DE69531096T2

DE69531096T2 - Mehrwegsuchprozessor für ein spreizspektrum-mehrfachzugangsnachrichtenübertragungssystem

Info

Publication number: DE69531096T2
Application number: DE69531096T
Authority: DE
Inventors: D. Kenneth EASTON; A. Jeffrey Levin
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-09-30
Filing date: 1995-09-27
Publication date: 2004-04-08
Anticipated expiration: 2015-09-28
Also published as: CN1096157C; DE69531096D1; KR100385004B1; HK1015198A1; FI962258A; AU707834B2; DK0732013T3; SI0732013T1; ATE243395T1; WO1996010873A1; AU688625B2; EP0732013A1; MX9602026A; ES2201123T3; MY120873A; AU6997798A; AU3945195A; US20010046205A1; FI114123B; KR960706725A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Spektrumspreizkommunikationssysteme und insbesondere auf Signalverarbeitung in einem zellularen Telefonkommunikationssystem.
II. BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
In einem drahtlosen Telefonkommunikationssystem, wie z. B. Zellentelefonsystemen, Personalkommunikationssystemen, und drahtlosen Local-Loop-Systemen kommunizieren viele Benutzer über drahtlose Kanäle um mit drahtgebundenen Telefonsystemen in Verbindung zu treten. Die Kommunikation über den drahtlosen Kanal kann eine von einer Vielzahl von Vielfachzugriffstechniken sein, die eine große Anzahl von Benutzern auf einem begrenzten Frequenzband ermöglichen. Diese Vielfachzugriffstechniken beinhalten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (time division multiple access (TDMA)), Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (frequency division multiple access (FDMA)), und Codemultiplex-Vielfachzugriff (code division multiple access (CDMA)). Die CDMA-Technik hat viele Vorteile und ein beispielhaftes CDMA-System wird in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 beschrieben, das am 13. Februar 1990 für K. Gilhousen et al. mit dem Titel „SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
In dem zuvor erwähnten Patent wird eine Vielfachzugriffstechnik offenbart, in der eine große Anzahl von Mobiltelefonsystembenutzern, die jeweils einen Transceiver besitzen, über Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen kommunizieren, und zwar mittels CDMA-Spektrumspreizkommunikationssignalen. Durch Einsatz der CDMA-Kommunikationen bzw. CDMA- Nachrichten kann das Frequenzspektrum mehrfach wiederverwendet werden, was einen Anstieg der Systembenutzerkapazität erlaubt.
Die CDMA-Modulationstechniken, die in der U.S. Patentschrift Nr. 4,901,307 offenbart sind, bieten viele Vorteile gegenüber engbandigen Modulationstechniken die in Kommunikationssystemen unter Einsatz von Satelliten- oder terrestrischen Kanälen eingesetzt werden. Der terrestrische Kanal wirft für jedes Kommunikationssystem spezielle Probleme auf, insbesondere bezüglich Mehrwegsignalen (multipath signals). Der Einsatz von CDMA-Techniken erlaubt es, die speziellen Probleme des terrestrischen Kanals zu überwinden, und zwar durch Entschärfen der nachteiligen Auswirkungen des Mehrwegs, z. B. Fading, während zugleich die Vorteile der Mehrwege ausgenutzt werden.
Die CDMA-Techniken, wie sie in der U.S. Patentschrift Nr. 4,901,307 offenbart sind, erwägen den Einsatz von kohärenter Modulation und Demodulation für beide Richtungen der Verbindung in Mobileinheit-zu-Satellit-Kommunikationen. Entsprechend ist in der Patentschrift der Einsatz eines Pilotträgersignals als eine kohärente Phasenreferenz für die Satellit-zu-Mobileinheit-Verbindung und die Basisstation-zu-Mobileinheit-Verbindung offenbart. In der terrestrischen Zellenumgebung schließt jedoch der Schweregrad des Mehrwegfadings mit der resultierenden Phasenstörung des Kanals, sowie die Leistung, die benötigt wird, um ein Pilotträgersignal von der Mobileinheit zu senden, den Einsatz von kohärenten Demodulationstechniken für die Mobileinheit-zu-Basisstation-Verbindung aus. Das U.S. Patent Nr. 5,103,459 betitelt „SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVE FORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", erteilt am 25. Juni 1990, und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, sieht Mittel zum Überwinden der nachteiligen Effekte von Mehrweg in der Mobileinheit-zu-Basisstation-Verbindung durch Einsatz von nicht kohärenten Modulations- und Demodulationstechniken vor.
In einem CDMA Zellentelefonsystem kann dasselbe Frequenzband für die Kommunikation in allen Basisstationen eingesetzt werden. An dem Basisstati onsempfänger können trennbare Mehrwege, wie z. B. ein Weg entlang der Sichtlinie und ein weiterer Weg, der von einem Gebäude reflektiert wird, Vielseitigkeits- bzw. Diversity-kombiniert werden, um die Modemleistung zu verbessern. Die CDMA-Wellenformeigenschaften, die eine Verarbeitungsverstärkung (processing gain) vorsehen, werden ebenfalls dafür eingesetzt zwischen Signalen zu unterscheiden, die dasselbe Frequenzband belegen. Weiterhin ermöglicht es die Hochgeschwindigkeitspseudorausch-(PN)-Modulation (high speed pseudo noise modulation) viele verschiedene Ausbreitungswege des selben Signals zu separieren, und zwar solange die Differenz in Weg- bzw. Laufzeitverzögerungen die PN-Chipdauer überschreitet. Wenn eine PN-Chiprate von ungefähr 1 MHz in einem CDMA-System eingesetzt wird, kann die gesamte Spektrumspreizverarbeitungsverstärkung (full spread spectrum processing gain), die gleich dem Verhältnis der gespreizten Bandbreite zu der Systemdatenrate ist, gegenüber Wegen mit Verzögerungen, die sich mehr als eine Mikrosekunde unterscheiden, eingesetzt werden. Ein Unterschied von einer Mikrosekunde in der Wegverzögerung entspricht einem Wegstreckenunterschied von ungefähr 300 m. Eine städtische Umgebung liefert typischerweise Wegverzögerungsunterschiede von mehr als einer Mikrosekunde.
Die Mehrwegeigenschaften des terrestrischen Kanals erzeugen bei dem Empfänger Signale, die entlang einiger verschiedener Ausbreitungswege verlaufen. Eine Eigenschaft eines Mehrwegkanales ist die Zeitspanne, die in einem Signal, das entlang des Kanals gesendet wird, eingebracht wird. Wenn z. B. ein idealer Impuls über einen Mehrwegkanal gesendet wird, erscheint das empfangene Signal als ein Strom bzw. Reihe von Pulsen. Eine weitere Charakteristik des Mehrwegkanals ist die, dass jeder Weg durch den Kanal einen unterschiedlichen Dämpfungsfaktor bewirken kann. Wenn z. B. ein idealer Impuls über einen Mehrwegkanal gesendet wird, hat jeder Puls des empfangenen Stromes von Pulsen im Allgemeinen eine Signalstärke, die sich von anderen empfangenen Pulsen unterscheidet. Noch eine weitere Charakteristik des Mehrwegkanals (multipath channel) ist die, dass jeder Weg durch den Kanal eine unterschiedliche Phase für das Signal bewirken kann. Wenn z. B. ein idealer Impuls über einen Mehrwegkanal gesendet wird, hat jeder Puls des emp fangenen Stromes von Pulsen im Allgemeinen eine Phase die sich von anderen empfangenen Pulsen unterscheidet.
In dem Funkkanal wird viel Weg durch Reflektion des Signals von Hindernissen in der Umgebung, wie z. B. Gebäuden, Bäume, Autos und Personen erzeugt. Im Allgemeinen ist der Funkkanal ein sich zeitlich verändernder Mehrwegkanal aufgrund der relativen Bewegung der Strukturen, die den Mehrweg kreieren. Wenn z. B. ein idealer Impuls über den sich zeitlich verändernden Mehrwegkanal gesendet wird, würde sich die zeitliche Position, Dämpfung und Phase des empfangenen Stromes von Pulsen als eine Funktion der Zeit, zu der der ideale Impuls gesendet wurde, ändern.
Die Mehrwegcharakteristik eines Kanals kann in Signalfading resultieren. Das Fading ist das Ergebnis der Phasencharakteristiken des Mehrwegkanals. Ein Fade bzw. ein Schwund tritt dann auf, wenn sich Mehrwegvektoren destruktiv addieren, was ein empfangenes Signal ergibt, das kleiner ist als beide individuelle Vektoren. Wenn z. B. eine Sinuswelle über einen Mehrwegkanal mit zwei Wegen gesendet wird, wobei der erste Weg einen Dämpfungsfaktor von X dB, eine Zeitverzögerung von δ mit einer Phasenverschiebung von θ Radien hat, und der zweite Weg einen Dämpfungsfaktor von X dB, eine Zeitverzögerung von δ mit einer Phasenverschiebung von θ + n Radien hat, so wird am Ausgang des Kanals kein Signal empfangen.
Bei Schmalbandmodulationssystemen, wie z. B. bei analoger FM-Modulation, die bei herkömmlichen Telefonsystemen eingesetzt wird, resultiert die Existenz von mehreren Wegen in dem Funkkanal im starken Mehrwegfading. Wie bereits oben erwähnt können jedoch bei breitbandigem CDMA die verschiedenen Wege in dem Demodulationsprozess unterschieden werden. Diese Unterscheidung reduziert nicht nur im großen Maße den Schweregrad des Mehrwegfadings, sondern liefert ebenfalls einen Vorteil für das CDMA-System.
Diversity bzw. Vielseitigkeit ist ein Ansatz zum Verhindern der nachteiligen Effekte des Fadings. Es ist daher wünschenswert, dass eine Art von Vielseitigkeit vorgesehen wird, die es einem System ermöglicht, das Fading zu reduzieren. Drei Haupttypen von Diversity existieren: Zeit-Diversity, Frequenz-Diversity und Raum-Pfad-Diversity.
Die Zeit-Diversity kann am Besten durch den Einsatz von Wiederholung, Zeit-Interleaving und Fehlerkorrektur- und Detektierkodierung, was eine Redundanz herbeiführt, erreicht werden. Ein System, das die vorliegende Erfindung beinhaltet, kann jede dieser Techniken als eine Form von Zeit-Diversity einsetzen.
CDMA bietet aufgrund seiner inhärenten Breitbandbeschaffenheit eine Form von Frequenz-Diversity durch Spreizen der Signalenergie über eine weite Bandbreite. Daher wirkt sich frequenzselektives Fading nur auf einen kleinen Teil der CDMA-Signalbandbreite aus.
Raum- und Weg-Diversity wird erreicht durch Vorsehen von mehreren Signalwegen über gleichzeitige Verbindungen von einer Mobileinheit über bzw. durch zwei oder mehrere Basisstationen und durch Einsatz von zwei oder mehreren beabstandeten Antennenelementen an einer einzelnen Basisstation. Weiterhin kann Weg-Diversity mittels Ausnutzung der Mehrwegumgebung durch Spektrumspreizverarbeitung erreicht werden, und zwar dadurch, dass es einem Signal, das mit verschiedenen Ausbreitungsverzögerungen ankommt, ermöglicht wird, separat, wie oben beschrieben, empfangen und verarbeitet zu werden. Beispiele von Weg-Diversity werden in dem U.S. Patent Nr. 5,101,501, betitelt „SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" erteilt am 21. März 1992, und dem U.S. Patent Nr. 5,109,300, betitelt „DIVERSITY RECIEVER IN AN CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", erteilt am 28. April 1992, die beide dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen sind, dargestellt.
Die nachteiligen Effekte des Fadings können weiterhin in einem gewissen Umfang in einem CDMA-System durch Steuerung der Sendeleistung kontrolliert werden. Ein System zur Leistungssteuerung der Basisstation und der Mobileinheit wird in dem U.S. Patent Nr. 5,056,109, betitelt METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM", erteilt am 8. Oktober 1991, ebenfalls dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart.
Die CDMA-Techniken, wie sie in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 offenbart sind, erwägen den Einsatz von relativ langen PN-Sequenzen, wobei jedem Mobileinheitsbenutzer eine unterschiedliche PN-Sequenz zugewiesen wird. Die Kreuzkorrelation zwischen verschiedenen PN-Sequenzen und die Autokorrelation einer PN-Sequenz für alle Zeitverschiebungen mit Ausnahme von Null, ist für beide fast ein Nulldurchschnittswert, was es erlaubt die unterschiedlichen Benutzersignale beim Empfang zu unterscheiden (die Autokorrelation und die Kreuzkorrelation verlangt, dass eine logische „0" einen Wert von „1", und einen logische „1" einen Wert von „–1" oder eine ähnliche Abbildung annimmt, damit ein Durschnittswert von Null erhalten wird).
Solche PN-Signale sind jedoch nicht orthogonal. Obwohl die Kreuzkorrelation sich im wesentlichen über die gesamte Frequenzlänge auf Null mittelt, ist für ein kurzes Zeitintervall, wie z. B. eine Informationsbitzeit, die Kreuzkorrelation eine Zufallsvariable mit einer Binomialverteilung. Somit interferieren die Signale miteinander im Wesentlichen auf die selbe Art und Weise als wären sie breites bandbreites Gauss'sches Rauschen mit derselben Leistungsspektraldichte. Daher limitieren die anderen Benutzersignale bzw. das gegenseitige Interferenzrauschen, schlussendlich die zur Verfügung stehende Kapazität.
Es ist auf dem Fachgebiet bekannt, dass ein Satz von n orthogonalen binären Sequenzen jeweils mit einer Länge n, wobei n eine Potenz von 2 ist, konstruiert werden kann, siehe „DIGITAL COMMUNICATIONS WITH SPACE APPLICATIONS", S. W. Golomb et al., Prentice-Hall, Inc., 1964, Seiten 45–64. Tatsächlich sind Sätze von orthogonalen, binären Sequenzen für die meisten Längen, die ein Vielfaches von vier und geringer als zweihundert sind, bekannt. Eine Klasse von solchen Sequenzen, die auf einfache Weise generiert werden können, werden als Walsh-Funktionen bezeichnet und sind ebenfalls als Hadamard-Matrizen bekannt.
Eine Walsh-Funktion der Ordnung n kann rekursiv wie folgt definiert werden:
wobei W' das logische Komplementär von W bezeichnet, und W(1) = |0| ist.
Somit
Ein Walsh-Symbol, -Sequenz oder -Code ist eine der Zeilen einer Walsh-Funktionsmatrix. Eine Walsh-Funktionsmatrix der Ordnung n enthält n Sequenzen, die jeweils eine Länge von n Walsh-Chips hat. Jeder Walsh-Code hat einen entsprechenden Walsh-Index, wobei sich der Walsh-Index auf die Nummer (1 bis n) entsprechend der Zeile, in welcher ein Walsh-Code gefunden werden kann, bezieht. Zum Beispiel bei der oben aufgelisteten n = 8 Walsh-Funktionsmatrix entspricht die Zeile mit nur Nullen dem Walsh-Index 1 und der Walsh-Code 0, 0, 0, 0, 1, 1, 1, 1 entspricht dem Walsh-Index 5.
Eine Walsh-Funktionsmatrix der Ordnung n (so wie auch andere orthogonale Funktionen der Länge n) haben die Eigenschaft, dass über das Intervall von n Bits die Kreuzkorrelation zwischen all den verschiedenen Sequenzen innerhalb des Satzes Null ist. Dies kann dadurch erkannt werden, das festgestellt wird, dass jede Sequenz sich von jeder anderen Sequenz in genau der Hälfte ihrer Bits unterscheidet. Es ist ebenfalls festzustellen, dass es immer eine Sequenz gibt, die nur Nullen enthält und das all die anderen Sequenzen zur Hälfte Einsen und zur Hälfte Nullen enthalten. Das Walsh-Symbol, das nur aus logischen Nullen besteht, und zwar an Stelle von zur Hälfte Einsen und Nullen, wird als das Walsh-Null-Symbol bezeichnet.
Auf dem Rückwärtsverbindungskanal von der Mobileinheit zu der Basisstation existiert kein Pilotsignal um eine Phasenreferenz zu liefern. Daher wird ein Verfahren benötigt um eine Verbindung mit einer hohen Qualität auf einem Fading-Kanal mit einem niedrigen Eb/No (Energie pro Bit/ Rauschenergiedichte) vorzusehen. Eine Walsh-Funktionsmodulation auf der rückwärtigen Verbindung ist ein einfaches Verfahren, um eine 64-äre Modulation (64-ary modulation) mit einer Kohärenz über dem Satz von 6 Codesymbolen abgebildet in die 64 Walsh-Codes zu erhalten. Die Eigenschaften des terrestrischen Kanals sind so, dass die Veränderungsgeschwindigkeit bzw. die Rate der Veränderung der Phase relativ langsam ist. Daher ist durch Auswahl einer Walsh-Codedauer, die kurz im Vergleich zur Veränderungsrate der Phase auf dem Kanal ist, eine kohärente Demodulation über die Länge eines Walsh-Codes möglich.
Auf dem rückwärtigen Verbindungskanal wird der Walsh-Code durch die Information bestimmt, die von der Mobileinheit gesendet wird. Z. B. kann ein 3-Bit Informationssymbol auf die acht Sequenzen von W (8), wie sie oben gegeben ist, abgebildet werden. Eine „Rückabbildung" bzw. Unmapping der Walshcodierten Symbole in eine Schätzung der Originalinformationssymbole kann in dem Empfänger durch eine schnelle Hadamard-Transformation bzw. fast Hadamard transform (FHT) erreicht werden. Ein bevorzugter „Rückabbildungs"- oder Auswahlprozess liefert „Soft-Decision"-Daten, die einem Decodierer für eine Decodierung gemäß der größten Wahrscheinlichkeit geliefert werden.
Eine FHT wird zur Durchführung des „Rückabbildungs"-Prozesses eingesetzt. Eine FHT korreliert die empfangene Sequenz mit einer jeden der möglichen Walsh-Sequenzen. Eine Auswahlschaltung wird dafür eingesetzt, den wahrscheinlichsten Korrelationswert auszuwählen, wobei der Wert skaliert und als „Soft-Decision"-Daten vorgesehen wird.
Ein Spektrumspreizempfänger der Diversity- oder Rake"-Empfängerbauart beinhaltet mehrere Datenempfänger um die Fading-Effekte zu überwinden. Typischerweise wird jeder Datenempfänger für die Demodulation eines Signals, das sich entlang eines unterschiedlichen Weges ausgebreitet hat, und zwar mittels des Einsatzes von mehreren Antennen oder aufgrund der Mehrwegeigenschaften des Kanals, zugewiesen. Bei der Demodulation von Signalen, die gemäß einem orthogonalen Signalisierungsschema moduliert sind, korreliert jeder Datenempfänger das empfangene Signal mit jedem der möglichen Abbildungswerte mittels einer FHT. Die FHT-Ausgaben eines jeden Datenempfängers werden kombiniert und eine Auswahlschaltung wählt dann den wahrscheinlichsten Korrelationswert basierend auf der größten kombinierten FHT-Ausgabe aus, um ein demoduliertes „Soft-Decision"-Symbol zu erzeugen.
In dem System, das in der U.S. Patentschrift Nr. 5,103,459 beschrieben ist, beginnt das Anrufsignal als eine 9600 Bit-pro-Sekunde-Informationsquelle, die dann durch einen Vorwärtsfehlerkorrekturcodierer mit Rate 1/3 auf einen 28800 Symbole-pro-Sekunde-Ausgabestrom konvertiert wird. Diese Symbole werden zu sechst gruppiert um 4800 Walsh-Symbole pro Sekunde zu bilden, wobei jedes Walsh-Symbol eine von vierundsechzig orthogonalen Walsh-Funktionen, die eine Dauer von vierundsechzig Walsh-Chips haben, auswählt. Die Walsh-Chips werden mit einem benutzerspezifischen PN- Sequenzgenerator moduliert. Die benutzerspezifischen PN-modulierten Daten werden dann auf zwei Signale aufgesplittet, von denen eins mit einer In-Phasen-(I)-Kanal-PN-Sequenz moduliert wird und das andere mit einer Quadratur-Phasen-(Q)-Kanal-PN-Sequenz moduliert wird. Beide, die I-Kanal-Modulation und die Q-Kanal-Modulation liefern vier PN-Chips pro Walsh-Chip mit einer 1,2288 MHz PN-Spektrumspreizrate. Die I- und die Q-modulierten Daten werden für die Übertragung Offset-Quadratur-Phasen-Modulationskombiniert bzw. Offset Quadrature Phase Shift Keying (OQPSK)-kombiniert.
In dem CDMA Zellensystem, das in der oben erwähnten U.S. Patentschrift Nr. 4,901,307 beschrieben wird, sieht jede Basisstation eine Versorgung bzw. Abdeckung für ein begrenztes geographisches Gebiet vor und verbindet die Ferneinheiten bzw. mobilen Einheiten in ihrem Versorgungsgebiet durch einen Switch des Zellensystems mit dem öffentlich geschalteten Telefonnetzwerk (public switched telephone network (PSTN)). Wenn sich eine Mobileinheit in den Versorgungsbereich einer neuen Basisstation bewegt, wird das Routing des Benutzeranrufers zu der neuen Basisstation transferiert. Der Signalübertragungsweg von der Basisstation zu der Mobileinheit wird als die Vorwärtsverbindung, wie oben erwähnt und der Signalübertragungsweg von der Mobileinheit zu der Basisstation wird als die rückwärtige Verbindung bezeichnet.
Wie oben beschrieben definiert das PN-Chipintervall den minimalen Abstand zweier Wege, die diese aufweisen müssen, um sie kombinieren zu können. Bevor die einzelnen Wege (paths) demoduliert werden können, müssen die relativen Ankunftszeiten (oder Offsets) der Wege in dem empfangenen Signal zuerst bestimmt werden. Das Kanalelementmodem führt diese Funktion mittels „Durchsuchen" einer Sequenz von möglichen Wegoffsets und mittels Messen der Energie, die bei jedem möglichen Wegoffset empfangen wird, aus. Wenn die Energie, die einem möglichen Offset zugeordnet ist, einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, kann ein Signaldemodulationselement dem Offset zugewiesen werden. Das Signal, das mit dem Wegoffset vorliegt kann dann mit den Beiträgen von anderen Demodulationselementen und deren jeweiligen Offsets summiert werden. Ein Verfahren und Vorrichtung zur Demodulationselementzuweisung basierend auf Energiepegeln der Suchdemodulationselemente ist in dem ebenfalls anhängigen U.S. Patent 5,490,165, betitelt „DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS", das am 6. Februar, 1996 erteilt und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, offenbart. Solch ein Diversity- oder Rake-Empfänger liefert eine robuste Digitalverbindung, da alle Wege gleichzeitig faden müssen, bevor eine Degradierung des kombinierten Signals auftritt.
1 zeigt einen beispielhaften Satz von Signalen von einer einzelnen Ferneinheit, die an der Basisstation eingehen. Die senkrechte Achse stellt die empfangene Leistung in Dezibel (dB) dar. Die horizontale Achse stellt die Verzögerung in der Ankunftszeit eines Signales aufgrund von Mehrwegverzögerung dar. Die Achse (nicht dargestellt), die in die Ebene der Seite geht, stellt ein Zeitsegment dar. Jede Signalspitze in der gemeinsamen Ebene der Seite bzw. des Papiers kam zu einem gemeinsamen Zeitpunkt an, wurden jedoch von der Mobileinheit zu verschiedenen Zeitpunkten gesendet. In der gemeinsamen Ebene wurden Spitzen auf der rechten Seite zu einem früheren Zeitpunkt durch die Mobileinheit gesendet als Spitzen auf der linken Seite. Z. B. entspricht die am weitesten links liegende Spitze, Spitze 2, dem Signal, das zuletzt gesendet wurde. Jede Signalspitze 2 bis 7 hat sich entlang eines unterschiedlichen Weges ausgebreitet und zeigt daher eine unterschiedliche Zeitverzögerung und eine unterschiedliche Amplitudenresponse bzw. einen unterschiedlichen Amplitudengang auf. Die sechs verschiedenen Signalspitzen, die durch Spitzen 2 bis 7 dargestellt sind, stellen eine Umgebung mit einem ausgeprägten Mehrwegphänomen dar. Typische städtische Umgebungen erzeugen weniger nutzbare Wege. Der Rauschgrundpegel bzw. Rauschboden des Systems wird durch die Zacken und Täler mit geringeren Energiepegeln dargestellt. Die Aufgabe eines Sucherelements ist es, die Verzögerung, wie sie durch die horizontale Achse der Signalspitzen 2 bis 7 gemessen wird, für eine potentielle Demodulationselementzuweisung zu identifizieren. Die Aufgabe des Demodulationselements ist es, einen Satz der Mehrwegspitzen für eine Kombination in einer einzelnen Ausgabe zu demodulieren. Es ist ebenfalls die Aufgabe der Demodulationselemente, dann wenn sie einer Mehrwegspitze zugeordnet sind, dieser Spitze zu folgen, da sie sich zeitlich bewegen kann.
Die horizontale Achse könnte man sich auch so vorstellen, als ob sie mit Einheiten in PN-Offsets versehen ist. Zu jedem gegebenen Zeitpunkt empfängt die Basisstation eine Vielzahl von Signalen von einer einzelnen Mobileinheit, wobei jedes entlang eines unterschiedlichen Weges zur Einheit gelangt und verschiedene Verzögerungen im Vergleich zu anderen hat. Das Signal der Mobileinheit wird mit einer PN-Sequenz moduliert. Eine Kopie der PN-Sequenz wird ebenfalls bei der Basisstation generiert. Bei der Basisstation wird jedes Mehrwegsignal individuell mit einem PN-Sequenzcode, der um dessen Timing ausgerichtet ist, demoduliert. Die Koordinaten der horizontalen Achse kann man sich so vorstellen, als dass sie dem PN-Sequenzcodeoffset entsprechen, der eingesetzt werden würde um ein Signal mit der Koordinate zu demodulieren.
Es ist anzumerken, dass jede der Mehrwegspitzen sich bezüglich der Amplitude als eine Funktion der Zeit verändert, wie es durch den unebenen Grad bzw. Kante einer jeden Mehrwegspitze gezeigt ist. In dem begrenzten dargestellten Zeitabschnitt, gibt es keine starken Veränderungen in den Mehrwegspitzen. Über einen erweiterten Zeitbereich verschwinden Mehrwegspitzen und neue Wege entstehen, während die Zeit voranschreitet. Die Spitzen können ebenfalls auf frühere oder spätere Offsets rutschen, wenn sich der Wegabstand verändert, und zwar wenn die Mobileinheit sich in dem Versorgungsbereich der Basisstation bewegt. Jedes Demodulationselement verfolgt (tracks) kleine Veränderungen in dem Signal, dem es zugewiesen ist. Die Aufgabe des Suchprozesses ist es ein Log bzw. Protokoll der momentanen Mehrwegumgebung, wie sie durch die Basisstation empfangen wird, zu generieren.
In einem typischen drahtlosen Telefonkommunikationssystem kann der Sender der Mobileinheit ein Vocoding- bzw. Sprachcodierungssystem einsetzen, das Sprachinformation in einem Format mit variabler Rate codiert. Z. B. kann die Datenrate aufgrund von Pausen in der Sprachaktivität gesenkt werden. Die niedrigere Datenrate reduziert den Interferenzpegel gegenüber anderen Benutzern, der durch Übertragungen der Mobileinheit bewirkt wird. An dem Empfänger, oder auf andere Art und Weise dem Empfänger zugeordnet, wird ein Sprachdecodierungs- bzw. Vocodingsystem eingesetzt, um die Sprachinformation zu rekonstruieren. Zusätzlich zu der Sprachinformation kann Nicht-Sprachinformation alleine oder vermischt miteinander durch die Mobileinheit gesendet werden.
Ein Vocoder, der für die Anwendung in dieser Umgebung geeignet ist, wird in der ebenfalls anhängigen U.S. Patenanmeldung WO 92228917, betitelt „VARIABLE RATE VOCODER", dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, beschrieben. Dieser Vocoder produziert aus digitalen Samples der Sprachinformation codierte Daten mit vier verschiedenen Raten, z. B. ungefähr 8000 Bits pro Sekunde (bps), 4000 bps, 2000 bps und 1000 bps, und zwar basierend auf der Sprachaktivität während eines 20 Millisekunden (ms) Rahmens. Jeder Rahmen bzw. Frame von Vocoderdaten wird mit Overhead-Bits als 9600 bps, 4800 bps, 2400 bps und 1200-bps-Datenrahmen formatiert. Der Datenrahmen mit höchster Rate, der einem 9600-bps-Rahmen entspricht, wird als ein „Voll-Raten"-Rahmen bezeichnet; ein 4800-bps-Datenrahmen wird als ein „Halb-Raten"-Rahmen bezeichnet; ein 2400-bps-Datenrahmen wird als ein „Viertel-Raten"-Rahmen bezeichnet; und ein 1200-bps-Datenrahmen wird als „Achtel-Raten"-Rahmen bezeichnet. Weder in dem Codierungsprozess noch in dem Rahmenformatierungsprozess wird eine Rateninformation in den Daten eingefügt. Wenn die Mobileinheit mit weniger als der Vollrate sendet, ist der Arbeitstaktzyklus bzw. Duty Cycle des durch die Mobileinheit gesendeten Signals derselbe wie die Datenrate. Bei einer Viertelrate z. B. wird ein Signal von der Mobileinheit nur ein Viertel der Zeit gesendet. Während der anderen drei Viertel der Zeit wird kein Signal von der Mobileinheit gesendet. Die Mobileinheit beinhaltet einen Datenburstrandomizer bzw. Datenburstzufallsgenerator. Bei gegebener Datenrate des zu sendenden Signals bestimmt der Datenburstrandomizer während welcher Zeitschlitze die Mobileinheit sendet und während welcher Zeitschlitze sie nicht sendet. Weite re Details hinsichtlich des Datenburstrandomizers werden in dem ebenfalls anhängigen U.S. Patent 5,535,239, betitelt „DATA BURST RANDOMIZER", das am 9. September, 1996 erteilt und das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, beschrieben.
An der Basisstation muss jedes individuelle Ferneinheitssignal in dem Ensemble von empfangenen Anrufsignalen identifiziert werden, um zurück in das ursprüngliche Anrufsignal der Mobileinheit demoduliert zu werden. Ein System und Verfahren zur Demodulation eines Signals einer Mobileinheit, das bei einer Basisstation empfangen wird, wird z. B. in dem U.S. Patent Nr. 5,103,459 beschrieben. 2 zeigt ein Blockdiagramm der Basisstationsausrüstung, beschrieben in dem U.S. Patent Nr. 5,103,459, zum Demodulieren eines Signals einer Mobileinheit auf der rückwärtigen Verbindung.
Eine herkömmliche Basisstation gemäß dem Stand der Technik weist mehrere unabhängige Sucher und Demodulationselemente auf. Die Sucher und Demodulationselemente werden durch einen Controller gesteuert. In diesem Ausführungsbeispiel sendet jede Mobilstation in dem System nicht kontinuierlich ein Pilotsignal um eine hohe Systemkapazität beizubehalten. Der Mangel eines Pilotsignals auf der rückwärtigen Verbindung erhöht die Zeit, die nötig ist um eine Übersicht über alle möglichen Zeitoffsets, zu denen Signale einer Mobilstation empfangen werden können, durchzuführen. Typischerweise wird ein Pilotsignal mit einer höheren Leistung als die nachrichtenverkehrstragenden Signale gesendet, wodurch das Signal-zu-Rausch-Verhältnis des empfangenen Pilotsignals im Vergleich zu den empfangenen Verkehrskanalsignalen erhöht wird. Im Gegensatz dazu sendet im Idealfall jede Mobileinheit ein rückwärtiges Verbindungssignal, das mit einem Leistungspegel, der gleich dem empfangenen Leistungspegel von jeder anderen Mobileinheit ist, was daher ein niedriges Signal-zu-Rausch-Verhältnis hat. Weiterhin sendet ein Pilotkanal eine bekannte Datensequenz. Ohne das Pilotsignal muss der Suchprozess alle Möglichkeiten hinsichtlich welche Daten gesendet worden sein könnten, untersuchen.
Bei dem System der 2 enthält jeder Sucher einen FHT-Prozessor, der in der Lage ist, eine FHT-Transformation während einer Zeitperiode, die gleich der Periode eines Walsh-Symbols ist, auszuführen. Der FHT-Prozessor wird zu „Realtime" gezwungen, und zwar auf die Art und Weise, dass in jedem Walsh-Symbolintervall ein Wert eingegeben wird und ein Symbolwert von dem FHT ausgegeben wird. Um daher einen schnellen Suchprozess vorzusehen, muss mehr als ein Sucherelement eingesetzt werden. Die Sucher bzw. Sucherelemente scannen kontinuierlich hinsichtlich einer Suche nach einem bestimmten Informationssignal einer Mobilstation, und zwar unter Steuerung des Systemcontrollers. Die Suchelemente scannen einen Satz von Zeitoffsets um die nominale Ankunftszeit des Signals herum, um nach Mehrwegsignalen, die sich entwickelt haben, zu suchen. Jeder der Sucher 26 liefert die Resultate der jeweils ausgeführten Suche zurück an den Controller 34. Der Controller 34 ordnet diese Ergebnisse für einen Einsatz in der Zuweisung der Demodulationselemente an die eingehenden Signale.
2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Basisstation gemäß dem Stand der Technik. Die Basisstation der 2 hat eine oder mehrere Antennen 12, die Mobileinheitssignale der rückwärtigen Verbindung 14 empfangen. Typischerweise ist das Versorgungsgebiet einer städtischen Basisstation in drei untere Regionen, die als Sektoren bezeichnet werden, unterteilt. Mit zwei Antennen pro Sektor hat eine typische Basisstation insgesamt sechs Empfangsantennen. Die empfangenen Signale werden abwärtsumgesetzt auf das Basisband durch einen Analogempfänger 16, der die empfangenen Signal-I- und -Q-Kanäle quantisiert, und diese digitalen Werte über Signalleitungen 18 zum Kanalelementmodem 20 sendet. Jedes Kanalelementmodem 20 versorgt einen einzelnen Benutzer. Das Modem enthält mehrere Digitaldatenempfänger, oder Demodulationselemente 22, 24 und mehrere Sucherempfänger 26. Mikroprozessor 34 steuert den Betrieb der Demodulationselemente 22 und 24 und den Sucher 26. Der Benutzer-PN-Code in jedem Demodulationselement und Sucher ist auf den der Mobileinheit, die dem Kanalelement zugewiesen ist, eingestellt. Mikroprozessor 34 lässt die Sucher 26 durch einen Satz von Offsets schreiten, der als Suchfenster bezeichnet wird und der wahrscheinlich Mehrwegsignalspitzen, die für die Zuweisung der Demodulationselemente geeignet sind, enthält. Für jeden Offset berichtet der Sucher 26 die Energie, die er bei dem Offset findet, an den Mikroprozessor 34. Die Demodulationselemente 22 und 24 werden dann durch Mikroprozessor 34 den Wegen, die durch Sucher 26 identifiziert wurden, zugewiesen (d. h. die Timing-Referenz ihrer PN-Generatoren wird verschoben, um sie mit der des gefundenen Weges auszurichten). Sobald ein Demodulationselement sich auf das Signal an dessen zugewiesenen Offset eingeloggt hat, verfolgt es dann den Weg von sich aus ohne Überwachung durch den Mikroprozessor 34, bis der Weg durch Schwund verschwunden ist oder das Demodulationselement einem besseren Weg durch Mikroprozessor 34 zugewiesen ist.
In der 2 wird die interne Struktur nur eines Demodulationselements 22 gezeigt, aber es ist zu verstehen, dass diese ebenso für Demodulationselement 24 und für die Sucher 26 gilt. Jedes Demodulationselement 22, 24 oder Sucher 26 des Kanalelementmodems hat einen entsprechenden I-PN- und Q-PN-Sequenzgenerator 36, 38 und den benutzerspezifischen PN-Sequenzgenerator 40, der eingesetzt wird um eine bestimmte Mobileinheit auszuwählen. Die benutzerspezifische PN-Sequenzausgabe 40 wird XOR-verknüpft mittels XOR-Gattern 42 und 44 mit der Ausgabe der I-PN- und -Q-PN-Sequenzgeneratoren 36 und 38 um PN-I'- und PN-Q'-Sequenzen zu erzeugen, die an den Entspreizer 46 geliefert werden. Die Timingreferenz der PN-Generatoren 36, 38, 40 wird auf den Offset des zugewiesenen Signals eingestellt, so dass der Entspreizer bzw. Despreader 46 die empfangenen I- und Q-Kanalantennensamples mit der PN-I'- und PN-Q'-Sequenz im Einklang mit dem zugewiesenen Signaloffset korreliert. Vier der Entspreizerausgaben, und zwar entsprechend der vier PN-Chips pro Walsh-Chip, werden summiert um einen einzelnen Walsh-Chip mittels Akkumulatoren 48 und 50 zu bilden. Der akkumulierte bzw. gesammelte Walsh-Chip wird dann in den schnellen Hadamard-Transformations-(FHT)-Prozessor 52 eingegeben. Wenn 64 Chips, die einem Walsh-Symbol entsprechen, empfangen wurden, korreliert der FHT-Prozessor 52 den Satz von 64 Walsh-Chips mit jedem der 64 möglichen ge sendeten Walsh-Symbole und gibt eine Matrix aus „Soft-Decision"-Daten mit 64 Einträgen aus. Die FHT-Ausgabe des FHT-Prozessors 52 für jedes Demodulationselement wird dann mit denjenigen der anderen Demodulationselemente durch Kombinierer 28 kombiniert. Die Ausgabe des Kombinierers 28 ist dann ein „Soft-Decision"-demoduliertes Symbol. Die „Soft-Decision"-Daten sind das gewählte demodulierte Symbol gewichtet mit dem Vertrauen, dass das originalübertragene Walsh-Symbol korrekt identifiziert wurde. Die „Soft Decision"-Daten werden dann an den Vorwärtsfehlerkorrekturdecodierer 29 zur weiteren Verarbeitung gegeben, und zwar um das Originalanrufsignal zurückzuerlangen. Das Anrufsignal wird dann durch die digitale Verbindung 30 gesendet, die den Anruf zum öffentlich geschalteten Telefonnetzwerk (public switched telephone network (PSTN)) 32 routet.
Ähnlich wie jedes Demodulationselement 22, 24 enthält jeder Sucher 26 einen kompletten Demodulationsdatenweg. Sucher 26 unterscheidet sich von dem Demodulationselement 22 darin, wie dessen Ausgabe eingesetzt wird und dadurch, dass es keine Zeiterfassung liefert. Für jeden verarbeiteten Offset findet jeder Sucher 26 die Korrelationsenergie bei dem Offset durch Entspreizen der Antennensamples, Sammeln dieser in Walsh-Chips, die in die FHT-Transformation eingegeben werden, Ausführen der FHT-Transformation und Summieren der maximalen FHT-Ausgabeenergie für jedes der Walsh-Symbole, für die der Sucher sich an einem Offset befindet. Die abschließende Summe wird zurück an den Mikroprozessor 34 berichtet. Im Allgemeinen wird jeder Sucher 26 durch den Mikroprozessor 34 schrittweise zusammen mit den anderen als eine Gruppe durch das Suchfenster geführt, wobei jeder von seinem Nachbarn durch die Hälfte eines PN-Chips getrennt ist. Auf diese Weise existiert genug Korrelationsenergie bei jedem maximal möglichen Offsetfehler bei einem Viertelchip um sicherzustellen dass ein Weg nicht gefunden wird, da der Sucher nicht mit dem genauen Offset des Weges korreliert hat. Nach Sequenzieren der Sucher 26 durch das Suchfenster bewertet Mikroprozessor 34 die an sich zurückberichteten Ergebnisse und sucht nach starken Wegen für die Demodulationselementzuweisung, wie es in dem oben zitierten ebenfalls anhängigen U.S. Patent 5,490,165 beschrieben ist.
Die Mehrwegumgebung verändert sich kontinuierlich während sich die Mobileinheit in dem Basisstationsversorgungsbereich bewegt. Die Anzahl der Suchen, die ausgeführt werden müssen, wird durch die Anforderung bestimmt, dass Mehrwege schnell genug aufgefunden werden, so dass geeignete Wege auf geeignete Weise zum Einsatz gebracht werden können durch die Demodulationselemente. Auf der anderen Seite ist die Anzahl der benötigten Demodulationselemente eine Funktion der Anzahl der Wege die zu einem Zeitpunkt als nützlich erachtet werden. Um diesen Anforderungen Genüge zu leisten hat das System der 2 zwei Sucher 26 und ein Demodulationselement 22, 24 für jeden der vier eingesetzten integrierten Demodulator-Schaltkreise bzw. Demodulator-ICs (demodulator integrated circuits) für insgesamt vier Demodulationselemente und acht Sucher pro Kanalelementmodem. Jedes dieser zwölf Verarbeitungselemente beinhaltet einen kompletten Demodulationsdatenweg, inklusive des FHT-Prozessors, der einen relativ großen, kostenintensiven Flächenbetrag für die Implementierung auf einem integrierten Schaltkreis benötigt. Zusätzlich zu den vier Demodulator-ICs hat das Kanalelementmodem ebenfalls einen Modulator-IC und einen Vorwärtsfehlerkorrekturdecoder-IC für insgesamt sechs IC-Chips. Ein leistungsfähiger und teurer Mikroprozessor wird benötigt um die Demodulationselemente und die Sucher zu handhaben und zu koordinieren. So wie sie in der 2 implementiert sind, sind diese Schaltungen völlig unabhängig und benötigen die enge Führung durch Mikroprozessor 34 um durch die korrekten Offsets zu Sequenzieren und die FHT-Ausgaben zu handhaben. Jeder Walsh-Symbol-Mikroprozessor 34 empfängt einen Interrupt um die FHT-Ausgaben zu verarbeiten. Diese Interrupt-Rate benötigt alleine den Einsatz eines Hochleistungsmikroprozessors.
Es wäre vorteilhaft, wenn die sechs ICs, die für ein Modem benötigt werden, auf einen einzelnen IC, der weniger Mikroprozessorunterstützung bedarf, reduziert werden könnten, wodurch die direkten IC-Kosten sowie die Produktionskosten auf dem Boardlevel des Modems reduziert werden könnten und wodurch ebenfalls ein Ausweichen auf weniger teure Mikroprozessoren (oder alternativ einen einzelnen Hochleistungsmikroprozessor, der mehrere Kanalelementmodems gleichzeitig versorgt) möglich wäre. Sich lediglich darauf zu verlassen dass Strukturgrößen bei dem IC-Herstellungsprozess sinken und dass die sechs Chips zusammen auf einen einzelnen Rohchip bzw. Die plaziert werden können, ist nicht genug. Die Grundarchitektur des Demodulators muss neu konstruiert werden um ein wirklich kosteneffektives Modem mit Einzelchip zu erhalten. Von der obigen Diskussion sollte es offensichtlich sein, dass ein Bedarf nach einer Vorrichtung zum Signalempfang und Verarbeitung existiert, dass ein Spektrumspreizanrufsignal demodulieren kann und zwar bei niedrigen Kosten und von der Architektur her gesehen auf effizientere Weise.
Die vorliegende Erfindung ist ein einzelner, integrierter Suchprozessor, der schnell eine große Anzahl von Offsets, die möglicherweise mehr Wege eines empfangenen Anrufsignals enthalten, evaluieren bzw. berechnen kann. Bei dem System der 2 enthält jeder Sucher einen FHT-Prozessor, der in der Lage ist, eine FHT-Transformation pro Walsh-Symbol auszuführen. Um eine extra Sucherverarbeitungsleistung zu erhalten, müssen in den Ansatz der 2 zusätzliche diskrete Sucherelemente hinzugefügt werden, von denen jedes seinen eigenen FHT-Prozessor besitzt. Ein Grundaspekt der Erfindung ist es, die Sequenzierung des FHT-Prozessors von der Echtzeit bzw. real time abzukoppeln, und anstelle eines einzelnen, zeitlich in Scheiben aufgeteilten FHT-Prozessors zu verwenden, den sich die Demodulations- und Suchprozesse teilen. Damit der Vorteil des schnellen FHT-Verarbeitens voll zur Geltung kommt, ist es nötig, dass der FHT-Prozessor mit einem schnellen Datenstrom versorgt wird. Die vorliegende Erfindung enthält einen effizienten Mechanismus um Daten an den FHT-Prozessor zu liefern.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der Erfindung verwendet ein Signaldemodulator für ein Spektrumspreizkommunikationssystem einen einzelnen, integrierten Suchprozessor um schnell eine große Anzahl von Offsets, die möglicherweise Mehrwege eines empfangenen Anrufsignals enthalten, auszuwerten. Nach Beendigung einer zugewiesenen Suche legt der Suchprozessor eine Zusammenfassung der besten Kandidatenwege für die Zuweisung der Demodulationselemente vor.
Der Betrieb des integrierten Suchprozessors basiert auf einer Demodulation der Walsh-codierten Antennensamples mittels einer schnellen Hadamard-Transformationsprozessormaschine (Fast Hadarmad Transform (FHT) processor engine). Die FHT-Prozessormaschine kann mit dem Vielfachen der Echtzeitrate, mit der die Daten empfangen werden, operieren. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel kann die FHT-Prozessormaschine 32 Walshsymbol-Korrelationsergebnisse in der Zeit, in der das System Daten im Wert von einem Walshsymbol empfängt, erzeugen.
Um den Vorteil der schnellen FHT-Prozessormaschine auszunutzen, wird ein System benötigt um die FHT-Prozessormaschine mit Daten mit einer entsprechend hohen Rate zu versorgen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Antennensamples spektrumspreizmoduliert und müssen entspreizt werden, bevor sie an die FHT-Prozessormaschine weitergegeben werden.
Zwei Puffer werden benötigt um den Entspreizer mit Eingaben zu versorgen: ein erster Puffer wird benötigt um die Antennendatensamples zu speichern und ein zweiter Puffer wird benötigt um PN-Sequenzsamples zu speichern. Da mehr Datenbits den Antennensamples als der PN-Sequenz zugeordnet sind, ist es vorteilhaft die Anzahl der Antennendatensamples, die es zu speichern gilt, zu begrenzen, sogar dann wenn dies bedeutet, dass die Anzahl der PN-Sequenzdaten, die es zu speichern gilt, ausgedehnt wird. Der Antennensamplepuffer in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann Daten im Wert von zwei Walshsymbolen speichern. In ihn kann auf kreis- bzw. ringförmige Art und Weise geschrieben und aus ihm ausgelesen werden. Der PN-Sequenzpuffer enthält im bevorzugten Ausführungsbeispiel Daten im Wert von vier Walshsymbolen.
Um den kreisförmigen bzw. ringförmigen Betrieb des Antennensamplepuffers zu ermöglichen, ist der Betrieb des integrierten Suchprozessors in Gruppen von diskreten Suchen aufgeschlüsselt. Jede Gruppe von diskreten Suchen wird als Such-Rake bezeichnet. Jede diskrete Suche wird als Rake-Element bezeichnet. Jedes Rake-Element entspricht Daten im Wert eines Walshsymbols und einer FHT-Prozessormaschinen-Transformationsoperation. Der kreisförmige Puffer operiert so, dass jedes nachfolgende Rake-Element in einem Suchrake von dem vorhergehenden Rake-Element um die Hälfte eines PN-Sequenzchips und um einen halben Offset zeitlich versetzt ist. Bei dieser Konfiguration ist jedes Rake-Element in einem gemeinsamen Suchrake mit derselben PN-Sequenz korreliert.
Gruppen von Suchrakes können in einem Suchfenster spezifiziert sein. Gruppen von Suchfenstern können als Antennensuchsätze spezifiziert werden. Ein Antennensuchsatz kann durch einen Mikroprozessor durch Benennung einiger weniger Parameter spezifiziert werden. Der integrierte Suchprozessor führt dann die benannten Suchen aus und liefert die Ergebnisse zurück an den Mikroprozessor ohne weitere Eingaben von dem Mikroprozessor. Auf diese Art und Weise führt der integrierte Suchprozessor eine Vielzahl von Suchen schnell mit einem minimalen Betrag von Prozessorinteraktion aus.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden noch offensichtlicher von der detaillierten unten angeführten Beschreibung, wenn diese zusammen mit den Figuren, in denen dieselben Bezugszeichen durchweg etwas Entsprechendes bezeichnen, gesehen wird und wobei die Figuren Folgendes zeigen:
1 stellt eine beispielhafte Signalbedingung mit einem hohen Grad von Mehrweg dar;
2 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Kommunikationsnetzwerkdemodulationssystems; 3 stellt ein beispielhaftes CDMA-Telekommunikationssystem, das gemäß der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, dar;
4 ist ein Blockdiagramm eines Kanalelementmodems, das gemäß der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
5 ist ein Blockdiagramm des Suchprozessors;
6 stellt die Ringform des Antennensamplepuffers mit einem ersten Offset dar;
7 stellt die Ringform des Antennensamplepuffers für eine zweite Akkumulierung bei dem ersten Offset der 6 dar;
8 zeigt die Ringform des Antennensamplepuffers für einen zweiten Offset;
9 ist ein Graph, der zeigt wie der Sucher die Empfängereingabe als eine Funktion der Zeit verarbeitet;
10 ist ein Blockdiagramm des Sucher-Front-Ends; 11 ist ein Blockdiagramm des Sucherentspreizers;
12 ist ein Blockdiagramm des Sucherergebnisprozessors; 13 ist ein Blockdiagramm der Suchersequenziersteuerlogik;
14 ist ein Timingdiagramm, das die Verarbeitungssequenz, die in der 5 dargestellt ist, zeigt und die entsprechenden Zustände bestimmter Steuerlogikelemente, die in der 13 vorgestellt werden, zeigt; und
15 ist ein alternatives Blockdiagramm des Suchprozessors.
BESCHREIBUNG DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
Die vorliegende Erfindung kann in einer großen Vielzahl von Datenübertragungsanwendungen implementiert werden und ist in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel, das in der 2 dargestellt ist, innerhalb des Systems 100 für Sprach- und Datenübertragung implementiert, in dem ein Systemcontroller und -switch, worauf auch als Mobile Telephone Switching Office (MTSO) 102 Bezug genommen wird, Schnittstellen- und Steuerfunktionen durchführt um Anrufe zwischen Mobileinheiten 104 und Basisstationen 106 zu erlauben. MTSO 102 steuert ebenfalls das Routen von Anrufen zwischen dem öffentlichen Telefonnetz (public switched telephone network (PSTN)) 108 und den Basisstationen 106 zur Übertragung von und zu Mobileinheiten 104.
4 beschreibt Kanalelementmodems 110 und andere Elemente der Basisstationsinfrastruktur, die gemäß den CDMA-Verfahren und Datenformaten, wie sie in den oben erwähnten Patenten beschrieben sind, betrieben werden. Eine Vielzahl von Antennen 112 liefern ein empfangenes Rückwärtsverbindungssignal 114 zu dem Analogsenderempfänger 116. Der Analogsenderempfänger 116 wandelt das Rückwärtsverbindungssignal 114 auf das Basisband herunter und tastet die Basisbandwellenform mit dem Achtfachen der PN-Chiprate des CDMA-empfangenen Signals, wie oben definiert, ab. Analogsenderempfänger 116 liefert die Digitalantennensamples an die Kanalelementmodems 110 durch Basisstations-RX-Backplane-Signal 118. Wenn es einem aktiven Anruf zugewiesen ist, isolieren das Demodulator-Front-End 122 und der integrierte Suchprozessor 128 ein Signal von einem bestimmten Anruf aus der Vielzahl von Anrufsignalen, die in dem Rückwärtsverbindungssignal enthalten sind, und zwar durch Einsatz der PN-Sequenzen wie es in den oben erwähnten Patenten und Patentanmeldungen beschrieben wird.
Kanalelementmodem 110 der 4 beinhaltet einen einzelnen, integrierten Suchprozessor 128 um Mehrwegsignale innerhalb des empfangenen Signals zu identifizieren. Das Kanalelementmodem 110 enthält eine einzelne, zeitlich gemeinsam genutzte bzw. geteilte Prozessormaschine 120 zur schnellen Hadarmard Transformation (Fast Hadarmard Transform (FHT)) um beide, den integrierten Suchprozessor 128 und den Demodulator-Front-End 122 zu versorgen. Die FHT-Prozessormaschine 120 gleicht die Eingabedaten mit jedem der möglichen Walsh-Symbole ab. In diesem beilspielhaften Ausführungsbeispiel gibt es 64 mögliche Walsh-Symbole. Die FHT-Prozessormaschine 120 gibt einen Energiepegel entsprechend zu jedem der 64 möglichen Walsh-Symbole aus, wobei höhere Energiepegel eine höhere Wahrscheinlichkeit dafür anzeigen, dass das entsprechende Walsh-Symbol das tatsächlich übertragene Symbol war. Der Max-Detektier-Block 160 bestimmt dann die größte der vierundsechzig Ausgaben für jede Eingabe bzw. Eingangsgröße in die FHT-Prozessormaschine 120. Diese maximale Energie und der Index des Walsh-Symbols werden dann zu dem integrierten Suchprozessor 128 und dem Fließbanddemodulatorprozessor bzw. pipelined Demodulatorprozessor 126 weitergegeben. Der pipelined Demodulatorprozessor 126 enthält Funktionalität, die in nicht-integrierten Demodulationselementen des Standes der Technik enthalten ist, und die nicht implementiert in dem Demodulator-Front-End 122 ist, und zwar gemeinsam auf die selbe zeitgeschlitzte Art und Weise nutzbar wie die FHT-Prozessormaschine 120. Der Fließbanddemodulatorprozessor 126 richtet weiterhin die Symboldaten, die mit verschiedenen Offsets empfangen wurden, zeitlich aus und kombiniert diese in einen einzelnen demodulierten „Soft-Decision"-Symbolstrom, der gewichtet wird um die beste Performance des Deinterleaver-Vorwärtsfehlerkorrekturdecoders 130 zu erlangen. Zusätzlich berechnet der Fließbanddemodulatorprozessor 126 den Leistungspegel des Signals, das empfangen wird. Von dem empfangenen Leistungspegel wird eine Leistungssteuerungsanzeige erzeugt, um der Mobileinheit zu befehlen, die Sendeleistung der Mobileinheit zu steigern oder zu senken. Die Leistungssteuerungsanzeige wird durch Modulator 140 gegeben, der die Anzeige zu dem basisstationsgesendeten Signal für den Empfang durch die Mobileinheit addiert. Die Leistungssteuerungsschleife wird gemäß dem Verfahren, wie es in dem U.S. Patent Nr. 5,056,109, auf das oben Bezug genommen wurde, beschrieben ist, betrieben.
Der „Soft-Decision"-Symbolstrom wird zu dem Deinterleaver/Vorwärtsfehlerkorrekturdecodierer 130 ausgegeben wo er deinterleaved bzw. entschachtelt und decodiert wird. Kanalelementmikroprozessor 136 überwacht die gesamte Demodulationsprozedur und erhält das wiedererlangte Anrufsignal von dem Deinterleaver/Vorwärtsfehlerkorrekturdecodierer 130 über die Mikroprozessorbusschnittstelle 134. Das Anrufsignal wird dann durch die digitale Backhaul-Verbindung 121 zu MTSO 102 geroutet, der den Anruf über PSTN 108 verbindet.
Der Datenpfad der Vorwärtsverbindung verläuft fast so wie die Umkehrung der Funktionen, wie sie gerade hinsichtlich der rückwärtigen Verbindung beschrieben wurden. Das Signal wird von PSTN 108 über MTSO 102 und zum digitalen Backhaul 121 geliefert. Der digitale Backhaul 121 liefert eine Eingabe zu Codierer/Interleaver 138 durch Kanalelementmikroprozessor 136. Nach Codierung und Interleaven bzw. Verschachtelung der Daten gibt der Codierer/Interleaver 138 die Daten zu Modulator 140, wo sie, wie es in den oben erwähnten Patenten offenbart ist, moduliert werden. Die Ausgabe des Modulators wird dann an den Sendesummierer 142 weitergegeben, wo sie zu den Ausgaben von anderen Kanalelementmodems 110 addiert werden, und zwar vor dem Hochkonvertieren bzw. Aufwärtsumsetzen von dem Basisband und dem Verstärken in dem Analogsenderempfänger 116. Ein Summierungsverfahren wird in dem ebenfalls anhängigen U.S. Patent 5,724,385, betitelt „SERIAL LINKED INTERCONNECT FOR THE SUMMATION OF MULITPLE WAVEFORMS ON A COMMON CHANNEL", erteilt am 3. März 1998 und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart. Wie in der oben erwähnten Patentanmeldung dargestellt, kann der Sendesummierer, der einem jeden der Kanalelementmodems 110 entspricht, prioritätsverkettungsförmig (in a daisy-chain fashion) kaskadiert werden, um schließlich in einer endgültigen Summe zu resultieren, die zum Aussenden an den Analogtransceiver geliefert wird.
5 zeigt die Elemente, die zu dem integrierten Suchprozessor 128 gehören. Das Herz des Suchprozesses ist die zeitgeschlitzte FHT-Prozessormaschine (time sliced FHT processor engine) 120, die, wie zuvor erwähnt, von dem integrierten Suchprozessor 128 und Demodulator-Front-End 122 (in 5 nicht gezeigt) gemeinsam genutzt wird. Abgesehen davon, dass der integrierte Suchprozessor 128 die FHT-Prozessormaschine 120 und Max-Detektier-Block 160 gemeinsam nutzt, ist er selbständig, selbst-steuernd und in sich abgeschlossen. Die FHT-Prozessormaschine 120 kann wie unten beschrieben Walsh-Symboltransformationen mit einer Rate, die 32 mal schneller ist als die des FHT-Prozessor 52 der 2, ausführen. Die schnelle Transformationsmöglichkeit ermöglicht den zeitgeschlitzten Betrieb des Kanalelementmodems 110.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die FHT-Prozessormaschine 120 mittels eines sechs-stufigen Butterfly-Netzwerks konstruiert. Solche Butterfly-Netzwerkarchitekturen sind auf dem Fachgebiet bekannt. Sie sehen einen ef fizienten Mechanismus vor um eine FHT auszuführen, und zwar hinsichtlich der Minimierung der Anzahl der Gatter und Operationen als auch der Anzahl der benötigten Taktzyklen und deren Geschwindigkeit, die benötigt werden, um die Transformation zu beenden.
Ein Butterfly-Netzwerk kann verwendet werden, um eine inverse Transformation zu erzeugen, wenn die Symmetrie, die verwendet wird um die Walsh-Symbole zu erzeugen, bedacht wird. Eine Walsh-Funktion der Ordnung n kann rekursiv wie folgt definiert werden:
wobei W' das logische Komplementär von W bezeichnet, und W(1) = |0| ist.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird eine Walsh-Sequenz generiert, bei der n = 6 ist. Daher wird ein 6-stufiges Butterfly-Trellis eingesetzt, um die 64 Eingabesamples mit jeder der 64 möglichen Walsh-Funktionen zu korrelieren. Die Butterfly-Trellis ist eine Serie von 6 parallelen Addierern.
Um die Vorteile einer FHT-Prozessormaschine 120 mit einem 32-fachen Durchsatz gegenüber seinem Realtime-gebundenen Gegenstück zu erlangen, muss die FHT-Prozessormaschine 120 mit einer hohen Input-Datenrate für die Verarbeitung versorgt werden. Antennensamplepuffer 172 wurde besonders hinsichtlich dieser Anforderung zugeschnitten. Der Antennensamplepuffer 172 wird auf ringförmige bzw. kreisförmige Art und Weise beschrieben und ausgelesen.
Der Suchprozess ist in Sätzen von einzelnen Offset-Suchen gruppiert. Das höchste Gruppierungslevel ist der Antennensuchsatz. Jeder Antennensuchsatz besteht aus einer Vielzahl von Suchfenstern. Typischerweise ist jedes Suchfenster in dem Antennensuchsatz eine identisch ausgeführte Suchgruppe, wobei jedes Suchfenster in der Antennensuche Daten von einer unter schiedlichen Antenne empfängt. Jedes Suchfenster besteht aus einer Serie von Such-Rakes. Ein Such-Rake ist ein Satz von sequentiellen Suchoffsets, der in einer Zeit ausgeführt wird, die der Zeitdauer eines Walsh-Symbols entspricht. Jeder Such-Rake besteht aus einem Satz von Rake-Elementen. Jedes Rake-Element stellt eine einzelne Suche mit bzw. bei einem gegebenen Offset dar.
Bei dem Beginn des Suchprozesses sendet Kanalelementmikroprozessor 136 Parameter, die ein Suchfenster, das ein Teil eines Antennensuchsatzes sein kann, spezifiziert. Die Breite des Suchfensters kann in PN-Chips angegeben sein. Die Anzahl der Such-Rakes, die benötigt werden um das Suchfenster zu vervollständigen, variiert in Abhängigkeit der Anzahl von PN-Chips, die in dem Suchfenster spezifiziert sind. Die Anzahl der Rake-Elemente pro Such-Rake kann durch Kanalelementmikroprozessor 136 spezifiziert sein oder durch eine Konstante festgelegt sein.
Unter Bezugnahme wiederum auf die 1, die einen beispielhaften Satz von Signalen, die an der Basisstation von einer einzelnen Mobileinheit ankommen, zeigt, wird die Beziehung des Suchfensters, Such-Rake und Rake-Element noch klarer. Die senkrechte Achse in der 1 stellt die empfangene Leistung in Dezibel (dB) dar. Die horizontale Achse stellt die Verzögerung in der Ankunftszeit eines Signals aufgrund von Mehrwegverzögerungen dar. Die Achse (nicht dargestellt), die in die Ebene der Seite geht, stellt ein Zeitsegment dar. Jede Signalspitze in der gemeinsamen Ebene der Seite ist zur selben Zeit angekommen, wurde jedoch durch die Mobileinheit zu verschiedenen Zeiten gesendet.
Man kann sich die horizontale Achse als mit Einheiten von PN-Chip-Offsets versehen vorstellen. Zu jedem gegebenen Zeitpunkt nimmt die Basisstation eine Vielzahl von Signalen von einer einzelnen Mobileinheit wahr, von denen jedes sich entlang eines unterschiedlichen Weges ausgebreitet hat und eine unterschiedliche Verzögerung als die anderen Signale haben kann. Das Signal der Mobileinheit wird durch eine PN-Sequenz moduliert. Eine Kopie der PN-Sequenz wird ebenfalls an der Basisstation generiert. An der Basisstation wird ein PN-Sequenzcode, der mit dem Timing eines jeden Signals ausgerichtet ist, benötigt, wenn jedes Mehrwegsignal individuell demoduliert werden würde. Jede dieser ausgerichteten PN-Sequenzen wäre aufgrund der Verzögerung relativ zu der Null-Offset-Referenz an der Basisstation verzögert. Die Anzahl der PN-Chips, um die die ausgerichtete PN-Sequenz gegenüber der Null-Offset-Basisstationsreferenz verzögert ist, kann auf die horizontale Achse abgebildet werden.
In der 1 stellt das Zeitsegment 10 einen Suchfenstersatz von PN-Chip-Offsets, die verarbeitet werden sollen, dar. Das Zeitsegment 10 ist in 5 unterschiedliche Such-Rakes, wie z. B. das Such-Rake-Zeitsegment 9, unterteilt. Jeder Such-Rake ist wiederum aus einer Anzahl von Rake-Elementen zusammengesetzt, die die tatsächlichen Offsets, die durchsucht werden, darstellen. Z. B. ist in 1 jeder Such-Rake zusammengesetzt aus 8 verschiedenen Rake-Elementen, wie z. B. das durch Pfeil 8 angezeigte Rake-Element.
Um ein einzelnes Rake-Element, wie z. B. das durch Pfeil 8 angezeigte, zu verarbeiten, wird ein Satz von zeitlichen Samples an dem Offset benötigt. Um z. B. das Rake-Element, das mit dem Pfeil 8 angezeigt ist, zu bearbeiten, benötigt der Entspreizungsprozess den Satz von Samples an dem Offset, angezeigt durch Pfeil 8, und zwar in Richtung zurück in der Zeit in die Seite hinein. Der Entspreizungsprozess benötigt ebenfalls eine entsprechende PN-Sequenz. Die PN-Sequenz kann bestimmt werden durch Beachten des Zeitpunktes zu dem die Samples angekommen sind, und dem gewünschten Offset, den es zu verarbeiten gilt. Der gewünschte Offset kann mit der Ankunftszeit kombiniert werden um die entsprechende PN-Sequenz zu bestimmten und diese mit den empfangenen Samples zu korrelieren.
Während das Rake-Element entspreizt wird, werden die Empfangsantennensamples und die PN-Sequenz durch eine Serie von Werten über die Zeit hinweg durchlaufen. Es ist anzumerken, dass die empfangenen Antennensamples dieselben sind für alle Offsets, die in der 1 gezeigt sind, und die Spitzen 2–7 zeigen beispielhafte Mehrweghöchstwerte, die gleichzeitig ankommen und nur durch den Entspreizungsprozess diskriminiert bzw. unterschieden werden.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel, das unten beschrieben wird, ist jedes Rake-Element zeitlich von dem vorhergehenden Rake-Element um einen halben PN-Chip zeitlich versetzt. Das bedeutet, dass wenn das Rake-Element entsprechend dem Pfeil 8 beginnend mit der gezeigten, in Scheiben geschnittenen Ebene korreliert wird und sich zeitlich (in die gezeigte Seite) vorwärts bewegt, dann wird das Rake-Element zur linken desjenigen, das dem Pfeil 8 entspricht, Samples einsetzen, die einen halben Chip zeitlich zurück von der dargestellten geschnittenen Ebene beginnen. Dieses zeitliche Fortschreiten erlaubt es jedem Rake-Element in einem gemeinsamen Such-Rake mit derselben PN-Sequenz korreliert zu werden.
Jede Mobileinheit empfängt das von der Basisstation gesendete Signal verzögert um einen Betrag aufgrund der Wegverzögerung durch die terrestrische Umgebung. Die selbe Kurzcode- und Langcodegenerierung wird ebenfalls in der Mobileinheit durchgeführt. Die Mobileinheit generiert eine Zeitreferenz basierend auf der Zeitreferenz, die sie von der Basisstation wahrnimmt. Die Mobileinheit benutzt das Zeitreferenzsignal als eine Eingabe für ihre Kurzcode- und die Langcodegeneratoren. Das Informationssignal, das an der Basisstation von der Mobileinheit empfangen wird ist daher um die Umlaufzeitverzögerung des Signalweges zwischen der Basisstation und der Mobileinheit verzögert. Daher, wenn das Timing der PN-Generatoren, die in dem Suchprozess eingesetzt werden an die Null-Offset-Timingreferenz an der Basisstation untergeordnet bzw. geslaved ist, steht die Ausgabe der Generatoren immer zur Verfügung, bevor das entsprechende Signal von der Mobileinheit empfangen wird.
In einem OQPSK-Signal sind die I-Kanaldaten und die Q-Kanaldaten voneinander um einen halben Chip zeitlich versetzt bzw. offset. Daher benötigt die OQPSK-Entspreizung, die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel einge setzt wird, dass die Daten mit dem Doppelten der Chiprate gesampelt werden. Der Suchprozess läuft ebenfalls optimal, wenn die Daten mit der Hälfte der Chiprate abgetastet bzw. gesampelt werden. Jedes Rake-Element innerhalb eines Such-Rakes wird um einen halben Chip von dem vorhergehenden Rake-Element versetzt. Die Einhalb-Chip-Rake-Element-Auflösung stellt sicher, dass Signale entsprechend einer Mehrwegspitze nicht ohne Detektierung übergangen werden. Aus diesem Grund speichert der Antennensamplepuffer 172 Daten, die mit dem Doppelten der PN-Chiprate gesampelt werden.
Daten, die einem Wert eines Walsh-Symbols entsprechen, werden aus dem Antennensamplepuffer 172 ausgelesen um ein einzelnes Rake-Element zu verarbeiten. Für jedes nachfolgende Rake-Element werden Daten im Werte eines Walsh-Symbols aus dem Antennensamplepuffer 172 ausgelesen, und zwar um einen halben PN-Chip versetzt von dem vorhergehenden Rake-Element. Jedes Rake-Element wird mit derselben PN-Sequenz, ausgelesen aus dem PN-Sequenzpuffer 176, durch den Entspreizer 178 entspreizt. Antennensamplepuffer 172 ist für jedes Rake-Element in dem Such-Rake.
Der Antennensamplepuffer 172 ist zwei Walsh-Symbole tief und es wird wiederholt während des ganzen Suchprozesses in ihn hineingeschrieben und aus ihm heraus gelesen. Innerhalb eines jedes Such-Rakes wird das Rake-Element mit dem zeitlich spätesten (latest) Offset zuerst verarbeitet. Der späteste Offset entspricht dem Signal, das sich entlang des längsten Signalweges von der Mobileinheit zu der Basisstation ausgebreitet hat. Der Zeitpunkt, zu dem der Sucher die Verarbeitung eines Such-Rakes beginnt, wird durch die Walsh-Symbolgrenzen, die dem Rake-Element mit dem spätesten Offset in dem Such-Rake zugeordnet sind, eingetastet bzw. gekeyed. Ein Zeitpunkt (time strobe), auf den als die Offset-Walsh-Symbolgrenze Bezug genommen wird, gibt den frühesten Zeitpunkt an, zu dem der Suchprozess mit dem ersten Rake-Element in dem Such-Rake beginnen kann, da dann alle benötigten Samples in dem Antennensamplepuffer 172 zur Verfügung stehen.
Der Betrieb des Antennensamplepuffers 172 ist auf einfachste Weise darstellbar, wenn man dessen Ringform (circular nature) beachtet. 6 zeigt ein Darstellungsdiagramm des Betriebes des Antennensamplepuffers 172. In der 6 kann man sich den dicken Kreis 400 als den Antennensamplepuffer 172 selbst vorstellen. Der Antennensamplepuffer 172 beinhaltet Speicherstellen für Daten im Wert von zwei Walsh-Symbolen. Der Schreibzeiger 406 kreist um den Antennensamplepuffer 172 in die Richtung, die durch die „Realtime" bzw. Echtzeit angezeigt ist. Dies bedeutet, dass der Schreibzeiger 406 um den zwei Walsh-Symbol tiefen Antennensamplepuffer 172 in der Zeit, in der Samples im Wert von zwei Walsh-Symbolen zu dem Sucher-Front-End 174 gegeben werden, läuft. Während die Samples in den Antennensamplepuffer 172 gemäß der Speicherzuordnung, die durch den Schreibzeiger 406 angezeigt wird, in den Antennensamplepuffer 172 eingeschrieben werden, werden die zuvor gespeicherten Werte überschrieben. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel beinhaltet Antennensamplepuffer 172 1024 Antennensamples, da jedes der zwei Walsh-Symbole 64 Walsh-Chips enthält, und jeder Walsh-Chip 4 PN-Chips enthält und jeder PN-Chip doppelt gesampelt wird.
Der Betrieb des Suchprozesses ist in diskrete „Zeitschlitze" bzw. „Zeitscheiben" unterteilt. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist eine Zeitscheibe gleich 1/32 der Walsh-Symboldauer. Die Wahl von 32 Zeitscheiben pro Walsh-Symbol wird von der zur Verfügung stehenden Taktfrequenz und Anzahl von Taktzyklen, die benötigt werden um eine FHT durchzuführen, abgeleitet. 64 Taktzyklen werden benötigt um eine FHT für ein Walsh-Symbol durchzuführen. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel steht eine Taktuhr, die mit dem Achtfachen der Chipfrequenz läuft zur Verfügung und liefert das nötige Performancelevel. Acht mal die PN-Chiprate multipliziert mit den 64 benötigten Taktungen ist gleich der Zeit, die benötigt wird, um Daten im Wert von zwei Walsh-Chips zu empfangen. Da 64 Walsh-Chips in jeder Hälfte des Puffers existieren, werden 32 Zeitscheiben benötigt, um ein komplettes Walsh-Symbol einzulesen.
In der 6 stellt ein Satz von konzentrischen Bögen auf der Außenseite des dicken Kreises 400 Lese- und Schreiboperationen bezüglich des Antennensamplepuffers 172 dar. (Die Bögen innerhalb des dicken Kreises 400 werden dazu eingesetzt bei der Erläuterung zu helfen und entsprechen nicht Lese- oder Schreiboperationen.) Jeder Bogen stellt eine Lese- oder Schreiboperation während einer Zeitscheibe dar. Der Bogen, der am nächsten zur Mitte des Kreises ist, tritt zeitlich als erstes auf und jeder nachfolgende Bogen stellt eine Operation dar, die in nachfolgenden späteren Zeitscheiben auftritt, wie durch Zeitpfeil 414 angezeigt. Jeder der konzentrischen Bögen entspricht einem Abschnitt des Antennensamplepuffers 172, wie er durch den dicken Kreis 400 dargestellt ist. Wenn man sich Radien, die von der Mitte des dicken Kreises 400 zu den Endpunkten von jedem der konzentrischen Bögen vorstellen würde, so würden die Teile des dicken Kreises 400 zwischen den Schnittpunkten der Radien und dem dicken Kreis 400 die Speicherstellen, auf die zugegriffen wird, darstellen. So werden z. B. während der gezeigten ersten Zeitscheibenoperation 60 Antennensamples in den Antennensamplepuffer 172, dargestellt durch den Bogen 402A, geschrieben.
In den 6, 7 und 8 werden die folgenden Suchparameter für die dargestellten Suchfenster angenommen:
Suchfensterbreite = 24 PN-Chips
Such-Offset = 24 PN-Chips
Anzahl der Symbole die gesammelt werden = 2
Anzahl der Rake-Elemente pro Such-Rake = 24.
Für die 6 wird weiterhin angenommen, dass der Antennensamplepuffer 172 gültige Daten, die fast dem Wert eines vollen Walsh-Symbols entsprechen, enthält, und zwar vor dem Schreiben, dass durch Bogen 402A angezeigt ist. Während der nachfolgenden Zeitscheiben tritt ein Schreiben bzw. ein Schreibzugriff entsprechend dem Bogen 402B und dem Bogen 402C auf. Während der 32 Zeitscheiben, die während einer Zeit im Werte eines Walsh-Symbols zur Verfügung stehen, schreiten die Schreiboperationen von Bogen 402A zu Bogen 402FF, von denen die meisten nicht gezeigt sind, fort.
Die 32 Zeitscheiben, dargestellt durch 402A bis 402FF entsprechen der Zeit, die benötigt wird, um einen Such-Rake zu vervollständigen. Unter Berücksichtigung der oben gegebenen Parameter beginnt der Such-Rake mit einem 24 PN-Chip-Offset von der Null-Offset-Referenz oder „Realtime" und enthält 24 Rake-Elemente. Der 24 PN-Chip-Offset entspricht einer Rotation von 16,875 Grad um den dicken Kreis 400 von dem Beginn des ersten Schreibens, das durch Bogen 402A angezeigt ist (berechnet durch Teilen des 24 PN-Chip-Offsets durch die 256 Gesamtzahl der Chips im halben Antennensamplepuffer 172 und Multiplizieren mit 180 Grad). Der Bogen von 16,875 Grad wird durch Bogen 412 dargestellt. Die 24 Rake-Elemente entsprechen den Lesevorgängen, die durch Bögen 404A–404X angezeigt sind, von denen die meisten nicht dargestellt sind. Der erste Lesevorgang der Bogen 404A entspricht, beginnt bei dem Such-Offset einige Zeit nach dem Schreiben, das 402C entspricht, so dass ein zusammenhängender Satz von Daten zur Verfügung steht. Jeder sukzessive Lesevorgang, wie z. B. 404B ist von dem vorhergehenden um eine einzelne Speicherposition versetzt, entsprechend einer Zeit von einem ½ PN-Chip. Während des gezeigten Search-Rakes bewegen sich die Lesevorgänge in Richtung früherer Zeitoffsets, wie dargestellt durch die Bögen 404A–404X, und zwar schräg bzw. fallend in Richtung gegen den Uhrzeigersinn der fortschreitenden Zeit in die entgegengesetzte Rotationsrichtung wie die Schreibzeigeranzeige 406. Die 24 Lesevorgänge, dargestellt durch Bögen 404A–404X durchlaufen bzw. traversieren den Bogen angezeigt durch Bogen 418. Die Progression der Lesevorgänge in Richtung früherer Samples hat den Vorteil des Vorsehens eines nahtlosen Suchens innerhalb eines Suchfensters, während jeder Such-Rake ausgeführt wird. Dieser Vorteil wird im Detail hierin im Folgenden erklärt.
Jeder der Lesevorgänge, die den Bögen 404A bis 404X entsprechen, liefert Daten im Wert eines Walsh-Symbols an den Entspreizer 178. Der Lesevorgang entspricht daher der Traversierung des dicken Kreises 400 um 180 Grad. Es ist anzumerken, dass in dem in der 6 gezeigten Such-Rake der letzte Lesevorgang, der dem Bogen 402FF entspricht, und der letzte Lesevorgang, der dem Bogen 404X entspricht, keine gemeinsamen Speicherstellen beinhalten, um zusammenhängend sichere Daten zu gewährleisten. Wenn die Muster der Lese- und Schreibvorgänge jedoch hypothetisch fortgesetzt werden würden, würden sie sich tatsächlich überschneiden und gültige Daten würden unter diesen Bedingungen nicht geliefert werden.
In vielen Signalisierungszuständen ist das Ergebnis von Daten, die dem Wert eines Rake-Elements entsprechen und während dem Zeitwert eines Walsh-Symbols gesammelt wurden, nicht ausreichend um genaue Information über die Position bzw. Stelle von diversen Signalen vorzusehen. In diesen Fällen kann ein Such-Rake mehrere Male wiederholt werden. Die Resultate von Rake-Elementen in aufeinanderfolgenden Such-Rakes bei einem gemeinsamen Offset werden durch den Suchergebnisprozessor 162 akkumuliert bzw. gesammelt, wie es im Detail im Folgenden hier beschrieben wird. In diesem Fall zeigen die oben gegebenen Suchparameter dass die Zahl von Symbolen, die bei jedem Offset gesammelt werden, Zwei ist. 7 zeigt den Such-Rake der 6, und zwar wiederholt bei demselben Offset für die nächsten nachfolgenden Daten im Werte eines Walsh-Symbols. Es ist anzumerken, dass der Antennensamplepuffer 172 Daten im Wert von zwei Walsh-Symbolen enthält, so dass die Daten, die für die Verarbeitung während des in der 7 angezeigten Such-Rakes während des Such-Rakes der in der 6 gezeigt ist, eingeschrieben wurden. In dieser Konfiguration stellen Speicherstellen 180 Grad entfernt voneinander den selben PN-Offset dar.
Nach Beendigung der zwei akkumulierten Such-Rakes in 6 und 7 schreitet der Suchprozess zu dem nächsten Offset in dem Suchfenster voran. Der Betrag des Fortschreitens ist gleich der Breite des bearbeiteten Such-Rakes, in diesem Fall 12 PN-Chips. Wie in den Suchparametern spezifiziert wurde, ist die Suchfensterbreite 24 PN-Chips. Die Breite des Fensters wird bestimmen wie viele Such-Rake-Offsets benötigt werden um das Suchfenster zu vervollständigen bzw. abzuschließen. In diesem Fall werden zwei verschiedene Offsets benötigt um die 24 PN-Chip-Fensterbreite abzudecken. Die Fensterbreite wird in der 8 durch Bogen 412 angezeigt. Der zweite Offset für dieses Suchfenster beginnt bei dem Offset, der dem letzten Offset des vorhergehen den Such-Rakes folgt und setzt sich fort herum bis zum nominalen Null-Offset-Punkt, wie er durch die Stelle des Beginns des ersten Schreibvorgangs, angezeigt durch Bogen 430A, gesetzt ist. Wiederum gibt es 24 Rake-Elemente innerhalb des Such-Rakes, wie es durch Bögen 432A–432X, von denen die meisten nicht gezeigt sind, angezeigt ist. Wiederum werden die 32 Schreibvorgänge durch die Bögen 430A–430FF angezeigt. Somit stoßen der letzte Schreibvorgang, der durch Bogen 430FF angezeigt wird, und der letzte Lesevorgang, der durch Bogen 432X angezeigt wird, aneinander in dem Antennensamplepuffer 172 an, wie es durch Referenzpfeil 433 angezeigt ist.
Der Such-Rake, der in der 8 gezeigt wird, wird auf der gegenüberliegenden Seite des Antennensamplepuffers 172 wiederholt, und zwar auf ähnliche Weise wie der Such-Rake in der 6 in der 7 wiederholt wird, da die Suchparameter bestimmen, dass jedes Symbol doppelt akkumuliert wird. Nach Abschluss der zweiten Akkumulierung des zweiten Such-Rakes steht der integrierte Suchprozessor 128 zur Verfügung um ein weiteres Suchfenster zu beginnen. Das nachfolgende Suchfenster kann einen neuen Offset haben oder es könnte eine neue Antenne oder beides spezifizieren.
In der 8 ist die Position der Grenze zwischen der Lesehälfte und der Schreibhälfte des Puffers mit der Beschriftung 436 markiert. In der 6 ist die Grenze mit der Beschriftung 410 markiert. Das Signal, das den Zeitpunkt entsprechend der Beschriftungen 410 und 436 anzeigt, wird als der Offset-Walsh-Symbolimpuls bezeichnet (offset Walsh symbol strobe), und zeigt an, dass Samples im Wert eines neuen Walsh-Symbols zur Verfügung stehen. Wenn die Such-Rakes innerhalb eines Fensters zu früheren Offsets fortschreiten, dreht sich die Grenze zwischen den Lese- und Schreibhälften des Puffers in synchronen Schritten (im Lockstep) gegen den Uhrzeigersinn, wie in der 8 gezeigt, herum. Wenn nach Abschluss des vorliegenden Suchfensters eine große Veränderung in dem Offset, das verarbeitet wird, erwünscht ist, kann der Offset-Walsh-Symbolimpuls (offset walsh symbol strobe) um einen großen Teil des Umfangs des Kreises vorrücken.
9 ist eine Suchzeitleiste, die eine weitere graphische Darstellung der Sucherverarbeitung liefert. Die Zeit ist entlang der horizontalen Achse in Einheiten von Walsh-Symbolen aufgezeichnet. Die Adressen des Antennensamplepuffers 172 und die Adressen des PN-Sequenzpuffers 176 sind entlang der senkrechten Achse ebenfalls in Einheiten von Walsh-Symbolen aufgezeichnet. Da der Antennensamplepuffer 172 zwei Walsh-Symbole tief ist, faltet bzw. wickelt (wrap) sich die Adressierung des Antennensamplepuffers 172 auf gerade Walsh-Symbolgrenzen. Doch aus Gründen der Darstellung zeigt 9 die Adressen bevor sie aufeinander gefaltet werden. Die Samples werden in den Antennensamplepuffer 172 an eine Adresse, die direkt von der Zeit, zu der sie erhalten werden, genommen wird, geschrieben, so dass der Schreibzeiger 181 in den Antennensamplepuffer 172 hinein eine gerade Linie mit 45 Grad Steigung ist. Der Offset, der verarbeitet wird, bildet sich in die Antennensamplepufferadresse 174 ab, um einen neuen Lesevorgang eines Walsh-Symbols von Samples für ein einzelnes Rake-Element zu beginnen. Die Rake-Elemente werden in der 9 dargestellt, und zwar als fast senkrechte Lesezeigerliniensegmente 192. Jedes Rake-Element bildet sich bezüglich zu der senkrechten Achse auf die Höhe eines Walsh-Symbols ab.
Die senkrechten Spalten bzw. Lücken zwischen den Rake-Elementen innerhalb eines Such-Rakes werden durch das Demodulator-Front-End 122 bewirkt, der den Suchprozess unterbricht um die FHT-Prozessormaschine 120 zu benutzen. Das Demodulator-Front-End 122 wird in Echtzeit bzw. „Realtime" betrieben und hat die erste Priorität für den Einsatz der FHT-Prozessormaschine 120, wann immer er einen momentanen oder einen in Warteschlange befindlichen Satz von Daten für die Verarbeitung hat. Daher wird typischerweise der Einsatz der FHT-Prozessormaschine 120 dem Demodulator-Front-End 120 an jeder Walsh-Symbolgrenze entsprechend einem PN-Offset, der durch das Demodulator-Front-End 122 demoduliert wird, überlassen.
9 zeigt die selben Such-Rakes, die in den 6, 7 und 8 gezeigt sind. Z. B. hat der Such-Rake 194 seine 24 Rake-Elemente von denen jedes einem der Lesebögen 404A–404X in der 6 entspricht. In 9 zeigt der Zeiger 410 bei Such-Rake 194 den Offset-Walsh-Symbolimpuls an, was dem ähnlichen Zeiger der 6 entspricht. Um die momentanen Samples zu lesen, muss jedes Rake-Element unter dem Schreibzeiger 181 liegen. Das nach unten geneigte Gefälle der Rake-Elemente bei einem Such-Rake zeigt die Schritte in Richtung früherer Samples an. Der Such-Rake 195 entspricht dem Such-Rake, der in der 7 gezeigt ist und Such-Rake 196 entspricht dem Such-Rake der in der 8 gezeigt ist.
In dem durch die obigen Parameter definierten Suchfenster sind nur 24 Rake-Elemente pro Such-Rake spezifiziert, obwohl der Such-Rake 32 zur Verfügung stehende Zeitscheiben hat. Jedes Rake-Element kann in einer Zeitscheibe verarbeitet werden. Es ist jedoch praktisch nicht möglich, die Zahl der Rake-Elemente pro Such-Rake auf 32 zu erhöhen um mit der Anzahl der während eines Such-Rakes zur Verfügung stehenden Zeitscheiben gleichzuziehen. Das Demodulator-Front-End 122 benutzt einige der zur Verfügung stehenden Zeitscheiben des FHT-Prozessors, wie z. B. die vier Scheiben, die für die Verarbeitung der Signale im Inset 178 der 9 verarbeitet werden. Es gibt außerdem eine Zeitverzögerung, die einem Rake-Fortschreiten zugeordnet ist, und zwar wenn der Leseprozess auf den Schreibprozess warten muss um den Puffer mit gültigen Daten bei dem fortgeschrittenen Offset zu füllen. Weiterhin wird eine gewisse Spanne benötigt, um sich mit einer Zeitscheibenverarbeitungsgrenze nach Wahrnehmung des Offset-Walsh-Symbol-Impulses zu synchronisieren. Alle diese Faktoren begrenzen in der Realität die Zahl der Rake-Elemente, die in einem einzelnen Such-Rake verarbeitet werden können. In einigen Fällen könnte die Zahl der Rake-Elemente pro Such-Rake erhöht werden, wie z. B. wenn das Demodulator-Front-End 122 nur ein zugewiesenes Demodulationselment hat und dadurch die FHT-Prozessormaschine 120 nur einmal pro Such-Rake unterbricht. Daher ist im bevorzugten Ausführungsbeispiel die Anzahl der Rake-Elemente pro Such-Rake durch Kanalelementmikroprozessor 136 steuerbar. In alternativen Ausführungsbeispielen könnte die Anzahl der Rake-Elemente pro Such-Rake eine festgelegte Konstante sein.
Es könnte außerdem eine signifikante Overhead-Verzögerung beim Schalten zwischen Quellantennen an der Eingabe zu dem Samplepuffer oder beim Wechsel des Suchfensterstartpunkts oder -breite zwischen Suchen existieren. Wenn ein Rake einen bestimmten Satz von Samples benötigt und der nächste Rake für eine andere Antenne einen sich überlappenden Teil des Puffers benötigt, muss der nächste Rake die Verarbeitung bis zum Austritt der nächsten Offset-Walsh-Symbolgrenze verzögern, zu welchem Zeitpunkt ein komplettes Walsh-Symbol von Samples für die neue Antennenquelle zur Verfügung steht. In der 9 verarbeitet Such-Rake 198 Daten von einer anderen Antenne als Such-Rake 197. Die horizontale Linie 188 zeigt die Speicherstelle, die den neuen Antenneneingabesamples entspricht, an. Es ist anzumerken, dass Such-Rake 197 und 198 keine gemeinsamen Speicherstellen einsetzen.
Für jede Zeitscheibe müssen zwei Walsh-Chips von Samples in den Samplepuffer geschrieben werden und ein ganzes Walsh-Symbol von Samples kann von dem Samplepuffer gelesen werden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel gibt es 64 Taktzyklen während jeder Zeitscheibe. Ein gesamter Walsh-Chip von Samples besteht aus vier Sätzen von Samples: rechtzeitige bzw. ontime I-Kanalsamples, späte I-Kanalsamples, rechtzeitige Q-Kanalsamples und späte Q-Kanalsamples. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel hat jedes Sample vier Bits. Daher werden 64 Bits pro Taktung (64 bits per clock) von dem Antennensamplepuffer 172 benötigt. Mittels eines Einzelport RAMs verdoppelt das am nächsten gelegene Pufferdesign die Datenwortbreite (word width) auf 128 Bits und teilt den Puffer in zwei 64 Bit breite, 64 Datenwort, unabhängige lese-/schreibfähige, gerade und ungerade Walsh-Chip-Puffer 168/170. Die viel weniger auftretenden Schreibvorgänge in den Puffer werden dann zwischen die Lesevorgänge gemultiplext, die zwischen den beiden Banken während sukzessiver Taktzyklen hin- und herschalten.
Die Walsh-Chip-Samples, die von den geraden und ungeraden Walsh-Chip-Puffern 168, 170 gelesen werden, haben eine beliebige Ausrichtung gegenüber der physikalischen RAM Datenwortausrichtung. Daher werden beim ers ten Lesen einer Zeitscheibe beide Hälften in den Entspreizer 178 gelesen, um ein zwei Walsh-Chip breites Fenster zu bilden, aus dem das einzelne Walsh-Chip mit der momentanen Offset-Ausrichtung (current offset alignment) erhalten wird. Für gerade Walsh-Chip Such-Offsets sind die geraden und ungeraden Walsh-Chip-Pufferadressen für das erste Lesen dieselben. Für ungerade Walsh-Chip-Offsets wird die gerade Adresse für das erste Lesen um Eins von der ungeraden Adresse vorgesetzt, um einen fortlaufenden Walsh-Chip beginnend mit der ungeraden Hälfte des Sample-Puffers vorzusehen. Die zusätzlichen Walsh-Chips, die von dem Entspreizer 178 benötigt werden, können zu diesem durch Einlesen aus dem einzelnen Walsh-Chip-Puffer gegeben werden. Sukzessive Lesevorgänge stellen dann sicher, dass es immer ein aktualisiertes zwei Walsh-Chip breites Fenster gibt, aus dem ein Walsh-Chip von Daten ausgerichtet mit dem momentanen Offset, der verarbeitet wird, bezogen werden kann.
Wiederum bezugnehmend auf die 5 wird für jedes Rake-Element in einem Such-Rake dasselbe Walsh-Symbol von PN-Sequenzdaten aus dem PN-Sequenzpuffer 176 in den Entspreizungsprozess eingesetzt. Für jeden Taktzyklus einer Zeitscheibe werden vier Paare von PN-I' und PN-Q' benötigt. Mittels eines Einzelport-RAMs wird die Datenwortbreite verdoppelt und es wird halb so oft von ihm gelesen. Der einzige Schreibvorgang in den PN-Sequenzpuffer 176, der pro Zeitscheibe benötigt wird, wird dann während eines Zyklusses, der nicht zum Lesen benutzt wird, ausgeführt.
Da der Such-Prozess Such-PN-Offsets von bis zu zwei Walsh-Symbolen verzögert von der momentanen Zeit spezifizieren kann, müssen PN-Sequenzdaten im Wert von vier Walsh-Symbolen gespeichert werden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der PN-Sequenzpuffer 176 ein einhundertachtundzwanzig Datenwort mal sechzehn Bit RAM. Vier Walsh-Symbole werden benötigt, da der Start-Offset um zwei Walsh-Symbole variieren kann und sobald der Start-Offset gewählt ist, wird eine PN-Sequenz im Wert von einem Walsh-Symbol für die Korrelation benötigt, was bedeutet, dass Daten im Wert von drei Walsh-Symbolen für den Entspreizungsprozess benötigt werden. Da die selbe PN-Sequenz wiederholt eingesetzt wird, können die Daten in dem PN-Sequenzpuffer 176 während des Entspreizungsprozesses entsprechend einem einzelnen Such-Rake nicht überschrieben werden. Daher wird Speicher im Wert eines zusätzlichen Walsh-Symbols benötigt um die PN-Sequenzdaten, während sie generiert werden, zu speichern.
Die Daten, die in beide, den PN-Sequenzpuffer 176 und den Antennensamplepuffer 172, geschrieben werden, werden an das Sucher-Front-End 174 geliefert. Ein Blockdiagramm des Sucher-Front-Ends 174 ist in der 10 dargestellt. Sucher-Front-End 174 beinhaltet Kurzcode-I- und -Q-PN-Generatoren 202, 206 und den Langcodebenutzer-PN-Generator 204. Die Werte, die von den Kurzcode-I- und -Q-PN-Generatoren 202, 206 und dem Langcodebenutzer-PN-Generator 204 ausgegeben werden, werden durch die Tageszeit bestimmt. Jede Basisstation hat einen Weltzeitstandard (universal time standard) wie z. B. GPS-Timing, um ein Timing-Signal zu erstellen. Jede Basisstation sendet ebenfalls ihr Timing-Signal über den Äther zu den Mobileinheiten. An der Basisstation wird festgelegt, dass die Timingreferenz einen Null-Offset hat, da sie mit der Welt- bzw. Globalreferenz ausgerichtet ist.
Die Ausgabe des Langcodebenutzer-PN-Generators 204 wird logisch XOR-verknüpft mit der Ausgabe der Kurzcode-I- und -Q-PN-Generatoren 202, 206 mittels XOR-Gatter 208 bzw. 210. (Derselbe Prozess wird ebenfalls in der Mobileinheit ausgeführt und die Ausgabe wird eingesetzt um das übertragene Signal der Mobileinheit zu modulieren.) Die Ausgabe der XOR-Gatter 208 und 210 wird in einem Seriell-zu-Parallel-Schieberegister 212 gespeichert. Das Seriell-zu-Parallel-Schieberegister 212 puffert die Sequenzen bis zu der Breite des PN-Sequenzpuffers 176. Die Ausgabe des Seriell-zu-Parallel-Schieberegisters 212 wird dann in den PN-Sequenzpuffer 176 geschrieben, und zwar bei einer Adresse, die von der Null-Offset-Referenzzeit genommen wird. Auf diese Art und Weise liefert das Sucher-Front-End 174 die PN-Sequenzdaten an den PN-Sequenzpuffer 176.
Das Sucher-Front-End 174 liefert außerdem Antennensamples an den Antennensamplepuffer 172. Die Empfangssamples 118 werden von einer aus einer Vielzahl von Antennen über einen MUX 216 ausgewählt. Die ausgewählten Empfangssamples von MUX 216 werden dann an den Latch 218 weitergegeben, wo sie dann dezimiert werden, was bedeutet, dass ein Viertel der Samples für den Einsatz in dem Suchprozess ausgewählt werden. Die Empfangssamples 118 wurden mit dem Achtfachen der PN-Chiprate mittels des Analogsendereceivers 116 (der 4) gesampelt. Die Verarbeitung innerhalb des Suchalgorithmusses ist für Samples, die mit der Hälfte der Chiprate genommen wurden, konstruiert. Daher müssen nur ein Viertel der empfangenen Samples an den Antennensamplepuffer 172 weitergegeben werden.
Die Ausgabe des Latchs 218 wird dann in das Seriell-zu-Parallel-Schieberegister 214 gegeben, das die Samples bis zu der Breite des Antennensamplepuffers 172 puffert. Die Samples werden dann in die geraden und ungeraden Walsh-Chip-Puffer 168, 170 gegeben, und zwar bei Adressen, die ebenfalls von der Null-Offset-Referenzzeit genommen bzw. entnommen werden. Auf diese Art und Weise kann der Entspreizer 178 die Antennensampledaten mit einem bekannten Offset bezüglich der PN-Sequenz ausrichten.
Wiederum Bezug nehmend auf die 5 nimmt der Entspreizer 178 für jeden Taktzyklus in einer Zeitscheibe einen Walsh-Chip von Antennensamples aus dem Antennensamplepuffer 172 sowie einen entsprechenden Satz von PN-Sequenzwerten aus PN-Sequenzpuffer 176 und gibt einen I- und Q-Kanal-Walsh-Chip an die FHT-Prozessormaschine 120 über MUX 124 aus.
11 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines Entspreizers 178. Der gerade Walsh-Chip-Latch 220 und der ungerade Walsh-Chip-Latch 222 verriegeln bzw. speichern die Daten vom ungeraden Walsh-Chip-Puffer 168 bzw. ungeraden Walsh-Chip-Puffer 170. Die MUX-Bank 224 extrahiert den Walsh-Chip von Samples, die von den Samples im Wert von zwei Walsh-Chips, die von den geraden und ungeraden Walsh-Chip-Latches 220 und 222 präsentiert werden, eingesetzt werden sollen. Die MUX Auswahllogik 226 definiert die Grenze des ausgewählten Walsh-Chips basierend auf dem Offset des Rake-Elements, das verarbeitet wird. Ein Walsh-Chip wird zu der OQPSK-Entspreizer-XOR-Bank 228 ausgegeben.
Die PN-Sequenzwerte von PN-Sequenzpuffer 176 werden durch den PN-Sequenzlatch 234 eingespeichert (latched). Der Barrel-Shifter bzw. Schieberegister 232 rotiert die Ausgabe des PN-Sequenzlatchs 234 basierend auf dem Offset des zu verarbeitenden Rake-Elements und gibt die PN-Sequenz an die OQPSK-Entspreizer-XOR-Bank 228, die die Antennensamples bedingt basierend auf der PN-Sequenz invertiert. Die XOR-verknüpften Werte werden dann durch den Addiererbaum 230 summiert, der die Summierungsoperation in den OQPSK-Entspreizten ausführt, und dann vier entspreizte Chipausgaben zusammenaddiert, um ein Walsh-Chip als Eingabe für die FHT-Prozessormaschine 120 zu bilden.
Nun Bezug nehmend auf die 5, nimmt die FHT-Prozessormaschine 120 64 empfangene Walsh-Chips von dem Entspreizer 178 über den MUX 124 auf und korreliert diese 64 Eingabesamples mit jedem der 64 Walsh-Funktionen in einer 64 Taktzyklenzeitscheibe, und zwar mittels einer sechsstufigen Butterfly-Trellis. Max-Detektier 160 kann dafür eingesetzt werden, die größte bzw. größten der Korrelationsenergien, die von der FHT-Prozessormaschine 120 ausgegeben werden, zu finden. Die Ausgabe des MAX-Detektier 160 wird an den Suchergebnisprozessor 162 weitergegeben, der ein Teil des integrierten Suchprozessors 128 ist.
Der Suchergebnisprozessor 162 wird in der 12 detailliert beschrieben. Der Suchergebnisprozessor 162 wird ebenfalls in einer zeitscheibenförmigen Weise betrieben. Die Steuersignale, die ihm geliefert werden, werden fließbandverzögert (pipeline delayed), um sich der zwei Zeitscheibenverzögerung von dem Beginn der Eingabe von Walsh-Chips in die FHT-Prozessormaschine 120 zum Erhalt der maximalen Energieausgabe anzupassen. Wie oben erklärt wurde, kann ein Satz von Suchfensterparametern bestimmen, dass Daten im Wert von einer Anzahl von Walsh-Symbolen angesammelt bzw. akkumuliert werden, bevor die Ergebnisse des gewählten Offsets verarbeitet werden. In den Paramatern, die in dem Beispiel der 6, 7, 8 und 9 eingesetzt werden, ist die Zahl der Symbole, die gesammelt bzw. akkumuliert werden, zwei. Suchergebnisprozessor 162 führt die Addierfunktion zusammen mit anderen Funktionen aus.
Während Suchergebnisprozessor 162 das Summieren über aufeinander folgende Walsh-Symbole ausführt, muss er eine kumulative Summe für jedes Rake-Element in dem Such-Rake speichern. Diese kumulativen Summen werden in dem Walsh-Symbol-Akkumulierungs-RAM 240 gespeichert. Die Ergebnisse eines jeden Such-Rakes werden in den Summierer 242 vom Max-Detektier 160 für jedes Rake-Element eingegeben. Summierer 242 summiert das gegenwärtige Ergebnis mit dem entsprechenden Zwischenwert, der von dem Walsh-Symbol-Akkumulierungs-RAM 240 zur Verfügung steht. Während der letzten Walsh-Symbol-Akkumulierung für jedes Rake-Element wird das Zwischenergebnis von dem Walsh-Symbol-Akkumulierungs-RAM 240 gelesen und durch Summierer 242 mit der letzten Energie von dem Rake-Element summiert, um ein endgültiges Suchergebnis für den Rake-Element-Offset zu erzeugen. Die Suchergebnisse werden dann mit den besten Ergebnissen die in der Suche bis zu diesem Zeitpunkt gefunden wurden, verglichen, und zwar wie oben beschrieben.
In dem oben erwähnten U.S. Patent 5,490,165, betitelt „DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS" weist das bevorzugte Ausführungsbeispiel die Demodulationselemente basierend auf den besten Ergebnissen einer Suche zu. In dem vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die acht besten Ergebnisse in einem Bestergebnisregister 250 gespeichert. (Eine geringere oder größere Zahl von Ergebnissen könnte in anderen Ausführungsbeispielen gespeichert werden.) Zwischenergebnisregister 164 speichert die Spitzenwerte und deren entsprechende Rangfolgenordnung. Wenn die momentane Suchergebnisenergie zumindest eins der Energiewerte in dem Zwischenergebnisregister 164 überschreitet, verwirft die Suchergebnisprozessorsteuerlogik 254 das achtbeste Ergebnis in dem Zwischenergebnisregister 164 und fügt das neue Ergebnis zusammen mit dem richtigen Rang, dem PN-Offset und der Antenne entsprechend dem Rake-Elementergebnis ein. Alle Ergebnisse mit einem schlechteren Rang werden um einen Rang „degradiert". Es gibt eine große Anzahl von Verfahren, die in dem Stand der Technik bekannt sind, um eine solche Sortierungsfunktion vorzusehen. Ein beliebiges dieser Verfahren könnte eingesetzt werden innerhalb des Rahmens dieser Erfindung.
Der Suchergebnisprozessor 162 hat einen Lokalspitzenfilter (local peak filter), der im Wesentlichen aus einem Vergleicher 244 und einem Latch für die vorherige Energie 246 besteht. Der Lokalspitzenfilter verhindert, wenn er aktiviert ist, dass das Zwischenergebnisregister 164 aktualisiert wird, und zwar sowohl dann wenn eine Suchergebnisenergie ansonsten für eine Berücksichtigung qualifiziert wäre, es sei denn das Suchergebnis stellt eine lokale Mehrwegspitze dar. Auf diese Weise verhindert der Lokalspitzenfilter zu starke, breite „ausgeschmierte" Mehrwege vom Füllen mehrerer Einträge in dem Zwischenergebnisregister 164, wodurch kein Raum für schwächere aber unterschiedliche Mehrwege, die bessere Kandidaten für die Demodulation wären, übrig bleibt.
Die Implementierung des Lokalspitzenfilters ist unkompliziert. Der Energiewert der vorhergehenden Rake-Elementsummierung wird in dem Latch für die vorherige Energie 246 gespeichert. Die gegenwärtige Rake-Element-Summierung wird mit dem gespeicherten Wert durch Vergleicher 244 verglichen. Die Ausgabe des Vergleichens 244 zeigt an, welche seiner zwei Eingaben größer ist und sie wird in der Suchergebnisprozessorsteuerschaltung 254 gespeichert. Wenn das vorhergende Sample ein lokales Maximum darstellt, vergleicht die Suchergebnisprozessorsteuerlogik 254 das vorhergehende Energieergebnis mit den Daten, die in dem Zwischenergebnisregister 164, wie oben beschrieben, gespeichert sind. Wenn der Lokalspitzenfilter durch Kanalelementmikroprozessor 136 gesperrt bzw. inaktiviert ist, dann ist der Vergleich mit dem Zwischenergebnisregister 164 immer aktiviert. Wenn entweder das vorderste oder das letzte Rake-Element an der Suchfenstergrenze eine Stei gung hat, dann ist der Steigungslatch so gesetzt, dass der Grenzkantenwert ebenfalls als Spitze betrachtet werden kann.
Die einfache Implementierung des Lokalspitzenfilters wird unterstützt durch das Fortschreiten der Lesevorgänge in Richtung früherer Symbole innerhalb eines Such-Rakes. Wie in den 6, 7, 8 und 9 dargestellt, schreitet innerhalb eines Such-Rakes jedes Rake-Element in Richtung von Signalen, die zeitlich früher ankommen, fort. Dieses Fortschreiten bedeutet, dass innerhalb eines Suchfensters das letzte Rake-Element eines Such-Rakes und das erste Rake-Element des nachfolgenden Such-Rakes vom Offset her benachbart sind. Daher muss der Lokalspitzenfilterbetrieb nicht verändert werden und die Ausgabe des Vergleichers 244 ist über die Such-Rake-Grenzen hinweg gültig.
Am Ende der Verarbeitung eines Suchfensters werden die Werte, die in dem Zwischenergebnisregister 164 gespeichert sind, zum Bestergebnisregister 250, das durch Kanalelementmikroprozessor 136 ausgelesen werden kann, transferiert. Suchergebnisprozessor 162 hat somit das meiste der Arbeitsbelastung von dem Kanalelementmikroprozessor 136 weggenommen, der in dem System der 2 jedes Rakelementergebnis unabhängig behandeln musste.
Die vorhergenden Abschnitte haben sich auf den Verarbeitungsdatenweg des integrierten Suchprozessors 128 konzentriert und haben im Detail gezeigt wie die Rohantennensamples 118 in einem zusammenfassenden Mehrwegebericht an der Ausgabe des Bestergebnisregisters 250 übersetzt wurden. Die folgenden Abschnitte zeigen im Detail wie jedes der Elemente in dem Suchverarbeitungsdatenweg gesteuert wird.
Der Suchsteuerblock 166 der 5 wird im Detail in der 13 gezeigt. Wie zuvor erwähnt spezifiziert der Kanalelementmikroprozessor 136 einen Suchparametersatz, der Folgendes beinhaltet: die Gruppe von Antennen über die gesucht werden soll, und zwar wie im Antennenauswahlpuffer 248 gespeichert, der Start-Offset, und zwar gespeichert wie im Suchoffsetpuffer 308, die Anzahl der Rake-Elemente pro Such-Rake, und zwar wie gespeichert im Rake-Breitenpuffer 312, die Breite des Suchfensters, und zwar gespeichert wie in dem Suchbreitenpuffer 314, die Anzahl der Walsh-Symbole die akkumuliert werden sollen, und zwar gespeichert wie im Walsh-Symbol-Akkumulierungspuffer 316 und ein Steuerdatenwort, und zwar wie im Steuerdatenwortpuffer 346 gespeichert.
Der Start-Offset, der im Such-Offset-Puffer 308 gespeichert ist, wird mit einer Acht-Chip-Auflösung spezifiziert. Der Start-Offset steuert welche Samples durch Dezimierung mittels Latch 218 der 10 im Sucher-Front-End 174 entfernt werden. Aufgrund des zwei Walsh-Symbol breiten Antennensamplepuffers 172 in diesem Ausführungsbeispiel ist der größte Wert des Start-Offsets zwei volle Walsh-Symbole weniger der Hälfte eines PN-Chips.
Bis zu diesem Punkt wurde die allgemeine Konfiguration zur Durchführung einer Suche offenbart. In Wirklichkeit gibt es mehrere Klassen von vordefinierten Suchen. Wenn eine Mobileinheit anfänglich versucht auf das System zuzugreifen, sendet es ein Einbeacon- bzw. Funkfeuersignal, das als Präambel bezeichnet wird, mittels des Walsh-Nullsymbols. Das Walsh-Nullsymbol ist das Walsh-Symbol, das nur logische Nullen anstelle von einer Hälfte Einsen und einer Hälfte Nullen, wie oben beschrieben, enthält. Wenn eine Präambelsuche ausgeführt wird, sucht der Sucher nach einer beliebigen Mobileinheit, die ein Walsh-Nullsymbolfunkfeuersignal auf einem Zugriffskanal sendet. Das Suchergebnis einer Präambelsuche ist die Energie des Walsh-Nullsymbols. Wenn eine Akquisitionsmodus-Zugriffskanalsuche durchgeführt wird, gibt Max-Detektier 160 die Energie für ein Walsh-Nullsymbol aus, unabhängig von der detektierten maximalen Ausgabeenergie. Das Steuerdatenwort, das in dem Steuerdatenwortpuffer 346 gespeichert ist, beinhaltet ein Präambel-Bit, das anzeigt, wenn eine Präambelsuche ausgeführt wird.
Wie oben diskutiert misst der Leistungssteuerungsmechanismus des bevorzugten Ausführungsbeispiels den Signalpegel, der von jeder Mobileinheit empfangen wird und generiert eine Leistungssteuerungsanzeige um der Mo bileinheit zu befehlen, die Sendeleistung der Mobileinheit anzuheben oder zu senken. Der Leistungssteuerungsmechanismus wird über einen Satz von Walsh-Symbolen, die als Leistungssteuerungsgruppe bezeichnet wird, während des Verkehrskanalbetriebes betrieben. (Der Verkehrskanalbetrieb folgt dem Zugriffskanalbetrieb und impliziert den Betrieb während eines aktiven Anrufes.) All die Walsh-Symbole innerhalb einer einzelnen Leistungssteuerungsgruppe werden mittels desselben Leistungssteuerungsanzeigebefehls bei der Mobileinheit gesendet.
Es wurde ebenso oben beschrieben, dass in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung das durch die Mobileinheit gesendete Signal während des Verkehrskanalbetriebes eine variable Rate ist bzw. vom variablen Ratentyp ist. Die Rate, die durch die Mobileinheit zum Senden der Daten eingesetzt wird, ist während des Suchprozesses an der Basisstation unbekannt. Während die aufeinanderfolgenden Symbole akkumuliert werden, ist es zwingend, dass der Sender nicht während der Akkumulation gegated (gated oft) wird. Aufeinanderfolgende Walsh-Symbole in einer Leistungssteuerungsgruppe werden als eine Gruppe gegated, was bedeutet, dass sechs Walsh-Symbole, die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Leistungssteuerungsgruppe aufweisen entweder alle angeschaltet oder abgeschaltet sind.
Wenn der Suchparameter somit spezifiziert, dass eine Vielzahl von Walsh-Symbolen während eines Verkehrskanalbetriebes akkumuliert werden sollen, muss der Suchprozess jeden Such-Rake so ausrichten, dass er innerhalb einer einzelnen Leistungssteuerungsgruppe beginnt und endet. Das Steuerungsdatenwort, das in dem Steuerungsdatenwortpuffer 346 gespeichert wird, beinhaltet ein Leistungssteuerungsgruppenausrichtungsbit. Wenn das Leistungssteuerungsgruppenausrichtungsbit auf Eins gesetzt ist, was eine Verkehrskanalsuche anzeigt, synchronisiert der Suchprozess zu der nächsten Leistungssteuerungsgruppengrenze anstelle nur zur nächsten Offset-Walsh-Symbolgrenze.
Das Steuerdatenwort, das in dem Steuerdatenwortpuffer 346 gespeichert ist, beinhaltet außerdem das Spitzendetektierfilteraktivierungsbit, wie es unter Bezug auf 8 zuvor diskutiert wurde.
Der Sucher operiert entweder im kontinuierlichen oder im Einzelschrittmodus, und zwar gemäß der Einstellung des Kontinuierlich/Einzelschrittbits des Steuerdatenwortes. Im Einzelschrittmodus, nach dem eine Suche ausgeführt wurde, kehrt der integrierte Suchprozessor 128 zurück in eine Ruhelage um weitere Instruktionen abzuwarten. Im kontinuierlichen Modus sucht der integrierte Suchprozessor 128 immer, und zum Zeitpunkt, wenn dem Kanalelementmikroprozessor 136 signalisiert wird, dass die Ergebnisse zur Verfügung stehen, hat der integrierte Suchprozessor 128 die nächste Suche gestartet.
Suchkontrollblock 166 produziert die Timing-Signale, die eingesetzt werden den Suchprozess, der durch den integrierten Suchprozessor 128 ausgeführt wird, zu steuern. Der Suchsteuerblock 166 sendet die Null-Offset-Timingreferenz zu den Kurzcode-I- und -Q-PN-Generatoren 202, 206 und Langcodebenutzer-PN-Generator 204, und das Aktivierungssignal an den Dezimierungslatch 218 und das Auswahlsignal an den MUX 216 in dem Sucher-Front-End 174. Er liefert die Lese- und Schreibadressen für den PN-Sequenzpuffer 176 und für die geraden und ungeraden Walsh-Chip-Puffer 168 und 170. Er gibt den momentanen Offset aus, um den Betrieb des Entspreizers 178 zu steuern. Er liefert die interne Zeitscheibentimingreferenz (intra-time sliced timing reference) für die FHT-Prozessormaschine 120 und bestimmt ob der Suchprozess oder der Demodulationsprozess die FHT-Prozessormaschine 120 benutzt, und zwar durch Steuerung des FHT-Eingabe-MUX 124. Er liefert verschiedene fließbandverzögerte Versionen von bestimmten internen Timingimpulsen an die Suchergebnisprozessorsteuerlogik 254 der 12 um es ihr zu ermöglichen, Suchergebnisse über einen Rake von Offsets für eine Anzahl von Walsh-Symbol-Akkumulationen zu summieren. Suchsteuerblock 166 beliefert das Bestergebnisregister 250 mit den gepipelineten Offset- und Antenneninformationen entsprechend zu akkumulierten Energien in dem Bestregister 250.
In der 13 ist die Systemzeitzählung 342 der Null-Offset-Zeitreferenz unterstellt bzw. an sie gekoppelt. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel, das zuvor detailliert wurde, läuft der Systemtakt mit dem Achtfachen der PN-Chiprate. Es gibt 256 PN-Chips in einem Walsh-Symbol, und 6 Walsh-Symbole in einer Leistungssteuerungsgruppe für insgesamt 6 × 256 × 8 = 12288 Systemtakte pro Leistungssteuerungsgruppe. Daher besteht in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Systemzeitzählung aus einem 14-Bit-Zähler, der die 12288 Systemtakte zählt. Systemzeitzählung 342 ist an den Nulloffset-Zeitreferenzimpuls der Basisstation gekoppelt bzw. geslaved. Die Eingabereferenz für die Kurzcode-I- und -Q-PN-Generatoren 202, 206 und Langcodebenutzer-PN-Generator 204 der 10 in dem Sucher-Front-End 174 wird von der Systemzeitzählung 342 entnommen. (Die Langcodebenutzer-PN-Generator-204-Ausgabe wird ebenfalls auf eine längere Systemweitereferenz basiert, die sich 50 Tage lang nicht wiederholt. Die längere Systemweitereferenz wird nicht durch den Suchprozess gesteuert und agiert als ein voreingestellter Wert. Der kontinuierliche Betrieb basierend auf dem voreingestellten Wert wird durch die Systemzeitzählung 342 gesteuert.) Die Adressen für den PN-Sequenzpuffer 176 und die geraden und ungeraden Walsh-Chip-Puffer 168, 170 werden aus der Systemzeitzählung 342 entnommen. Die Systemzeitzählung 342 wird im Latch 328 zu Beginn einer jeden Zeitscheibe eingespeichert. Die Ausgabe des Latches 328 wird über die Adress-MUXs 330, 332 und 334, die die Schreibadressen entsprechend der momentanen Zeitscheibe vorsehen, ausgewählt, und zwar wenn diese Puffer zu einem späteren Zeitpunkt innerhalb der Zeitscheibe beschrieben werden.
Der Offset-Akkumulator 310 verfolgt den Offset des Rake-Elements, das momentan verarbeitet wird. Der Start-Offset, wie er im Such-Oftsetpuffer 308 gespeichert ist, wird in den Offset-Akkumulator 310 zu Beginn eines jeden Suchfensters geladen. Der Offset-Akkumulator 310 wird mit jedem Rake-Element dekrementiert. An dem Ende eines jeden Such-Rakes, das für weitere Akkumulierungen wiederholt werden soll, wird die Anzahl der Rake-Elemente pro Such-Rake, und zwar wie sie im Rake-Breitenpuffer 312 gespeichert ist, zu rück zu dem Offset-Akkumulator addiert um diesen zurück auf den ersten Offset in dem Such-Rake zu referenzieren. Auf diese Art und Weise tastet der Suchprozess wiederum über den selben Such-Rake, und zwar für eine weitere Walsh-Symbol-Akkumulierung. Wenn der Suchprozess über den momentanen Such-Rake während dessen letzter Walsh-Symbol-Akkumulierung getastet hat, wird der Offset-Akkumulator 310 um Eins dekrementiert durch Auswahl der „–1"-Eingabe des Wiederholungs-Rake-MUX 304, was den Offset des ersten Rake-Elements in dem nächsten Such-Rake erzeugt.
Die Ausgabe des Offset-Akkumulators 310 stellt immer den Offset des momentan verarbeiteten Rake-Elements dar und wird somit dafür eingesetzt, die Dateneingabe in den Entspreizer 178 zu steuern. Die Ausgabe des Offsetakkumulators 310 wird durch Addierer 336 und 338 zu der internen Zeitscheibentimingausgabe der Systemzeitzählung 342 addiert um die Adresssequenz innerhalb einer Zeitscheibe entsprechend zu einem Rake-Element zu generieren. Die Ausgabe der Addierer 336 und 338 wird über Adress-MUXs 330 und 332 ausgewählt, um die Leseadressen für Antennensamplepuffer 172 vorzusehen.
Die Ausgabe des Offsetakkumulators 310 wird ebenfalls mit der Ausgabe der Systemzeitzählung 342 verglichen, und zwar durch Komparator 326, um den Offset-Walsh-Symbolimpuls zu bilden, der anzeigt, dass Antennensamplepuffer 172 ausreichend gültige Daten hat um den Suchprozess zu beginnen.
Die Such-Rake-Zählung 320 verfolgt die Anzahl der Rake-Elemente, die für die Verarbeitung in dem momentanen Such-Rake verbleiben. Die Such-Rake-Zählung 320 wird mit der Breite des Suchfensters, wie sie in dem Suchbreitenpuffer 314 gespeichert ist, zu Beginn eines Suchfensters geladen. Die Suchrakezählung 320 wird, nachdem die Verarbeitung der letzten Walsh-Symbol-Akkumulierung des Such-Rakes abgeschlossen ist, inkrementiert. Wenn sie ihre Endzahl erreicht hat, sind alle Offsets in dem Suchfenster verarbeitet worden. Um eine Anzeige dafür vorzusehen, dass das Ende des momentanen Suchfensters bevorsteht, wird die Ausgabe der Such-Rake-Zählung 320 durch Summierer 324 mit der Ausgabe des Rake-Breitenpuffers 312 summiert. Das Ende der Suchfensteranzeige markiert den Zeitpunkt, bei dem damit begonnen werden kann den Antennensamplepuffer 172 mit Datensamples von einer alternativen Antenne zu füllen, und zwar in Vorbereitung auf das nächste Suchfenster, ohne dabei die Inhalte, die für das momentane Suchfenster benötigt werden, zu stören.
Wenn Kanalelementmikroprozessor 136 ein Suchfenster spezifiziert, kann es spezifieren, dass das Suchfenster für eine Vielzahl von Antennen ausgeführt wird. In solch einem Fall werden die identischen Suchfensterparameter mittels Samples von einer Serie von Antennen wiederholt. Solch eine Gruppe von Suchfenstern wird als ein Antennensuchsatz bezeichnet. Wenn ein Antennensuchsatz durch Kanalelementmikroprozessor 136 spezifiziert wird, dann wird der Antennensatz durch den Wert, der in dem Antennenauswahlpuffer 348 gespeichert ist, programmiert. Nach Beendigung eines Antennensuchsatzes wird der Kanalelementmikroprozessor 136 alamiert.
Die Rake-Elementzählung 318 beinhaltet die Zahl der Rake-Elemente, die in dem momentanen Such-Rake noch zu verarbeiten sind. Die Rake-Elementzählung 318 wird einmal für jedes verarbeitete Rake-Element inkrementiert und wird mit der Ausgabe des Rake-Breitenpuffers 312 geladen, wenn der Sucher in dem nicht aktiven Zustand bzw. Ruhelage ist oder nach Beendigung des Such-Rakes.
Walsh-Symbol-Akkumulierungszählung 322 zählt die Zahl der Walsh-Symbole, die für den momentanen Such-Rake noch zu akkumulieren sind. Der Zähler wird mit der Anzahl der Walsh-Symbole, die zu akkumulieren sind, wie sie im Walsh-Symbol-Akkumulierungspuffer 316 gespeichert ist, geladen, wenn der Sucher im nicht aktiven Zustand ist oder nach Beendigung einer Such-Rake-Abtastung bei der letzten Walsh-Symbol-Akkumulierung. Anderenfalls wird der Zähler mit der Beendigung eines jeden Such-Rakes inkrementiert.
Die Eingabegültigzählung 302 wird geladen wann immer die Eingabeantenne oder die Dezimierausrichtung sich verändert. Sie wird mit der Minimalzahl von Samples, die der Sucher benötigt, um einen Such-Rake zu verarbeiten, und zwar basierend auf der Ausgabe des Rake-Breitenpuffers 312, geladen (d. h. Samples im Wert von einem Walsh-Symbol plus einer Rake-Breite). Jedesmal wenn ein Antennensample in den Antennensamplepuffer 172 geschrieben wird, wird die Eingabegültigzählung 302 inkrementiert. Wenn sie ihre letzte Zählung erreicht, sendet sie ein Aktivierungssignal, das es dem Suchprozess ermöglicht, zu beginnen. Eingabegültigzählung 302 liefert außerdem den Mechanismus zum Zurückhalten der Suchverarbeitung wenn die Offsets von sukzessiven Suchfenstern ein kontinuierliches Verarbeiten von Daten nicht zulassen.
Der Sucher operiert entweder im Idle- bzw. nicht aktiven Zustand, einem Sync-Zustand oder einem aktiven Zustand. Die Suchersequenziersteuerung 350 behält bzw. bewahrt den momentanen Zustand. Der integrierte Suchprozessor 128 initialisiert mit dem nicht aktiven Zustand, wenn ein Reset an das Kanalelementmodem 110 angelegt wird. Während des nicht aktiven Zustands laden alle Zähler und Akkumulatoren im Suchsteuerblock 166 ihre zugeordneten Suchparameter, wie oben dargestellt. Sobald Kanalelementmikroprozessor 136 dem Suchprozess über das Steuerdatenwort befiehlt, eine kontinuierliche oder eine Einzelschrittsuche zu beginnen, nimmt der integrierte Suchprozessor 128 den Sync-Zustand ein.
In dem Sync-Zustand wartet der Sucher immer auf eine Offset-Walsh-Symbolgrenze. Wenn die Daten in dem Antennensamplepuffer 172 noch nicht gültig sind, oder wenn das Leistungssteuerungsgruppenausrichtungsbit gesetzt ist und das Walsh-Symbol nicht eine Leistungssteuerungsgruppengrenze ist, dann verbleibt der integrierte Suchprozessor 128 in dem Sync-Zustand bis die geeigneten Bedingungen bei einer nachfolgenden Offset-Walsh-Symbolgrenze eingehalten werden. Mit einem geeignet freigegebenen Offset-Walsh-Symbol kann der Sucher sich in den aktiven Zustand bewegen.
Der integrierte Suchprozessor 128 verbleibt in dem aktiven Zustand bis es einen Such-Rake verarbeitet hat, wobei er zu diesem Zeitpunkt normalerweise in den Sync-Zustand zurückkehrt. Wenn sich der integrierte Suchprozessor 128 in dem Einzelschritt-Modus befindet, kann er nach Beendigung des letzten Rake-Elements der letzten Walsh-Symbol-Akkumulierung des letzten Such-Rakes in dem Suchfenster aus dem aktiven Zustand in den nicht aktiven Zustand gehen. Der integrierte Suchprozessor 128 wartet dann darauf, dass der Kanalelementmikroprozessor 136 eine weitere Suche initiiert. Wenn statt dessen sich der integrierte Suchprozessor 128 im kontinuierlichen Modus befindet, dann lädt er an diesem Punkt den neuen Suchparametersatz und kehrt in den Sync-Zustand zurück, um das Offset-Walsh-Symbol bei dem anfänglichen Offset, das in der neuen Suche bearbeitet werden soll, abzuwarten. Der aktive Zustand ist der einzige Zustand, in welchem die Antennendatensamples verarbeitet werden. In dem nicht aktiven oder Sync-Zuständen verfolgt der Sucher einfach den Zeitablauf mittels der Zeitzählung 342 und fährt fort in den PN-Sequenzpuffer 176 und Antennensamplepuffer 172 zu schreiben, so dass dann, wenn der Sucher sich in den aktiven Zustand bewegt, diese Puffer für den Einsatz bereit sind.
14 ist eine vergrößerte Ansicht der ersten Walsh-Symbolakkumulierung des zweiten Such-Rakes in einem Suchfenster, wie es in Such-Rake 196 in 9 gezeigt ist. Das dritte Walsh-Symbol, wie es gemäß dem Null-Offset-Refernenzsystemzeittakt bezeichnet wird, wird als in 32 Zeitscheiben unterteilt, dargestellt. Der Sucherzustand 372 verändert sich von Sync zu aktiv wenn die Offset-Walsh-Symbolgrenzanzeige entsprechend dem Walsh-Symbol 3 anzeigt, dass Antennensamplepuffer 172 mit gültigen Samples bereit steht um bei diesem Offset zu verarbeiten. Während der nächsten zur Verfügung stehenden Zeitscheibe wird das erste Rake-Element des Such-Rakes verarbeitet. Der Sucher fährt damit fort, jede Zeitscheibe dafür zu nutzen eine Rake-Element zu verarbeiten, wie es durch ein „S" in den Zeitscheiben 374 angezeigt wird, und zwar sofern nicht das Demodulator-Front-End 122 die FHT-Prozessormaschine 120 einsetzt, wie es durch „D" in den Zeitscheiben 374 angedeutet ist. Der Sucher erledigt die Verarbeitung eines jeden Rake- Elements in dem Rake und kehrt in den Sync-Zustand vor der nächsten Offset-Walsh-Symbolgrenze, zurück. Weiterhin wird gezeigt, wie der Such-Rake-Zählungszustand 362 während des aktiven Zustandes inkrementiert wird, bis er den letzten Zustand, der anzeigt, dass der gesamte Such-Rake verarbeitet wurde, erreicht. Der Offset-Zählungszustand 364 wird gezeigt, wie er zwischen jeder Zeitscheibe entsprechend einem Rake-Element inkrementiert wird, so dass er dafür eingesetzt werden kann, die Samplepuffer-Offset-Leseadresse während der Zeitscheibe herzuleiten. Der Offset-Zählungszustand 364 wird fließbandverzögert um eine Offset-Zählung für das Zwischenergebnisregister 164 zu erzeugen. Die Offsetzählung 368 wird nach Durchlauf der letzten Walsh-Symbol-Akkumulierung 370 inkrementiert.
Somit kann ein einzelner integrierter Sucherprozessor durch Puffern von Antennensamples und Einsatz eines zeitscheibenunterteilten Transformationsprozessors, durch eine Suche, gemäß einer Konfiguration durch einen Suchparametersatz, sequenzialisieren, die Ergebnisse anaysieren und einen zusammenfassenden Bericht der besten Wege berichten um diese für die Neuzuordnung von Demodulationselementen einzusetzen. Dies reduziert die mit dem Suchen in Verbindung stehende Arbeitsbelastung des Mikroprozessors, so dass ein weniger teurer Mikroprozessor eingesetzt werden kann und reduziert ebenso die direkten IC-Kosten, dadurch, dass ein komplettes Kanalelementmodem auf einem einzelnen IC ermöglicht wird.
Die allgemeinen Prinzipien, die hierin beschrieben wurden, können in Systemen eingesetzt werden, die alternative Übertragungsschemata einsetzen. Die obige Diskussion wurde auf den Empfang eines rückwärtigen Verbindungssignals basiert, wo kein Pilotsignal zur Verfügung steht. Auf der Vorwärtsverbindung des bevorzugten Ausführungsbeispiels sendet die Basisstation ein Pilotsignal. Das Pilotsignal ist ein Signal mit bekannten Daten, wodurch der FHT-Prozess, der eingesetzt wird um zu bestimmten, welche Daten gesendet wurden, nicht nötig ist. Um die vorliegende Erfindung gemäß einem Ausführungsbeispiel auszugestalten, würde ein integrierter Suchprozessor zum Empfang eines Signals, das ein Pilotsignal enthält, nicht den FHT-Prozessor oder die Maximumsdetektierfunktion enthalten. Z. B. können die FHT-Prozessormaschine 120 und Max-Detektier-160-Blöcke der 5 durch einen einfachen Akkumulator 125, wie in der 15 gezeigt, ersetzt werden. Der Suchprozess beim zur Verfügung stellen eines Pilotsignals ist analog zu einer Akquisitionsmoduszugriffskanalsuchoperation, wie oben beschrieben.

Claims

Ein integrierter Suchprozessor (128), der ein Signal bestehend aus einer Gruppe von spektrumspreizmodulierten Anrufsignalen, die sich ein gemeinsames Frequenzband teilen, besitzt, wobei der integrierte Suchprozessor Folgendes aufweist: einen Samplepuffer (172) zum Speichern einer begrenzten Anzahl von Datensamples der Gruppe von spektrumspreizmodulierten Anrufsignalen, wobei jedes der spektrumspreizmodulierten Anrufsignale eine Serie von Bits aufweist, und zwar codiert in Gruppen mit festgelegter Länge in eine Serie von Symbolen mit einer Übertragungsrate, und wobei die Datensamples mit einer Rate entsprechend der Übertragungsrate gespeichert sind; einen PN-Sequenzpuffer (176) zum Speichern einer begrenzten Anzahl von PN-Sequenzdatenchips, wobei die PN-Sequenzdatenchips einer PN-Sequenz entsprechen, die verwendet wird, um zumindest ein Anrufsignal in der Gruppe von spektrumspreizmodulierten Anrufsignalen zu modulieren; einen Entspreizer (178) zum Korrelieren eines Teils der Datensamples der Gruppe von Spektrumspreizanrufsignalen, die in dem Samplepuffer gespeichert sind, mit einem Teil der PN-Sequenzdatenchips, die in dem PN-Sequenzpuffer gespeichert sind, und zum Erzeugen einer korrelierten Ausgabe entsprechend einem einzelnen Symbol; und eine Transformationsmaschine (120) zum Dekodieren der korrelierten Ausgabe um eine Schätzung der Serie von Bits zu erzeugen, wobei die Transformationsmaschine die korrelierte Ausgabe mit einer Rate dekodiert, die höher ist als die Übertragungsrate.
Der integrierte Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei der Samplepuffer (172) in der Lage ist, Datensamples im Wert von zwei Symbolen zu speichern und wobei der PN-Sequenzpuffer (176) in der Lage ist, PN-Sequenzdatenchips im Wert von vier Symbolen zu speichern.
Der integrierte Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei jedes Symbol in der Serie von Symbolen aus einer Serie von Codebits besteht und wobei in dem zumindest einen Anrufsignal jedes der Codebits durch eine Vielzahl der PN-Sequenzdatenchips moduliert wird und wobei die begrenzte Anzahl der Datensamples, die in dem Samplepuffer (172) gespeichert sind, so gespeichert werden, dass zwei der Datensamples für jedes der PN-Sequenzdatenchips gespeichert werden.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei die Schätzung der Serie von Bits eine Wahrscheinlichkeit entsprechend eines jeden möglichen Wertes der Gruppen mit festgelegter Länge beinhaltet, und der einen Maximumdetektor (160) aufweist zum Empfangen der Schätzung und zum Vorsehen eines "Soft-Decision"-Ausgabewertes, der anzeigend ist für einen maximalen Energiepegel der korrelierten Ausgabe.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei die Rate mit der die Transformationsmaschine (120) die korrelierte Ausgabe dekodiert, 32mal höher ist als die Übertragungsrate.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, der weiterhin ein Demodulationselement (178, 122) zum Produzieren von entspreizten Anrufdaten aufweist, wobei die Transformationsmaschine (120) die entspreizten Anrufdaten dekodiert.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei die Serie von Bits bzw. die Serien von Bits in den bzw. die Gruppen mit festgelegter Länge Walsh-codiert sind/werden.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 7, wobei die Transformationsmaschine (120) ein schneller Hadamard-Wandler bzw. – Transformierer ist.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 4, der weiterhin einen Akkumulator (125) zum Summieren von aufeinanderfolgenden Werten der "Soft Decision"-Ausgabewerte aufweist.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, der weiterhin einen Suchcontroller (166) zum Vorsehen von Signalisierungsinformationen aufweist.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 9, wobei eine Vielzahl der Serien von Symbolen in eine Leistungssteuerungsgruppe gruppiert wird, wobei jedes Symbol in der Leistungssteuerungsgruppe einen gemeinsamen gesendeten Leistungspegel hat.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 11, wobei der Akkumulator (125) die "Soft-Decision"-Ausgabewerte, die Symbolen mit einer gemeinsamen Leistungssteuerungsgruppe entsprechen, summiert.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei der Entspreizer (178) die korrelierte Ausgabe bzw. Ausgangsgröße mit der erwähnten Rate erzeugt, die höher ist als die Übertragungsrate, und wobei jede der korrelierten Ausgaben einem Zeitverzögerungsoffset gegenüber einer Null-Offset-Referenzzeit entspricht.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 10, wobei der Samplepuffer (172) aus einem geraden (168) und einem ungeraden Samplepuffer (170) besteht, wobei wenn das vorhergehende Datensample in dem geraden Samplepuffer (168) gespeichert wird, das nachfolgende Datensample dann in dem ungeraden Samplepuffer (170) gespeichert wird, und wenn das vorhergehende Datensample in dem ungeraden Samplepuffer (170) gespeichert wird, dann das nachfolgende Datensample in dem ungeraden Samplepuffer (168) gespeichert wird.
Integrierter Suchprozessor (128) nach Anspruch 1, wobei jedes Symbol in den Serien von Symbolen aus einer Serie von Codebits besteht und wobei in dem zumindest einen Anrufsignal jedes der Codebits durch vier der PN-Sequenzdatenchips moduliert wird und wobei die begrenzte Anzahl der Datensamples, die in dem Samplepuffer gespeichert sind, so gespeichert werden, dass zwei der Datensamples für jeden der PN-Sequenzdatenchips gespeichert werden, und wobei jedes Sample vier Bits umfasst.
Ein Verfahren zum Empfangen eines Signals, das aus einer Gruppe von Spektrumspreizanrufsignalen, die sich ein gemeinsames Frequenzband teilen, besteht, und zwar in einem Modem (110), das unter Steuerung eines Modemmikroprozessors (136) operiert, und zum Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe um eine Anrufsignalstärke bei einem Wegverzögerungszeit-Offset gegenüber einer Null-Offsetreferenzzeit zu bestimmen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Speichern von PN-Sequenzdatenbits in einem PN-Sequenzpuffer (176); Speichern eines ersten empfangenen Satzes von Anrufsignalsamples in einem Samplepuffer (172) mit einer begrenzten Größe; Entspreizen eines ersten Satzes mit festgelegter Länge von den Anrufsignalsamples aus dem Samplepuffer (172) entsprechend einer ersten Wegverzögerungszeit, und zwar mit einem ersten Satz von PN-Sequenzdatenbits von dem PN-Sequenzpuffer (176) um eine erste Entspreizausgabe zu erzeugen; Speichern eines zweiten empfangenen Satzes von Anrufsignalsamples in dem Samplepuffer (172); und Entspreizen eines zweiten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples von dem Samplepuffer (172) entsprechend einer zweiten Wegverzögerungszeit, und zwar mit dem ersten Satz von PN-Sequenzdatenbits von dem PN-Sequenzpuffer (172) um eine zweite Entspreizausgabe zu erzeugen; wobei der zweite Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples eine große Anzahl derselben Anrufsignalsamples, wie der erste Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples beinhaltet, und wobei die Länge des ersten und zweiten empfangenen Satzes von Anrufsignalsamples ein Bruchteil der festgelegten Länge des ersten und zweiten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples ist.
Verfahren nach Anspruch 16 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei der Schritt des Entspreizens des ersten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aus dem Samplepuffer (172) konditioniert wird, wenn eine ausreichende Anzahl von gültigen Anrufsignalsamples in dem Samplepuffer zur Verfügung stehen um die Signalstärke bei der ersten Wegverzögerungszeit zu evaluieren.
Verfahren nach Anspruch 16 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, das weiterhin den Schritt des Auswählens einer Antenne aus einer Vielzahl von zur Verfügung stehenden Antennen (112) aufweist, um die Anrufsignalsamples zu liefern.
Verfahren nach Anspruch 16 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Speichern eines dritten empfangenen Satzes von Anrufsignalsamples in dem Samplepuffer (172); Entspreizen eines dritten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aus dem Samplepuffer (172) entsprechend einer dritten Wegverzögerungszeit, und zwar mit einem zweiten Satz von PN-Sequenzdatenbits aus dem PN-Sequenzpuffer, um eine dritte Entspreizausgabe zu erzeugen; Speichern eines vierten empfangenen Satzes von Anrufsignalsamples in dem Samplepuffer (172); und Entspreizen eines vierten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aus dem Samplepuffer entsprechend einer vierten Wegver zögerungszeit, und zwar mit dem zweiten Satz PN-Sequenzdatenbits aus dem PN-Sequenzpuffer um eine vierte Entspreizausgabe zu erzeugen; wobei der vierte Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples eine große Anzahl derselben Anrufsignalsamples wie der dritte Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aufweist und wobei die Länge des dritten und vierten empfangenen Satzes von Anrufssignalsamples ein Bruchteil der festgelegten Länge des ersten und zweiten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples ist.
Verfahren nach Anspruch 19 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Bestimmen einer ersten Anrufsignalstärke entsprechend der ersten Entspreizausgabe; Bestimmen einer zweiten Anrufsignalstärke entsprechend der zweiten Entspreizausgabe; Bestimmen einer dritten Anrufsignalstärke entsprechend der dritten Entspreizausgabe; und Bestimmen einer vierten Anrufsignalstärke entsprechend der vierten Entspreizausgabe.
Verfahren nach Anspruch 20 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Summieren der ersten Anrufsignalstärke und der dritten Anrufsignalstärke; und Summieren der zweiten Anrufsignalstärke und der vierten Anrufsignalstärke; wobei die erste Wegverzögerungszeit dieselbe ist wie die dritte Wegverzögerungszeit und wobei die zweite Wegverzögerungszeit dieselbe ist wie die vierte Wegverzögerungszeit.
Verfahren nach Anspruch 21 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, das weiterhin den Schritt des Vorsehens eines größten, summierten Ergebnisses an den Modemmikroprozessor (136) vorsieht.
Verfahren nach Anspruch 20 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei der Schritt des Bestimmens der ersten Anrufsignalstärke den Schritt des Dekodierens der ersten Entspreizausgabe mittels eines schnellen Hadamard-Transformieres (120) ausweist um "Soft-Decision"-Daten zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 16 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei jedes der spektrumspreizmodulierten Anrufsignale eine Serie von Bits aufweist, und zwar codiert in Gruppen mit festgelegter Länger in eine Serie von Symbolen bestehend aus einer Serie von codierten Bits.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei die Serie von Bits walshcodiert ist und die Serie von Symbolen Walshsymbole sind.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei jedes der Codebits des einen isolierten Anrufsignals moduliert wird durch eine Vielzahl der PN-Sequenzdatenbits.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei jedes der Codebits des einen isolierten Anrufsignals moduliert wird durch vier der PN-Sequenzdatenbits.
Verfahren nach Anspruch 27 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei zwei Anrufsig nalsamples in dem Samplepuffer (172) für jedes PN-Sequenzdatenbit gespeichert werden.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei die begrenzte Größe des Samplepuffers (172) Datensamples im Wert von zwei Symbolen entspricht.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei der PN-Sequenzdatenpuffer (176) in der Lage ist PN-Datenbits im Wert von vier Symbolen zu speichern.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei der erste Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples Daten im Wert von einem Symbol entspricht.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei der erste Empfangssatz von Anrufsignalsamples 1/32 eines Symbols entspricht.
Verfahren nach Anspruch 16 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei in dem Schritt des Speicherns des ersten und zweiten Empfangssatzes von Anrufsignalsamples, der erste und zweite Empfangssatz von Anrufsignalsamples mit derselben Rate, mit der Anrufsignalsamples übertragen werden, gespeichert werden.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei eine Serie der Symbole in eine Leistungssteuerungsgruppe zusammen gruppiert wer den, wobei jedes Symbol in einer gemeinsamen Leistungssteuerungsgruppe mit einem festgelegten Leistungspegel gesendet wird.
Verfahren nach Anspruch 24 zum Empfangen und Isolieren eines der Anrufsignale aus der Gruppe von Anrufsignalen, wobei das Verfahren weiterhin folgende Schritte aufweist: Entspreizen eines dritten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aus dem Samplepuffer (172) entsprechend einer dritten Wegverzögerungszeit, und zwar mit einem zweiten Satz PN-Sequenzdatenbits aus dem PN-Sequenzpuffer (176) um eine dritte Entspreizausgabe zu erzeugen; Entspreizen eines vierten Satzes mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aus dem Samplepuffer (172) entsprechend einer vierten Wegverzögerungszeit, und zwar mit dem zweiten Satz PN-Sequenzdatenbits aus dem PN-Sequenzpuffer (176) um eine vierte Entspreizausgabe zu erzeugen; wobei der vierte Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples eine große Anzahl derselben Anrufsignalsamples wie der dritte Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples aufweist; Bestimmen einer ersten Anrufsignalstärke entsprechend der ersten Entspreizausgabe; Bestimmen einer zweiten Anrufsignalstärke entsprechend der zweiten Entspreizausgabe; Bestimmen einer dritten Anrufsignalstärke entsprechend der dritten Entspreizausgabe; Bestimmen einer vierten Anrufsignalstärke entsprechend der vierten Entspreizausgabe; Summieren der ersten Anrufsignalstärke und der dritten Anrufsignalstärke; und Summieren der zweiten Anrufsignalstärke und der vierten Anrufsignalstärke; wobei die erste Wegverzögerungszeit dieselbe ist wie die dritte Wegverzögerungszeit und wobei die zweite Wegverzögerungszeit dieselbe ist wie die vierte Wegverzögerungszeit und wobei der erste Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples und der dritte Satz mit festgelegter Länge von Anrufsignalsamples einer gemeinsamen Leistungssteuerungsgruppe entsprechen.