CN1133661A - 用于可变速率数字数据传输的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本文揭示了一种传送可变速率数据的通信装置，其中，在可变速率数据中加入了冗余度，以提供重复码元。当可变速率数据大于或等于标称数据速率时，重复码元数据是用按照可变速率数据的速率而确定比例的码元能量传送的。当可变速率数据小于标称数据速率时，码元数据是在标称码元能量下传送的，通过传输选通一部分按照可变速率数据的速率确定的传输码元数据而去掉冗余度。此外还揭示了一种接收可变速率数据的接收机。

Description

用于可变速率数字数据传输的方法和装置
                    发明背景
I.发明领域
本发明涉及蜂窝电话系统。更确切地说，本发明涉及用扩谱通信信号进行可变数据速率信息通信的新的、改进的系统和方法。
II.相关技术领域的描述
码分多址(CDMA)调制技术的使用是在存在大量系统用户的情况下便于进行通信的几种技术中的一种技术。其他多址通信系统技术，如时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和诸如辐度压扩单边带(ACSSB)的AM调制方案在本领域中是人们熟知的。然而，CDMA扩谱调制技术与用作多址通信系统的这些调制技术相比，具有明显的优越性。多址通信系统中CDMA技术的使用见标题为“采用卫星或地面转发器的扩谱多址通信系统(Spread Spectrum Mnlti-ple Access Communication System Using Satellite or TerrestrialRepeaters)”、授权日为1990年2月13日的美国专利4,901,307，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
在上述专利中，揭示了一种多址技术，其中大量移动电话系统用户，每个用户均具有收发装置，用码分多址(CDMA)扩谱通信信号，通过卫星转发器或地面基站(也称为蜂窝区站、蜂窝区或简称蜂窝)进行通信。在采用CDMA通信时，频谱可以被多次重复使用，从而可以使系统用户容量增加。采用CDMA与采用其他多址技术相比可以获得高得多的频谱利用率。
卫星信道通常要经受具有莱斯(Rician)特性的衰落。因此，接收的信号由直接接收分量与具有瑞利(Rayleigh)衰落统计的多重反射分量叠加在一起构成。根据移动单元天线和该移动单元周围环境的特性，直接分量和反射分量之间的功率比值通常为6-10dB的数量级。
与卫星信道相反，地面频道所经受的信号衰落通常由不含直接分量的瑞利衰落分量组成。因此，与以莱斯衰落为主要衰落特征的卫星信道相比，地面信道呈现更严峻的衰落环境。
地面信道信号中的瑞利衰落特性是因实际环境的许多不同特点所致的反射信号引起的。结果，信号从许多方向以不同的传输延迟到达移动单元接收机。在通常用作移动无线通信(包括蜂窝移动电话系统)的UHF频带上，沿不同路径传输的信号中会出现显著的相位差。从而会产生破坏性的信号相加(destructive Summation)的可能性，偶而还会发生深衰落。
地面信道衰落函数强烈依赖于移动单元的实际位置。移动单元位置的很小的变化会改变所有信号传输路径的实际延迟，从而使第一路径具有不同的相位。所以，移动单元在该环境中移动会导致很快的衰落过程。例如，在850MHz的蜂窝射频带，这一衰落通常可以快至车辆速度每小时每英里每秒一次衰落。这样严重的衰落对地面信道中的信号是极其有害的，导致很差的通信质量。可以采用附加发射机功率来克服衰落问题。然而，这样的功率增加会使用户及系统双方均受到影响，用户方产生过度的功耗，系统方则干扰增加。
美国专利4,901,307中揭示的CDMA调制技术与采用卫星或地面转发器的通信系统中使用的窄带调制技术相比，具有许多优点。地面信道对通信系统特别是相对于多径信号会产生特殊的问题。CDMA技术的使用使得地面信道的特殊问题通过减小多径的有害影响(如衰落)而得以克服，同时还充分利用了其优点。
在CDMA蜂窝电话系统中，同一频带可以用作所有蜂窝区中的通信。提供处理增益的CDMA波形特征也可以用来识别占据同一频带的信号。另外，如果路径延迟之差超过伪噪声(PN)筹元持续时间(即1/带宽)，则高速PN调制得以使许多不同的传播路径分开。如果在CDMA系统中PN筹元采用的速率近似为1MHz，则扩频处理的全部增益，其值等于扩谱带宽和系统数据速率之比，便可用来对付在路径延迟上与所需路径相差1个微秒以上的路径。一微秒的路径延迟之差近似对应于1,000英尺的路径距离之差。城市环境通常提供超过1微秒的路径延迟差，在某些地区还有多至10-20微秒的报告。
在窄带调制系统中，如普通电话系统采用的模拟FM调制中，多径的存在会导致严重的多径衰落。然而，采用宽带CDMA调制，不同的路径可以在解调过程中被识别。这种识别大大减小了多径衰落的严峻性。采用CDMA识别技术并不能完全消除多径衰落，这是因为对于特定的系统，偶而也存在延迟差低于PN筹元持续时间的路径。具有这一数量级的路径延迟的信号在解调器中是无法识别的，从而导致某种程度的衰落。
所以，人们希望提供某种形式的分集，使系统能减小衰落。分集制是减小衰落有害影响的一种方法。有三种主要的分集制形式：时间分集、频率分集和空间分集。
最好可以通过重复使用、时间交织(interleave)和检错与编码(也是一种重复形式)来获得时间分集。本发明采用这些技术中的每一种作为时间分集形式。
CDMA以其固有的带宽信号性质即通过将信号能量散布在宽频带上的方式提供了一种形式的频率分集。所以，频率选择衰落仅仅影响小部分的CDMA信号带宽。
空间或路径分集是通过存在于某一移动用户至两个或更多个蜂窝区的同步链路而提供多个信号路径来获得的。另外，路径分集可以通过使具有不同传播延迟到达的信号分别被接受和处理来进行扩谱处理，从而开发多径环境而获得。路径分集的例子见申请日为1989年11月7日、标题为“CDMA蜂窝电话系统手动软断路技术(SoftHandoff in a CDMA Cellular Telephone System)”的美国专利5,101,501，和申请日同样为1989年11月7日、标题为“CDMA蜂窝电话系统中的分集制接收机(Diversity Receiver in a CDMA Cellu-lar Telephone System)”的美国专利5,103,459。二专利已转让给本发明的受让人。
通过控制发射机功率，可以在CDMA系统中进一步在某种程度上控制衰落的有害影响。用于蜂窝区和移动单元功率控制的系统见申请日为1989年11月7日、标题为“在CDMA蜂窝移动电话系统中控制发射功率的方法和装置(Method and Apparatus for Con-trolling Transmission Power in a CDMA Cellular Mobile Tele-phone System)”的美国专利5,056,109，本专利也已转让给本发明的受让人。
美国专利4,901,307中揭示的CDMA技术注意到了移动-卫星通信中对链路的两个方向采用相干调制和解调。因此，文中揭示的是采用导频载波信号，作为卫星-移动链路和蜂窝-移动链路的相干相位参考。然而在地面蜂窝环境中，多径衰落的严重性以及伴随着的信道相位离散使得无法对移动—蜂窝链路采用相干解调技术。本发明通过采用非相关调制和解调技术提供了一种在移动—蜂窝链路中克服多径不利影响的手段。
美国专利4,901,307中揭示的CDMA技术还注意到采用相当长的PN序列，为每一用户信道分配一个不同的PN序列。不同PN序列之间的互相关具有零均值以及某一PN序列的自相关对所有的非零时移来说也具有零均值，这就使不同的用户信号可以在接收时被识别出来。
然而，这样的PN信号是非正交的。尽管对于像在一个信息比特时间那样短的时间间隔来说互相关平均为零，但是互相关遵循二项式分布。这样，信号相互间和干扰非常像在有相同的功率谱密度下的宽带宽高斯噪声。所以其他的用户信号或互干扰噪声将最终限制了可到达的容量。
多径的存在可以向宽带PN CDMA系统提供路径分集。如果两个或两个路径有大于1微秒之差的路径延迟，则可以采用两个或多个PN接收机来分别接收这些信号。因为这些信号在多径衰落中通常将呈现独立性，即它们通常不是一起衰落的，则二接收机的输出可以组合分集。所以，只有当两个接收机同时发生衰落，才会出现性能方面的损失。标题为“在CDMA蜂窝电话系统中产生信号波形的系统和方法(System and Method for Gererating Signal Waveforms inCDMA Cellular Telephone System)”的美国专利5,103,459中揭示了这样一个系统，该系统提供了用两个或多个PN接收机与一分集组合器组合的方案以及一个允许进行路径分集组合操作的波形产生系统。
为了支持可变数据速率下的数据传输，通常要求按照输入数据速率改变编码、交错和调制的速率。除了要求当前波形信号的修正以外，这一速率变化通常还要求对信道编码和译码过程进行相当复杂的控制，从而增加了系统成本和复杂性。
因此，本发明的一个目的在于提供一种扩谱通信系统，在该系统中，可以在比额定系统速率更高或更低的速率下，将通信信道用作数据传输。同时，本发明的另一个目的在于提供一种扩谱通信系统，这种系统中，在各种数据速率下，对编码、交错和待发送的调制数据采用共同的格式。
                    发明概述
本发明是在扩谱通信系统中用来发送、接收可变速率数据的新的和改进的方法和装置。
在本发明的发射机中，可提供多种用户比特率用作传输。这些用户比特率可以分成二组，其中一组等于或大于一标称比特率，另一组则小于标称比特率。用户数据供给重复码编码器，该编码器向用户比特率低于最大比特率的用户比特提供冗余度，从而由重复码编码器提供的重复码元对所有用户比特率是相同的。随后，将重复码的码元提供给发射功率放大器，该放大器按照从发射控制器提供的信号进行运行。
发射控制器根据用户比特率，将控制信号提供给发射功率放大器。对于小于标称比特率的比特率，发射控制器选通重复码元的发射，从而在重复码元中去掉冗余度中的预定部分。随后，发射选通的码元以某一码元能量发射，这里，码元能量对于用户比特数据小于标称比特率的发射码元均相同。当用户比特率大于或等于标称比特率时，不是去掉冗余度而是按照转发码元数据中的冗余量，将码元能量按比例缩小。
在本发明的接收机中，接收上述提供的发射信号。对接收信号进行解调，并提供给重复相加器和能量计算器。重复相加器和能量计算器通过将接收的重复码元和能量相加，利用了重复码元中的冗余度，提供与接收假设的能量相对应的一系列能量值。随后，将这些能量提供至一距离计算器(metric calculator)，提供一组距离值，这些距离值用来表示不同接收信号假设的似然性。随后，再将这些距离值提供至一译码器，根据计算的距离，估算发射信号。
                    附图简述
在结合附图对本发明作了详细描述之后，本发明的特点，目的和优点将变得更为清楚，其中，相同的文字标号代表相同的元素：
图1是本发明发射机的典型方框图；
图2是本发明接收机系统的典型方框图；
图3是本发明接收机和解调器的典型方框图；以及
图4是本发明重复相加器和能量计算器的典型方框图。
             较佳实施例的详细描述
可以预计本发明可以应用于任意可变速率数字通信系统。本发明是以个人通信系统中反向链路(远端用户对中央通信中心)通信系统的典型实施例的形式描述的。图1描述的是本发明可变数据速率发射机的典型实施例。可变速率用户信息位数据可以是数字语音数据或数字数据，如视频数据、传真数据、调制解调器数据或其他数字数据。用户信息比特率可以划分成高于或等于预定标称比特率Rb(nom)、以及低于Rb(nom)两部分。由通信系统接受的最大用户信息比特率记为Rb(max)。在本典型实施例中，用户信息比特率包括了1.2、1.8、2.4、3.6、4.8、7.2、9.6、14.4、19.2和38.4kbps，这里，9.6kbps为标称比特率Rb(nom)，而38.4kbps是最大比特率Rb(max)。所给的速率代表了典型的实施例。可以预计，本发明的发明主题同样可应用于任何数字发射速率。再有，根据典型的速率组，选择其中9.6kbps作为Rb(nom)，也只是用作举例的目的。在上述典型的速率组中，另一感兴趣的Rb(nom)是4.8kbps。
在个人系统-蜂窝链路中，用户模拟话音信号通常是通过一手机(未图示)来提供的，并作为将模拟信号转换成数字形式的模-数(A/D)转换器的输入。将数字信号提供给对其进行编码的可变速率数字声码器(未图示)。该声码器与任何其他数字信息源组合在一起，数字信息源可以放在固定长度的当前帧格式中发射，这里，每一帧的信息数是各不相同的。
将用户信息比特数据在某一比特率Rb下提供给前向纠错(FEC)编码器2，在典型实施例中，对用户信息比特数据进行卷积编码，以提供已编码的码元。编码器2是一个码率为r的编码器，即，编码器2对它接收的每一用户信息产生1/r编码码元。所以，编码器2的偏码码率是Rb/r。在本典型实施例中，信息编码和调制过程是从具有约束长度为k＝g和码率为r＝1/3的卷积编码器开始的。用作该编码的生成多项式为G1＝557(八进制)，G2＝663(八进制)和G3＝711(八进制)。在9600bps的标称比特率Rb(nom)和编码速率r＝1/3下，20毫秒中的编码码元数为576。在每秒Rb＝9600比特的标称数据速率下，编码器产生每秒28,800个二进制码元。
将经编码的码元提供给交错器4，在本典型实施例中，这是一个分组交错器，复盖长度为20毫秒(确切地说是就是一个帧的持续期)。将编码码元逐行写入到交错器存储阵列中，而以逐列的方式读出。
当用户信息比特率Rb小于标称比特率Rb(nom)或者经编码的码元速率Rb/r小于标称编码的码元速率Rb(nom)/r时，交错器4的第二个作用是向经编码的码元提供冗余度。当用户信息比特率Rb小于Rb(nom)时，交错器引入已编码的码元冗余度(redl)，这里 redl = R B ( nom ) R B - - - - ( 1 ) 交错码元包含了每一被编码元的最早原形以及每一被编码元的redl-1个重复形式。因此，当用户信息比特率小于或等于标称比特率Rb(nom)时，要在速率Rb(nom)/r下提供交错码元。对于用户比特率大于或等于标称比特率Rb(nom)时，交错码元速率与被编码元的速率是相同的。
交错器4向串-并元件6提供已交错的码元，串-并元件6则把已交错的码元变为n元组的交错码元，从而n元组速率等于交错器4提供的数据的速率除以n。所以，如果用户信息比特率Rb大于或等于标称比特率Rb(nom)，则n元组速率为Rb(r·n)。如果用户信息比特率Rb小于标称比特率Rb(nom)，则由于由交错器4引入的冗余度，n元组速率为Rb(nom)/(r·n)。在本典型实施例中，n等于6，从而标称用户比特率为9600的n元组速率为4800n元组/秒。
串-并元件6将n元组提供给重叠编码元件(overlay encodingelement)7。重叠编码元件7包含重复调制编码器8和沃尔什(Walsh)编码器9。将n元组提供给重复调制编码器8，重复调制编码器8根据用户信息位(Rb)提供码元的重复，以提供重复调制码元。重复调制编码器8提供如下形式的冗余度(red2)：
Figure A9419394800131
对于每一个提供给重复调制编码器8的n元组，重复调制编码器8提供称作为重复调制码元的red2个相同且连续的n元组输出，从而对于所有输入数据速率Rb，产生的重复调制码元速率是常数Rb(max)/(r·n)。本典型实施例中，如果Rb(max)为38.4kbps，则重复调制码元速率为每秒19,200个重复码元，这里，每一重复码元的大小为6个二进制数字。
在所谓的反向链路即个人通信系统对蜂窝链路中，其信道特性要求修改调制技术。特别地，例如，用于蜂窝对个人系统链路中的导频载波就不再是可行的了。导频载波必须很强，才能提供用作数据调制的良好相位参考。对于向多个个人系统同步进行许多发送的蜂窝区，单个导频信号可以为所有个人系统所共享。所以，每一活动的个人系统的导频信号功率很小。
然而在个人系统对蜂窝的链路中，每一个人系统有其自身的相位参考。如果采用导频，则将要求每一个人系统发射其自身的导频信号。这种情况很明显是不希望出现的，这是因为大量高功率导频信号的存在而引起的干扰会使整个系统容量大大减小的缘故。所以必须采用无需导频信号而又能进行有效解调的调制。
对于个人系统对蜂窝信道，因具有瑞利衰落干扰而导致信道相位的快速变化，相干解调器技术，例如从接收信号产生相位的Costas环路，是不切实际的。也可以采用其他如微分相干PSK之类的技术，但采用这类技术也不能提供所需的信-噪比性能电平。
所以，在本典型实施例中，将重复调制码元提供给正交波形编码器，该编码器将6个二进制数字重复调制码元映射到一正交信号集内。在本领域中人们熟知的是，对于2的任意n次幂时，可以构造一个具有n个正交二进制序列的正交集，每个二进制序列长度为n，见“Digital Communications with Space Applications”(S.W.Golomb等人，Prentice-Hall Inc.，1964，pp.45-64)。事实上，对于长度为4的倍数，但又小于200的大多数值，人们已知道了它们的正交二进制序列集。容易产生的这类序列中的一种被称为Walsh函数，也称为Hadamard矩阵。
一个n阶Walsh函数可以递归地定义如下： W ( n ) = W ( n / 2 ) , W ( n / 2 ) W ( n / 2 ) , W ′ ( n / 2 ) 这里，W′代表W的逻辑补码，且w(1)＝|0|。所以， W ( 2 ) = 0,0 0,1 W ( 4 ) = 0,0,0,0 0 , 1 , 0,1 0,0,1,1 0,1,1,0 W(8)如下： W ( 8 ) = 0,0,0,0,0,0,0,0 0,1,0,1,0,1,0,1 0,0,1,1,0,0,1,1 0,1,1,0,0,1,1,0 0,0,0,0,1,1,1,1 0,1,0,1,1,0,1,0 0,0,1,1,1,1 , 0,0 0,1,1,0,1,0,0,1 沃尔什序列是沃尔什函数矩阵中的一行。阶数为n的沃尔什函数包含n个序列，每一个序列长度为n位。
阶数为n的沃尔什函数(以及其他正交函数)有这样一个特性，即，在n个码元的间隔内，如果序列在时间上是相互对准的，则该集中所有不同序列之间的互相关为零。这可以通过注意到每一序列与每一其他序列恰恰有一半的比特数不同而看出这一点。同时还可以看到总有一个序列全为零，而另一些序列一半为1，一半为零。
由于相邻蜂窝区段中的外部PN码是有差异的，所以相邻蜂窝区或区段可以重复使用同一沃尔什序列。由于个人系统在某一特定位置到两个或多个不同蜂窝区之间的信号存在不同的传播时间，所以在同一时刻不可能同时对两个蜂窝区满足沃尔什函数正交性所需的时间上对准的条件。所以，在对从不同蜂窝区到达个人系统的信号之间提供识别时，必须依赖于外部PN码。
参见图1，将每一重复调制码元提供给M元沃尔什编码器9，在本典型实施例中，M＝2n＝64。作为对由n＝6个二进制码元组成的每一重复调制码元的响应，M-沃尔什编码器9产生包含M个沃尔什筹元的沃尔什码元。从M元沃尔什编码器9所得到的沃尔什筹元的速率为(M·Rb(max))/(r·n)或者在本典型实施例中为1,228.8ksps。沃尔什筹元被提供至突发随机数据发生器(data burst ran-domizer)30，这响应于数据速率控制元件32提供的信号。
突发随机数据发生器30有选择地去掉输入速率Rb小于Rb(nom)时引入的某些数据冗余。突发随机数据发生器的优选方法和装置参见申请日为1992年1月16日、标题为“突发随机数据发生器(Data Burst Randomizer)”的共同待批的美国专利申请07/846,312，该专利申请也已转让给本发明的受让人。对于速率小于Rb(nom)的数据，突发随机数据发生器30去掉交错编码器4引入的冗余度。这就是说，对于小于Rb(nom)的用户信息位速率Rb，突发随机数据发生器30每接收red1个沃尔什筹元就去掉其中red1个冗余沃尔什筹元。突发随机数据发生器30还按照伪随机码在时间上重新组合沃尔什筹元，以提供随机化的码元。对于小于标称比特率Rb(nom)的用户信息比特率R6，随机化沃尔什筹元(chip)的平均速度为(M·Rb(max)·Rb)/r·n·Rb(nom))。对于大于或等于标称比特率的用户信息比特率，码元速率保持不变。
将随机化的沃尔什筹元提供给异或门12的一个输入端。PN发生器10对某一移动单元地址响应，提供PN序列PNU。这一PN序列可以仅为该蜂窝区的持续期内配置，也可以永久地分配给个人系统单元。本实施例中的PNU是在速率Rc＝1.2288MHz的速率下提供了一种用户特定的42-位序列，从而准确地使每一沃尔什筹元有一个PN筹元。PNU是一个零-移位序列，也称为导频序列。PNU为异或门12提供了第二输入。随机化的沃尔什筹元和PNU序列在异或门12处进行异或，并作为输入提供给二异或门16和18。
PN发生器14和22分别产生PNI和PNQ序列。在本典型实施例中，PNI和PNQ发生器是在Rc＝1.2288MHz下运行的15位发生器。PNI和PNQ序列是零-移位序列，也称为导频序列。在本典型实施例中，所有的个人通信采用相同的PNI序列和PNQ序列。异或门16和18的其他输入端分别配置有从PN发生器14和22输出的PNI和PNQ序列。序列PNI和PNQ在各异或门中与异或门12的输出进行异或运算，提供I和Q调制码元。
在另一种实施例中，要产生两个具有不同相位的用户PN码，并用来调制相位正交(quadraphase)波形的两个载波相位，而无需采用长度为32768的序列。在又一种实施例中，个人系统对蜂窝链路可以仅采用双相位调制，也无需短序列。
在个人系统对蜂窝链路的另一种调制方案中，同一调制方案可以用作蜂窝对个人系统链路。每一个人系统可以将一对长度为32768的区段码用作外部码。当个人系统处在该区段时，分配给该个人系统使用的内部码可以采用长度为M(M＝64)的沃尔什序列。名义上，如同在蜂窝对个人系统链路上使用的同一沃尔什序列也可以分配给个人系统的个人系统对蜂窝链路。
两个产生的调制序列I和Q被提供至OQPSK调制器23，其中，I和Q调制序列对一对正交正弦信号进行双相位调制，并被相加。产生的信号随后经带通滤波、转换成最终的RF频率，经滤波后，再提供至发射功率放大器24。滤波、转换和调制的操作次序可以互相改变。
调制信号被提供至发射功率放大器24，该放大器是一个受发射增益调整元件26控制的可变增益放大器。发射增益调整元件响应于代表来自数据速率控制器32的发送信号的数据速率，确定发射功率放大器24的增益。发射增益调整元件26按照下式确定每一码元的发射能量：
Figure A9419394800171
式中，Eb为固定的比特能量。在本首选实施例中，发射增益调整元件26还响应于反向链路功率控制信号。经放大的调制信号提供给天线28向空中发射。
本典型实施例的码元速率和发射能量小结见下表。
参数    9600     4800    2400   1200          单位
PN筹元速率    1.2288     1.2288    1.2288   1.2288          Mcps
编码速率    1/33     1/3    1/3   1/3   比特/编码码元
发射占空周期    100.0     50.0    25.0   12.5          ％
编码码元速率    28,800     28,800    28,800   28,800          sps
调制    6     6    6   6   编码码元/调制码元
调制码元速率    4800     4800    4800   4800          sps
重复调制码元编码速率    1/4     1/4    1/4   1/4        调制码元/沃尔什码元
沃尔什码元速率    19200     19200    19200   19200          kcps
沃尔什筹元速率    1.2288     1.2288    1.2288   1.2288          Mcps
调制码元时间间隔    208.33     208.33    208.33   208.33          μs
PN筹元/编码码元    42.67     42.67    42.67   42.67   PN筹元/编码码元
PN筹元/沃尔什码元    64     64    64   64   PN/调制码元
PN筹元/沃尔什筹元    1     1    1   1   PN/沃尔什筹元
每一沃尔什码元的能量    Eb/2     Eb/2    Eb/2   Eb/2
  参数   14400   7200    3600    1800         单位
  PN筹元速率   1.2288   1.2288    1.2288    1.2288         Mcps
  编码速率   1/2   1/2    1/2    1/2   比特/编码码元
  发射占空周期   100.0   50.0    25.0    12.5         ％
  编码码元速率   28,800   28,800    28,800    28,800         sps
  调制   6   6    6    6   编码码元/调制码元
  调制码元速率   4800   4800    4800    4800         sps
  重复调制码元编码速率 1/4 1/4 1/4 1/4       调制码元/沃尔什码元
  沃尔什码元速率   19200   19200    19200    19200         kcps
  沃尔什筹元速率   1.2288   1.2288    1.2288    1.2288         Mcps
  调制码元时间间隔   208.33   208.33    208.33    208.33         μs
  PN筹元/编码码元   42.67   42.67    42.67    42.67   PN筹元/编码码元
  PN筹元/沃尔什码元   64   64    64    64   PN/调制码元
  PN筹元/沃尔什筹元   1   1    1    1   PN/沃尔什筹元
  每一沃尔什码元的能量   3Eb/4   3Eb/4    3Eb/4    3Eb/4
  参数   9600   19200   38400   参数         单位
  PN筹元速率   1.2288   1.2288   1.2288   R筹元         Mcps
  编码速率   1/3   1/3   1/3   r     比特/编码码元
 发射占空周期    100.0     100.0      100.0          ％
 编码码元速率    28800     57600      115200  Rs          sps
 调制    6     6      6  logM  编码码元/调制码元
 调制码元速率    4800     9600      19200  Rm          sps
 重复调制码元编码速率    1/4     1/2      1  Rp      调制码元/沃尔什码元
 沃尔什码元速率    19200     19200      19200  Rw          kcps
 沃尔什筹元速率    1.2288     1.2288      1.2288  Rw筹元          Mcps
 调制码元时间间隔    208.33     104.16      52.08  1/Tw          μs
 PN筹元/编码码元    42.67     21.33      10.67  Rc/Rm  PN筹元/编码码元
 PN筹元/沃尔什码元    64     64      64  Rc/Rs  PN/调制码元
 PN筹元/沃尔什筹元    1     1      1  Rc/Rw筹元  PN/沃尔什筹元
 每一沃尔什码元的能量    Eb/2     Eb      2Eb  Rc/Rw筹元  PN/沃尔什筹元
在典型实施例中，每一蜂窝区采用两台接收机系统，每一台均有独立的天线和用作空间分集接收的模拟接收机。在每一个接收机系统中，信号在经过指状组合处理(finger combination process)之前，其处理是相同的。
现在来看图2，描述的接收机是用来接收和解调图1中发射机所传送的数据的。天线26接收天线28发射的信号，其中可能伴有信道的各种有害影响。天线60上接收的信号被提供至模拟接收机61。接收机61的详细描述见图3。
天线60上接收的信号被提供至含有RF放大器80和混频器82的下变频器84。接收的信号作为输入提供至RF放大器，经放大，并输出至混频器82的输入端。混频器82的第二输入端与频率合成器86的输出耦合。经放大的RF信号通过与频率合成器输出信号混合，在混频器82中转换成某个IF频率。
随后，IF信号从混频器82输出到带通滤波器(BPF)88，其通常是一个具有通带为1.25MHz的表面声波(SAW)滤波器，在此进行带通滤波。经滤波的信号从BPF88输出到IF放大器90，对信号进行放大。经放大的IF信号从IF放大器90输出到模数A/D转换器，在约8Rc或4Rc(相应于9.8304或4.9152MHz时钟)下数字化，这里Rc为PN筹元速率1.288MHz。经数字化的IF信号从(A/D)转换器92输出到解调器62。从接收机61输出的信号为I′和Q′信道信号。尽管上述A/D转换器是单个器件，I′和Q′信道信号的分裂是在其后进行的，但是可以想象为信道分裂是在数字化前进行的，配置了两个独立的A/D转换器对I′和Q′信道进行数字化。RF-IF基带频率下变频和I′和Q′信道的模数转换的方案在本领域中是人们所熟知的。
每一数字接收机跟踪它正在接收的接收信号的定时脉冲。这是通过这样一种熟知的技术，即通过使稍微提前的本地参考PN来与接收信号相关以及用稍微滞后的本地参考PN来与接收信号相关而完成的。如果定时没有误差，这两个相关系数之差的平均值将为零。相反，如果存在定时误差，则相关系数的差值将指示出误差的大小和符号，并对接收机的定时作相应的调整。
如图3所示，接收机62包括两个PN发生器，PN发生器104和106，产生两个具有相同长度的不同短PN码序列。这两个PN序列相对于调制方案外部码来说，对所有蜂窝区接收机和所有个人系统单元是公用的。PN发生器104和106分别提供输出序列PNI′和PNQ′序列称为同相(I′)和正交相(Q′)信道PN序列。
二PN序列PNI′和PNQ′是由阶数为15的不同多项式产生的，并增广成长度为32768的序列，而不是通常产生的长度32767。例如，增广的表现形式可以是将单个零加到某一行中的14个零串中。这个零串在阶数为15的每一个最大线性序列中只出现一次。换言之，PN发生器的一个状态可以在序列的产生中重复。所以，修正的序列中包含一组有15个1的串和1组有15个0的串。这种PN发生器电路请参见转让给本发明受让人的、申请日为1992年4月3日的、标题为“具有快速偏移调节的双长度伪噪声序列发生器的功效(Power of Two Length Pseudo-Noise Sequence Gererator withFast Offset Adjustments)”的美国专利5,228,054。
按照本典型实施例，解调器62还包括一长PN码发生器108，它产生一个PNU序列与个人系统对蜂窝链路中的个人系统所产生的PN序列相对应。PN发生器124可以是一个最大线性序列发生器，用来产生很长的用户PN码，如阶数为42，并按照个人系统单元地址或用户ID等附加因素进行时间偏移，以提供用户间识别。所以，蜂窝区接收的信号是由长PNU码序列和短PNI和PNQ码序列来调制的。也可以不采用PN发生108，而采用非线性加密发生器，如一种密码器(encryptor)，该密码器采用数据加密码标准(DES)，使用用户专门密钥来对用于表示国标标准时刻的M-码元加密。从PN发生器108输出的PNU序列在混合器100和102中分别与PNI序列和PNQ序列混合，提供序列PNI′和PNQ′。
将序列PNI′和PNQ′随同接收机61输出的I信通信号和Q信道信号一起提供给PN QPSK相关器94。典型实施例中，相关器94与一抽选取样器(Sample decimator)或内插滤波器(未图示)一起运行。抽选取样器或内插滤波器按照定时信号(未图示)动作，向相关测量元件(未图示)提供样本，其速率等于沃尔什筹元的速率。相关器94中的相关元件用来将I′和Q′信道数据与PNI′和PNQ′序列相关。相关的I′和Q′作为输入提供给缓冲器64。于是，缓冲器64提供由M个分量(这里，本实施例中，M＝64)组成的I′块和Q′块。
蜂窝区中的解调器用论文“PSK调制载频的非线性估计及其在突发数字传输中的应用(Nonlinear Estimation of PSK-ModulatedCarrier with Application to Burst Digital Transmission)”中描述的技术，在一短时间间隔内建立一相位参考，上述论文发表在1983年7月第1T-29卷第4册的IEEE Transaction On Information The-ory上，作者为Andrew J.Viterbi和Audrey M.Viterbi。例如，相位参考可以如上述论文中描述的那样，仅在少量的连续调制码元上进行平均。
然而，上述方案的性能在有严重瑞利衰落和多径的条件下，是不如本典型实施例的。然而，在衰落和多径不太严重或者变化缓慢的某些环境下，如，室内个人通信系统、低移动的个人通信系统、卫星对个人通信系统信道以及在某些地面对个人通信系统信通中，上述系统的性能将比本典型实施例好。
在保持本发明发射机和接收机之间时间对准的另一种方法中，每一蜂窝接收机要判定每一接收信号与标称计时的时间误差。如果给定的接收信号在定时上滞后，则相关的蜂窝调制器和发射机将向该个人通信系统发射一指令，使其发射定时超前一个小增量。相反，如果个人通信系统接收的信号的定时超前标称定时，则向个人通信系统发送滞后一小增量的指令。计时调整增量的数量级是1/8PN筹元或101.7毫微秒。指令是在数量级为10到50Hz的相当低的速率下发送的，并由插入到数字话音数据流中去的单独一个位组成。
如果接收个人通信系统信号的每一蜂窝接收机都进行上述时间误差测量和发送纠正信息的操作，则所有的个人通信系统接收的信号通常将会以大致相同的定时来接收，使干扰减小。
FHT元件66计算M个可能的沃尔什码元中的每一个与I′和Q′块之间的点积，给出2M个点积值。I′块和Q′块与给定沃尔什码元Wi之间的点积分别表示为I′(Wi)和Q′(Wi)。随后，点积值被提供给重复加法器和能量计算器(RSEC)68。
RSEC68的运行利用了重复调制编码器8引入的冗余度的优点。图4描述了RSEC68的一个典型实施例。图4中描述的RSEC是在下述情况下的典型设计，这里重复调制编码器8提供了1、2或4级(即red2＝1，2或4)冗余度，且E1(Wi)、E2(Wi)和E3(Wi)为能量值，对应于Wi被发送且假设Red2分别等于1、2或4。
E1(Wi)的计算是在Red＝1的假设下进行的，这时接收的调制码元I′和Q′中没有冗余度、从而能量计算只是平方求和操作。将I′(Wi)码元提供给平方元件150、Q′(Wi)提供给平方元件152，分别提供输出值的平方：(I′(Wi))2和(Q′(Wi))2。(I′(Wi))2和(Q′(Wi))2被提供至求和元件154，给出输入值的平方和，即(I′(Wi))2＋(Q′(Wi))2。当从求和元件154得到的计算能量值在速率Rb(max)/(r·logM)下有效时，开关156闭合。
E2(Wi)的计算是在假设调制码元I′和Q′中具有2级冗余度的情况下进行的，从而能量计算涉及对两个连续调制码元求和，而这两个连续的调制码元在有2级冗余度的前提下应该是相等的。延迟元件158和163用来使其输入延迟一个调制码元周期。所以，在求和器160中，当前调制码元I′(Wi)(t)与其前面紧接着的那一个调制码元I′(Wi)(t-Tw)相加，这里，Tw是沃尔什码元周期，等于r·logM/Rb(max)。与此类似，在求和器164中，当前调制码元Q′(Wi)(t)与其前面紧接着的那一个调制码元Q′(Wi)(t-Tw)相加。随后，每个调制码元I′(Wi)和Q′(Wi)中的两个连续码元的和分别由平方元件162和165取平方，并且在求和器166中将平方值求和。当计算的能量值在(0.5·Rb(max))/(r·logM)下有效时，开关168闭合。
在E3(Wi)的计算中，假设在接收的调制码元I′和Q′中具有4级冗余度，从而能量计算涉及对四个连续的调制码元求和，而这四个连续的调制码元应当是相等的。图3中所示的结构利用了这样一个事实，即，两个连续码元的和已经由加法器160和164计算。所以，为了确定四个连续码元的和，计算两个码元的两个连续和的和。延迟元件170用来使其输入延迟两个调制码元周期2·TW，这里Tw的定义如上所述。所以，在求和器171中，对Wi假设下的两个最当前I′(Wi)调制码元的和以及同一假设下先前两个码元周期内的两个I′(Wi)调制码元之和进行求和计算。
与此类似，在求和器173中，对两个最当前Q′(Wi)调制码元和先前两个码元周期内的两个Q′(Wi)调制码元之和进行求和计算。随后，分别由平方元件174和176对调制码元I′(Wi)和Q′(Wi)的四个连续码元的和取方平，并在加法器178对平方值求和。当能量数据在(0.25·Rb(max))/(r·logM)的速率下有效时，开关180闭合。随后，将计算的能量值提供给指状组合逻辑(finger combine logic)72。计算E3(Wi)的另一种方法是借助于部分集成(partial integra-tion)，其中，为了提供E3(Wi)，通过开关168提供的E2(Wi)输出是成对相加的。部分集成技术是高移动环境中是特别有用的。
RSEC68的能量值输出是第一指状输出，或说是接收机系统70的输出。第二接收机系统以上述对图2、3和4中第一接收机系统所讨论的类似方法，对接收信号进行处理。将对于1个速率假设和相应的M个沃尔什编码假设中的每一个的能量值提供给指状组合逻辑72。与此类似，任何数量的附加接收机装置可以并行放置，以提供附加的能量数据，这些附加能量数据来自不同的天线接收的信号，或者是由同一天线接收但具有瞬时时差的信号(如多径信号接收的情况)产生的。
从第一指状解调装置70和所有其他各指得到的能量值被提供给指状组合逻辑72。随后，指状组合逻辑以加权和的形式将不同指的信号组合起来，并将累加的能量值提供给距离发生器(metric gen-erator)74。
距离发生器74根据能量为每一速率确定一组距离值(metric)，这样一种距离发生器的典型实施例见转让给本发明受让人的、标题为“Dual Maxima Metric Generation”的共同待批美国专利申请08/083,110。这些距离集被提供给去交错器76。去交错器76的功能与交错器4的功能相反。
已解交错的距离随后提供给可变速率译码器78，该译码器按照接收的距离，产生发射信息数据比特的估算。一种典型的译码器装置78是这样一种类型的Viterbi译码器，它能在具有约束长度k＝9的个人系统单元处，以r＝1/3的编码速率，对经编码的数据进行译码。Viterbi译码器用来确定最可能的信息位序列。在每个1.25毫秒的标称周期内，得到一信号质量估算，并作为个人系统单元功率调整指令，周期性地与数据一起发送到个人系统单元。有关该质量估算产生的进一步资料可详见上述共同待批的申请中讨论的内容。该质量估算量是在1.25毫秒的时间间隔内的平均信-噪比。译码器的典型实施例见标题为“速率判定(RateDetermination)”的共同待批的美国专利申请08/079,196。
前文较佳实施例的描述使得任何本领域的技术人员能够制作或使用本发明。很明显，本领域的熟练技术人员还可以对这些实施例作各种修改，并且在无需求助于发明专家的情况下，将上文中揭示的基本原理应用于其他实施例。所以，本发明并非仅限于所述的实施例，而应当赋予与本文公开的原理和新特点相一致的最大范围。

Claims (9)

1.一种发射可变速率用户信息比特数据的装置，其特征在于，它包含：
重复编码装置，用来接收所述可变速率用户信息比特数据，并用来将冗余度加到可变速率用户信息比特数据中，提供固定的速率重复码元数据；以及
可变传输装置，用来接收所述固定速率重复码元数据，以提供传输码元，其中，当所述可变速率数据是在最大数据速率下提供的时候，所述传输码元是在相应最大码元能量下提供的；当所述可变速率数据是在大于标称数据速率而小于所述最大数据速率的速率下提供的时候，对相应的传输码元的能量取一预定比例，并且其中，当所述可变速率数据在小于标称数据速率的速率下传送时，进行标称码元能量的发送以及对所述标称码元能量传输码元预定部分之禁止传送。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述重复编码装置包含：
编码器装置，用来接收所述可变速率用户信息码，并按照一预定的编码格式，对所述可变速率用户信息比特进行编码，以提供经编码的码元；
重叠编码装置，用来接收所述已编码的码元，并提供所述已编码码元的重复码，从而在一预定的固定数据速率下提供重复调制码元；以及
波形编码器，用来接收所述重复调制码元，并对所述重复调制码元进行波形编码，提供所述固定速率重复码元数据。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述可变传输装置包含：
突发随机数据发生器装置，用来接收所述固定速率重复码元数据，并用来从所述固定速率重复码元数据中，按照所述可变速率用户信息比特的速率，去掉冗余度，从而当所述用于提供随机化码元的可变速率用户信息比特的速率小于所述标称数字速率时，提供随机化码元；
调制器装置，用来调制所述随机化码元，提供调制码元；
可变增益放大器装置，用来按照一增益调整信号放大所述调制码元，提供所述传输码元；以及
发射增益调整装置，用来按照所述可变速率用户信息比特的速率，提供所述增益调整信号。
4.一种用来接收可变速率码元数据的接收机，其特征在于，它包含：
解调器装置，用来接收码元数据，以及解调所述接收的码元数据，以提供已解调的码元数据；
重复相加器装置，用来接收已解调的码元数据，并提供一组已相加的能量值，其中，每一所述能量值表示所述接收码元数据的不同速率假设；
译码器装置，用来接收所述已相加的能量值，并按照一预定的译码格式提供发射用户信息比特数据的估算值。
5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，它还包含一置于所述解调器装置和所述重复相加器装置之间的波形译码器，用来接收所述已解调的码元数据，并按照预定的波形译码格式对所述解调的码元数据进行波形译码。
6.如权利要求4所述的装置，其特征在于，它还包含置于所述重复相加器装置和所述译码器装置之间的指状组合逻辑，用来接收所述的一组已相加能量值和至少一个附加已相加能量值组，并按照一预定组合格式将所述已相加能量值组和至少一个附加已相加能量值组组合在一起。
7.如权利要求4所述的装置，其特征在于，它还包含置于所述重复相加器装置和所述译码器装置之间的距离发生器装置，用来接收所述已相加的能量值组，并提供与发射码元数据假设的条件概率相对应的一组距离值。
8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述译码器是一个维特比(Viterbi)译码器。
9.一种用来进行可变速率用户信息比特通信的通信装置，其特征在于，它包含：
多个发射机装置，用来接收所述可变速率用户信息比特数据，以及在可变速率用户信息比特数据中加入冗余度，以提供具有相应传输码元的固定速率重复码元数据，其中，当所述可变速率数据是在最大数据速率下提供的时候，所述传输码元是在相应的最大码元能量下提供的，其中，当所述可变速率数据是在一大于标称数据速率但小于所述最大数据速率下提供的时候，对相应的传输码元能量取一预定的分数比例，并且当所述可变速率数据是在小于标称数据速率的速率下提供的时候，禁止传送预定部分的所述传输码元；以及
至少一个接收机装置，用来接收所述传输码元数据、解调所述接收的码元数据以提供已解调的码元，并按照所述解调码元提供一组已相加的能量值，其中，每一所述能量值代表所述接收码元数据的不同速率假设，并按照预定的译码格式提供相应于所述已相加的能量值的发射用户信息比特数据的估算。
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GENERATOR DATA 5: OQPSK _ TllEgbvIVSEhI/gT

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