JP3091225B2 - 可変ディジタルデータを送信する方法及び装置 - Google Patents

可変ディジタルデータを送信する方法及び装置

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Description

【発明の詳細な説明】 背景技術 I.技術分野 この発明は、セルラー方式の電話システムに関する。
特に、本発明は、スペクトル拡散通信信号を用いて可変
データレート情報を通信する新規でかつ改善されたシス
テム及び方法に関する。
II.関連技術 多くのシステムユーザが存在する場合の通信を能率的
にするための種々の技術のうちの一つとして、符号分割
多元接続（CDMA）変調技術の使用が挙げられる。時分割
多元接続（TDMA）、周波数分割多元接続（FDMA）やAM変
調方式のような他の多元接続通信システム技術が、従来
から知られている。しかしながら、CDMAのスペクトル拡
散変調技術は、これら多元接続通信システムの変調技術
の中でも大きな利点を有している。多元接続通信システ
ムにおけるCDMA技術の使用については、本発明の譲受人
に譲渡されている米国特許番号4,901,307（1990年２月1
3日発行）の“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMU
NICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REP
EATERS"に開示されており、この開示から参照すること
ができる。
上述の特許の中において、次のような多元接続技術が
開示されている。多くの移動電話システムユーザの各々
は、符号分割多元接続（CDMA）スペクトル拡散通信信号
を用いて衛星中継機又は地上基準局（以下、セル基地
局、セル基地、又は短縮化してセルと呼ぶこともある）
を通じて通信を行うためのトランシーバを有している。
CDMA通信の使用においては、周波数スペクトルを再度使
用することができ、これによりシステムユーザの収容能
力を高めることができる。CDMAの使用により、他の多元
接続技術を用いる場合よりも一層高いスペクトル効果が
得られる。
衛星チャネルは通常フェージングを伴うものであり、
これはリシアン（Rician）として特徴づけられる。した
がって、受信された信号は、レイリー（Reyleigh）のフ
ェージング統計量を有する（多元の影響による）成分が
付加された直接成分から成る。直接成分と影響成分との
出力比は、通常は６〜10dBのオーダであり、移動ユニッ
トの特性及び移動ユニットの環境に依存する。
衛星チャネルの場合とは対照的に、地上チャネルは信
号フェージングを伴う。これは通常、直接成分が伴わな
いレイリーのフェージング成分から成る。このため、リ
シアンフェージングが優性のフェージング特性を有して
いる衛星チャネルに比べ、地上チャネルは一層厳しいフ
ェージング環境を供するものとなる。
地上チャネル信号におけるレイリーフェージング特性
は、物理的環境に関する多種な特徴点が反映された信号
に起因している。その結果、他の送信遅延をともなって
多方向から移動ユニット受信機に信号が到達する。セル
ラー方式の移動電話システムにおける移動無線通信に通
常使用されるUHF周波数帯域では、異なるパス上の信号
伝搬において位相の差が大きく現れる。臨時的な深いフ
ェージングをともなって信号の破壊加算が起こる可能性
が出てくる。
地上チャネルフェージングは、移動ユニットの物理的
位置に関する非常に強力な機能である。移動ユニットの
位置が少し変化すると、全ての信号伝搬パスの物理的デ
ィレイが変化する。これにより、各パスごとに位相が異
なったものとなる。このため、環境を通して移動ユニッ
トが動作すると、まったく速いフェージング処理がなさ
れる。例えば、850MHzのセルラー方式の無線周波数帯域
においては、このフェージングは、移動体の速度の１フ
ェージング毎秒／マイル／時である。こうした厳しいフ
ェージングは、地上チャネルにおける信号に対して極度
に破壊可能なものとなり、通信の質を低下させる。フェ
ージングの問題を解消するためには、付加的な送信出力
が使用される。しかしながら、こうした出力増加は、過
度の出力消費と干渉増幅されたシステムをユーザに与え
てしまうことになる。
米国特許番号4,901,307に開示されたCDMA変調技術
は、衛星中継機又は地上中継機を用いた通信システムで
使用される狭い帯域の変調技術よりも勝った多くの利益
を与える。地上チャネルは、特にマルチパス信号に関連
するあらゆる通信システムにおいて特別な問題を抱えて
いる。CDMA技術を使用すれば、その利点を生かすととも
に、例えばフェージングなどのマルチパスにおける逆効
果を緩和することにより地上チャネルの特別な問題を解
決できる。
CDMAセルラー方式の電話システムにおいては、全ての
セルにおける通信のために同一の周波数帯域が使用され
る。処理ゲインを供するというCDMA波形の性質は、同じ
周波数帯域を占有する信号同士を識別するためにも使用
される。さらに、高速の疑似雑音（PN）変調により、多
種の伝搬パスが分割され、PNチップ継続時間すなわち1/
帯域幅を超過するパスディレイの差が現れる。もし、約
1MHzのPNチップレートがCDMAシステムにおいて採用され
るとすると、拡散帯域幅とシステムデータレートとの比
に等しい全スペクトル拡散処理ゲインが、所望のパスと
は１マイクロ秒のパスディレイ分以上異なるパスに対し
て採用される。１マイクロ秒のパスディレイの差分は、
約１千フィートの差分パス距離に相当する。都市環境で
は、１マイクロ秒を超過する差分パスディレイが得られ
る。そして、10〜20マイクロ秒まで上がったところでい
くつかのエリアに到達される。
従来の電話システムで採用されるアナログFM変調のよ
うな狭い帯域の変調システムにおいては、多元パスに起
因して厳しいマルチパスフェージングが生じる。ところ
が、広い帯域のCDMA変調によれば、異なったパスが復調
処理において識別される。この識別により、パルチパス
フェージングという厳しさは減少する。CDMA識別技術を
用いることによってマルチパスフェージングが全体的に
評価されるというわけではない。なぜなら、特定のシス
テム用のPNチップ継続時間よりも少ない遅延差分をとも
なったパスが存在するからである。このオーダでのパス
ディレイを有する信号は、復調器において識別されるこ
とはなく、ある程度のフェージングが生じてしまう。
したがって、システムにおけるフェージングを減少さ
せるように所定の形のダイバーシティが提供されること
が望まれる。ダイバーシティは、フェージングに起因す
る効率の悪化を緩和するための一つの手法である。三種
類の主なダイバーシティとしては、時間ダイバーシテ
ィ、周波数ダイバーシティ及び空間ダイバーシティがあ
る。
時間ダイバーシティは、繰返し、時間インターリービ
ング、及びエラー検出、並びに繰返しの形態の符号を使
用することにより得られる最良のものである。
広帯域信号に存する本来の性質を備えたCDMAは、広い
帯域幅において信号エネルギーを拡散することによって
周波数ダイバーシティの形を提供する。したがって、周
波数の選択可能なフェージングは、CDMA信号帯域幅にお
けるほんの一部分だけに影響する。
空間ダイバーシティ又はパスダイバーシティは、２以
上のセル基地を介する移動ユーザからの同時リンクを経
由する多元信号パスを設けることによって得られる。そ
してさらに、パスダイバーシティは、受信されて別々に
処理されるべき異なった伝搬ディレイをともなって信号
を到達させることにより、スペクトル拡散処理を通じた
マルチパス環境を採用することによって得られる。パス
ダイバーシティの例は、1989年11月７日にファイルされ
た米国特許番号5,101,501の“SOFT HANDOFF IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"と1989年11月７日にファイ
ルされた米国特許番号5,103,459の“DIVERSITY RECEIVE
R IN A CDMACELLULAR TELEPHONE SYSTEM"に示されてい
る。なお、両者は本発明の譲受人に譲渡されているもの
である。
フェージングに起因する悪化の影響は、送信機の出力
を制御することによりCDMAシステムにおいてある程度ま
でさらに制御することが可能である。セル基地及び移動
ユニットの出力を制御するシステムは、1989年11月７日
にファイルされた米国特許番号5,056,109の“METHOD AN
DAPPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A
CDMACELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM"に開示されて
いる。なお、これも本発明の譲受人に譲渡されているも
のである。
米国特許番号4,901,307に開示されたようなCDMA技術
は、移動衛星通信におけるリンクの両方向についてのコ
ヒーレント変調及び復調を使用することを目指してい
る。したがって、ここに開示されているのは、衛星から
移動体へのリンク及びセルから移動体へのリンクに関す
るコヒーレント位相基準としてのパイロット搬送波信号
の使用についてである。ところが、地上セルラー環境に
おいては、マルチパスフェージングという厳しい状況に
起因して、チャネルの位相破壊が生じ、移動体からセル
へのリンクについてのコヒーレント復調技術を使用する
ことができない。本発明は、非コヒーレント変調及び復
調技術を用いることにより、移動体からセルへのリンク
における逆効果を克服するための手段を提供する。
米国特許番号4,901,307に開示されたようなCDMA技術
は、異なるPNシーケンスが割り当てられた各ユーザチャ
ネルにおいて比較的長いPNシーケンスを使用することを
目指している。異なるPNシーケンス間の相互相関と、全
時間において「０」以外にシフトするPNシーケンスの自
動相関とは、いずれも、異なるユーザ信号を受信して識
別できるようなゼロ平均値を有している。
しかしながら、そのようなPN信号は直交性を有してい
ない。相互相関は「０」に向かって平均化するけれど
も、情報ビット時間のような短い時間の間、相互相関は
二項分布を形成する。このように、あたかも同じ出力ス
ペクトル密度において両信号が広帯域ガウス雑音である
かのようにそれら信号は相互に干渉する。したがって、
他のユーザ信号又は相互干渉雑音は、実現し得る能力の
極限まで限定する。
マルチパスがあると高帯域PN CDMAシステムにパスダ
イバーシティが寄与される。もし、１マイクロ秒以上の
差分パスディレイを伴った２以上のパスが実現可能であ
れば、これらの信号を別々に受信するために２以上のPN
受信機を使用することができる。これらの信号は通常は
マルチパスのフェージングにおいてインピーダンスを生
じるため、すなわち，それらは通常は相互にフェードす
ることがないため、２つの受信機の両出力をダイバーシ
ティ結合することが可能である。したがって、動作上の
損失は、両受信機が同時にフェードの影響を受けるとき
にのみ起こる。ダイバーシティ結合器が結合された２以
上のPN受信機の手段を提供するシステムと、実行すべき
パスダイバーシティ結合処理が可能な波形を発生するシ
ステムとが、米国特許番号5,103,459の“SYSTEM AND ME
THOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN CDMA CELLU
LAR TELEPHONE SYSTEM"に開示されている。
可変データレートでのデータ送信を実現するために、
入力データレートに従って符号化、インタリーブ、及び
変調のレートを変化させることが一般に必要であった。
このレート変化の際には、通常はチャネル符号化及び複
合化処理を比較的精密に制御する必要があるのでシステ
ムコストや複雑さを増加させることになり、また電流波
形信号を変形させる必要があった。
したがって、本発明の目的は、基準システムレートよ
りも高くてかつ低いレートでのデータ送信において通信
チャネルが適用されるスペクトル拡散通信システムを提
供することを目的とする。本発明の他の目的は、種々の
データレートで送信されるべき符号化、インタィーブ及
び変調データのために共通フォーマットが使用されるス
ペクトル拡散通信システムを提供することを目的とす
る。
発明の概要 本発明は、スペクトル拡散通信システムにおける可変
レートデータの送信及び受信を行うために新規でかつ改
善された方法及び装置に関する。
本発明の送信機においては、複数のユーザビットレー
トが送信の際に伴う。これらのビットレートは、基準ビ
ットレート以上のものと基準ビットレート未満のものと
に分類される。ユーザデータは、ユーザビットレートの
ためのユーザビットに冗長性を与えるための繰返しコー
ダに与えられる。この場合、繰返しコーダから与えられ
る繰返しシンボルレートが全てのユーザビットレートに
対して同じになるようにする。そして、繰返し符号化さ
れたシンボルが送信出力増幅器に与えられる。この送信
出力増幅器は、送信制御器から与えられる信号に従って
動作する。
送信制御器は、ユーザビットレートに応答して、制御
信号を送信出力増幅器に与える。基準ビットレート未満
のビットレートのため、送信制御器は繰返しシンボルを
ゲート処理する。これは、繰返しシンボルにおける冗長
性のうちの所定部分を取り除くためである。そして、ゲ
ート処理された信号シンボルは、ユーザビットレートが
基準ビットレート未満である送信シンボルと同じシンボ
ルエネルギーを伴って送信される。ユーザビットレート
が基準ビットレート以上であるとき、冗長性は取り除か
れ、シンボルエネルギーは繰返しシンボルデータにおけ
る冗長性の量に比例して小さくなる。
本発明の受信機においては、上述のように送信された
信号が受信されるようになっている。受信された信号
は、復調され、繰返し加算器及びエネルギー計算器に与
えられる。繰返し加算器及びエネルギー計算器は、受信
される仮想エネルギーに相当する一連のエネルギー値を
与えるため、受信された繰返しのシンボルのエネルギー
を加算することによって、繰返しシンボルにおける冗長
性が得られるという利点を有している。そして、これら
のエネルギーは、一組の尺度を供給するための尺度計算
器に与えられる。このときの尺度は、受信される仮想の
信号のようなものを意味する。そして、尺度はデコーダ
に与えられる。このデコーダは、計算された尺度に応答
し、送信された信号を評価する。
図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、及び効果は、参照文字等が付さ
れた対応する図面を取り入れることにより、後で説明す
る詳細な説明から一層明かなものとなる。各図面は以下
の通りである。
図１は、本発明による送信機の例を示すブロック図で
ある。
図２は、本発明による受信機システムの例を示すブロ
ック図である。
図３は、本発明による受信機及び復調機の例を示すブ
ロック図である。
図４は、本発明による繰返し加算器及びエネルギー計
算器の例を示すブロック図である。
好適な実施例の詳細な説明 本発明は、どんな可変レートのディジタル通信システ
ムに対しても適用可能なものである。本発明は、パーソ
ナル通信システムにおける逆リンク（通信センターに対
する遠隔ユーザ）通信システムの実施例の中で示されて
いる。図１は、本発明による可変データレート送信機の
実施例を示す。可変レートのユーザ情報ビットデータ
は、ディジタル音声データ又は映像、ファクシミリ、モ
デム用のディジタルデータ又はその他のディジタルデー
タである。ユーザ情報ビットレートは、所定の基準ビッ
トレートRb（nom）以上のものとRb（nom）未満のものと
に分けられる。通信システムに順応する最大ユーザ情報
ビットレートは、Rb（max）で示される。実施例におい
ては、ユーザ情報ビットレートは、1.2,1.8,2.4,3.6,4.
8,7.2,9.6,14.4,19.2,38.4kbpsの値をとる。ここで、9.
6kbpsは基準ビットレートであり、38.4kbpsは最大ビッ
トレートRb（max）である。示されたレートの値は、各
実施例で使用されるものである。本発明の要旨は、他の
ディジタル送信レートについても同等に適用可能であ
る。さらに、9.6kbpsをRb（nom）として選択したのは、
例示されたレートの組の中で、特に目的を達成するため
である。例示されたレートの組の中で、利益のあるRb
（nom）の変形としては、4.8kbpsである。
パーソナルシステムからセルへのリンクにおいては、
ユーザアナログ音声信号は、入力としての受話器（図示
せず）を通じてディジタル（A/D）変換器（図示せず）
に通常は供給される。そして、変換器はアナログ信号を
ディジタル形式に変換する。ディジタル信号は、変調レ
ートディジタルボコーダ（図示せず）に供給され、符号
化される。ボコーダは、他のどんなディジタル情報源と
も結合する。ここで、ディジタル情報とは、予め設定さ
れた所定長のフレームフォーマットの形で送信されるも
のであり、フレームごとに情報ビットの数が変化する。
ユーザ情報ビットデータは、ビットレートRbでエラー
補正（FEC）エンコーダ２に供給される。本実施例にお
いては、ユーザ情報ビットデータは、符号化シンボルを
供給するために、たたきこみ符号化される。エンコーダ
２は、レートがｒのエンコーダである。このことは、受
信するユーザ情報ビットごとに1/r符号化シンボルをエ
ンコーダ２が発生することを意味する。したがって、エ
ンコーダ２における符号化シンボルレートは、Rb/rであ
る。本実施例においては、メッセージ符号化と変調処理
は、限定長がＫ＝９で符号レートがｒ＝1/3のエンコー
ダで開始される。符号のための発生器は、G1＝557（８
進）、G2＝663（８進）、G3＝711（８進）となってい
る。基準ビットレートRb（nom）が9600bpsでかつ符号レ
ートがｒ＝1/3の場合の20m秒あたりの符号シンボルの数
は、576である。Rb＝9600bpsの基準データレートの場合
では、エンコーダは、１秒あたり28,800の二値シンボル
を発生する。
符号化シンボルは、インタリーバ４に供給される。こ
のインタリーバ４は、本実施例においては、正確には単
位期間あたり１フレームに相当する20ミリ秒間隔の動作
を実現するブロックインタリーバである。符号シンボル
は、行（ロウ）毎にインタリーバメモリアレイに書き込
まれ、カラム毎に読み出される。
ユーザビットレートRbが基準ビットレートRb（nom）
未満のとき、又は符号化シンボルレートRb/rが基準符号
化シンボルレートRb（nom）/r未満のとき、インタリー
バ４は符号化シンボルに冗長性を与えるという第２の役
割を担っている。ユーザ情報ビットレートRbがRb（no
m）未満のとき、インタリーバは符号化シンボル冗長性
（redl）を引き起こす。ここで、 インタリーブされたシンボルは、各符号化シンボルの第
１のバージョンと各符号化シンボルのredl−１繰返しバ
ージョンとから成る。したがって、インタリーブされた
シンボルは、ユーザ情報ビットレートが基準ビットレー
トRb（nom）以下のとき、Rb（nom）のレートで供給され
る。ユーザビットレートを基準ビットレートRb（nom）
以上の場合には、インタリーブされたシンボルレートは
符号化シンボルレートと同じになる。
インタリーバ４は、インタリーブされたシンボルを直
／並列素子６に供給する。この素子６は、インタリーブ
されたｎタプルのシンボルとしてのインタリーブされた
シンボルデータを供給する。これは、インタリーバ４か
らｎ分割されてデータの与えられる場合のレートに、ｎ
タプルのレートが等しくなるようにするためである。こ
のため、もし、ユーザ情報ビットレートRbが基準ビット
レートRb（nom）以上であったとすれば、ｎタプルレー
トの値は、Rb/（ｒ・ｎ）となる。もし、ユーザ情報ビ
ットレートRbが基準ビットレートRb（nom）未満であれ
ば、ｎタプルレートは、Rb（nom）／（ｒ・ｎ）とな
る。これは、インタリーバ４により引き起こされる冗長
性のためである。本実施例においては、ｎは６に等し
い。そのため、基準ユーザビットレートが9600の場合の
ｎタプルレートは、4800nタプル/sとなる。
直／並列素子６は、重ね符号化素子７にＮタプルを供
給する。重ね符号化素子７は、繰返し変調エンコーダ８
及びワルシュ（Walsh）エンコーダから成る。ｎタプル
は、繰返し変調エンコーダ８に供給される。この繰返し
エンコーダ８は、ユーザ情報ビットレート（Rb）に基づ
くシンボルの繰返しを発生し、繰返し変調シンボルを供
給する。繰返し変調エンコーダ８は、次のような形の冗
長性（red2）を供給する。
繰返し変調エンコーダ８に供給されるｎタプルの各々
につき、繰返し変調エンコーダ８は、同一の連続したｎ
タプルの出力（以下、繰返し変調シンボルという）であ
るred2を供給する。この場合、生じる繰返し変調シンボ
ルレートは、全入力データレートRbに対し、定数Rb（ma
x）／（ｒ・ｎ）である。本実施例においては、Rb（ma
x）が38.4kbpsのとき、繰返し変調シンボルレートは、
毎秒19,200繰返しシンボルである。ここで、各繰返しシ
ンボルは、そのサイズとして６つの二値ディジットを有
する。
パーソナル通信におけるシステムからセルへのリンク
（以下、逆リンクとも呼ぶものとする）では、チャネル
特性は、変調技術の変形が可能なことを示している。特
に、セルからパーソナルシステムへのリンクにおいて使
用されるようなパイロット搬送波を使用することは実行
できない。パイロット搬送波は、データ変調用に良好な
位相基準を供給するためには強力でなければならない。
パーソナルシステムに多くの同時送信を行うセル基地に
おいては、単一のパイロット信号は全てのパーソナルシ
ステムにより共有されることが可能である。したがっ
て、動的パーソナルシステムごとのパイロット信号出力
は極めて小さい。
しかしながら、パーソナルシステムからセルへのリン
クにおいては、各パーソナルシステムはそれ自身の位相
基準を有している。もし、パイロットが使用されれば、
各パーソナルシステムがそれ自身のパイロットを送信す
ることが必要となるものと考えられる。こうした状態は
明らかに望ましくない。なぜなら、多数の高出力パイロ
ット信号があるために干渉が起き、そのためにシステム
全体の能力が著しく低下するからである。したがって、
パイロット信号無しに効率的な復調を行うことのできる
変調手法を取り入れるべきである。
レイリーフェージングにより補正されたパーソナルシ
ステムからセルへのチャンネルを用いることにより、チ
ャネル位相を素早く変化させることができる。受信信号
から位相を引き出すコスタス（Costas）ループのような
コヒーレント復調技術は実行できない。
微分コヒーレントPSKのような他の技術を使用するこ
とは可能であるが、所望のレベルの信号／雑音比の特性
を実現することができない。
したがって、本実施例においては、繰返し変調シンボ
ルが直交波形コーダに供給される。このコーダは、６つ
の二値ディジット繰返し変調シンボルを直交信号セット
にマッピングする。各々の長さがｎで、ｎに対して出力
が２つのうちのいずれかとなっている一組のｎ直交二値
シーケンスを実現できることは、従来よく知られてい
る。“Digital Communication with Space Application
s,S.W.Golomb et al.,Prentice−Hall Inc.,1964,pp.45
−64"を参照されたい。実際に、直交二値シーケンスセ
ットも、４と200未満で乗算される最大長として周知の
ものである。こうした発生の簡単なシーケンスの種類の
うちの一つは、ワルシュ関数と呼ばれ、またアダマール
（Hadamard）マトリクスとして知られている。
オーダがｎのワルシュ関数は、反復的に以下のように
定義することができる。
ここで、Ｗ′は、Ｗの論理的補数を示し、Ｗ（１）＝
|0|である。したがって、 また、 Ｗ（８）は次のようになる。
ワルシュシーケンスは、ワルシュ関数マトリクスの行
の一つである。オーダｎのワルシュ関数は、それぞれが
ｎビットの長さをもつｎ個のシーケンスを有している。
オーダｎ（他の直交関数と同様）のワルシュ関数は、
ｎ符号シンボルの間隔以上の特性を有しており、セット
内の全ての異なったシーケンス間の相互相関は「０」で
ある。そして、シーケンスは相互に時間整列されてい
る。このことは、各シーケンスが正確にはその複数ビッ
トの半分だけ他の各シーケンスと異なっていることから
明かである。ここで、常に一つのシーケンスは全て
「０」を有しており、その他のすべてのシーケンスは
「１」と「０」を半分ずつ有している点に注意された
い。
隣接するセル及びセクタはワルシュ関数を再使用す
る。隣接するセル及びセクタで使用される外部PN符号を
識別するためである。特定のパーソナルシステムの位置
および２以上の異なるセルとの間では信号の伝搬時間が
異なるため、一度に両方のセルに対してワルシュ関数の
直交性が要求される時間整列の状態を保持することは不
可能である。したがって、異なるセルからパーソナルシ
ステムユニットに到達する各信号を識別できるようにす
るためには、外部PNに信頼性をもたせる必要がある。
図１を参照すると、各繰返し変調シンボルがＭ−ary
ワルシュエンコーダ９に供給されている。ここで、本実
施例においては、Ｍ＝2n＝64である。Ｍ−aryワルシュ
エンコーダ９は、ｎ＝６の二値シンボルから成る繰返し
変調シンボルの各々に応答すると、Ｍワルシュチップか
ら成るワルシュシンボルを発生する。Ｍ−aryワルシュ
エンコーダ９より生じたワルシュチップのレートは、
（Ｍ・Rb（max））／（ｒ・ｎ）であるか又は本実施例
では1,228.8kspsである。ワルシュチップは、データバ
ーストランダム化器30に供給される。このランダム化器
30は、データレート制御素子32から供給される信号に応
答する。
データバーストランダム化器30は、Rb（nom）未満の
入力レートRbのデータに関して、引き出された冗長性の
うちの所定部を選択的に取り除く。データバーストラン
ダム化器の好ましい方法及び装置は、1992年１月16にフ
ァイルされた米国特許出願番号07/846,312の“DATA BUR
STRANDOMIZER"の中に開示されている。なお、これは本
発明の譲受人に譲渡されているものである。Rb（nom）
未満のレートのデータのため、データバーストランダム
化器30は、インタリーバ４により引き出される冗長性の
量を取り除く。すなわち、Rb（nom）未満のユーザ情報
ビットレートRbを実現するため、データバーストランダ
ム化器30は、受信されてくるred1ワルシュチップごとの
red−１冗長性ワルシュチップを取り除く。さらに、デ
ータバーストランダム化器30は、ランダム化シンボルを
供給する疑似ランダム符号に従って、一時的にワルシュ
チップを再整列する。基準ビットレートRb（nom）未満
のユーザ情報ビットレートRbのためには、平均ランダム
ワルシュチップレートを、（Ｍ・Rb（max）・Rb）／
（ｒ・ｎ・Rb（nom））とする。基準ビットレート以上
のユーザ情報ビットレートのためには、シンボルレート
を不変とする。
ランダム化ワルシュチップは、排他的論理和ゲート12
の入力に供給される。PN発生器は10は、移動ユニットア
ドレスに応答し、PNシーケンスとしてPNUを供給する。
このPNシーケンスは、パーソナルシステムユニットに対
し、呼び期間にだけ割り当てることもでき、永久に割り
当てることもできる。本実施例におけるPNUは、ユーザ
の特定の42ビットシーケンスであり、ワルシュチップご
とにPNチップが確実に存在するようにRc＝1.2288MHzの
レートで供給される。PNUはゼロシフトシーケンスであ
り、以下、パイロットシーケンスとも呼ぶものとする。
PNUは、第２の入力を排他的論理和ゲート12に供給す
る。ランダム化ワルシュチップ及びPNUシーケンスは、
排他的論理和ゲート12において排他的論理和処理が施さ
れ、排他的論理和ゲート16及び18の両方の入力に供給さ
れる。
PN発生器14及び22は、それぞれPNI及びPNQシーケンス
を発生する。本実施例においては、PNI及びPNQシーケン
スは、ゼロシフトシーケンスであり、また、これらをパ
イロットシーケンスとも呼ぶものとする。本実施例にお
いては、全てのパーソナル通信局は、同一のPNI及びPNQ
シーケンスを使用する。排他的論理和ゲート16及び18の
他の入力には、それぞれPN発生器14及び22の出力からPN
I及びPNQシーケンスが供給される。シーケンスPNI及びP
NQは、それぞれ排他的論理和ゲートにおいて排他的論理
和処理が施される。この場合、Ｉ及びＱ変調シンボルを
供給するように排他的論理和ゲート12の出力が形成され
る。
変形実施例においては、ユーザPN符号の２つ異なる位
相が発生されて直角位相波形の二つの搬送波位相を変調
するために使用され、32768長のシーケンスを必要に応
じて分取りするように構成してもよい。更なる変形例に
おいては、パーソナルシステムからセルへのリンクは、
二位相変調だけを利用してもよく、また短いシーケンス
を必要に応じて分取りしてもよい。
パーソナルシステムからセルへのリンクに対応したそ
の他の変調方式では、セルからパーソナルシステムへの
リンクに対して同一の変調方式が使用されることにな
る。各パーソナルシステムは、外部符号として一対の32
768長セクタ符号を利用する。内部コードは、長さＭ
（Ｍ＝64）のワルシュシーケンスを利用する。このワル
シュシーケンスは、セクタ内にある間の使用のため、パ
ーソナルシステムに割り当てられる。基本的には、セル
からパーソナルシステムへのリンクに使用される場合の
ように、パーソナルシステムからセルへのリンクのため
に同一のワルシュシーケンスがパーソナルシステムに割
り当てられる。
２つの生じた変調シーケンスＩ及びＱは、OQPSK変調
器23に供給される。ここでは、上記シーケンスは、直角
位相を二位相変調し、加算される。これにより生じた信
号は、帯域フィルタリング処理がなされ、最終RF周波数
に変換され、フィルタリング処理され、そして送信電力
増幅器に供給される。フィルタリング、変換、及び変調
処理のオーダについては、相互に変更可能である。
変調信号は送信出力増幅器24に供給される。この増幅
器24は、送信利得調整素子26によって制御される可変利
得増幅器である。送信利得調整素子は、データレート制
御器32からの送信信号のデータレートを示す信号に応答
し、送信出力増幅器24の利得を決定する。送信利得調整
素子26は、次の式に従って各シンボルの送信エネルギー
を決定する。
ここで、Ebは固定のビットエネルギーである。本実施
例においては、送信利得調整素子26は、さらに逆リンク
出力制御信号に応答する。増幅された変調信号は、空中
を通じて送信するためにアンテナ28に供給される。
本実施例におけるシンボルレート及び送信エネルギー
の概要について、以下の表に示す。
本実施例においては、各セル基地は、分岐アンテナ及
び空間ダイバーシティ受信のためのアナログ受信機を各
々備えた二つの受信機システムを利用する。受信機シス
テムの各々において、信号はフィンガコンバイン処理さ
れるまで同じに処理される。
ここで図２を参照すると、図１の送信機により送られ
るデータを受信して復調するために受信機が図示されて
いる。アンテナ28によって送信された信号は、チャネル
の有害な影響を伴ってアンテナ60で受信される。アンテ
ナ60で受信された信号は、アナログ受信機61に供給され
る。受信機61の詳細については、図３でさらに示されて
いる。
アンテナ60で受信された信号は、ダウン変換器84に供
給される。このダウン変換器84は、RF増幅器80及びミキ
サ82から成る。受信された信号は、RF増幅器の入力とし
て供給される。ここでは、信号は増幅されてミキサ82の
入力に出力される。ミキサ82の第２の入力は、周波数合
成器86からの出力に接続されている。増幅されたRF信号
は、ミキサ82において周波数合成器出力信号と混合する
ことにより、IF周波数に変換される。
そして、IF信号はミキサ82から帯域フィルタ（BPF）8
8に対して出力される。このフィルタ88は、通常は1.25M
Hzの通過帯域を有する表面音響波（SAW）フィルタであ
り、ここで信号は帯域フィルタリングされることにな
る。フィルタリング処理された信号は、BPF88からIF増
幅器90に対して出力され、ここで信号は増幅される。増
幅されたIF信号は、IF増幅器90からアナログ−ディジタ
ル（A/D）変換器92に出力される。そして信号は約8Rc又
は4Rc（9.8304又は4.9152MHzクロックに相当）でディジ
タル化される。ここで、RcはPNチップレート1.288MHzで
ある。ディジタル化されたIF信号は、（A/D）変換器92
から復調器62に対して出力される。受信機61から出力さ
れた信号は、Ｉ′及びＱ′チャネル信号である。図示の
A/D変換器92は単一の装置であり、後においてＩ′及び
Ｑ′チャネル信号を分離するが、Ｉ′及びＱ′チャネル
をディジタル化するために設けられた２つの分離A/D変
換器でディジタル化する前にチャネル分離を行うように
構成してもよい。
各データ受信機は、受信される信号のタイミングを追
跡する。これは、微少の早期局所基準PNで受信信号を相
関し、微少の晩期局所基準PNで受信信号を相関するとい
うよく知られた技術を伴っている。これら二つの相関の
間の差異は、もしタイミングエラーが無ければ、「０」
に平均化される。逆に、もしタイミングエラーがあれ
ば、この差異はエラーの規模及び合図を示しており、受
信者のタイミングがこれに応じて調整される。
図３に示すように、受信機62は二つのPN発生器、PN発
生器104及び106を有しており、これらは同じ長さの二つ
の異なる短符号PNシーケンスを発生する。これら二つの
PNシーケンスは、変調方式の外部符号に関して全てのセ
ル基地受信機及び全てのパーソナルシステムユニットに
おいて共通である。PN発生器104及び106は、それぞれ出
力シーケンスPNI′及びPNQ′を供給する。PNI′及びPN
Q′シーケンスを、同相（Ｉ′）及び直角位相（Ｑ′）
チャネルPNシーケンスと呼ぶものとする。
二つのPNシーケンス、PNI′及びPNQ′は、15度の異な
る多項式によって発生される。なお、この場合、通常発
生される32767長のシーケンスよりも32768長のシーケン
スを発生するように拡大される。例えば、一行において
単一の「０」を14個のゼロに付加した形で拡大が現れ
る。これは、15度の最大線形シーケンスごとに一度現れ
る。換言すれば、PN発生器における一つの状態がシーケ
ンスの発生の際に繰り返される。したがって、変調され
たシーケンスは、15個の「１」の流れ及び15個の「０」
の流れを有している。このようなPN発生回路は、1992年
４月３日にファイルされた米国特許番号5,228,054の“P
OWER OF TWO LENGTH PSEUDONOISE SEQUENCE GENERATOR
WITH FAST OFFSET ADJUSTMENTS"に開示されている。な
お、これは本発明の譲受人に譲渡されているものであ
る。
本実施例においては、復調器62はまた、PNUシーケン
スを発生する長符号PN発生器108を有している。このPNU
シーケンスは、パーソナルシステムからセルへのリンク
におけるパーソナルシステムユニットにより発生される
PNシーケンスに相当するものである。PN発生器124は、
ユーザPN符号を発生する最大線形シーケンス発生器とす
ることができる。ユーザPN符号は、例えば42度のように
非常に大きく、ユーザ間の識別を行うためのパーソナル
システムユニットアドレス又はユーザIDのような付加因
数に従ってタイムシフトする。したがって、セル基地の
受信信号は、長符号PNUシーケンス並びに短符号PNI及び
PNQシーケンスの両方によって変調される。変形例とし
ては、ユーザ特定キーを用いて普遍時間を表すＭシンボ
ルを暗号化するデータ通信用暗号標準（DES）を使用し
た暗号化器のような非線形暗号発生器がPN発生器108の
代わりに利用される。PN発生器108から出力されるPNUシ
ーケンスは、それぞれミキサ100及び102においてPNI及
びPNQシーケンスと混合され、シーケンスPNI′及びPN
Q′が供給される。
シーケンスPNI′及びPNQ′は、PN QPSK相関器94に供
給されるとともに、Ｉ及びＱチャネル信号が受信機61か
ら出力される。本実施例における相関器94は、サンプル
デシメータ又は相互相関フィルタ（図示せず）と結びつ
いて動作する。サンプルデシメータ又は相互相関フィル
タは、タイミング信号（図示せず）に従って動作し、相
関測定素子（図示せず）に対するワルシュチップレート
に等しいレートでサンプルを供給する。相関器94内の相
関素子は、Ｉ′及びＱ′チャネルデータをPNI′及びPN
Q′シーケンスと相関するために利用される。相関され
たＩ′及びＱ′は、バッファ64に入力として供給され
る。これにより、バッファ64は、Ｍ素子（ここで、本実
施例ではＭ＝64）の各々にＩ′ブロック及びＱ′ブロッ
クを供給する。
セル基地における復調器は、短期間で位相基準を形成
する。この場合、記事“Nonlinear Estimation of PSK
−Modulated Carrier with Application to Burst Digi
tal Transmission",Andrew J.Viterbi and Audrey M.Vt
erbi,IEEE Transactions On Information Theory,Vol I
T−29,No.4,July 1983に記述された技術を用いる。例え
ば、位相基準は、上記の記事で述べられているように、
数個の連続変調シンボルだけについて平均化を行うこと
ができる。
しかしながら、前述の変形例の方式による性能は、厳
しいレイリーフェージング及びマルチパスの状態が存在
する本実施例の場合よりも劣るものと考えられる。しか
しながら、フェージング及びマルチパスがそれほど厳し
くないか又はゆっくり変化するような環境においては、
変形例システムの性能は本実施例よりも良くなる。そう
したシステムの例としては、屋内パーソナル通信システ
ム、少移動パーソナル通信システム、衛生／パーソナル
通信システムチャネル及び特定地／パーソナル通信シス
テムチャネルがある。
本発明の送信機と受信機との間の時間配列を維持する
ための変形した手法によれば、セル受信機ごとに、各受
信信号の基準タイミングに基づいて時間エラーを判断す
る。もし、与えられた信号がタイミングの遅れを生じた
ら、関連したセル変調器及び送信機はこのパーソナル通
信システムにコマンドを送信し、その送信タイミングを
少々前進させる。逆に、もし、パーソナル通信システム
の受信信号タイミングが基準タイミングよりも速まって
いたら、少々遅らせるためのコマンドをパーソナル通信
システムに送信する。タイミング調整の増加は、1/8PN
チップ又は101.7ナノ秒のオーダで行われる。コマンド
は、10〜50Hzのオーダのように比較的低いレートで送信
され、ディジタル音声データの流れに挿入される単一ビ
ットから成る。
もし、パーソナル通信システム信号を受信するセル受
信機の各々が上記時間のエラー計測及び補正送信処理を
行うのであれば、全てのパーソナル通信システムの受信
信号は、殆ど同じタイミングで通常どおりに受信され、
干渉が減少することになる。
FHT素子66は、Ｍワルシュシンボル並びにＩ′及び
Ｑ′ブロック間でドット積を計算し、2Mドット積の値を
導出する。Ｉ′ブロック及びＱ′ブロック並びに与えら
れたワルシュシンボルWiの積は、それぞれＩ′（Wi）及
びＱ′（Wi）で表される。これにより、ドット積は、繰
返し加算器及びエネルギー計算器（RSEC）68に供給され
る。
RSEC68は、繰返し変調エンコーダ８により引き出され
た冗長性という利点を生かすように動作する。図４は、
RSEC68の実施例を示す。図４に示されるRSECは、次のよ
うな場合に使用される典型的な設計例である。すなわ
ち、繰返し変調エンコーダ８が1,2,又は４（即ち、red2
＝1,2又は４）のオーダの冗長性を供給する場合であ
り、また、E1（Wi）,E2（Wi）及びE3（Wi）が、red2が
それぞれ1,2及び４に等しくなる状態でWiが送られると
仮定したときのエネルギー値になる場合である。
E1（Wi）の計算においては、受信される変調シンボル
Ｉ′及びＱ′に冗長性が存在しないようなred2＝１を仮
定して行われる。そして、エネルギー計算は、二乗処理
を総和する。Ｉ′（Wi）シンボルは二乗素子150に供給
され、Ｑ′（Wi）シンボルは二乗素子152に供給され
る。これらは、入力の二乗として、（Ｉ′（Wi））２及
び（Ｑ′（Wi））２を供給する。（Ｉ′（Wi））２及び
（Ｑ′（Wi））２は、加算素子154に供給され、入力の
二乗の総和として（Ｉ′（Wi））２＋（Ｑ′（Wi））２
を供給する。スイッチ156は、加算素子154からの計算さ
れたエネルギー値が有効であるとき、即ちRb（max）／
（ｒ・logM）のときに閉じる。
E2（Wi）の計算においては、変調シンボルＩ′及び
Ｑ′にオーダ２の仮定的な冗長性が存在している。そし
て、エネルギー計算は、オーダ２の冗長性という予想の
もとで等しくなるべき二つの連続変調シンボルを加算す
ることを含む。ディレイ素子158及び163は、１変調シン
ボル期間分それらの入力を遅延させる。したがって、加
算器160において、電流変調シンボルＩ′（Wi）（ｔ）
と変調シンボルＩ′（Wi）（ｔ−ＴW）とが先行して加
算処理される。ここで、Twはワルシュシンボル期間であ
り、ｒ・logM/Rb（max）に等しい。同様に、加算器164
において、電流変調シンボルＱ′（Wi）（ｔ）と変調シ
ンボルＱ′（Wi）（ｔ−Tw）とが先行して加算処理され
る。そして、変調シンボルＩ′（Wi）及びＱ′（Wi）
は、それぞれ二乗素子162及び164により二乗処理され、
各二乗処理結果は加算器166において加算される。計算
されたエネルギー値が（0.5・Rb（max））／（ｒ・log
M）のレートで有効となっているときに、スイッチ168は
閉じる。
E3（Wi）の計算において、受信変調シンボルＩ′及び
Ｑ′にオーダ４の冗長性があることが予め確認される。
そして、エネルギー計算は、全てが等しい四つ連続変調
シンボルを加算することを含んでいる。図３に示される
構成は、二つの連続したシンボルが加算器160及び164に
おいて既に計算されている場合を採用している。したが
って、四つの連続したシンボルの総和を決定するため
に、二つのシンボルの二つの連続した総和が計算され
る。ディレイ素子170は、二つの変調シンボル期間２・T
w（Twは上記で定義した通り。）でその入力を遅延させ
る。したがって、加算器171においては、仮想Wiのため
の二つの最大電流Ｉ′（Wi）変調シンボルの総和と、同
一の仮想の二つのシンボル期間のための二つのＩ′（W
i）変調シンボルの総和とが、予め計算される。
同様に、加算器173において、二つの最大電流Ｑ′（W
i）変調シンボルの総和と、二つのシンボル期間のため
の二つの最大電流Ｑ′（Wi）変調シンボルの総和とが、
計算される。変調シンボルＩ′（Wi）及びＱ′（Wi）の
ための四つの連続したシンボルの総和がそれぞれ二乗素
子174及び176において二乗処理され、各二乗処理結果が
加算器178において加算処理される。スイッチ180は、エ
ネルギーデータが（0.25・Rb（max））／（ｒ・logM）
のレートで有効となっているときに閉じる。そして、計
算されたエネルギー値は、フィンガコンバイン論理72に
供給される。E3（Wi）を計算するための変形例としての
方法においては、部分積分の手法が用いられる。ここで
は、スイッチ168を通じて供給されたE2（Wi）出力は共
に加算され、E3（Wi）を供給する。部分積分の技術は、
特に高い移動環境において有益である。
RSEC68のエネルギー値出力は、第１フィンガ又は受信
機システム70の出力である。第２の受信機システムは、
図2,3,及び４における第１受信機システムについて論じ
た場合と同様の手法で受信信号を処理する。Ｌレート仮
想及び対応するＭワルシュ符号仮想の各々のエネルギー
値は、フィンガコンバイン論理72に供給される。同様
に、どんな数の追加受信機装置も並列に配置することが
できる。マルチパス信号を受信する場合としては、異な
るアンテナで受信される信号から又は同一のアンテナで
受信される信号によって（但し、一時的に微分処理をし
て）付加エネルギーデータを供給する。
第１のフィンガ復調装置70及び全ての他のフィンガ
は、フィンガコンバイン論理72に供給される。そして、
フィンガコンバイン論理は、重み総和として種々のフィ
ンガの信号を結合し、尺度発生器74に累積エネルギー値
を供給する。
尺度発生器74は、エネルギー値に応答して、レートご
とに一組の尺度を決定する。このような尺度発生器の実
施例は、米国特許出願番号08/083,110の“Dual Maxima
Metric Generation"の中に開示されている。なお、これ
は本発明の譲受人に譲渡されているものである。尺度の
組は、デ・インタリーバ76に供給される。デ・インタリ
ーバ76は、インタリーバ４の逆としての機能を発揮す
る。
そして、デ・インタレーブされた尺度は、可変レート
デコーダ78に供給される。このデコーダ78は、受信され
る尺度に従って、送信された情報データビットの評価を
発生する。デコーダ78の典型的な構成としては、ビテル
ビ（Viterbi）デコーダがある。この種のデコーダは、
パーソナルシステムユニットにおいて符号化されたデー
タを複号化できる。このとき、上記ユニットの制限長は
Ｋ＝９で、符号レートはｒ＝1/3とする。ビテルビデコ
ーダは情報ビットシーケンスとして最も適当なものを決
定するために利用される。周期として1.25msecを基準に
すると、信号質評価が得られ、データが添えられたパー
ソナルシステムユニット出力調整コマンドとしてパーソ
ナルシステムユニットに送信される。さらに、この質評
価の発生の際の情報に関しては、上述の出願の中で詳細
に論じられている。この質評価は、1.25msec期間におけ
る平均信号／雑音比である。デコーダの実施例は、米国
特許出願番号08/079,196の“Rate Determination"の中
に開示されている。
好適な実施に関する前述の記載は、当業者が本発明を
利用し又は使用できるように提示されたものである。こ
れら実施例についての種々の変形は、当業者にとって明
らかに導出できるようになっており、ここで定義されて
いる主要原理は、本発明の範囲を逸脱しない範囲で他の
実施例に適用できるものである。したがって、本発明
は、ここで示された実施例に限定されるものではなく、
ここで示された原理及び新規な特徴点に照らして広い範
囲に解釈されるべきものである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−102943（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−506763（ＪＰ，Ａ) 米国特許5103459（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00

Claims (29)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】データシンボルから成る可変レートのデー
    タパケットを送信するための装置であって、 前記パケットを受信し、前記パケット中の前記データシ
    ンボルの数が第１の値より少ない場合は前記データシン
    ボルの複製を生成し且つ前記データシンボルと前記デー
    タシンボルの前記複製を前記パケット中において結合す
    る、繰返し生成手段と； 前記繰り返し生成手段からの前記パケットを送信する送
    信手段であって、前記パケット中の前記データシンボル
    の数が前記第１の値と等しい場合は前記パケットを第１
    のエネルギーレベルで送信し、前記パケット中の前記デ
    ータシンボルの数が前記第１の値より少ないが第２の値
    より大きい場合は、前記第１のエネルギーレベルより低
    い第２のエネルギーレベルで前記パケットを送信し、前
    記パケット中の前記データシンボルの数が前記第２の値
    より少ない場合は前記データシンボルと前記データシン
    ボルの前記複製とをゲートを介して通し、前記パケット
    を第３のエネルギーレベルで送信する送信手段と； を具備する装置。
  2. 【請求項２】前記繰返し生成手段と前記送信手段との間
    に接続され、前記パケットを受信し、スペクトル拡散変
    調形式にしたがって前記パケットを変調する拡散手段を
    さらに具備している、請求項１に記載の装置。
  3. 【請求項３】前記拡散手段は： 第１の疑似ランダム雑音（PN）シーケンスを生成する第
    １のPN生成手段と； 前記パケットと前記第１の疑似ランダム雑音シーケンス
    とを受信し、拡散されたパケットを出力するために前記
    パケットを前記第１の疑似ランダム雑音シーケンスにし
    たがって拡散する、前記第１の混合手段と； を具備する、 請求項２に記載の装置。
  4. 【請求項４】前記拡散手段は： 第２の疑似ランダム雑音シーケンスを生成する第２のPN
    生成手段と； 前記拡散されたパケットと前記第２の疑似ランダム雑音
    シーケンスとを受信し、前記拡散されたパケットを前記
    第２の疑似ランダム雑音シーケンスにデジタル的に混合
    する、第２の混合手段と； 第３の疑似ランダム雑音シーケンスを生成する第３のPN
    生成手段と； 前記拡散されたパケットと前記第３の疑似ランダム雑音
    シーケンスとを受信し、前記拡散されたパケットを前記
    第３の疑似ランダム雑音シーケンスにデジタル的に混合
    する、第３の混合手段と； をさらに具備する、 請求項３に記載の装置。
  5. 【請求項５】前記拡散手段と前記送信手段との間に接続
    され、前記拡散されたパケットを受信し、オフセット直
    交位相変調形式にしたがって前記パケットを変調する、
    オフセット直交位相変調（OQPSK）手段をさらに具備す
    る、 請求項４に記載の装置。
  6. 【請求項６】前記パケット中のデータシンボルの数が前
    記第２の値より小さい場合に、前記送信手段はさらに、
    疑似ランダム再配列形式にしたがって前記データシンボ
    ルと前記データシンボルの複製を再配列する、請求項１
    に記載の装置。
  7. 【請求項７】前記繰返し生成手段より前段に配置され、
    前記パケットを受信し、誤り訂正符号化形式にしたがっ
    て前記データシンボルを符号化するエンコーダ手段をさ
    らに具備する、請求項１に記載の装置。
  8. 【請求項８】前記エンコーダ手段と前記繰り返し生成手
    段の間に接続され、前記エンコーダ手段からの前記パケ
    ットを受信し、且つインターリーブ形式にしたがって前
    記パケット中のデータシンボルを再配列するインターリ
    ーバ手段をさらに具備する、請求項７に記載の装置。
  9. 【請求項９】前記第２のエネルギーレベルは、第２のエ
    ネルギーレベル候補群のうちの一つであり、前記第３の
    エネルギーレベルは前記第２のエネルギーレベル候補群
    のなかで最小のエネルギーレベルのものである、請求項
    １に記載の装置。
  10. 【請求項１０】前記第２のエネルギーレベルと前記第１
    のエネルギーレベルの比は前記パケット中のデータシン
    ボルの数と前記第１の値の比と等しい、請求項１に記載
    の装置。
  11. 【請求項１１】データシンボルから成る可変レートデー
    タパケットを送信する方法であって、 前記パケット中の前記データシンボルの数が第１の値よ
    り少ない場合、前記データシンボルの複製を生成し且つ
    前記データシンボルと前記データシンボルの前記複製を
    前記パケット中において結合するステップと； 前記パケット中の前記データシンボルの数が前記第１の
    値と等しい場合、前記パケットを第１のエネルギーレベ
    ルで送信するステップと； 前記パケット中の前記データシンボルの数が前記第１の
    値より少なく、かつ第２の値より大きい場合、前記第１
    のエネルギーレベルより低い第２のエネルギーレベルで
    前記パケットを送信するステップと； 前記パケット中の前記データシンボルの数が前記第２の
    値より少ない場合、前記データシンボルと前記データシ
    ンボルの前記複製とをゲートを介して通し、前記パケッ
    トを第３のエネルギーレベルで送信するステップと； からなる方法。
  12. 【請求項１２】スペクトル拡散変調形式にしたがって前
    記パケットを変調するステップをさらに具備している、
    請求項11に記載の方法。
  13. 【請求項１３】スペクトル拡散変調形式にしたがって前
    記パケットを変調する前記ステップは： 第１の疑似ランダム雑音シーケンスを生成するステップ
    と； 拡散されたパケットを出力するために前記パケットを前
    記第１の疑似ランダム雑音シーケンスにしたがって拡散
    するステップと； を具備する、 請求項12に記載の方法。
  14. 【請求項１４】スペクトル拡散変調形式にしたがって前
    記パケットを変調する前記ステップは： 第２の疑似ランダム雑音シーケンスを生成するステップ
    と； 前記拡散されたパケットを前記第２の疑似ランダム雑音
    シーケンスにデジタル的に混合するステップと； 第３の疑似ランダム雑音シーケンスを生成するステップ
    と； 前記拡散されたパケットを前記第３の疑似ランダム雑音
    シーケンスにデジタル的に混合するステップと； をさらに具備する、 請求項13に記載の方法。
  15. 【請求項１５】オフセット直交位相変調（OQPSK）形式
    にしたがって前記パケットを変調するステップをさらに
    具備する、請求項14に記載の方法。
  16. 【請求項１６】前記パケット中のデータシンボルの数が
    前記第２の値より小さい場合、疑似ランダム再配列形式
    にしたがって前記データシンボルと前記データシンボル
    の複製を再配列するステップを更に具備する、請求項11
    に記載の方法。
  17. 【請求項１７】誤り訂正符号化形式にしたがって前記デ
    ータシンボルを符号化するステップをさらに具備する、
    請求項11に記載の方法。
  18. 【請求項１８】インターリーブ形式にしたがって前記パ
    ケット中のデータシンボルを再配列するステップをさら
    に具備する、請求項17に記載の方法。
  19. 【請求項１９】前記第２のエネルギーレベルは、第２の
    エネルギーレベル候補群のうちの一つであり、前記第３
    のエネルギーレベルは前記第２のエネルギーレベル候補
    群のなかで最小のエネルギーレベルのものである、請求
    項11に記載の方法。
  20. 【請求項２０】前記第２のエネルギーレベルと前記第１
    のエネルギーレベルの比は前記パケット中のデータシン
    ボルの数と前記第１の値の比と等しい、請求項11に記載
    の方法。
  21. 【請求項２１】データシンボルから成る可変レートデー
    タパケットを送信するためのシステムであって、 入力を有し、出力を有する繰返し生成器と； 前記繰返し生成器の出力に接続された入力を有し、出力
    を有する送信器と； 前記繰返し生成器と前記送信器の間に接続され、前記繰
    返し生成器の出力に接続された入力と、前記送信器の入
    力に接続された出力とを有するスペクトル拡散変調器で
    あって、 出力を有する第１の疑似ランダム雑音（PN）生成器と； 前記繰返し生成器の出力に接続された第１の入力と、前
    記第１のPN生成器の出力に接続された第２の入力と、出
    力とを有する第１の混合器と； を具備するスペクトル拡散変調器と； を具備するシステム。
  22. 【請求項２２】前記スペクトル拡散変調器は： 出力を有する第２のPN生成器と； 前記第１の混合器の出力に接続された第１の入力と、前
    記第２のPN生成器の出力に接続された第２の入力を有す
    る第２の混合器と； 出力を有する第３のPN生成器と； 前記第１の混合器の出力に接続された第１の入力と、前
    記第３のPN生成器の出力に接続された第２の入力とを有
    する第３の混合器と； を具備する、 請求項21に記載のシステム。
  23. 【請求項２３】前記第２の混合器の出力に接続された第
    １の出力と、前記第３の混合器の出力に接続された第２
    の入力と、前記送信器の入力に接続された出力とを有す
    るオフセット直交位相変調器をさらに具備する、請求項
    21に記載のシステム。
  24. 【請求項２４】データシンボルから成る可変レートデー
    タパケットを送信するためのシステムであって、 データシンボルから成る前記データパケットを受信する
    ように接続された入力を有し、前記パケット中の前記デ
    ータシンボルの数が第１の値より少ない場合は前記デー
    タシンボルの複製を生成し、前記パケット中の前記デー
    タシンボルと前記データシンボルの前記複製との組み合
    わせがデータパケットとして供給される出力を有する繰
    返し生成器と； 前記繰返し生成器の出力を受けるために接続された入力
    を有し、前記パケット中の前記データシンボルの数が前
    記第１の値と等しい場合は前記パケットを第１のエネル
    ギーレベルで、前記パケット中の前記データシンボルの
    数が前記第１の値より少ない場合は前記第１のエネルギ
    ーレベルより低い第２のエネルギーレベルで、前記繰返
    し生成器からのデータシンボルを送出する出力を有する
    送信器と； を具備するシステム。
  25. 【請求項２５】前記パケット中の前記データシンボルの
    数が前記第１の値より少ないが第２の値より大きい場合
    は、前記第２のエネルギーレベルで前記送信器がデータ
    シンボルを送信し、 前記パケット中の前記データシンボルの数が前記第２の
    値より少ない場合は第３のエネルギーレベルで前記送信
    器がデータシンボルを送信する、 請求項24に記載のシステム。
  26. 【請求項２６】前記繰返し生成器と前記送信器との間に
    接続され、前記繰返し生成器の出力に接続された入力を
    有し、前記送信器の入力に接続された出力を有するスペ
    クトル拡散変調器をさらに具備する、請求項24に記載の
    システム。
  27. 【請求項２７】前記スペクトル拡散変調器は： 出力を有する第１の疑似ランダム雑音（PN）生成器と； 前記繰返し生成器の出力に接続された第１の入力と、前
    記第１のPN生成器の出力に接続された第２の入力と、出
    力とを有する第１の混合器と； を具備する、 請求項26に記載のシステム。
  28. 【請求項２８】前記スペクトル拡散変調器は： 出力を有する第２のPN生成器と； 前記第１の混合器の出力に接続された第１の入力と、前
    記第２のPN生成器の出力に接続された第２の入力を有す
    る第２の混合器と； 出力を有する第３のPN生成器と； 前記第１の混合器の出力に接続された第１の入力と、前
    記第３のPN生成器の出力に接続された第２の入力とを有
    する第３の混合器と； を具備する、 請求項27に記載のシステム。
  29. 【請求項２９】前記第２の混合器の出力に接続された第
    １の出力と、前記第３の混合器の出力に接続された第２
    の入力と、前記送信器の入力に接続された出力とを有す
    るオフセット直交位相変調器をさらに具備する、請求項
    27に記載のシステム。
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