CN1151228A - 扩频通信系统中的自适应扇区划分 - Google Patents

Abstract

一种对数字蜂窝式通信系统内的信道源自适应划分扇区的系统和方法。系统使用了天线阵列，可至少提供第一和第二电磁波束，以便接收多用户中某特定用户发送的第一信息信号，产生第一和第二接收信号。然后，波束形成网和开关矩阵从第一和第二接收信号中产生第一组波束形成信号。解调接收机用于至少解调第一组波束形成信号内的第一和第二波束形成信号，产生第一和第二解调信号。系统还包括一跟踪网，可对多路径信息信号进行跟踪。

Description

扩频通信系统中的自适应扇区划分

技术领域

本发明涉及使用扩频信号的通信系统，尤其涉及一种扩频通信系统内新改进的自适应扇区划分的方法和装置。

背景技术

通信系统已经发展到可以从基地台单元向物理上不同的用户或者用户单元传输信息信号。模拟和数字方法都已用来在链接基地台和用户单元的通信信道上传输这种信息信号。数字方法相对于模拟技术有几种优点，包括例如改善对信道噪声和干扰的抗扰性、提高容量以及通过用户加密来改善通信的保密性。

在通信信道上以两种方向中的一种方向传信息信号时，信息信号首先转换成适于在信道上有效传输的形式。对信息信号的转换或者调制涉及到根据信息信号以这样的方式来改变载波的一项参数，即使得到的调制载波的频谱限制在信道带宽内。在接收单元，根据在信道上传播之后接收到的调制载波的型式(version)复制出原始的消息信号。这种复制通常是用消息传输期间所用的调制过程的逆过程来实现的。

调制还有助于多路传输，即在同一信道上同时传输几个信号。多路传输通信系统一般包括多个需要间歇服务而不是连续访问通信信道的远程用户单元。被设计得能与全部用户单元集中所选的子集进行通信的系统称为多址通信系统。

称为码分多址(CDMA)调制系统的特殊类型的多址通信系统可以根据扩频技术来实现。在扩频系统中，所用的调制技术使传输的信号扩展到通信信道内的宽频带上。其它的多址通信系统技术包括时分多址(TDMA)以及频分多址(FDMA)。然而，CDMA扩频调制技术在多址通信系统的这些调制技术上具有显著的优点。在1990年2月13日公告的、名称为“使用卫星或者地球中继站的扩频多址通信系统”的美国专利No.4,901,307(已转让给本发明的受让人)揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术。

在上面引用的美国专利No.4,901,307中，揭示的多址技术是大量移动系统用户各自具有收发信机，通过卫星中继站或者地球基站用CDMA扩频通信信号进行通信。在使用CDMA通信时，频谱可以多次使用，因此，可以增加系统用户的容量。使用CDMA的结果是得到的频谱效率比用其它多址技术得到的效率高得多。

对于特殊的蜂窝式CDMA系统，基站与周围网孔区域内的用户单元之间的通信是通过按唯一的用户扩展码把每个传输的信号扩展到各个可用的信道带宽上来实现的。在这种CDMA系统中，扩展频谱的码序列由两种不同类型的序列来构成，每种类型具有不同的属性，以提供不同的功能。例如，所用的第一种类型序列是I和Q信道PN码，它被网孔或者扇形区内的所有信号共享。另外，每个用户则可用唯一的长PN码来识别，该码具有比I和Q信道PN码更长的周期。

参见图1，图1示出了典型的CDMA通信网孔10，在该网孔中设置有多个固定的和移动用户单元12和基站14。用户单元12被分组成第一、第二和第三用户扇形区16、18和20，每个扇形区支持相同数据的话务信道。基站14可以包括一组固定射束的天线(未图示)，专用于与各用户扇形区内的用户单元进行通信。另一方面，可以把一个三单元天线阵列用于把网孔分成具体的用户扇形区。

图1的系统的一个优点是基站14一般包括分集接收机，设置成单独接收各用户单元12传输的PN扩展波形的各多路径回波。多路径回波可能是由传播环境内目标对传输的用户信号的反射产生的。然后，各个多路径信号在专用于接收特定多路径信号的单独的接收“指针”内进行时间对齐，并进行组合，以改善信号噪比。当网孔10分割成几个扇形区(例如，6个扇形区)时，则各扇形区分配到的波束较窄。这增加的扇形分区可能不利地阻碍了对各聚集的扇形波束外的那些多路径信号的接收，从而不希望地减小了信噪比。

因此，本发明的目的在于提供一种自适应分区技术，它在数字通信系统，中，能单独地跟踪和接收从用户传输出的和传输给用户的直接和多路径信号。

发明内容

本发明提供了一种自适应地对诸如蜂窝通信系统等数字通信系统内的信通资源进行分区的系统和方法。该系统包括天线装置，用于至少提供第一和第二电磁波束，以接收多用户中特定的一个用户传输的第一信息信号，从而产生第一和第二接收信号。然后根据第一和第二接收信号产生第一组波束形成信号。

设置解调接收机，用于至少解调包括在第一组波束形成信号内的第一和第二波束形成信号，从而产生第一和第二解调信号。系统还包括跟踪网络，基于与第一和第二解调信号的比较，跟踪从各种位置和入射角接收到的多路径信息信号。

附图概述

本发明的其它目的和特征根据下面结合附图的详细描述和所附的权利要求将变得更明显，在附图中：

图1示出了典型的多址通信系统，在该通信系统中，设置有多个用户单元和一个基站。

图2示出了根据本发明的扩频通信系统的较佳实施例，在该系统中接收直接传输的多路径信号。

图3示出了适用于本发明较佳实施例的扩频发射机的方框图。

图4是典型的RF发射机的方框图。

图5A提供了根据本发明构成能自适应分区的基站接收网络的方框图。

图5B示出了包括特定信道单元的基站接收网络的方框图。

图5C示出了包括以远程位置分开设置的天线阵列的基站接收网络的方框图。

图5D图示了设置成处理一组下变频的数字天线波束信号的自适应RAKE接收机。

图6示出了包括用以接收水平和垂直极化信号的天线单元的接收天线阵列。

图7示出了包括在开关矩阵内的为给定的输入波束信号与各输出话务信道之间精确地提供一个信号路径的开关装置。

图8是基站接收网络内的典型分集接收机的方框图。

图9提供了右/左波束处理器的详细表述。

图10示出了与典型分集接收机的第一接收机指针相关的波束跟踪存储器的方框图。

图11提供了圆形天线阵列的图示。

本发明的实施方式

I.引言

如下文所述，本发明关注在扩频通信系统内自适应地控制一个或多个天线阵列产生的波束图形。在较佳的实施方案中，一个或多个天线阵列在蜂窝式通信系统的网点基站上聚集成组。根据本发明，提供单独的波束组，以接收与各系统用户关联的用户单元来的直接和间接(即多路径)信号传输。新颖的跟踪网络可以单独在时间和空间上跟踪从给定的用户来的直接和多路径信号传输。如下所述，“时间跟踪”是通过调节相位起作用的，在该相位上接收到的信号根据解调接收到的信号的结果与PN扩展序列相关。

参见图2，图2示出了本发明的扩频通信系统20。在通信系统20内设置有多个固定的和移动用户单元22、第一和第二基站24和26和控制站30。每个基站24和26包括一接收用户单元22的信号的天线阵列(未图示)。在系统20中，分配给每个用户单元22一个唯一的伪随机(PN)码，因而，可以对在与用户单元22相关的多个“话务信道”上传输的用户信号之间进行辨别。即使所有系统话务信道可能在单个射频信道上传输，仍能进行这种辨别。

如图2所示的，用户单元22a发射的信息信号S入射到位置最近的第一目标34(例如建筑物)。可以看出信号S由基站24和26直接接收，而信号S的第一多路径分量(S_ml)由目标34反射到基站26。根据本发明，由基站24和26在时间和空间上分别跟踪信号S和S_ml。在基站24和26解调之后，把解调后的信号S和S_ml传输给控制站30。在控制站30内，解调后的信号被按时间对齐，并组合到扩频分集接收机内。下面详细描述这种分集接收机的一种较佳实现方案。

根据本发明，各基站的天线阵列产生天线方向图，可以称为包括一组相邻电磁“波束”，它们在空间上可以部分重叠。第一和第二波束子集可以由基站26提供，以分别跟踪和接收信号S和S_ml。在较佳实施例中，动态地分配不同的波束子集，响应于基站26上的入射角的变化跟踪和接收信号S和S_ml。这些变化可能是由于例如用户单元22a的运动或者目标34之一的移动引起的。在例如基站26设置在轨道卫星上的实施例中，基站26的运动也可能引起相似的入射角变分。

在基站26内，设置成分集接收机，它包括专用于接收直接传输的信号S的“指针”和用于接收多路径信号S_ml的指针。在每个指针用与用户单元22a相关的PN码解调了接收到的信号之后，对解调后的信号进行按时间对齐，并进行组合。这样，组合信号得到的信息信号的信噪比相对于用仅在单个传输路径上接收到的信号获得的信噪比有所改善。

II.详细描述

A.扩频信号传输

参见图3，图3示出了适于引入用户单元22(图2A-B)内的扩频发射机的方框。在较佳实施例中，在用户单元到基站链路上，即在“反向”链路上采用诸如二进制、四进制或C进制信号的正交信令形式提供合适的信噪比。另外，C进制正交信号技术被认为比例如科斯塔斯环(Costas loop)或相干相移键控(coherentPSK)技术更不受瑞利衰落或者相似衰落引起的信号恶化的影响。但应当理解，在例如基站设置在轨道卫星上的实施例中，其它的调制技术也可以改善信噪比。

在图3的发射机中，把由例如由声码器转换成数据的声音组成的数据位100提供给编码器102，在编码器102内根据输入数据速率对这些位进行卷积编码。当数据比特率小于编码器102的处理比特率时，可以用代码符号的重复码，使编码器102重复输入数据位100，以与编码器102的工作速率一致的比特率产生重复的数据流。在典型的实施例中，编码器102以9.6千比特/秒的正常速率(Rb)接收数据位100，并产生Rb/r个符号/秒，其中“r”表示编码器102的码率(例如1/3)。然后把已编码的数据提供给交错器104，进行块交错。

在64进制(即C＝64)正交调制器106中，以(l/r)(Rb/log₂C)个符号/秒的速率把这些符号分组成包含log₂C个符号的字符，可能有C个字符。在较佳实施例中，把每个字符编码成长度为C(例如C＝64)的Walsh序列。即，每个Walsh序列包括64个二进制位或称为一个“片段(chips)”，有一组长度为64的64个Walsh码。64个正交码对应于64×64的Hadamard矩阵的Walsh码，其中，Walsh码是矩阵的一行或一列。

可以看出调制器106产生的Walsh序列提供给异或组合器108，然后在组合器内用特定用户单元22的PN码进行“覆盖”或与之相乘。这种“长”PN码以速率Rc由PN长码发生器110根据用户PN长码表征码来产生。在一个典型的实施例中，长码发生器110以典型的1.2288MHz(Rc＝1.2288MHz)的速率工作，以每个Walsh片段产生4个PN片段。

参见图4，图4示出了RF发射器150的典型的具体例子。在码分多址(CDMA)扩频应用中，PN₁发生器152和PN_Q发生器154向异或组合器156和158分别提供一对短的PN序列，PN_I和PN_Q。PN_I和PN_Q序列分别对应于同相(I)和正交相(Q)通信信道，其长度(32,768个片段)一般比各用户长PN码的长度短得多。然后把得到的I信道码扩展序列160和Q信道码扩展序列162通过基带滤波器164和166。滤波后的Q信道序列可以用1/2PN片段进行可选的延迟，以补偿RF放大器的非线性。

设置有数模(D/A)转换器170和172，分别把数字I信道和Q信道信息转换成模拟形式。D/A转换器174和176产生的模拟波形与本地振荡器(LO)载波频率信号Cos(2πft)和Sin(2πft)一起分别提供给混合器188和190，在那里进行混合，并提供给加法器192。正交相位载波信号Sin(2πft)和Cs(2πft)由合适的频率源(未图示)提供。这些混合后的IF信号在加法器192内相加，并提供给混合器194。

混合器194把相加后的信号与频率合成器196的RF频率信号混合，以向RF频带提供上变频。RF信号包括同相(I)和正交相(Q)分量，它们可以经带通滤波，并输出到RF放大器(未图示)。应当理解，RF发射器150不同的实现方法可以使用此处没有描述的各种信号相加、混合滤波以及放大技术，这些技术是该技术领域是众所周知的。同样，其它已知的编码和调制形式也可以改善另一些实施例的性能。

B.基站接收网络的概述

现在转到图5A，图5A示出了根据本发明构成的基站接收网络210的方框图。在图5A和图5B的典型实施例中，基站天线阵列分布在与接收网络210的信号处理部分相同的位置上。如下面参照图5C和5D所作的描述，天线阵列也可以分布在远程位置上，通过光纤通信链路等方法建立与接收网络的其余部件的通信。

参见图5A，可以看出在一组M信号线212上设置有M个单元的天线阵列(未图示)。在典型的实施例中，天线阵列包含多个(M)全向天线单元，绕圆周均匀地分布，因而能接收不同方向入射的信号。在下面的F部分提供了对典型圆周阵列的详细描述。

如图5A所示，信号线212连接到IF下变频器214上，它的工作是把天线阵列来的信号下变频成一组IF信号218。然后用单独的模数转换器(用模数(A/D)转换器220集中表示)对各IF信号218进行取样。A/D转换器220以约等于PN扩展率4倍的速率产生一组M个复数值数字信号(I_i，Q_i)，其中，I＝1至M。因此，在一典型的实施例中，取样速率等于4×1.2288，或者等于4.912MHz。如果与A/D转换器220一起使用内插滤波器，则取样速率可以减小到接近奈奎斯特(Nyquist)速率。

把数字信号(I_i，Q_i)提供给波束形成网络224，它工作成产生一组N个数字波束信号B_z，其中z＝1至N，N＝(L)(M)。N个波束信号B_z以下面方式形成： $B_z=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}(I_i+{\mathrm{jQ}}_i)g_{\mathrm{iz}}-------\left(1\right)$

其中，每个加权系数g_iz包含一个复数。如下所述，加权系数g_iz这样选择，即使每个波束信号B_z对应于M单元天线阵列产生的所要求的接收天线方向图。与各信号B_z相关联的天线波束的形状和方向可用自适应的方法，通过动态地改变加权系数g_iz的复数值来改变。另外，可以对参数L选择，应能使与所选信号组B_z相关联的天线波束之间重叠达到所要求的程度。例如，当L大于1时，与某些波束信号B_z组合相关联的天线波束在空间上必须重叠。

每个数字波束信号B_z(z＝1至N)均提供给多个信道单元，其中之一图示在图5A中。每个信道单元对移动用户终端与基站之间的单个通信链路(例如，电话)完成其余的信号处理和检测功能。响应于控制器244提供的波束选择信号，每个信道单元内的开关矩阵228选择波速信号B_z的一个子组，交信道单元进行处理。一个或多个搜索接收机227用于识别从与该通信信道相关联的移动用户单元接收到的最强的信号。即，搜索接收机227一般工作成测量移动用户单元传输的在传播相应的不同距离后在不同时刻到达基站的各种多路径分量的强度。在较佳实施例中，开关矩阵228选择J个组，每组具有选择一个或多个波束，由J个一组的相关接收机230进行处理。这种选择基于搜索接收机227提供给控制器244的搜索结果。即，控制器244确定把波束信号B_z中的哪个波束信号提供给各相关接收机230，对各移动用户单元的哪个多路径信号分量进行处理。控制器244还可以工作成调整波束形成网络224内的加权系数，它根据波束信号B_z改变波束方向图的形状和/或方向。天线波束方向图一般形成为在接收最集中的移动单元信号传输的那些方向上有最大增益。另一方面，在波束形成网络224内可以形成相当多的波束，以使与各信道单元相关联的波束方向图“定制成”与特定应用中要求的一样。

再参见图5A，各相关接收机230产生的解调后的信号被提供给组合器模块235。在组合器模块235内，对解调后的信号进行组合，并提供给去交错器和译码网络(未图示)。在典型的实施例中，根据Viterbi译码算法对去交错的信号进行译码，并随后提供给声码器或者其它功能单元。

现在参见图5B，图5B示出了基站接收网络210的方框图，其中包括了特定信道单元。波束形成网络224以与上述参照图5A所述的基本相同的方式产生数字波束信号B_z(z＝1至N)。

再把数字波束信号B_z(z＝1至N)提供给所选的信道单元的开关矩阵228，它被设计成把各组波束信号B_z分配给分别包括在相关接收机230内的一组分集接收机232a-232j。各开关矩阵228包含设计成把N＝(L)(M)波束信号输入端连接到一组P＝J^*3K输出的单向电路。开关矩阵28的P输出被再分成一组与分集接收器232a-232j相关的话务信号，把J个用户中的每个用户分配给J个话务信道之一(即J个信道单元之一)。在一典型实施例中，各分集接收机232工作成处理在一组K-1个传输路径上从特定用户接收到的信号，其中K表示各分集接收机232的接收机“指针”的数量。如下所述，各接收机232的接收指针之一一般专用于搜索从特定用户单元接收到的最强信号。

每个“指针”单元构成完整的解调接收器，它包括相位和时间跟踪电路，以解调由此接收到的时间上分散的多路径信号的所选时间分量。如美国专利No.5,109,390、名称为CDMA蜂窝式电话系统内的分集接收机(该专利已转让给本发明的受让人，援引在此，以作参考)所描述的，分集RAKE接收机可以由一个或多个这样的接收指针组成。在本发明的一个典型实施例中，由分布在移动站内的三指针RAKE接收机和基站内的四指针RAKE接收机为各话务信道进行服务。注意，额外的“搜索机”PN相关电路一般用于识别和测量，而不在时间和/或相位上跟踪在有源通信信道上交换的某些导频和控制信号。

在与各用户单元相关联的K-1个传输路径上传播的信号包含由分配给各用户单元的“话务信道”载运的信号。在较佳实施例中，把至多3K个波束信号B_z分配给各话务信道。即，三个相邻天线波束的子组用于接收给定接收机指针处理的多路径信号。如果分配给不同接收机指针的两个或两个以上个信号在空间上的位置相近，可以分配3波束子组来接收两个或两个以上个信号中的每一个。在这种情况下，把少于3K个波束信号分配给话务信道。

参见图5B，用于接收各单元入射的信号的三波束的配置能使波束跟踪网络240a-240j在空间上跟踪各接收到的信号。例如，假设已经把基站天线阵列产生的第j个波束识别成载运与给定接收指针相关联的三个天线波束中的最强信号。则可以如下面详细描述的一样，通过根据“右”“左”相邻天线波束(即波束j±1)的能量差计算空间跟踪信号来实现空间跟踪。由相关的跟踪总线242a-242j把从各波束跟踪网络240a-240j得到的K个空间跟踪信号的每个传送给控制器244。每条跟踪总线242a-242j由一组对应于各分集接收机232a-232j的K个指针的K条信号线组成。如果跟踪信号指出从“右”波束j+1接收到的信号明显强于从“左”波束j-1接收到的信号，则控制器224可改善接收，这可通过指令开关矩阵228把该组波束从给定的接收指针j，j±1转换到j，j+1，j+2上。

在一较佳的实现方案中，把在给定指针的右和左波束上接收到的信号的解调定时偏移到预定的量。即，把由右和左波束(即波束j±1)载运的信号的解调定时偏移成把波束j±1之一指定成“前”波束，而把另一波束指定成“后”波束。各波束跟踪网络240a-240j根据在与各接收指针相关联的右和左波束上接收到的信号之间的能量差产生跟踪信号。例如，再假设基站天线阵列产生的波束j，j±1对应于与给定接收机指针相关的三个天线波束。相关跟踪总线242a-242j提供给控制器244的跟踪信号根据从右和左波束(即，波束j±1)获得的解调后的信号内的能量差进行计算。然后由控制器244调整相关的分集接收机232a-232j内的解调定时。

图5C示出了包括分布在远程位置上的基站接收网络210’的方框图。参见图5C，可以看出M单元天线阵列(未图示)在信号线212’上提供了一组接收到的信号。在典型的实施例中，天线阵列包含多个(M个)全向性天线单元，绕圆周均匀分布，从而能接收从任一方向入射的信号。

在另一实施例中，M单元天线阵列可以用矩形格栅的M全向天线单元代替。然后选择与格栅内的各单元相关联的加权系数，以形成任意方向的波束。在通常情况下，通过使用适当的波束形成电路与加权系数的预计算表，可用任意的天线单元配置形成任意方向上的波束。

如图5C所示，把天线阵列的信号线212’连接到工作成把接收到的信号下变频成一组IF信号218’的IF下变频器214’上。然后在模/数(A/D)转换器220’内对IF信号218’进行取样，产生一组复数数字信号(I’_i，Q’_i)，其中i＝1至M。在较佳实施例中，A/D转换器220’的取样速率选择成接近PN扩展速率的4位。因此，在一典型实施例中，取样速率等于4×1.2288或者等于4.912MHz。如果内插滤波器与A/D转换器220’一起使用，则可以把取样速率减小到奈奎斯特(Nyquist)速率。

由多路复用器226选择性地把数字信号(I’_i，Q’_i)(i＝1至M)转换成串行信号流，并提供给调制器/编码器228’。在图5C的实施例中，天线阵列、A/D转换器220’、多路复用器226’和调制/编码器228’所处位置远离于接收网络210’的信号处理单元。远程位置来的信息经通信链路229’(例光纤)提供给位于中央处理处的或者基站上的解调/译码网络230’。调制/编码器228’工作成调制和编码来自远程位置的信息，以确保在通信链路229’上进行可靠的传输。应当理解，所用的具体调制和编码格式可以随通信链路229’的特征而不同。还应理解，进行这种调制和编码只是为了提高远程数据传输的完整性。因此，图5C中用虚线示出的这些部件表示了电路元件226’-231’是可选用的。

然后由去复用器231’把解调器/译码器230’产生的经解调和经译码的信号分配给一组J个波束形成网络224a’-224j’。如上所述，每个波束形成网络224a’-224j’产生一组Q波束信号，由对应的分集接收机232a’-232j’进行处理。参数Q等于下面的乘积：

(i)各分集接收机232a’-232j’的“指针”数，和

(ii)分配给各指针的波束数。

在较佳实施例中，具有三个相邻天线波束的子组用于接收由指定接收机指针处理的多路径信号。如果分配给不同接收机指针的两个或两个以上个多路径信号在空间位置上接近，则可以分配相同的3波束子组来接收两个或两个以上个信号中的每个信号。在这种情况下，将把少于Q/3个波束信号分配给话务信道。波束的这种布置能使波束跟踪网络240a’-240j’在时间和空间上实现对各接收到的波束信号的跟踪。除了控制器244’单独向各滤束形成网络224a’-224j’提供波束选择信息之外，这种跟踪基本上如上所述进行。

现在参见图5D，图5D示出了自适应波束RAKE接收机的方框图，它设置成处理诸如A/D转换器220(图5A)输出的一组M个下变频的数字化天线波束信号。把M个天线信号分配给一组J个信道单元，图5D示出了其中之一。各信道单元为移动用户终端和基站之间的单个通信链路(例如，电话呼叫)进行其余的信号处理并进行功能检测。响应于控制器224’提供的波束选择信息，在各信道单元内的开关矩阵233’选择M个接收到的阵列信号子组，由信道单元进行处理。一个或一个以上个搜索接收机227’用于识别从与该信道单元相关联的移动用户单元接收到的最强信号。即，搜索接收机227’一般工作成测量移动用户单元传输的在传播相应的不同距离后在不同时刻到达基站的各种多路径分量的强度。在较佳实施例中，各信道单元内的开关矩阵233’选择一个或多个阵列信号的J个组，由在信道单元内的J个一组的相关接收机230’进行处理。这种选择基于搜索接收机227’提供给控制器244’的搜索结果。即，控制器244’确定把天线阵列产生的M个信号中的哪个波束信号提供给各相关接收机230’，对各移动用户单元的哪个多路径信号分量进行处理。

各信道单元的开关矩阵233’选择出的天线阵列的数字化信号提供给该信道单元内的波束形成网络224’。波束形成网络工作成产生一个或多个数字波束信号，由各相关接收机230’进行处理，它把选出的阵列信号与一组加权系数线性组合，加权系数选择成使接收机230’处理的最强接收多路径分量的信噪比最大。这一般将造成选择的加权系数使波束增益在由搜索接收机227’所确定的接收到的最强多路径信号分量的方向上达到最大。可以把多于一个的波束提供给各相关接收机230’，这是由于各接收机230’处理的一个或多个多路径信号分量一般从不同方向到达基站。控制器244’可以以自适应的方式，动态地改变各加权系数的值来改变与各波束信号相关联的天线波束的形状和方向。同样可以控制其它信道单元(在图5D中未图示)选出的波束，使那些单元处理的信号的信噪比最大。

再参见图5D，各信道单元的相关接收机230’参与对移动用户终端与基站之间的单个通信链路完成其余的信号的处理功能。把各相关接收机230’处理的经解调信号提供给组合器模块235’。在组合器模块235’内，把经解调的信号进行组合，并提供给去交错器和译码网络(未图示)。在一典型的实施例中，根据Viterbi译码算法对去交错的信号进行译码，并随后提供给声码器或者其它功能单元。图5D实施例主要优点是开关矩阵需要处理较少的波束信号。虽然或许需要提供额外的波束形成元件，但是这可能使得电路的实现成本上是最有效的。

在图5A-5D中，分配给特定话务信道的天线波束宽度随相关用户单元与基站之间的距离而变化。预先把较宽的波束分配给与基站较近的用户单元，而把宽度较窄的波束分配给更远的用户单元。

C.波束形成网(Beam-Forming Network)

参照图6，可用另一种方式实现接收天线阵列，使其包括的天线单元能接收水平和垂直极化的信号(I_i，Q_i)_h和(I_i，Q_i)_v。在该实施例中，利用独立的波束形成网224a和224b来提供与水平和垂直极化的波束图形分别对应的独立的波束形成信号组B_z，h和B_z，v。波束形成网224a和224b按照以下表达式分别产生信号B_z，h和B_z，v： $B_{z.v}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{(I_i+{\mathrm{jQ}}_i)}_v{g}_{\mathrm{iz}}------\left(2\right)$ $B_{z.v}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{(I_i+{\mathrm{jQ}}_i)}_v{g}_{\mathrm{iz}}------\left(3\right)$ 其中，与方程(1)的情况相同，z＝1至z＝(L)(M)。

在图6的实施过程中，波束信号组B_z，h和B_z，v都可以用同一开关矩阵进行处理。另外，尽管一般不会将第i对波束信号B_(z，h)i和B_(z，v)i分配给接收机中与某一特定的话务信道相关的同一指针(finger)，但是所给接收机的不同指针可以独立使用每个信号。例如，在上述援引的美国专利第4,901,307号中描述了实现如图6阵列所预期的有关选择性极化实施的其他详细情况。

D.开关矩阵

在以下对开关矩阵228(图5A)的描述中，假设与连续波束信号B_i和B_i+1相关的天线波束是空间相邻的。在一般情况下(L＞1)，每对相邻的波束(即B_i和B_i+1)将在空间中重叠。参照图5A，用记号T_j，k，m可以识别开关矩阵228的P＝J^*3K输出端所支持的J话务信道。特别是，第一个下标j可以设为数值0，1，…，J-1，并且指定J个话务信道中的一个。第二个下标k用于识别话务信道中某一特定的传输路径(即，指针)，并且设为数值0，1，…，K-1。第三个下标m为m＝0，1或2，可识别三个相邻天线波束中分配给某一特定话务信道指针的天线波束。

在例举的实施例中，根据以下情况将输入波束信号B_i分配给开关矩阵话务信道输出端：

1)对于每个话务信道T_j，与其关联的3K个输出端中的每一个都与不同的输入波束B_i链接。另外，与某一给定话务信道相连的输入波束信号组B_i一般包含K群，每群包括三个空间相连的波束组。例如，如果K＝3(即，3个信道指针)，那么波束组B_i-1，B_i，B_i+1，B_j-1，B_j，B_j+1，B_k-1，B_k和B_k+1与上述话务信道相连。

2)每个输入波束信号B_i可以与一个或多个话务信道相连。但是，如果将一波束信号B_i提供给某一给定的话务信道，那么它将被提供给分配于该信道的一个且只有一个开关矩阵输出端。

3)输入波束信号B_i与话务信道输出端T_j，k，m之间的连接可用一个矩阵来描述，该矩阵的M行与波束信号B_i(i＝1，2，…，M)对应，其P＝J^*3K列与开关矩阵话务信道输出端对应。如果输入波束信号B_m将与指定的话务信道输出端T_j，k，m相连，那么矩阵第m行第p列的输入设定为“1”。如果不存在这一连接，则输入设为“0”。在以下表I中，列出了一例连接矩阵，其具有九个输入波束信号(M＝9)，四个话务信道(J＝4)，并且每个话务信道有一个指针(K＝1)。注意，表I规定波束信号B₁，B₂和B₃将与话务信道“0”相连(即，B₁连接T_0，0，1，B₂连接T_0，0，2，而B₃连接T_0，0，0)，波束信号B₃，B₄和B₅将与话务信道“1”相连(即，B₃连接T_1，0，0，B₄连接T_1，0，1，而B₅连接T_1，0，2)，波束信号B₇，B₈和B₀将与话务信道“2”相连(即，B₇连接T_2，0，1，B₈连接T_2，0，2，而B₀连接T_2，0，0)，而波束信号B₅，B₆和B₇将与话务信道“3”相连(即，B₅连接T_3，0，2，B₆连接T_3，0，0，而B₇连接T_3，0，1)。

表I

	T0，0，0 T0，0，1  T0，0，2  T1，0，0  T1，0，1 T1，0，2   T2，0，0 T2，0，1 T2，0，2 T3，0，0 T3，0，1 T3，0，2
		B0B1B2B3B4B5B6B7B8	0       0        0        0        0        0        1        0       0        0        0        00       1        0        0        0        0        0        0       0        0        0        00       0        1        0        0        1        0        0       0        0        0        01       0        0        1        0        0        0        0       0        0        0        00       0        0        0        1        0        0        0       0        0        0        00       0        0        0        0        1        0        0       0        0        0        10       0        0        0        0        0        0        0       0        1        0        00       0        0        0        0        0        0        1       0        0        1        00       0        0        0        0        0        0        0       1        0        0        0

在开关矩阵228的较佳实施例中，每个波束信号能与每个话务信道输出端T_j，k，m相连。参照图7，图中示出了开关250的树状布置，该设计在波束信号B_i与每个话务信道之间只提供一条信号通路。每个开关250最好由一个一端输入二端输出的二进制开关构成，能够在四个状态(例如，状态S0-S3)之间转换。在S0状态下，开关输入端与两个输出端都隔离，在S1状态下，输入端只与第一输出端相连，在S2状态下，输出端只与第二输出端相连，而在S3状态下，输出端与两个输出端均相连。

如上所述，每个输入波束信号都将最多与3K条线路中的一条线路相连，这3K条线路与每一话务信道有关。因此，图7的树状开关布置可使波束信号B_i接至八个话务信道组T1-T8的任何组合。通过使一组具有N个开关的树阵列化，可以实现一个开关矩阵，该矩阵能够将N个输入波束信号接至一组话务信道T’，其中T’表示每个开关树提供的输出端的数目。一般情况下，每个开关树将包括(T’-1)个二进制开关。

E.分集式接收机

图8是分集式接收机232a的方框图，应该理解，分集式接收机232b-232j基本上是以相同的方式工作的。在该较佳实施例中，开关矩阵228为接收机232a提供3K个与某一特定话务信道相关的波束信号。与被接收话务信道K个传输路径相关的三个波束信号都要，经过K个接收机指针中的一个处理，其中接收机232a内的第1和第K个之类指针分别用标号300和300’来标识。尽管图8中仅详细示出了第一接收机指针300，但是其余的K-1个接收机指针基本上都可认为是与之相同的。

如图8所示，开关矩阵228将右波束信号(R_1I，R_1Q)、左波束信号(L_1I，L_1Q)和中心波束信号(C_1I，C_1Q)的I和Q分量提供给第一接收机指针300。开关矩阵228还将右波束信号、左波束信号以及正点(Punctual)波束信号的I和Q分量提供给其余K-1个接收机指针，如同提供给第K个接收机指针300’的右波束信号(R_KI，R_KQ)、左波束信号(L_KI，L_KQ)和中心波束信号(C_KI，C_KQ)所例举的那样。

参照图8，将中心波束信号(C_1I，C_1Q)与本地产生的序列PN₁和PN_Q的复制品一同提供给偏置OQPSK解调器304。在I信道和Q信道缓冲累加器306和308中累加由解调器304提供的I和Q信道去相关输出，其中每个缓冲累加器在等于四个PN片段持续长度的间隔上累加符号数据。快速哈马达变换(FHT)处理器310在每个累加间隔结束时锁存累加器306和308的输出结果。

如上所述，在64进制Walsh信号形成中，将发送的符号编码成64种不同二进制序列中的一种，称为Walsh函数。在一实施例中，用同一组长度为64的64种正交Walsh代码序列对来自每个用户装置12的信号进行调制。众所周知，由FHT处理器310执行的快速哈马达变换操作提供了一种能使被接收信号能量与64种有效Walsh序列中的每一种相关联的简便装置。

特别是，FHT处理器310根据每个处理间隙期间进行的64种相互关系中的每一种的结果，进行操作，产生64个I信道“假设”I(W1)，I(W2)，…I(W64)，以及64个Q信道“假设”Q(W1)，Q(W2)，…Q(W64)。分集组合器312被安装用来接收64个并行I信道输出以及64个并行Q信道输出，这些输出都是由每个接收机指针的FHT处理器在每个处理间隙期间产生的。在该实施例中，由给定指针内的FHT处理器产生的I和Q信道输出在分集组合器312中被加权，该加权正比于在与该指针有关的传输路径上接收到的平均信号能量。在此类实施例中，一般将在连续的间隔里监视每个指针的FHT处理器所产生的信号功率，其中每个间隔覆盖若干个被接收的符号周期(例如，一个处理片段，有六个符号周期)。然后，在每个被监视间隔结束时调节分集组合器312分配给每个指针的相对权重。

根据加权后的由每个接收机指针的FHT处理器产生的I和Q信道输出，分集组合器312将一组并行的64个Walsh能量信号提供给最大值检测装置316。最大值检测装置316识别分集组合器312产生的64个Walsh序列中哪一个具有最大能量，即具有能量E_max。可将能量E_max的数值提供给控制器244，在下一个处理间隙期间控制器244将用其完成功率控制和锁定检测功能。最大值检测装置312还产生Walsh索引I_max，其中I_max∈{1，2，…，64}，与能量为E_max的被选中Walsh序列对应。如以下参照图9所描述的，Walsh索引I_max确定了右/左波束处理器320将使用64个Walsh序列中的哪一个来对右波束信号R_1I，R_1Q和左波束信号L_1I，L_1Q解调。

图9提供了更详细的右/左波束处理器320表示。如图9所示，波束处理器320包括I信道多路复用器340和342，还包括Q信道多路复用器344和346。右波束信号(R_1I)和左波束信号(L_1I)的I信道抽样通过延迟单元352和354提供给I信道多路复用器340和342。同样，右波束信号(R_1Q)和左波束信号(L_1Q)的Q信道抽样通过延迟单元356和358提供给Q信道多路复用器344和346。延迟单元352、354、356和358能在识别Walsh索引I_max之前延迟左右波束信号的I和Q分量。在一较佳实施例中，延迟单元将逻辑高+1和逻辑低-1提供给多路复用器340、342、344和346。

参照图9，Walsh符号发生器364将包含用索引I_max所标识的Walsh符号的Walsh序列提供给多路复用器340、342、344和346。索引I_max标识的序列与右波束信号(R_1I)和左波束信号(L_1I)的I信道抽样多路复用，也与右波束信号(R_1Q)和左波束信号(L_1Q)的Q信道抽样多路复用。然后，分别将所得的多路复用器340和342的解调输出提供给I信道饱和累加器370和372，并分别将多路复用器344和346的解调输出提供给Q信道饱和累加器374和376。饱和累加器370、372、374和376对覆盖“q”个Walsh片段的期间累加输入信息。在一较佳实施例中，对64(q＝64)个Walsh片段(即，对Walsh符号周期)进行每次累加。将q位I信道的累加器输出提供给I信道平方电路(squaringcircuit)380和382，并将q位Q信道的累加器输出提供给Q信道平方电路384和386。

通过在加法器392中合并平方电路380和384的I和Q信道输出可以获得对正确波束能量的估计。同样，通过在加法器394中合并平方电路382和386的I和Q信道输出可以估计出迟后波束能量。然后，数字差分电路(digital differencecircuit)396根据加法器394和392分别产生的右和左波束能量之间的差产生一波束误差信号。波束误差信号的符号和数值依赖于成对多路复用器342、346以及340、344分别执行的左右波束Walsh解调的结果。例如，如果这样设置A/D转换器的采样相位，使迟后波束Walsh解调的数值超过正确波束Walsh解调的数值，那么波束误差信号为正。类似地，当正确波束Walsh解调的数值超过迟后波束Walsh解调的数值时，波束误差信号为负。

由一给定接收机指针产生的跟踪信号便于对分配给该给定指针的波束组进行调节。如前所述，开关矩阵228能将一组三个相邻波束(即，B_i-1，B_i和B_i+1，)分配给每个接收机指针。依照本发明，与某个特定分集接收机232相关的波束跟踪网240(图5A)根据从接收机232每个指针接收到的跟踪信号将波束切换信号提供给控制器244。由此，控制器244便可周期性地命令开关矩阵228将一给定指针的波束方向移动一个波束宽度。例如，原先已将波束B_i-1，B_i和B_i+1分配给一给定的指针，那么该指针可以响应于一具体的波束切换信号切换至波束B_i，B_i+1和B_i+2。用这种方式，可使每个接收机指针对已分配给它的多路径输入信号进行空间跟踪。

再参照图8，波束跟踪网240a包括一组波束跟踪累加器240ai，i＝1至K，它们与分集接收机232a中K个接收机指针的每一个相关。每个波束跟踪累加器240a_i对与其相关的接收机指针内左/右波束处理器所产生的波束误差信号进行处理。如以下参照图11所描述的，在某些条件下，将用接收机232a中一特定指针内产生的波束误差信号对相应波束跟踪累加器240a_i内的累加寄存器增值/减值。当累加寄存器上溢/下溢时，波束转切换信号被提供给控制器244，并据此对开关矩阵228分配给接收机指针的波束组进行调节。

现在轮到图10，图中示出了与分集接收机232a的第一接收机指针300(图8)相关的波束跟踪累加器240a₁的方框示意图。波束跟踪累加器240a₁包括输入寄存器402，最大值检测装置316产生的Walsh符号假设索引I_max以及来自左/右波束处理器320的波束误差信号被提供给该输入寄存器。这些值被存储在寄存器402中，直至分集组合器312已经根据每个接收机指针产生的Walsh符号假设作出了关于所接收Walsh符号实际索引(I_max’)的最终“硬判决”。当可以从分集组合器312中获得索引I_max’时，索引可用线(index available line)I_av使存储值I_max能提供给数字比较器406，并由缓冲寄存器408接收存储的波束误差信号。

如果比较器406判定I_max与I_max’相等，那么线路407上出现的输出允许信号将把存储在缓冲寄存器408内的误差信号加到累加寄存器410的内容上。当累加寄存器410的内容上溢超过上阈值或下溢低于下阈值时，将适当极性的波束切换信号提供给控制器244。当控制器244接收到波束切换信号时，它发出一“复位”指令，以清除累加器410。当接收机未锁定被接收的符号数据时，即当比较器406判定I_max不等于I_max’时，也提供“复位”指令。

F.圆形天线阵列

参照图11，该图示出了圆形天线阵列500。假设圆形阵列的半径为R，并且在以下坐标位置处具有2N个均匀相间的天线单元E_i，其中i＝1至2N： $(x_i,y_i)=(R\cos \left(\mathrm{\π}\left(\frac{2i-1}{2N}\right)\right),R\sin \left(\mathrm{\π}\left(\frac{2i-1}{2N}\right)\right)),i=1,....2N-----\left(4\right)$ 圆形阵列500可以增益模式(gain pattern)G(θ-φ_i)来表征，其中θ表示输入电磁信号S抵达方向，而φ_i表示天线单元E_i的位置。如图11所见，信号S将在不同的时间到达每个天线单元E_i。输入信号S到达阵列500中心C与到达单元E_i之间的时间延迟可表示为： ${\mathrm{\τ}}_i=\frac{R}{c}\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\φ}}_i)\→{\mathrm{\α}}_i=2\mathrm{\π}{f}_c{\mathrm{\τ}}_i=\frac{2\mathrm{\πR}}{\mathrm{\λ}}\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\φ}}_i),{\mathrm{\φ}}_i=\mathrm{\π}\left(\frac{2i-1}{2N}\right),i=1,....2N----\left(5\right)$ 另外，下式给出了当接收到输入信号S时单元E_i所产生的被接收信号的能量X_i(t)： $X_i\left(t\right)=S(t-{\mathrm{\τ}}_i)\sqrt{G_i(\mathrm{\θ}-{\mathrm{\φ}}_i)}\exp \left(j(2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\α}}_i)\right)-----\left(6\right)$ 其中f_c是输入信号S的中心频率，而α_i表示因天线单元E_i与E_i-1间的空间间隔而产生的相移。如果假设每段延迟τ_i都比PN片段的周期小得多，那么量值S(t-τ_i)将在1≤i≤2N范围内保持相对不变。在该较佳实施例中，天线半径R约小于30米，因此每段延迟τ_i都将处于几分之一毫微秒数量级。所以， $X_i\left(t\right)=S(t-{\mathrm{\τ}}_i)\sqrt{G_i(\mathrm{\θ}-{\mathrm{\φ}}_i)}\exp \left(j(2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\α}}_i)\right)----\left(7\right)$ 阵列产生的被接收信号组合结果Y(t)可表示成： $Y\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(t\right)w_i-----\left(8\right)$ 其中W_i是分配给阵列单元E_i产生的信号能量X_i(t)的权重。在阵列波束处理网(未示出)内，对信号X_i(t)加权，致使阵列接收到的能量的信噪比(S/N)最大。信噪比S/N正比于Y(t)/I_T(t)，其中参数I_T(t)表示阵列内所有单元E_i接收到总干扰功率。参数I_T(t)的定义是： $I_T\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[I_i\left(t\right)+N_o\right]w_i-----\left(9\right)$ 其中I_i(t)对应于第i个阵列单元E_i接收到的干扰功率。依照众所周知的阵列设计技术(例如，在Springer-verlag公司1989年出版，由S.Unnikrishna Pillai著作的《阵列信号处理》第16-17页上有所描述)可以完成被设计用来使被接收信号能量之S/N比最大的加权操作。

以上对较佳实施例的描述可使本领域的任何熟练技术人员实施或使用本发明。对这些实施例进行的各种变化对于本领域的熟练技术人员来说是显而易见的，并且无需运用创造性才智便可将其中包含的本质原理应用到其他实施例中。因此，本发明并不局限于这里所示的实施例，而应符合与这里所揭示的原理以及新特征相一致的最宽范围。

Claims (33)

1.一种在多个用户之间交流信息信号的数字通信系统，其特征在于，所述系统包括：

用于至少提供第一和第二电磁波束以接收所述用户发送的所述信息信号分量的装置；

用于分配所述第一电磁波束以接收通过第一传输路径传送的所述信息信号第一分量的装置，所述第一信息信号分量至少包括第一所述用户发出的第一信息信号的一部分；

用于从所述第一接收信号中产生第一波束信号的装置；

用于通过对所述第一波束信号解调来产生第一波束跟踪信号的第一波束跟踪网；以及

用于根据所述第一波束跟踪信号分配所述第二电磁波束以接收所述第一信号分量并由此产生第二接收信号的波束切换装置。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，还包括用于从第二接收信号中产生第二波束信号的装置，用于产生所述第一和第二波束信号的所述装置包括用于为产生第一和第二抽样接收信号而对所述第一和第二接收信号进行采样的装置。

3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，用于解调的所述装置包括根据所述第一波束跟踪信号至少对所述第一抽样接收信号的定时进行调节的装置。

4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述波束跟踪网包括用于对所述信息信号的所述第一分量进行空间跟踪的装置，用于空间跟踪的所述装置包括一个通过累加所述波束跟踪信号来产生一累积误差信号的累加器。

5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，用于提供所述第一和第二电磁波束的所述装置安装在所述数字通信系统的基站内，用于提供所述第一和第二波束的所述装置包括一个天线网。

6.如权利要求1所述的系统，其特征在于，还包括用于提供第三和第四电磁波束以通过第二传输路径接收第二信息信号分量从而产生第三和第四接收信号的装置，所述第二信息信号分量包含所述第一信息信号的第二部分。

7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，还包括：

用于从所述第三和第四接收信号中产生第三和第四波束信号的装置；

用于为提供所述信息信号的第三和第四估计而对所述第三和第四波束信号进行解调的装置；以及

用于根据所述信息信号的所述第三和第四估计产生第二跟踪信号的第二跟踪网。

8.如权利要求2所述的系统，其特征在于，还包括：

用于对所述第二波束信号进行解调的装置；

用于通过使所述第一波束信号与一组相应的信息符号序列相关联来产生一组符号估计信号的装置；

用于通过比较所述符号估计信号来选择一个所述信息符号序列的装置。

9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，用于解调所述第一和第二波束信号的所述装置包括用于使所述被选中的一个所述信息符号序列与所述第二波束信号相关联的装置。

10.一种在多个用户之间交流信息信号的数字通信系统，其特征在于，所述系统包括：

用于提供一组电磁波束以便接收多个用户发送的多个相应信息信号之多路径信号分量从而产生一组接收信号的装置；

用于根据所述接收信号组产生一组波束信号的装置；

用于在多个话务信道间分配所述波束信号的子集的切换装置，每个所述话务信道与所述多个用户中的一个相关；以及

用于从所述波束信号的第一子集中恢复第一所述信息信号的接收装置，所述波束信号的第一子集被分配予与第一所述用户相关的第一所述话务信道。

11.如权利要求10所述的通信系统，其特征在于，所述第一接收装置包括用于处理所述第一信息信号之第一和第二多路径信号分量的第一和第二接收机指针。

12.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，所述切换装置包括用于将所述波束信号的第一子集分配给所述第一接收机指针并将所述波束信号的第二子集分配给第二接收机指针的装置。

13.如权利要求10所述的通信系统，其特征在于，所述第一接收机指针包括：

用于为提供所述第一信息信号相应的第一组估计而对所述第一组波束信号中包括的所述波束信号进行解调的第一解调器；以及

用于根据所述信息信号的所述第一组估计产生第一跟踪信号的第一跟踪网。

14.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述第一解调器包括用扩频序列对包含在所述第一组波束信号内的所述波束信号去相关的装置。

15.如权利要求10所述的系统，其特征在于，用于产生一组波束信号的装置包括：

用于对所述量化信号加权的装置；以及

用于对诸所述加权量化信号求和的装置。

16.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述接收装置包括多个与所述切换装置耦合的接收机，每个所述接收机包括一个用于处理所述波束信号之一个所述子集的接收机指针。

17.一种在多个用户之间至少通过一个基站交流信息信号的数字通信系统，其特征在于，所述系统包括：

一天线单元阵列，位于所述基站，用于提供第一组电磁波束以便接收所述多个用户发送的信息信号从而产生第一组接收信号；

第一波束形成矩阵，它与所述天线单元阵列耦合，用于根据所述接收信号组的抽样产生第一组波束信号，所述波束形成矩阵包括用于加权并组合所述接收信号中被选中抽样的装置；

切换装置，用于在多个话务信道之间分配所述波束信号子集，其中每个所述话务信道与所述多个用户中的一个相关；以及

一组接收机，它们与所述切换装置耦合，每个所述接收机包括用于从分配给一个所述话务信道的波束信号子集中抽取信息信号装置。

18.如权利要求17所述的系统，其特征在于，还包括：

一远程天线单元阵列，它远离所述基站并与所述波束矩阵有效连接，用于提供第二组电磁波束以便接收所述多个用户发送的信息信号从而产生第二组接收信号；

第二波束形成矩阵，它与所述远程天线单元阵列耦合，用于根据所述接收信号组的抽样产生第二组波束信号，所述第二波束形成矩阵包括用于加权并组合包含在所述第二组接收信号内的所述信号中被选中抽样的装置，所述波束形成矩阵与所述切换装置内的一个切换矩阵有效连接。

19.一种用于在数字通信系统内多个用户之间交流信息信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

提供第一和第二电磁波束，以便通过第一传输路径接收第一信息信号分量，从而产生第一和第二接收信号，所述第一信息信号分量至少包含第一所述用户发送的第一信息信号的一部分；

从所述第一和第二接收信号中产生第一和第二波束信号；

为了提供所述信息信号的第一和第二估计，对所述第一和第二波束信号解调；

根据所述信息信号的所述第一和第二估计产生第一跟踪信号。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，产生所述第一和第二波束信号的所述步骤包括为产生第一和第二抽样接收信号而对所述第一和第二接收信号进行采样的步骤。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述解调步骤包括根据所述第一跟踪信号对所述第一和第二抽样接收信号调节定时的步骤。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述跟踪步骤包括对所述信息信号的所述第一分量进行空间跟踪的步骤，所述空间跟踪的步骤包括通过累加所述跟踪信号来产生一累积误差信号的步骤。

23.如权利要求19所述的方法，其特征在于，提供所述第一和第二电磁波束的所述步骤是在所述数字通信系统的基站内进行的。

24.如权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括提供第三和第四电磁波束以便通过第二传输路径接收第二信息信号分量从而产生第三和第四接收信号的步骤，所述第二信息信号分量包含所述第一信息信号的第二部分。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

从所述第三和第四接收信号中产生第三和第四波束信号；

为了提供所述信息信号的第三和第四估计，对所述第三和第四波束信号解调；以及

根据所述信息信号的所述第三和第四估计产生第二跟踪信号。

26.如权利要求19所述的方法，其特征在于，对所述第一和第二波束信号进行解调的所述步骤包括以下步骤：

通过使所述第一波束信号与一组相应的信息符号序列关联，产生一组符号估计信号；

通过比较所述符号估计信号，选择一个所述信息符号序列。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，对所述第一和第二波束信号进行解调的所述步骤包括使所述被选中的一个所述信息符号序列与所述第二波束信号关联的步骤。

28.一种用于在数字通信系统内多个用户之间交流信息信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

提供一组电磁波束，以便接收多个用户发送的多个相应信息信号的多路径信号分量，从而产生一组接收信号；

根据所述接收信号组产生一组波束信号；

在多个话务信道之间分配所述波束信号的子集，每个所述话务信道与所述多个用户中的一个相关；并且

从波束信号的第一所述子集中恢复第一信息信号，其中第一所述子集被分配给与第一所述用户相关的第一所述话务信道。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述恢复步骤包括分别用第一接收机的第一和第二接收机指针处理所述第一信息信号之第一和第二多路径信号分量的步骤。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于，所述分配步骤包括将波束信号的第一所述子集分配给所述第一接收机指针并将波束信号的第二所述子集分配给所述第二接收机指针的步骤。

31.如权利要求28所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

为了提供相应的所述第一信息信号的第一组估计，对包含在所述第一组波束信号中的所述波束信号解调；并且

根据所述信息信号的所述第一组估计，产生第一跟踪信号。

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于，所述解调步骤包括用扩频序列对包含在所述第一组波束信号内的所述波束信号去相关的步骤。

33.如权利要求28所述的方法，其特征在于，产生一组波束信号的所述步骤包括以下步骤：

为了产生量化信号，对所述接收信号组进行采样；

对所述量化信号加权；并且

对诸所述加权量化信号求和。

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