発明の第３の実施例を説明する。
図８は、第３の実施例における本発明に係る符号検出回
路３の構成を示す図である。なお、符号検出回路１，２
と同様に、符号検出回路３には受信信号ｒ（ｔ）から直
交成分ｒ_i ，ｒ_q を生成する回路が前置されるが、図示
の簡略化のために図８においては省略されている。

【００７７】受信信号ｒ（ｔ）から得られた直交成分ｒ
_i ，ｒ_q は、それぞれＩ成分抽出回路２２０およびＱ成
分抽出回路２２１に入力される。Ｉ成分抽出回路２２０
およびＱ成分抽出回路２２１は、それぞれ式８，９に示
した演算を行い、直交信号Ｉ，Ｑを生成する。

【００７８】位相回転器２２２は、式２３に示した演算
により直交信号Ｉ，Ｑを位相回転し、位相回転された直
交信号Ｉ_p ，Ｑ_p を生成する。ここで、位相回転量発生
器２２６は、位相回転器２２２における位相回転量（式
２３における周波数誤差Δωｔ）を、制御回路２３１か
ら入力される指示データに基づいて生成し、位相回転器
２２２に設定する。積算回路２２３，２２２は、それぞ
れ直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p を、予め決められたチップ区間分
だけ積算し、積算信号ΣＩ_p ，ΣＱ_p を生成する。自乗
和回路２２５は、積算信号ΣＩ_p ，ΣＱ_p をそれぞれ自
乗し、自乗結果を加算して積算信号ΣＩ_p ，ΣＱ_p のエ
ネルギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² を算出する。

【００７９】自乗和回路２２５により算出された積算信
号ΣＩ_p ，ΣＱ_p のエネルギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ
_p ）² はレジスタ２２７，２２８，２２９に入力され、
制御回路２３１からレジスタ２２７，２２８，２２９に
入力される書き込み信号が示すタイミングでそれぞれ記
憶される。選択回路２３０には、制御回路２３１が指示
するタイミングでレジスタ２２７，２２８，２２９に記
憶されたエネルギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² が入
力され、波形反転回路２３０は、これらのエネルギー値
（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ） ² の内、最も値が大きいもの
を選択して最終検出出力として出力する。

【００８０】ここで、制御回路２３１は、同一のＰＮタ
イミングについて、位相回転量発生器２２６に対して３
種類の異なった指示データを出力し、位相回転量発生器
２２６は、これらの指示データに基づいて、３種類の異
なった位相回転量を位相回転器２２２に設定する。位相
回転器２２２は、同一のＰＮタイミングについて、３種
類の異なった位相回転を直交信号Ｉ，Ｑに対して与え、
それぞれ３種類の位相回転された直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p を
積算回路２２３，２２４に対して出力する。従って、積
算回路２２３，２２４および自乗和回路２２５は、これ
ら３種類の直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p に対応するエネルギー値
（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² を算出し、レジスタ２２
７，２２８，２２９に対して出力することになる。

【００８１】制御回路２３１は、書き込み信号によりレ
ジスタ２２７，２２８，２２９が直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p を
記憶するタイミングを調節し、３種類の直交信号Ｉ_p ，
Ｑ_pの内、第１の直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p に対応するエネル
ギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ _p ）² をレジスタ２２７に
記憶させ、第２の直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p に対応するエネル
ギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² をレジスタ２２８に
記憶させ、第３の直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p に対応するエネル
ギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² をレジスタ２２９に
記憶させる。この結果、レジスタ２２７、２２８、２２
９には異なる位相回転量で位相回転された直交信号
Ｉ_p ，Ｑ_p が記憶されることになる。

【００８２】波形反転回路２３０が、レジスタ２２７，
２２８，２２９に記憶されたこれらのエネルギー値（Σ
Ｉ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）² の内の最大のものを選択するこ
とにより、位相回転器２２２において最適に位相回転さ
れた直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p のエネルギー値（ΣＩ_p ）² ＋
（ΣＱ_p ）² が最終的なＰＮ符号（最終検出出力）とし
て出力される。符号検出回路３を上述のように構成する
ことにより、周波数誤差Δωｔが未知である場合にも良
好なＰＮ符号の検出が可能となる。なお、第３の実施例
には、３種類の位相回転量を用いる場合を示したが、位
相回転量の種類を２種類あるいは４種類以上にし、レジ
スタの数およびレジスタに対する制御を適切に変更する
ことにより、さらに細かい間隔で直交信号Ｉ，Ｑに対す
る位相回転を行うことができるように構成してもよい。

【００８３】

【実施例４】以下、本発明の第４の実施例を説明する。
図９は、第４の実施例における本発明に係る符号検出回
路４の構成を示す図である。なお、符号検出回路１，
２，３と同様に、符号検出回路４には受信信号ｒ（ｔ）
から直交成分ｒ_i ，ｒ_q を生成する回路が前置される
が、図示の簡略化のために図９においては省略されてい
る。

【００８４】受信信号ｒ（ｔ）から得られた直交成分ｒ
_i ，ｒ_q は、それぞれＩ成分抽出回路２４０およびＱ成
分抽出回路２４１に入力される。Ｉ成分抽出回路２４０
およびＱ成分抽出回路２４１は、式８，９に示した演算
により直交信号Ｉ，Ｑを生成する。位相回転器２４２，
２４３，２４４は、それぞれ異なった位相回転量で式２
３に示した演算を行い、直交信号Ｉ，Ｑを位相回転し、
３種類の位相回転された直交信号Ｉ_p ，Ｑ_p を生成す
る。なお、位相回転量発生器２５５が、３種類の異なっ
た位相回転量（式２３における周波数誤差Δωｔ）を生
成し、それぞれの位相回転量を位相回転器２４２，２４
３，２４４に設定する。

【００８５】積算回路２４５，２４７，２４９および積
算回路２４６，２４８，２５０は、それぞれ位相回転器
２４２，２４３，２４４から入力された直交信号Ｉ_p ，
Ｑ_pを所定のチップ区間分ずつ積算し、積算信号Σ
Ｉ_p ，ΣＱ_p を生成する。自乗和回路２５１，２５２，
２５３は、それぞれ積算回路２４５，２４７，２４９お
よび積算回路２４６，２４８，２５０が算出した積算信
号ΣＩ_p ，ΣＱ_pに対応するエネルギー値（ΣＩ_p ）²
＋（ΣＱ_p ）² を生成する。選択回路２５４は、自乗和
回路２５１，２５２，２５３それぞれが算出したエネル
ギー値の内、最大のものを最終的なＰＮ符号として出力
する。なお、符号検出回路４は、３組の位相回転器、積
算回路および自乗和回路を有し、３種類の位相回転量を
直交信号Ｉ，Ｑに与えるように構成されているが、これ
らを４組以上として２組として２種類あるいは４種類以
上の位相回転量を直交信号Ｉ，Ｑに対して与えてＰＮ符
号を検出するように構成してもよい。あるいは、位相回
転器の内の一つが直交信号Ｉ，Ｑに与える位相回転量を
０としてもよい。この場合、位相回転量０の位相回転器
は省略可能である。

【００８６】

【実施例５】以下、本発明の第５の実施例を説明する。
図１０は、第５の実施例における本発明に係る符号検出
回路５の構成を示す図である。なお、符号検出回路１〜
４と同様に、符号検出回路５には受信信号ｒ（ｔ）から
直交成分ｒ_i ，ｒ_q を生成する回路が前置されるが、図
示の簡略化のために図１０においては省略されている。

【００８７】図１０に示す符号検出回路５の各構成部分
の内、位相回転器４２０、Ｉ成分抽出回路４２１、Ｑ成
分抽出回路４２２、積算回路４２３，４２４、制御回路
４３１、位相回転量発生器４２６、レジスタ４２７，４
２８，４２９および選択回路４３０は、それぞれ第３の
実施例において図８に示した符号検出回路３の位相回転
器２２２、Ｉ成分抽出回路２２０、Ｑ成分抽出回路２２
１、積算回路２２３，２２４、制御回路２３１、位相回
転量発生器２２６、レジスタ２２７，２２８，２２９お
よび選択回路２３０に対応しており、同様の動作を行
う。このように、符号検出回路５と符号検出回路３の構
成は類似するが、Ｉ成分抽出回路およびＱ成分抽出回路
と位相回転器の位置が入れ替わっている点で異なってい
る。

【００８８】以下、符号検出回路５の動作を説明する。
受信信号ｒ（ｔ）から得られた直交成分ｒ_i ，ｒ_q は位
相回転器４２０に入力される。制御回路４３１は、同一
チップ区間において、位相回転量発生器４２６に対して
３種類の異なった指示データを出力し、位相回転量発生
器４２６は、これらの指示データに基づいて、３種類の
異なった位相回転量を位相回転器４２２に設定する。

【００８９】位相回転器４２２は、同一チップ区間にお
いて、３種類の異なった位相回転を直交成分ｒ_i ，ｒ_q
に対して与え、それぞれ３種類の位相回転された直交成
分ｒ _ip，ｒ_qpを積算回路４２３，４２４に対して出力す
る。Ｉ成分抽出回路４２１、Ｑ成分抽出回路４２２、積
算回路４２３，４２４および自乗和回路４２５は、これ
ら３種類の直交成分ｒ_ip，ｒ_qpそれぞれに対応する直交
信号Ｉ，Ｑのエネルギー値（ΣＩ_p ）² ＋（ΣＱ_p ）²
を算出し、これら３種類のエネルギー値（ΣＩ_p ）² ＋
（ΣＱ_p ）² はレジスタ４２７，４２８，４２９に記憶
される。選択回路４３０は、レジスタ４２７，４２８，
４２９に記憶されたこれらのエネルギー値（ΣＩ_p ）²
＋（ΣＱ_p ）² の内、最大のものを最終的なＰＮ符号と
して出力する。以上述べたように符号検出回路５を構成
することにより、符号検出回路３と同等の性能を実現す
ることができる。なお、符号検出回路５に対しても、符
号検出回路３の同様な変形が可能である。

【００９０】

【実施例６】以下、本発明の第６の実施例を説明する。
図１１は、第６の実施例における本発明に係る符号検出
回路６の構成を示す図である。なお、符号検出回路１〜
５と同様に、符号検出回路６には受信信号ｒ（ｔ）から
直交成分ｒ_i ，ｒ_q を生成する回路が前置されるが、図
示の簡略化のために図１１においては省略されている。

【００９１】図１１に示す符号検出回路６は、第４の実
施例に示した符号検出回路４の変形例であって、符号検
出回路６の位相回転器４４０，４４１，４４２、Ｉ成分
抽出回路４４３，４４４，４４５、Ｑ成分抽出回路４４
６，４４７，４４８、積算回路４４９，４５０，４５
１、積算回路４５２，４５３，４５４、自乗和回路４５
５，４５６，４５７および選択回路４５８は、それぞれ
符号検出回路４の位相回転器２４２，２４３，２４４、
Ｉ成分抽出回路２４０、Ｑ成分抽出回路２４１、積算回
路２４５，２４６，２４７、積算回路２４８，２４９，
２５０、自乗和回路２５１，２５２，２５３および選択
回路２５４に対応し、同様な動作を行う。このように、
符号検出回路６と符号検出回路４とは類似の構成となっ
ているが、Ｉ成分抽出回路およびＱ成分抽出回路と位相
回転器との位置が入れ替わっている点で異なっている。

【００９２】受信信号ｒ（ｔ）から得られた直交成分ｒ
_i ，ｒ_q は、位相回転器４４０，４４１，４４２に入力
される。位相回転量発生器４５９は、３種類の異なった
位相回転量（式２３における周波数誤差Δωｔ）を生成
し、それぞれの位相回転量を位相回転器４４０，４４
１，４４２に設定する。位相回転器４４０，４４１，４
４２は、それぞれ位相回転量発生器４５９により設定さ
れた位相回転量で式２３に示した演算を行い、直交成分
ｒ_i ，ｒ_q を位相回転し、３種類の位相回転された直交
成分ｒ_ip，ｒ_qpを生成する。Ｉ成分抽出回路４４３，４
４４，４４５およびＱ成分抽出回路４４６，４４７，４
４８は、それぞれ位相回転器４４０，４４１，４４２か
ら入力された直交成分ｒ_ip，ｒ_qpに対して式８，９に示
した演算を行い、直交信号Ｉ，Ｑを生成する。

【００９３】積算回路４４９，４５０，４５１および積
算回路４５２，４５３，４５４は、それぞれＩ成分抽出
回路４４３，４４４，４４５およびＱ成分抽出回路４４
６，４４７，４４８から入力された直交信号Ｉ，Ｑを所
定のチップ区間分ずつ積算し、積算信号ΣＩ，ΣＱを生
成する。自乗和回路４５５，４５６，４５７は、それぞ
れ積算回路４４９，４５０，４５１および積算回路４５
２，４５３，４５４が算出した積算信号ΣＩ，ΣＱに対
応するエネルギー値（ΣＩ）² ＋（ΣＱ）² を生成す
る。選択回路４５８は、自乗和回路４５５，４５６，４
５７それぞれが算出したエネルギー値の内、最大のもの
を最終的なＰＮ符号として出力する。なお、符号検出回
路６に対しても、符号検出回路４等に対してと同様な変
形が可能である。

【００９４】

【実施例７】以下、本発明の第７の実施例を説明する。
図１２は、第７の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器７の構成を示す図である。図１３は、図１２に
示した位相回転量発生器７が生成する位相回転量を示す
図である。位相回転量発生器７は、例えば第４の実施例
において図９に示した符号検出回路４において、位相回
転量発生器２５５の代わりに用いられる。図１２に示す
ように、位相回転量発生器７は、外部から分周比Ｍが設
定される初段のカウンタ３４０と分周比Ｎの次段のカウ
ンタ３４１（Ｍ，Ｎは整数）とから構成されており、受
信信号ｒ（ｔ）に含まれるＰＮ符号のチップ区間に同期
したクロック信号に同期して計数値をカウントアップま
たはカウントダウンし、位相回転器における演算で用い
られる位相回転量を生成し、位相回転器に設定する。

【００９５】位相回転量発生器７が生成する位相回転量
は図１３に示すようになる。位相回転器が直交信号Ｉ，
Ｑまたは直交成分ｒ_i ，ｒ_q に与える位相回転量は、０
〜２πの範囲内となる。この位相回転量をカウンタ３４
１の計数値０〜Ｎ−１に比例対応させる。つまり、カウ
ンタ３４１の計数値ｎ（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｎは整数）と
すると、位相回転量（式１８等における周波数誤差Δω
ｔ）は、Δωｔ＝２ｎπ／Ｎと表すことができる。

【００９６】上述のようにカウンタ３４０の分周比Ｍは
可変であり、これを変えることによって位相回転量を調
整することができる。つまり、カウンタ３４０の分周比
を小さくするとＮ分周カウンタの計数が速くなり、位相
回転量発生器７から出力される位相回転量は大きくな
る。またカウンタ３４１をカウントダウンさせると負の
位相回転量に位相回転量発生器７を対応させることがで
きる。

【００９７】位相回転量発生器７を、カウンタ３４０，
３４１を用いた２段構成とすることにより、２段目のカ
ウンタ３４１の計数値を常に０〜Ｎ−１の範囲内とする
ことができるので、位相回転器との入出力の整合を容易
にとることができる。また、位相回転量発生器を１段構
成とした場合と比べ、計数値の範囲が分周値の変更に伴
って変化しないので、図１３に示すような計数値と位相
回転量との対応を示すテーブルが一種類で済む。

【００９８】

【実施例８】以下、本発明の第８の実施例を説明する。
図１４は、第８の実施例おける本発明に係る位相回転器
８の構成を示す図である。位相回転器８は、例えば第３
の実施例で図８に示した符号検出回路３の位相回転器２
２２を簡略化した変形例であって、位相回転器２２２の
代わりに用いられる。

【００９９】位相回転器８により位相回転される直交信
号Ｉ，Ｑまたは直交成分ｒ_i ，ｒ_q（信号ｘ_i ，ｘ_q ）
は、それぞれ符号反転回路２６２，２６３および選択器
２６４，２６５に入力される。符号反転回路２６２，２
６３は、それぞれ入力された信号ｘ_i ，ｘ_q の符号を反
転して信号−ｘ_i ，−ｘ_q を生成する。選択器２６４，
２６５は、表１に示す規則に従って信号ｘ_i ，ｘ_q ，−
ｘ_i ，−ｘ_q を選択して出力し、位相回転された直交信
号Ｉ_p ，Ｑ_p または直交成分ｒ _ip，ｒ_qp（信号ｙ_i ，ｙ
_q ）として出力する。

【０１００】

【表１】 表１ 位相回転量（２ビット）と位相回転器の出力の関係 位相回転量 ：選択器２６４の出力：選択器２６５の出力 ００（０） ： ｘ_i ： ｘ_q ０１（π／２） ： −ｘ_q ： ｘ_i １０（π） ： −ｘ_i ： −ｘ_q １１（３π／４） ： ｘ_q ： −ｘ_i

【０１０１】つまり、選択器２６４，２６５は、位相回
転量発生器２６９が発生する２ビットの位相回転量デー
タ（００）は位相回転量０を示し、（０１）は位相回転
量π／２を示し、（１０）は位相回転量πを示し、（１
１）は位相回転量３π／２を示す。これは式２６で表さ
れる位相回転行列Ｐの位相回転量（周波数誤差Δωｔ）
に０，π／２，π，３π／２を代入することによって得
られる。位相回転行列Ｐの各成分が０か±１の値である
ため、位相回転器８の構成は非常に簡単になっている。

【０１０２】

【数２６】Ｐは２×２行列であって、Ｐの各要素は、 ｐ₁₁＝ｃｏｓ（△ωｔ）， ｐ₁₂＝−ｓｉｎ（△ωｔ）， ｐ₂₁＝ｓｉｎ（△ωｔ）， ｐ₂₂＝ｃｏｓ（△ωｔ）である。 …式２６

【０１０３】

【実施例９】以下、本発明の第９の実施例を説明する。
図１５は、第９の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器９の構成を示す図である。位相回転量発生器９
は、第７の実施例に示した位相回転量発生器７の変形例
であって、位相回転量発生器９のカウンタ３５０，３５
１は、位相回転量発生器７のカウンタ３４０，３４１に
対応しており、同じ動作を行う。位相回転量発生器９
は、第３の実施例で図８に示した符号検出回路３におい
て、位相回転器２２２の代わりに用いられる第８の実施
例で図１４に示した位相回転器８とともに、位相回転量
発生器２２６に置き換えられる。

【０１０４】上述のように、位相回転量発生器９は位相
回転器８とともに用いられるので、位相回転器８の動作
に適合した構成、つまり、外部から分周比Ｍが設定され
る初段のカウンタ３５０と分周比４のカウンタ３５１
（Ｍは整数）とから構成されており、位相回転量発生器
７と同様に、受信信号ｒ（ｔ）に含まれるＰＮ符号のチ
ップ区間に同期したクロック信号に同期して計数値をカ
ウントアップまたはカウントダウンし、位相回転器にお
ける演算で用いられる位相回転量を生成し、位相回転器
に設定する。

【０１０５】以上説明した各実施例に示した本発明に係
る符号検出回路３〜６、位相回転量発生器７，９および
位相回転器８を用いることにより、送信側（基地局）と
受信側（移動端末）の搬送波周波数ω₁ ，ω₂ に誤差が
生じていても、移動端末は基地局が送信するＰＮ符号を
確実に検出することが可能である。

【０１０６】また、実施例３，５に示した符号検出回路
３，５のように、１組のＩ成分抽出回路、Ｑ成分抽出回
路、位相回転器、積算回路および自乗和回路（検出回
路）を、位相回転器に設定する位相回転量を変更しなが
ら用いることにより、回路規模を小さく、消費電力が小
さい符号検出回路を提供することができる。一方、実施
例４，６に示した符号検出回路４，６のように、複数の
検出回路を並列的に動作させることにより、高速な符号
検出回路を提供することができる。符号検出回路３，５
および符号検出回路４，６のいずれかを用途に応じて選
択して用いることにより、本発明に係る符号検出回路は
広範な用途に対応可能である。

【０１０７】なお、移動局が生成する搬送波周波数ω₂
が基地局の搬送波周波数ω₁ と誤差を生じるのは移動局
がわが受信開始後、同期が確立するまでの間であって、
その後これらの周波数には問題となる誤差は生じない。
従って、符号検出回路３，５を用いる場合には、送信側
と受信側との間で同期が確立し、ＰＮ符号以外の実効的
なデータの復調が始まるまでは各周波数誤差に対応した
設定で複数回検出回路を動作させ、実効的なデータのデ
ータ復調が始まり、周波数誤差がなくなった場合には、
この状態に対応する設定とするように符号検出回路３，
５を変形することにより、その後のＰＮ符号検出時間を
短縮することができる。

【０１０８】また、符号検出回路４，６を用いた場合に
は、データの復調が始まった後は、周波数誤差がない場
合に対応する検出回路のみを動作させることにより、消
費電力を低減することができる。なお、以上説明した実
施例においては、図１に示した回路を用いてＣＤＭＡセ
ルラー通信システムの基地局がパイロット信号を送信す
る場合について説明したが、図１６に示す回路により２
相ＰＳＫ方式の信号を送信する場合であっても、本発明
の技術的思想の範囲内の変形により符号検出回路３〜６
と同様に符号を検出することができる。

【０１０９】

【発明の効果】以上述べたように、本発明に係る符号検
出回路によれば、ＣＤＭＡセルラー方式通信システム等
の基地局と移動局との間の同期検出処理の初期段階にお
ける計算誤差を小さくすることができ、良好に同期検出
およびその維持が可能である。また、本発明に係る符号
検出回路によれば、符号検出を高速に、低消費電力で行
うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＣＤＭＡセルラー通信システムで用いられるパ
イロット信号の生成過程を説明する図である。

【図２】図１に示した生成過程により生成されたパイロ
ット信号を受信する移動局側の処理を実現する回路を示
す図である。

【図３】図２に示した回路の符号検出特性を改善した回
路である。

【図４】図３に示した回路の符号検出特性をを改善した
回路である。

【図５】図４に示した回路によるＰＮ符号の検出特性を
示す図である。

【図６】第２の実施例における本発明に係る符号検出回
路の構成を示す図である。

【図７】直交信号Ｉ，Ｑを位相回転して周波数誤差Δω
ｔを打ち消すように構成した符号検出回路の構成を示す
図である。

【図８】第３の実施例における本発明に係る符号検出回
路の構成を示す図である。

【図９】第４の実施例における本発明に係る符号検出回
路の構成を示す図である。

【図１０】第５の実施例における本発明に係る符号検出
回路の構成を示す図である。

【図１１】第６の実施例における本発明に係る符号検出
回路の構成を示す図である。

【図１２】第７の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器の構成を示す図である。

【図１３】図１２に示した位相回転量発生器が生成する
位相回転量を示す図である。

【図１４】第８の実施例おける本発明に係る位相回転器
の構成を示す図である。

【図１５】第９の実施例における本発明に係る位相回転
量発生器の構成を示す図である。

【図１６】２相ＰＳＫ方式の信号を送信する回路を示す
図である。

【符号の説明】

１，２，３，４，５，６…符号検出回路 ７，９…位相回転量発生器 ８…位相回転器 １０，１１，２０，２１，３０，３１，１０１，１１
２，１１３…乗算器１２ ２２，３２，１０２，１１４…発振器 １３，２３，３３，１１５…π／２遅延回路 １４，２４，３４，２００，２２０，２４０，４０１，
４２１，４４３，４４４，４４５…Ｉ成分抽出回路 １５，２５，３５，２０１，２２１，２４１，４０２，
４２２，４４６，４４７，４４８…Ｑ成分抽出回路 １６，２８，３８，２０５，２２５，２５１，２５２，
２５３，４０５，４２５，４５５，４５６，４５７…自
乗和回路 ２６，２７，３６，３７，３９，２０３，２０４，２２
３，２２４，２４５，２４６，２４７，２４８，２４
９，２５０，４０３，４０４，４２３，４２４，４４
９，４５０，４５１，４５２，４５３，４５４…積算回
路 ２０２，２２２，２２６，２４２，２４３，２４４，４
００，４２０，４２６，４４０，４４１，４４２・・位
相回転器 ２０６，２２６，２５５，２６９，４０６，４５９…回
転位相量発生器 ２３１，４３１…制御回路 ２２７，２２８，２２９，４２７，４２８，４２９…レ
ジスタ ２３０，２５４，４３０，４５８…選択回路 ４０，２６４，２６５…選択器 １００，１１０，１１１…ＰＮ発生器 １１６…加算器 ２６２，２６３…符号反転回路 ３４０，３４１，３５０，３５１…カウンタ

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スペクトラム拡散変調された受信信号に含
   まれる１組の直交信号成分を、前記１組の直交信号成分
   の間の位相回転を打ち消すように複数の位相回転量でそ
   れぞれ位相回転して直交信号を生成する位相回転手段
   と、 前記直交信号それぞれを所定の回数、累加算して累加算
   値を算出する累加算手段と、 前記直交信号それぞれの累加算値を自乗して自乗値を算
   出し、同一の前記位相回転量で位相回転された前記直交
   信号の自乗値同士をそれぞれ加算し、前記複数の位相回
   転量それぞれに対応する自乗和を算出する自乗和算出手
   段と、前記複数の位相回転量それぞれに対応する前記自乗和
   を、所定の回数積算して、積算自乗和を算出する積算自
   乗和算出手段と 、前記自乗和と前記積算自乗和を選択して出力する選択手
   段と 、前記選択手段により選択された前記自乗和または前記積
   算自乗和 の内の最大値を符号として検出する符号検出手
   段とを有する符号検出回路。
2. 【請求項２】前記位相回転手段は、 前記１組の直交信号成分それぞれに対応する１組の直交
   信号を生成する直交信号生成手段と、 前記１組の直交信号それぞれを前記複数の位相回転量で
   位相回転して、前記１組の直交信号成分それぞれと前記
   複数の位相回転量それぞれとに対応する前記直交信号を
   生成する直交信号位相回転手段とを有する請求項１に記
   載の符号検出回路。
3. 【請求項３】前記直交信号位相回転手段は、前記直交信
   号を１周期ごとに、少なくとも前記位相回転量の数以上
   の期間に時分割し、前記期間ごとに前記１組の直交信号
   に前記複数の位相回転量それぞれを与える請求項２に記
   載の符号検出回路。
4. 【請求項４】前記期間ごとに前記複数の位相回転量を順
   次、前記位相回転手段に設定する位相回転量発生手段を
   さらに有し、 前記直交信号位相回転手段は、設定された位相回転量で
   前記１組の直交信号を位相回転する請求項１〜３のいず
   れかに記載の符号検出回路。
5. 【請求項５】前記位相回転手段は、 それぞれ前記複数の位相回転量の内の１つで前記１組の
   直交信号成分を位相回転する複数の直交信号成分位相回
   転手段と前記複数の直交信号成分位相回転手段それぞれ
   が位相回転した前記１組の直交信号成分それぞれから前
   記１組の直交信号をそれぞれ生成する複数の直交信号生
   成手段とを有し、 前記累加算手段は、 前記複数の直交信号生成手段それぞれが生成した前記１
   組の直交信号それぞれの前記累加算値をそれぞれ算出す
   る複数の単位累加算手段を有する請求項１に記載の符号
   検出回路。
6. 【請求項６】前記複数の位相回転量を生成し、前記位相
   回転手段に設定する位相回転量発生手段をさらに有し、 前記複数の直交信号成分位相回転手段は、それぞれ設定
   された位相回転量で前記１組の直交信号成分を位相回転
   する請求項５に記載の符号検出回路。
7. 【請求項７】前記複数の位相回転量の間隔はπ／２であ
   り、 前記位相回転手段は、 前記１組の直交信号の符号を反転する符号反転手段と、 前記１組の直交信号に与える位相回転量に応じて、前記
   直交信号および符号が反転された前記直交信号の内の２
   つの値を選択する直交信号選択手段とを有し、 前記直交信号選択手段により選択された２つの値を前記
   位相回転された１組の直交信号とする請求項２〜４のい
   ずれかに記載の符号検出回路。
8. 【請求項８】前記複数の位相回転量の間隔はπ／２であ
   り、 前記位相回転手段は、 前記１組の直交信号成分の符号を反転する符号反転手段
   と、 前記１組の直交信号成分に与える位相回転量に応じて、
   前記直交信号成分および符号が反転された前記直交信号
   成分の内の２つの値を選択する直交信号成分選択手段と
   を有し、 前記直交信号成分選択手段により選択された２つの値を
   前記位相回転された１組の直交信号成分とする請求項５
   または６に記載の符号検出回路。
9. 【請求項９】前記位相回転量発生手段は、 前記直交信号成分に同期したクロック信号を、前記複数
   の位相回転量の間隔に応じた分周比で分周する分周手段
   と、 前記分周手段が分周したクロック信号を、前記複数の位
   相回転量の数だけ計数する計数手段とを有し、 前記計数値を前記複数の位相回転量として前記位相回転
   手段に設定する請求項４，６〜８のいずれかに記載の符
   号検出回路。