PT993740E - Uma unidade de subscritor e método para utilização num sistema de comunicação sem fios. - Google Patents

Description

ΡΕ993740 -1- DESCRIÇÃO "UMA UNIDADE DE SUBSCRITOR E MÉTODO PARA UTILIZAÇÃO NUM SISTEMA DE COMUNICAÇÃO SEM FIOS"

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO I. Campo da Invenção A presente invenção relaciona-se com uma unidade de subscritor e método para uso num sistema de comunicação sem fios. II. Descrição da Técnica Relacionada

Sistemas de comunicação sem fios que incluem sistemas de comunicação celular, satélite e ponto a ponto utilizam uma ligação sem fios compreendendo um sinal de frequência de rádio modulada (RF) para transmitir dados entre dois sistemas. 0 uso de uma ligação sem fios é desejável por uma variedade de razões que incluem mobilidade aumentada e exigências de infraestrutura reduzidas quando comparado com sistemas de comunicação

fixa. Uma desvantagem de usar uma ligação sem fios é a quantia limitada de capacidade de comunicação que é 0 resultado da quantia limitada de largura de banda RF disponível. Esta capacidade de comunicação limitada está em -2- ΡΕ993740 contraste com sistemas de comunicação baseados em fios onde pode ser adicionada capacidade adicional através da instalação de conexões fixas adicionais.

Reconhecendo a natureza limitada da largura de banda RF, foram desenvolvidas várias técnicas de processamento de sinal para aumentar a eficiência com que os sistemas de comunicação sem fios utilizam a largura de banda RF disponível. Um exemplo amplamente aceite de uma tal técnica de processamento de sinal com eficiência da largura de banda é a norma de interface através do ar IS-95 e os seus derivados como IS-95-A e ANSI J-STD-008 (referida a partir daqui como a norma IS-95) promulgada pela Associação da Indústria de Telecomunicações (TIA) e utilizada principalmente em sistemas de telecomunicações celulares. A norma IS-95 incorpora técnicas de modulação de sinal de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para conduzir comunicações múltiplas simultaneamente sobre a mesma largura de banda RF. Quando combinada com um controlo detalhado de potência, a condução de comunicações múltiplas sobre a mesma largura de banda aumenta o número total de chamadas e outras comunicações que podem ser conduzidas num sistema de comunicação sem fios através, entre outras coisas, do aumento da reutilização da frequência em comparação com outras tecnologias de telecomunicações sem fios. 0 uso de técnicas CDMA num sistema de comunicação de acesso múltiplo é divulgado na Patente dos Estados Unidos No. 4,901,307, intitulada "SISTEMA DE COMUNICAÇÃO DE ESPALHAMENTO DO ESPECTRO UTILIZANDO REPETIDORES SATÉLITE OU -3- ΡΕ993740 TERRESTRES", e na Patente dos Estados Unidos No. 5,103,459, intitulada "SISTEMA E MÉTODO PARA GERAR FORMAS DE ONDA DE SINAL NUM SISTEMA TELEFÓNICO CELULAR CDMA" ambas as quais estão cedidas ao titular da presente invenção. A Fig. 1 providencia uma ilustração altamente simplificada de um sistema telefónico celular configurado conforme o uso da norma IS-95. Durante a operação, um conjunto de unidades de subscritor 10a - d conduzem comunicação sem fios estabelecendo um ou mais interfaces RF com uma ou mais estações base 12a - d usando sinais RF modulados em CDMA. Cada interface RF entre uma estação base 12 e uma unidade de subscritor 10 é compreendida por um sinal de ligação para diante transmitido a partir da estação base 12, e por um sinal de ligação inversa transmitido a partir da unidade de subscritor. Usando estes interfaces RF, uma comunicação com outro utilizador geralmente é conduzida por via do escritório de comutação telefónica móvel (MTSO) 14 e da rede telefónica pública de comutação (PSTN) 16. As ligações entre as estações base 12, MTSO 14 e PSTN 16 são normalmente formadas por conexões fixas, embora o uso de ligações RF ou de microondas adicionais também seja conhecido.

De acordo com a norma IS-95 cada unidade de subscritor 10 transmite dados de utilizador por um sinal de ligação inversa de um canal único, não coerente, a uma taxa máxima de 9,6 ou 14,4 kbits/seg dependendo de qual dos conjuntos de taxas a partir de um conjunto de conjuntos de -4- ΡΕ993740 taxas é seleccionado. Uma ligação não coerente é uma ligação na qual a informação de fase não é utilizada pelo sistema recebido. Uma ligação coerente é uma ligação na qual o receptor explora conhecimento da fase de sinais de portadora durante o processamento. A informação de fase tipicamente toma a forma de um sinal piloto, mas também pode ser calculada a partir dos dados transmitidos. A norma IS-95 pede que um conjunto de sessenta e quatro códigos de Walsh, cada um composto por sessenta e quatro chips, seja usado para a ligação para diante. WO 95/0 3652 divulga um sistema de comunicação sem fios onde são usados códigos de Walsh de dimensão variável para providenciar canais de taxa variável. O uso de um sinal de ligação inversa de um canal único, não coerente, tendo uma taxa máxima de 9,6 ou 14,4 kbits/seg tal como especificado por IS-95 é bem adequado para um sistema telefónico celular sem fios no qual a comunicação típica envolve a transmissão de voz digitalizada ou dados digitais de taxa mais baixa tal como um fac-símile. Uma ligação inversa não coerente foi seleccionada porque, num sistema no qual até 80 unidades de subscritor 10 podem comunicar com uma estação base 12 para cada 1,2288 MHz de largura de banda alocada, providenciando os dados piloto necessários na transmissão de cada unidade de subscritor 10 aumentariam substancialmente o grau para o qual um conjunto de unidades de subscritor 10 interferem um com o outro. Da mesma forma, a taxas de dados de 9,6 ou 14,4 kbits/seg, a relação da potência de transmissão de -5- ΡΕ993740 quaisquer dados piloto para os dados de utilizador seria significativa, e portanto também aumentaria a interferência entre unidades de subscritor. 0 uso de um sinal de ligação inversa de um canal único foi escolhido porque o estabelecimento de apenas um tipo de comunicação de cada vez é consistente com o uso de telefones fixos, o paradigma sobre o qual as comunicações celulares sem fios actuais são baseadas. De igual forma, a complexidade de processar um único canal é menor do que a associada com o processamento de canais múltiplos. À medida que as comunicações digitais progridem, é expectável que a procura para a transmissão de dados sem fios para aplicações como pesquisas interactivas em ficheiros e teleconferência em vídeo aumente substancialmente. Este aumento transformará o modo no qual os sistemas de comunicações sem fios são usados, e as condições debaixo das quais os interfaces RF associados são conduzidos. Em particular, serão transmitidos dados a taxas máximas mais elevadas e com uma maior variedade de taxas possíveis. Da mesma forma, potênciará ser necessária uma transmissão mais segura visto que os erros na transmissão de dados são menos toleráveis do que os erros na transmissão de informação áudio. Adicionalmente, o maior número de tipos de dados irá criar uma necessidade para transmitir tipos múltiplos de dados simultaneamente. Por exemplo, pode ser necessário trocar um arquivo de dados enquanto mantendo um interface áudio ou vídeo. Da mesma forma, como a taxa de transmissão de uma unidade de subscritor aumenta, o número de unidades -6- ΡΕ993740 de subscritor 10 que comunicam com uma estação base 12 por quantia de largura de banda RF irá diminuir, visto que as taxas de transmissão de dados mais elevadas irão fazer com que a capacidade de processamento de dados da estação base seja alcançado com menos unidades de subscritor 10. Em alguns exemplos, a actual ligação inversa IS-95 pode não ser adequada idealmente para todas estas mudanças. Deste modo, a presente invenção relaciona-se com o provimento de um interface CDMA de taxa de dados mais elevada, eficiente em largura de banda, sobre o qual podem ser executados tipos múltiplos de comunicação.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

De acordo com a presente invenção um equipamento, tal como definido na reivindicação 1, uma estação base, tal como definido na reivindicação 20, um método, tal como definido na reivindicação 30, e um método, tal como definido na reivindicação 49, são providenciados. As formas de realização preferidas são reivindicadas nas reivindicações dependentes.

Num aspecto adicional é providenciada uma unidade de subscritor ou outro transmissor para uso num sistema de comunicação sem fios, a unidade de subscritor incluindo: fontes de informação múltiplas de dados de informação; um codificador para codificar os dados de informação; fontes de controlo múltiplas de dados de controlo; e um modulador para modular dados de informação codificados com códigos de -7- ΡΕ993740 modulaçâo respectivos diferentes para transmissão num sinal de portadora, para combinar os dados de controlo das fontes múltiplas, e produzir os dados de informação codificados e os dados de controlo combinados para transmissão.

Noutro aspecto é providenciada uma estação base ou outro receptor para uso num sistema de comunicação sem fios, a estação base incluindo: um receptor para receber um sinal de portadora e remover dai dados de informação codificados de fontes de informação múltiplas modulados com códigos de modulação respectivos diferentes e dados de controlo de fontes de controlo múltiplas com os dados de controlo codificados sendo combinados entre si; um desmodulador para desmodular os dados de informação codificados e os dados de controlo a partir dos seus códigos de modulação respectivos diferentes; e um descodificador para descodificar os dados de informação codificados e desmodular os dados de controlo.

Num aspecto adicional é providenciado um método de transmissão num sistema de comunicação sem fios, o método incluindo: adquirir dados de informação múltiplos; codificar os dados de informação; adquirir dados de controlo múltiplos; modular dados de informação codificados com códigos de modulação respectivos diferentes para transmissão num sinal de portadora; combinar os dados de controlo das fontes múltiplas; e produzir os dados de informação codificados e os dados de controlo combinados para transmissão. -8- ΡΕ993740

Noutro aspecto é providenciado um método para gerar dados modulados para transmissão de uma primeira unidade de subscritor num conjunto de unidades de subscritor em que a dita primeira unidade de subscritor transmite dados de controlo e dados piloto a uma estação base em comunicação com o conjunto de unidades de subscritor incluindo: a) combinar os ditos dados de controlo com os ditos dados piloto; e b) modular os ditos dados de controlo e dados piloto combinados em conformidade com um único formato de modulação de canal.

Em conformidade com um aspecto adicional, é formado um conjunto de canais de subscritor com ajustes de ganho individuais pelo uso de um conjunto de códigos de subcanal ortogonais tendo um número pequeno de chips de espalhamento de PN por periodo de forma de onda ortogonal. Os dados a serem transmitidos por um dos canais de transmissão são codificados com correcção de erros de taxa de codificação baixa e repetidos em sequência antes de serem modulados com um dos códigos de subcanal, terem o ajuste de ganho, e somados com dados modulados usando os outros códigos de subcanal. Os dados somados resultantes são modulados usando um código longo de utilizador e um código de espalhamento pseudoaleatório (código de PN) e convertido superiormente para transmissão. 0 uso dos códigos ortogonais curtos providencia supressão de interferência enquanto ainda permitindo codificação de correcção de erros extensa e repetição para a diversidade de tempo superar o desvanecimento de Raleigh geralmente -9- ΡΕ993740 experimentado em sistemas sem fios terrestres. Na forma de realização exemplar da invenção providenciada, o conjunto de códigos de subcanal é compreendido de quatro códigos de Walsh, cada um ortogonal ao conjunto restante e de quatro chips de duração.

Num aspecto adicional, dois dos canais de subscritor são multiplexados num canal de tráfego único. 0 uso de menos canais de tráfego é preferido visto que permite uma relação de potência de transmissão pico-para-média menor. 0 uso de números diferentes de canais de tráfego é consistente com a invenção.

Num aspecto adicional, os dados piloto são transmitidos por um primeiro dos canais de transmissão e controlo de potência e outros dados de controlo de trama-a-trama são transmitidos por um segundo canal de transmissão. A informação no canal piloto e no canal de subscritor de controlo que inclui o controlo de potência e dados de controlo de trama-a-trama é multiplexada conjuntamente sobre um canal de tráfego para reduzir a relação de potência de pico-para-média enquanto ainda permitindo uma transmissão continua. Uma transmissão continua é muito desejável porque minimiza a possível interferência com equipamento electrónico pessoal tal como ajudantes auditivos e estimulador cardíacos. Uma vez que os dados piloto e controlo são sempre transmitidos, o sinal resultante é ainda contínuo. Os outros canais de tráfego tipicamente só estão activos quando o dados do tipo daquele -10- ΡΕ993740 canal de tráfego estiverem activos. Se os dados de controlo fossem multiplexados com um canal de subscritor diferente do canal de subscritor piloto, a forma de onda do canal de tráfego resultante seria descontinua quando os dados do canal de tráfego original estão inactivos. Os outros canais de tráfego de subscritor também poderiam ser multiplexados num único canal de transmissão. Dois canais de tráfego de subscritor separados são usados aqui no intuito de permitirem diferentes ganhos e aproximações de retransmissão de tramas para tipos diferentes de tráfego. Os dois canais de transmissão remanescentes são usados para transmitir dados digitais não especificados incluindos dados de utilizador ou dados de sinalização, ou ambos. Um dos dois canais de transmissão não especificados é configurado para modulação BPSK e o outro para modulação QPSK. Isto é feito para ilustrar a versatilidade do sistema. Ambos os canais poderiam ser modulados com BPSK ou modulados com QPSK.

Antes da modulação, os dados não especificados são codificados onde aquela codificação inclui uma geração de verificação de redundância cíclica (CRC), uma codificação convolucional, intercalação, repetição de sequências selectiva e mapeamento BPSK ou QPSK. Variando a quantidade de repetições executada, e não restringindo a quantidade de repetições a um número inteiro de sequências de símbolos, pode ser alcançada uma variedade alargada de taxas de transmissão incluindo taxas de dados elevadas. Além disso, taxas de dados mais elevadas podem também ser -11 - ΡΕ993740 alcançadas transmitindo dados simultaneamente sobre ambos os canais de transmissão não especificados. De igual modo, actualizando frequentemente o ajuste do ganho executado em cada canal de transmissão, a potência de transmissão total usada pelo sistema de transmissão pode ser mantida a um mínimo de tal modo que a interferência gerada entre múltiplos sistemas de transmissão é minimizada, aumentando deste modo a capacidade de sistema global.

DESCRIÇÃO BREVE DOS DESENHOS

As características, objectos, e vantagens da presente invenção ficarão mais aparentes a partir da descrição detalhada definida abaixo de uma forma de realização da invenção quando tomada em conjunto com os desenhos nos quais caracteres de referência semelhantes se identificam correspondentemente ao longo da descrição e em que: A Fig. 1 é um diagrama de blocos do sistema telefónico celular; A Fig. 2 é um diagrama de blocos de uma unidade de subscritor e estação base configuradas conforme uma forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 3 é um diagrama de blocos de um codificador de canais BPSK e um codificador de canais QPSK configurados conforme a forma de realização exemplar da -12- ΡΕ993740 invenção; A Fig. 4 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de sinais de transmissão configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 5 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de recepção configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 6 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de dedos configurado conforme uma forma de realização da invenção; A Fig. 7 é um diagrama de blocos de um descodificador de canais BPSK e um descodificador de canais QPSK configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção; e A Fig. 8 é um diagrama de blocos do sistema de transmissão que realiza a presente invenção em que os dados de controlo e os dados piloto foram combinados sobre um canal; A Fig. 9 é um diagrama de blocos do sistema de transmissão que realiza a presente invenção em que os dados de controlo e os dados piloto foram combinados sobre um canal incluindo a filtragem dos sinais a serem transmitidos; -13- ΡΕ993740 A Fig. 10 é um sistema de recepção que realiza a presente invenção para a recepção de dados em que os dados de potência e os dados piloto foram combinados sobre um canal.

DESCRIÇÃO DETALHADA DAS FORMAS DE REALIZAÇÃO PREFERIDAS

Um método e equipamento novo e melhorado para comunicação CDMA sem fios de taxa elevada é descrito no contexto da porção de transmissão de ligação inversa de um sistema de telecomunicações celular. Enquanto a invenção pode ser adaptada para uso dentro da transmissão multiponto-para-ponto de ligação inversa de um sistema telefónico celular, a presente invenção é igualmente aplicável a transmissões de ligação para diante. Além disso, muitos outros sistemas de comunicação sem fios beneficiarão da forma de realização da invenção, incluindo sistemas de comunicação sem fios baseados em satélite, sistemas de comunicação sem fios ponto a ponto, e sistemas que transmitem sinais de frequência de rádio pelo uso de cabos coaxiais ou outros cabos de banda larga. A Fig. 2 é um diagrama de blocos de sistemas de recepção e de transmissão configurados como uma unidade de subscritor 100 e uma estação base 120 conforme uma forma de realização da invenção. Um primeiro conjunto de dados (dados BPSK) é recebido pelo codificador de canais BPSK 103 que gera um fluxo de símbolos de código configurado para executar modulação BPSK que é recebida através do modulador -14- ΡΕ993740 104. Um segundo conjunto de dados (dados QPSK) é recebido pelo codificador de canais QPSK 102 que gera um fluxo de símbolos de código configurado para executar modulação QPSK que também é recebida através do modulador 104. O modulador 104 também recebe dados de controlo de potência e dados piloto que são modulados junto com os dados codificados BPSK e QPSK conforme técnicas de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para gerar um conjunto de símbolos de modulação recebido pelo sistema de processamento RF 106. O sistema de processamento RF 106 filtra e converte superiormente o conjunto de símbolos de modulação para uma frequência de portadora para transmissão para a estação base 120 usando a antena 108. Embora só uma unidade de subscritor 100 seja mostrada, múltiplas unidades de subscritor podem comunicar com a estação base 120.

Dentro da estação base 120, O sistema de processamento RF 122 recebe os sinais RF transmitidos por via da antena 121 e executa filtragem passa-banda, conversão inferior para banda base, e digitalização. O desmodulador 124 recebe os sinais digitalizados e executa desmodulação conforme técnicas CDMA para produzir controlo de potência, dados de decisão programada BPSK e QPSK. O descodificador de canais BPSK 128 descodifica os dados de decisão programada BPSK recebidos do desmodulador 124 para render uma melhor estimativa dos dados BPSK, e o descodificador de canais QPSK 126 descodifica os dados de decisão programada QPSK recebidos através do desmodulador 124 para produzir uma melhor estimativa dos dados QPSK. A -15- ΡΕ993740 melhor estimativa do primeiro e segundo conjuntos de dados está então disponível para processamento adicional ou reencaminhamento para um próximo destino, e os dados de controlo de potência recebidos usados quer directamente, quer após a descodificação, para ajustar a potência de transmissão do canal de ligação para diante usado para transmitir dados à unidade de subscritor 100. A Fig. 3 é um diagrama de blocos do codificador de canais BPSK 103 e do codificador de canais QPSK 102 quando configurados conforme a forma de realização exemplar da invenção. Dentro do codificador de canais BPSK 103 os dados BPSK são recebidos pelo gerador de somas de controlo de CRC 130 que gera uma soma de controlo por cada trama de 20 ms do primeiro conjunto de dados. A trama de dados junto com a soma de controlo de CRC é recebida através do gerador de bits de cauda 132 que junta bits de cauda compreendendo oito zeros lógicos ao fim de cada trama para providenciar um estado conhecido no fim do processamento de descodificação. A trama incluindo os bits de cauda de código e a soma de controlo de CRC é recebida então pelo codificador convolucional 134 que executa codificação convolucional de comprimento de constrangimento (K) 9, de taxa (R) 1/4 gerando assim símbolos de código a uma taxa quatro vezes a taxa de entrada do codificador (ER) . Em alternativa, são executadas outras taxas de codificação incluindo taxa 1/2, mas o uso de taxa 1/4 é preferido devido às suas óptimas caracteristicas de complexidade-desempenho. O intercalador de blocos 136 executa -16- ΡΕ993740 intercalação de bits nos símbolos de código para providenciar diversidade de tempo para uma transmissão mais segura em ambientes de rápido desvanecimento. Os símbolos intercalados resultantes são recebidos pelo repetidor de ponto de partida variável 138 que repete a sequência de símbolos intercalados um número suficiente de vezes NR para providenciar um fluxo de símbolos de taxa constante o que corresponde a produzir tramas com um número constante de símbolos. Repetindo a sequência de símbolos também aumenta a diversidade de tempo dos dados para superar o desvanecimento. Na forma de realização exemplar, o número constante de símbolos é igual a 6.144 símbolos por cada trama tornando a taxa de símbolos 307,2 kilosímbolos por segundo (ksps). Da mesma forma, o repetidor 138 usa um ponto de partida diferente para começar a repetição para cada sequência de símbolos. Quando o valor de NR necessário para gerar 6.144 símbolos por trama não é um inteiro, a repetição final só é executada para uma porção da sequência de símbolos. O conjunto resultante de símbolos repetidos é recebido pelo mapeador BPSK 139 que gera um fluxo de símbolos de código BPSK (BPSK) de valores +1 e -1 para executar modulação BPSK. Numa forma de realização alternativa da invenção o repetidor 138 é colocado antes do intercalador de blocos 136 por forma a que o intercalador de blocos 136 receba o mesmo número de símbolos por cada trama.

Dentro do codificador de canais QPSK 102 os dados QPSK são recebidos pelo gerador de somas de controlo de CRC -17- ΡΕ993740 140 que gera uma soma de controlo por cada trama de 20 ms. A trama incluindo a soma de controlo de CRC é recebida pelo gerador de bits de cauda de código 142 que junta um conjunto de oito bits de cauda de zeros lógicos ao fim da trama. A trama, agora incluindo os bits de cauda de código e a soma de controlo de CRC, é recebida pelo codificador convolucional 144 que executa codificação convolucional com K=9, R=l/4 assim gerando símbolos a uma taxa quatro vezes a taxa de entrada do codificador (ER) . O bloco intercalador 146 executa intercalação de bits nos símbolos e os símbolos intercalados resultantes são recebidos pelo repetidor de ponto de partida variável 148. O repetidor de ponto de partida variável 148 repete a sequência de símbolos intercalada um número suficiente de vezes NR usando um ponto de partida diferente dentro da sequência de símbolos para cada repetição gerar 12.288 símbolos para cada trama tornando a taxa de símbolos de código 614,4 kilosímbolos por segundo (ksps). Quando NR não for um inteiro, a repetição final é executada para apenas uma porção da sequência de símbolos. Os símbolos repetidos resultantes são recebidos pelo mapeador QPSK 14 9 que gera um fluxo de símbolos de código QPSK configurado para executar modulação QPSK compreendendo um fluxo de símbolos de código QPSK em fase de valores +1 e -1 (QPSKi) , e um fluxo de símbolos de código QPSK com fase em quadratura de valores +1 e -1 (QPSKq) . Numa forma de realização alternativa da invenção o repetidor 148 é colocado antes do intercalador de blocos 14 6 por forma a que o intercalador de blocos 14 6 receba o mesmo número de símbolos por cada trama. -18- ΡΕ993740 A Fig. 4 é um diagrama de blocos do modulador 104 da Fig. 2 configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção. Os símbolos BPSK do codificador de canais BPSK 103 são cada um deles modulados pelo código de Walsh W2 usando um multiplicador 150b, e os símbolos QPSKi e QPSKq do codificador de canais QPSK 102 são cada um deles modulados com o código de Walsh W3 usando os multiplicadores 150c e 154d. Os dados de controlo de potência (PC) são modulados pelo código de Walsh Wi usando o multiplicador 150a. O ajuste do ganho 152 recebe dados piloto (PILOTO), os quais na forma de realização preferida da invenção são compreendidos pelo nível lógico associado com voltagem positiva, e ajusta a amplitude de acordo com um factor de ajuste do ganho A0. O sinal piloto não providencia nenhuns dados de utilizador mas providencia antes informação sobre fase e amplitude à estação base por forma a que possa desmodular de forma coerente os dados transportados nos subcanais restantes, e escalar os valores de decisão programada produzidos para combinação. O ajuste do ganho 154 ajusta a amplitude dos dados de controlo de potência modulados com o código de Walsh Wi de acordo com o factor de ajuste do ganho Ai, e o ajuste do ganho 156 ajusta a amplitude dos dados de canal BPSK modulados com o código de Walsh W2 de acordo com a variável de amplificação A2. Os ajustes de ganho 158a e b ajustam respectivamente a amplitude dos símbolos QPSK em fase e fase em quadratura modulados com o código de Walsh W3 de acordo com o factor de ajuste do ganho A3. Os quatro códigos de Walsh usados na forma de realização preferida da invenção são mostrados na -19- ΡΕ993740

Tabela I. Código de Walsh Símbolos de Modulação W0 + + + + Wi + - + - w2 + + - - w3 + - - +

Tabela I.

Será aparente a um especialista na técnica que o código W0 não é efectivamente nenhuma modulação, o que é consistente com o processamento dos dados piloto mostrados. Os dados de controlo de potência são modulados com o código Wi, os dados BPSK com o código W2, e os dados QPSK com o código W3. Uma vez modulados com o código de Walsh apropriado, são transmitidos os dados piloto, controlo de potência, e BPSK conforme as técnicas BPSK, e os dados QPSK (QPSK]; e QPSKq) conforme as técnicas QPSK tal como descrito abaixo. Também deverá ser entendido que não é necessário que todo os canais ortogonais sejam usados, e que o uso de apenas três dos quatro códigos de Walsh onde apenas um canal de utilizador é providenciado é empregue numa forma de realização alternativa da invenção. 0 uso de códigos ortogonais curtos gera menos chips por símbolo, e permite portanto uma codificação mais extensa e repetição quando comparada a sistemas que incorporam o uso de códigos de Walsh mais longos. Esta codificação e repetição mais extensa providencia protecçâo -20- ΡΕ993740

contra o desvanecimento de Raleigh que é uma fonte principal de erros em sistemas de comunicação terrestres. O uso de outros números de códigos e comprimentos de código é consistente com a presente invenção, porém, o uso de um conjunto maior de códigos de Walsh mais longos reduz esta protecção melhorada contra o desvanecimento. O uso de quatro códigos de chip é considerado óptimo porque quatro canais providenciam uma flexibilidade significativa para a transmissão de vários tipos de dados tal como ilustrado abaixo ao mesmo tempo mantendo também um comprimento de código curto. O somador 160 soma os símbolos de modulação de amplitude ajustada resultantes a partir dos ajustes de ganho 152, 154, 156 e 158a para gerar os símbolos de modulação somados 161. Os códigos PN de espalhamento PINU e PNq são espalhados por multiplicação com o código longo 180 usando os multiplicadores 162a e b. O código pseudo-aleatório resultante providenciado pelos multiplicadores 162a e 162b é usado para modular os símbolos de modulação somados 161, e os símbolos de fase em quadratura QPSKq 163 ajustados em ganho, por multiplicação complexa usando os multiplicadores 164a-d e os somadores 166a e b. O termo em fase resultante Xi e o termo de fase em quadratura resultante XQ são então filtrados (filtragem não mostrada), e convertidos superiormente para a frequência de portadora dentro do sistema de processamento RF 106 mostrado numa forma altamente simplificada que usa os multiplicadores 168 e uma sinusoide em fase e de fase em quadratura. Uma -21- ΡΕ993740 conversão superior QPSK desfasada também poderia ser usada numa forma de realização alternativa da invenção. Os sinais convertidos superiormente resultantes em fase e de fase em quadratura são somados usando o somador 170 e amplificados pelo amplificador principal 172 de acordo com o ajuste do ganho principal AM para gerar o sinal s (t) que é transmitido para a estação base 120. Na forma de realização preferida da invenção, o sinal é espalhado e filtrado a uma largura de banda de 1,2288 MHz para permanecer compatível com a largura de banda dos canais CDMA existentes.

Providenciando canais ortogonais múltiplos sobre os quais podem ser transmitidos dados, assim como também usando repetidores de taxa variável que reduzem a quantia de repetições NR executadas em resposta a taxas de dados de entrada elevadas, o método e sistema descritos acima de processamento de sinais de transmissão permite a uma única unidade de subscritor ou outro sistema de transmissão transmitir dados a uma variedade de taxas de dados. Em particular, diminuindo a taxa de repetição NR executada através dos repetidores de ponto de partida variáveis 138 ou 148 da FIG. 3, pode ser sustentada uma taxa de entrada do codificador ER cada vez mais elevada. Numa forma de realização alternativa da invenção a codificação convolucional de taxa de 1/2 é executada com a taxa de repetição de NR incrementada de dois. Algumas taxas de codificação exemplares ER apoiadas por várias taxas de repetição NR e taxas de codificação R iguais a 1/4 e 1/2 para o canal BPSK e o canal QPSK são mostradas -22- ΡΕ993740 respectivamente nas Tabelas II e III.

Etiqueta Er,bpsk (bps) Saída do Codificador R=l/4 (bits/trama) Nr,r=1/4 (Taxa de Repetição, R=l/4) Saída do Codificador R=l/2 (bits/trama) Nr,R=1/2 (Taxa de Repetição, R=l/2) Taxa Elevada-72 76.800 6.144 1 3.072 2 Taxa Elevada-64 70.400 5.632 1 1/11 2.816 2 2/11 51.200 4.096 1 1/2 2.048 3 Taxa Elevada-32 38.400 3.072 2 1.536 4 25.600 2.048 3 1.024 6 RS2-Taxa Total 14.400 1.152 5 1/3 576 10 2/3 RSl-Taxa Total 9.600 768 8 384 16 NULA 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Tabela II. Canais BPSK -23- ΡΕ993740

Etiqueta Er, qpsk (bps) Saída do Codificador R=l/ 4 (bits/trama) Nr,R=1/4 (Taxa de Repetição, R=l/4) Saída do Codificador R=l/2 (bits/trama) Nr,R=1/2 (Taxa de Repetição, R=l/2) 153.600 12.288 1 6.144 2 Taxa Elevada-72 76.800 6.144 2 3.072 4 Taxa Elevada-64 70.400 5.632 2 2/11 2.816 4 4/11 51.200 4.096 3 2.048 6 Taxa Elevada-32 38.400 3.072 4 1.536 8 25.600 2.048 6 1.024 12 RS2-Taxa Total 14.400 1.152 10 2/3 576 21 1/3 RSl-Taxa Total 9.600 768 16 384 32 NULA 850 68 180 12/17 34 361 7/17

Tabela III. Canais QPSK

As Tabelas II e III mostram que ajustando o número de repetições de sequência NR, pode ser suportada uma variedade alargada de taxas de dados incluindo taxas de dados elevadas, visto que a taxa de entrada do codificador Er corresponde à taxa de transmissão de dados menos uma constante necessária para a transmissão de CRC, bits de -24- ΡΕ993740 cauda de código e qualquer outra informação complementar. Também como mostrado pelas Tabelas II e III, a modulação QPSK pode também ser usada para aumentar a taxa de transmissão de dados. Às taxas com uso comum expectável são atribuídas etiquetas tais como "Taxa Elevada-72" e "Taxa Elevada-32". Essas taxas denotadas como Taxa Elevada-72, Taxa Elevada-64, e Taxa Elevada-32 têm taxas de tráfego de 72, 64 e 32 kbps respectivamente, mais multiplexadas na sinalização e outros dados de controlo com taxas de 3,6, 5,2, e 5,2 kbps respectivamente, na forma de realização exemplar da invenção. As taxas RSl-Taxa Total e RS2-Taxa Total correspondem a taxas usadas em sistemas de comunicação compatíveis com IS-95, e portanto também é esperado que recebam um uso significativo para efeitos de compatibilidade. A taxa nula é a transmissão de um único bit e é usada para indicar a eliminação de uma trama, a qual também faz parte da norma IS-95. A taxa de transmissão de dados também pode ser aumentada transmitindo dados simultaneamente sobre dois ou mais dos canais ortogonais múltiplos executada para além de, ou em vez de, aumentar a taxa de transmissão por redução da taxa de repetição NR. Por exemplo, um multiplexador (não mostrado) poderia dividir uma única fonte de dados em múltiplas fontes de dados a serem transmitidas sobre múltiplos subcanais de dados. Assim, a taxa de transmissão total pode ser aumentada ou por transmissão sobre um canal em particular a taxas mais elevadas, ou por transmissão múltipla executada simultânea- -25- ΡΕ993740 mente sobre canais múltiplos, ou ambos, até a capacidade de processamento de sinais do sistema de recepção ser excedida e a taxa de erro se tornar inaceitável, ou a potência de transmissão máxima da potência do sistema de transmissão ser alcançada.

Providenciando canais múltiplos também aumenta a flexibilidade na transmissão de tipos diferentes de dados. Por exemplo, o canal BPSK pode ser designado para informação de voz e o canal QPSK designado para transmissão de dados digitais. Esta forma de realização poderia ser mais generalizada através da designação de um canal para transmissão de dados sensíveis à temporização tais como voz a uma taxa de dados inferior, e através da designação do outro canal para transmissão de dados menos sensíveis à temporização tais como ficheiros digitais. Nesta forma de realização poderia ser executada intercalação em blocos maiores para os dados menos sensíveis à temporização para aumentar mais a diversidade de tempo. Noutra forma de realização da invenção, o canal BPSK executa a transmissão primária de dados, e o canal QPSK executa transmissão de excessos. 0 uso de códigos de Walsh ortogonais elimina ou reduz substancialmente qualquer interferência entre o conjunto de canais transmitidos a partir de uma unidade de subscritor, e minimiza assim a energia de transmissão necessária para a sua recepção com sucesso na estação base.

Para aumentar a capacidade de processamento no sistema de recepção, e portanto aumentar a extensão para a -26- ΡΕ993740 qual pode ser utilizada a capacidade de transmissão mais elevada da unidade de subscritor, os dados piloto também são transmitidos por um dos canais ortogonais. Usando os dados piloto, pode ser executado um processamento coerente no sistema de recepção determinando e removendo o desfasamento de fase do sinal de ligação inversa. Da mesma forma, os dados piloto podem ser usados para pesar optimamente sinais de multicaminho recebidos com atrasos de tempo diferentes antes de serem combinados num receptor rake. Uma vez que o desfasamento de fase seja removido, e os sinais multicaminho adequadamente pesados, os sinais multicaminho podem ser combinados diminuindo a potência com que o sinal de ligação inversa deve ser recebido para um processamento adequado. Esta diminuição na potência de recepção requerida permite que sejam processadas taxas de transmissão mais elevadas com sucesso, ou inversamente, que a interferência entre um conjunto de sinais de ligação inversa seja diminuída. Embora seja necessária alguma potência de transmissão adicional para a transmissão do sinal piloto, no contexto de taxas de transmissão mais elevadas a relação de potência do canal piloto com a potência do sinal de ligação inversa total é substancialmente inferior do que a associada com sistemas celulares de transmissão de dados de voz digital com taxa de dados inferior. Assim, dentro de um sistema CDMA com taxa de dados elevada os ganhos Eb/N0 alcançados pelo uso de uma ligação inversa coerente excedem em valor a potência adicional necessária para transmitir dados piloto a partir de cada unidade de subscritor. -27- ΡΕ993740 0 uso dos ajustes de ganho 152 - 158 assim como do amplificador principal 172 aumenta ainda mais o grau para o qual a capacidade de transmissão elevada do sistema descrito acima pode ser utilizada permitindo que o sistema de transmissão se adapte a várias condições de canais de rádio, taxas de transmissão, e tipos de dados. Em particular, a potência de transmissão de um canal que é necessária para uma recepção adequada pode mudar com o passar do tempo, e com condições variáveis, de uma forma que é independente dos outros canais ortogonais. Por exemplo, durante a aquisição inicial do sinal de ligação inversa a potência do canal piloto pode precisar de ser aumentada para facilitar a detecção e sincronização na estação base. Uma vez que o sinal de ligação inversa seja adquirido, porém, a potência de transmissão necessária do canal piloto diminuiria substancialmente, e variaria, dependendo de vários factores incluindo a taxa de movimento das unidades de subscritor. De acordo com este facto, o valor do factor de ajuste do ganho A0 seria aumentado durante a aquisição do sinal, e então reduzido durante uma comunicação decorrente. Noutro exemplo, quando informação mais tolerável a erro está a ser transmitida pela ligação dianteira, ou o ambiente no qual a transmissão de ligação dianteira está a acontecer não é propenso a condições de desvanecimento, o factor de ajuste do ganho Ai pode ser reduzido à medida que a necessidade de transmitir dados de controlo de potência com uma taxa de erro baixa diminui. Numa forma de realização da invenção, sempre que o ajuste de controlo de potência não é necessário o factor de ajuste -28- ΡΕ993740 do ganho A± é reduzido para zero.

Noutra forma de realização da invenção, a habilidade para ajustar o ganho de cada canal ortogonal ou todo o sinal de ligação inversa é adicionalmente explorado permitindo que a estação base 120 ou outro sistema de recepção altere o ajuste do ganho de um canal, ou de todo o sinal de ligação inversa, pelo uso de comandos de controlo de potência transmitidos pelo sinal de ligação dianteira. Em particular, a estação base pode transmitir informação de controlo de potência pedindo a potência de transmissão de um canal em particular ou que todo o sinal de ligação inversa seja ajustado. Isto é vantajoso em muitas instâncias incluindo quando dois tipos de dados tendo uma sensibilidade diferente a erro, tais como voz digitalizada e dados digitais, estão a ser transmitidos pelos canais BPSK e QPSK. Neste caso, a estação base 120 estabeleceria taxas de erro de alvo diferente para os dois canais associados. Se a taxa de erro real de um canal excedesse o valor alvo da taxa de erro, a estação base instruiria a unidade de subscritor para reduzir o ajuste do ganho daquele canal até que a taxa de erro real alcançasse o valor alvo da taxa de erro. Isto conduziria eventualmente a que o factor de ajuste do ganho de um canal fosse aumentado relativamente ao outro. Quer dizer, o factor de ajuste do ganho associado com os dados mais sensíveis a erro seria aumentado relativamente ao factor de ajuste do ganho associado com os dados menos sensíveis. Noutras instâncias, a potência de transmissão de toda a ligação inversa pode -29- ΡΕ993740 requerer um ajuste devido às condições de desvanecimento ou movimento da unidade de subscritor 100. Nestas instâncias, a estação base 120 pode fazê-lo através da transmissão de um único comando de controlo de potência.

Assim, permitindo que o ganho dos quatro canais ortogonais seja ajustado de forma independente, assim como em conjunção uns com os outros, a potência de transmissão total do sinal de ligação inversa pode ser mantida no minimo necessário para uma transmissão com sucesso de cada tipo de dados, sejam dados piloto, dados de controlo de potência, dados de sinalização, ou tipos diferentes de dados de utilizador. Além disso, uma transmissão com sucesso pode ser definida diferentemente para cada tipo de dados. Transmitindo com a quantidade mínima de potência necessária permite transmitir a maior quantidade de dados à estação base dada a capacidade de potência de transmissão finita de uma unidade de subscritor, e também reduz a interferência entre unidades de subscritor. Esta redução em interferência aumenta a capacidade de comunicação total de todo o sistema celular sem fios CDMA. O canal de controlo de potência usado no sinal de ligação inversa permite que a unidade de subscritor transmissão informação de controlo de potência à estação base a uma variedade de taxas incluindo uma taxa de 800 bits de controlo de potência por segundo. Na forma de realização preferida da invenção, um bit de controlo de potência instrói a estação base para aumentar ou diminuir a -30- ΡΕ993740 potência de transmissão do canal de tráfego de ligação dianteira usada para transmitir informação à unidade de subscritor. Embora seja geralmente útil ter controlo de potência rápido dentro de um sistema CDMA, é especialmente útil no contexto de comunicações de taxas de dados mais elevadas que envolvem transmissão de dados, porque os dados digitais são mais sensíveis a erros, e a transmissão elevada faz com que quantidades significativas de dados se percam até mesmo durante condições de desvanecimento breves. Dado que é provável que uma transmissão de ligação inversa de velocidade elevada seja acompanhada por uma transmissão de ligação dianteira de velocidade elevada, providenciando a transmissão rápida de controlo de potência sobre a ligação inversa facilita comunicações de velocidade elevada dentro de sistemas de telecomunicações sem fios CDMA.

Numa forma de realização exemplar alternativa da invenção um conjunto de taxas de entrada de codificador ER definidas pelo NR em particular é usado para transmitir um tipo particular de dados. Quer dizer, podem ser transmitidos dados a uma taxa de entrada de codificador ER máxima ou a um conjunto de taxas de entrada de codificador Er inferiores, com o NR associado ajustado adequadamente. Na implementação preferida desta forma de realização, as taxas máximas correspondem às taxas máximas usadas dentro de um sistema de comunicação sem fios compatível com IS-95, referido acima com respeito às Tabelas II e III como RS1-Taxa Total e RS2-Taxa Total, e cada taxa inferior é -31- ΡΕ993740 aproximadamente metade da próxima taxa mais elevada, criando um conjunto de taxas compreendido por uma taxa total, uma meia taxa, um quarto de taxa, e um oitavo de taxa. As taxas de dados inferiores são geradas preferivelmente aumentando a taxa de repetição de símbolos Nr com valor de NR para o conjunto de taxas um e para o conjunto de taxas dois num canal BPSK providenciado na Tabela iv.

Etiqueta Er,qpsk (bps) Saída do Codificador R=l/4 (bits/trama) Nr,R=1/4 (Taxa de Repetição, R-l/4) Saída do Codificador R=l/2 (bits/trama) Nr,R=1/2 (Taxa de Repetição, R=l/2) RS2-Taxa Total 14.400 1.152 5 1/3 576 10 2/3 RS2-Meia Taxa 7.200 576 10 2/3 288 21 1/3 RS2-Um Quarto de Taxa 3,600 288 21 1/3 144 42 2/3 RS2-Um Oitavo de Taxa 1.900 152 40 8/19 76 80 16/19 RSl-Taxa Total 9,600 768 8 384 16 -32- ΡΕ993740 RSl-Meia Taxa 4.800 384 16 192 32 RSl-Um Quarto de Taxa 2,800 224 27 3/7 112 54 6/7 RSl-Um Oitavo de Taxa 1.600 128 48 64 96 NULA 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Tabela IV. Conjuntos de Taxas RS1 e RS2 em Canal

BPSK

As taxas de repetição para um canal QPSK são duas vezes as taxas para o canal BPSK.

De acordo com a forma de realização exemplar da invenção, quando a taxa de dados de uma trama muda com respeito à trama prévia a potência de transmissão é ajustada de acordo com a alteração na taxa de transmissão. Quer dizer, quando uma trama de taxa inferior é transmitida depois de uma trama de taxa mais elevada, a potência de transmissão do canal de transmissão sobre o qual a trama está a ser transmitida é reduzida para a trama de taxa inferior em proporção com a redução na taxa, e vice-versa. Por exemplo, se a potência de transmissão de um canal durante a transmissão de uma trama de taxa total é a potência de transmissão T, a potência de transmissão durante a transmissão subsequente de uma trama de meia taxa é a potência de transmissão T/2. A redução na potência de transmissão é executada preferivelmente reduzindo a potência de transmissão para toda a duração da trama, mas também pode ser executada reduzindo o ciclo de funcionamento da transmissão de tal modo a que alguma informação -33- ΡΕ993740 redundante seja "limpa". Em qualquer dos casos, o ajuste de potência de transmissão toma lugar em combinação com um mecanismo de controlo de potência de ciclo fechado pelo que a potência de transmissão é ajustada adicionalmente em resposta a dados de controlo de potência transmitidos a partir da estação base. A Fig. 5 é um diagrama de blocos do sistema de processamento RF 122 e do desmodulador 124 da Fig. 2 configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção. Os multiplicadores 180a e 180b convertem inferiormente os sinais recebidos da antena 121 com uma sinusoide em fase e uma sinusoide de fase em quadratura produzindo amostras de recepção em fase Rj e amostras de recepção de fase em quadratura RQ receptivamente. Deverá ser entendido que o sistema de processamento RF 122 é mostrado numa forma altamente simplificada, e que os sinais também são filtrados por correlação e digitalizados (não mostrado) conforme técnicas extensamente conhecidas As amostras de recepção Rj e Rq são então aplicadas nos desmoduladores de dedos 182 dentro do desmodulador 124 .

Cada desmodulador de dedos 182 processa uma instância do sinal de ligação inversa transmitido pela unidade de subscritor 100, se uma tal instância estiver disponível, onde cada instância do sinal de ligação inversa é gerada pelo fenómeno de multicaminhos. Embora sejam mostrados três desmoduladores de dedos, o uso de números alternativos de processadores de dedos é consistente com a invenção incluindo o uso de um único desmodulador de dedos 182. Cada -34- ΡΕ993740 desmodulador de dedos 182 produz um conjunto de dados de decisão programada compreendidos por dados de controlo de potência, dados BPSK, e dados QPSKj; e dados QPSKq. Cada conjunto de dados de decisão programada é também ajustado no tempo dentro do desmodulador de dedos 182 correspondente, embora o ajuste de tempo possa ser executado dentro do combinador 184 numa forma de realização alternativa da invenção. 0 combinador 184 soma então os conjuntos de dados de decisão programada recebidos do desmodulador de dedos 182 para mostrar uma única instância de controlo de potência, BPSK, e dados de decisão programada QPSKj e QPSKq. A Fig. 6 é um diagrama de blocos do desmodulador de dedos 182 da Fig. 5 configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção. As amostras de recepção Ri e Rq são ajustadas pela primeira vez usando o ajuste de tempo 190 conforme a quantidade de atraso introduzida pelo caminho de transmissão da instância especifica do sinal de ligação inversa sendo processado. O código longo 200 é misturado com códigos de espalhamento pseudoaleatórios PNi e PNq usando os multiplicadores 201, e o conjugado complexo dos códigos de espalhamento longos modulados resultantes PNi e PNq é complexo multiplicado com as amostras de recepção Rj e RQ com ajuste de tempo usando os multiplicadores 202 e os somadores 204 mostrando os termos Xi e XQ. Três instâncias separadas dos termos Xi e XQ são então desmoduladas usando os códigos de Walsh Wi, W2 e W3 respectivamente, e os dados de Walsh desmodulados -35- ΡΕ993740 resultantes são somados sobre quatro chips de desmodulação usando 4 a 1 somadores 212. Uma quarta instância dos dados de Xj e XQ é somada sobre quatro chips de desmodulação usando somadores 208, e então filtrada usando filtros piloto 214. Na forma de realização preferida da invenção o filtro piloto 214 executa cálculos de médias sobre uma série de somas executadas pelos somadores 208, mas outras técnicas de filtragem serão aparentes a um especialista na técnica. Os sinais piloto filtrados em fase e de fase em quadratura são usados para girar a fase e escalar os dados desmodulados de códigos de Walsh Wi, W2 de acordo com os dados modulados BPSK através de multiplicação conjugada complexa usando os multiplicadores 216 e os somadores 217 mostrando controlo de potência de decisão programada e dados BPSK. Os dados modulados do código de Walsh W3 são girados em fase usando os sinais piloto filtrados em fase e fase em quadratura conforme os dados modulados QPSK usando os multiplicadores 218 e os somadores 220, mostrando dados QPSK de decisão programada. Os dados de controlo de potência de decisão programada são somados sobre 384 símbolos de modulação por 384 para 1 somadores 222 mostrando dados de decisão programada de controlo de potência. Os dados modulados do código de Walsh girado em fase W2, os dados modulados do código de Walsh W3, e os dados de decisão programada de controlo de potência são então tornados disponíveis para combinação. Numa forma de realização alternativa da invenção, a codificação e a descodificação são também executadas nos dados de controlo de potência. -36- ΡΕ993740

Além de providenciar informação de fase o piloto também pode ser usado dentro do sistema de recepção para facilitar localização temporal. A localização temporal é executada processando também os dados recebidos num tempo de amostra antes (cedo), e um tempo de amostra depois (tarde), da presente amostra de recepção ser processada. Para determinar o tempo que mais se aproxima do tempo real de chegada, a amplitude do canal piloto no momento de amostra cedo e tarde pode ser comparado com a amplitude no momento de amostra presente para determinar o tempo que é maior. Se o sinal num dos momentos de amostra adjacentes é maior do que no momento de amostra presente, a cronometragem pode ser ajustada de forma a que sejam obtidos os melhores resultados de desmodulação. A FIG. 7 é um diagrama de blocos do descodificador de canais BPSK 128 e do descodificador de canais QPSK 126 (Fig. 2) configurado conforme a forma de realização exemplar da invenção. Os dados de decisão programada BPSK do combinador 184 (Fig. 5) são recebidos através do acumulador 240 que armazena a primeira sequência de 6,144/Nr símbolos de desmodulação na trama recebida onde Nr depende da taxa de transmissão dos dados de decisão programada BPSK tal como descrito acima, e adiciona cada conjunto subsequente de 6,144/Nr símbolos de desmodulação contidos na trama com os símbolos acumulados armazenados correspondentes. O desintercalador de blocos 242 desintercala os dados de decisão programada acumulados do somador de ponto de partida variável 240, e o -37- ΡΕ993740 descodificador de Viterbi 244 descodifica os dados de decisão programada desintercalados para produzir dados de decisão firme assim como resultados de soma de controlo CRC. Dentro do descodificador QPSK 126 os dados de decisão programada QPSKi e QPSKq do combinador 184 (Fig. 5) são desmultiplexados num único fluxo de dados de decisão programada através do demux 246 e o único fluxo de dados de decisão programada é recebido pelo acumulador 248 que acumula todos os 6, 144/Nr símbolos de desmodulação onde Nr depende da taxa de transmissão dos dados QPSK. 0 desintercalador de blocos 250 desintercala os dados de decisão programada do somador de ponto de partida variável 248, e o descodificador de Viterbi 252 descodifica os símbolos de modulação desintercalados para produzir dados de decisão firme assim como resultados de soma de controlo de CRC. Na forma de realização exemplar alternativa descrita acima com respeito à Fig. 3 na qual a repetição de símbolos é executada antes da intercalação, os acumuladores 240 e 248 são colocados após os desintercaladores de blocos 242 e 250. Na forma de realização da invenção que incorpora o uso de conjuntos de taxas, e portanto na qual a taxa de uma trama em particular não é conhecida, são empregues múltiplos descodificadores, cada um operando a uma taxa de transmissão diferente, e então a trama associada com a taxa de transmissão mais provável de ter sido usada é seleccionada com base nos resultados de soma de controlo CRC. O uso de outros métodos de verificação de erros é consistente com a prática da presente invenção. -38- ΡΕ993740

Com foco agora na FIG. 8, é ilustrado um sistema de transmissão de ligação inversa no qual foram combinados os dados de controlo e os dados piloto sobre um canal. Deveria ser notado que a invenção pode ser aplicada igualmente a transmissões de ligação dianteira mas oferece vantagens adicionais quando providenciado na estação móvel remota. Além disso, deverá ser entendido por um especialista na técnica que os dados de controlo podem ser multiplexados sobre outros canais transmitidos pela estação remota. Porém, na forma de realização preferida, os dados de controlo são multiplexados sobre o canal piloto porque ao contrário dos canais fundamentais e suplementares, o canal piloto está sempre presente independentemente se a estação remota tem dados de tráfego para enviar à estação de comunicações central. Além disso, embora a presente invenção seja descrita em termos de multiplexagem dos dados sobre o canal piloto, é igualmente aplicável ao caso onde os dados de controlo de potência são perfurados no canal piloto. São providenciados dados piloto que consistem somente num fluxo de valores binários "1" ao multiplexador (MUX) 300. Além disso os dados de canal de controlo que na forma de realização exemplar são dados de controlo de potência consistindo de valores de +1 e -1 indicativos de instrução para a estação base aumentar ou diminuir a sua potência de transmissão, são providenciados ao MUX 300. O multiplexador 300 combina os dois fluxos de dados providenciando os dados de controlo em posições predeter- -39- ΡΕ993740 minadas nos dados piloto. Os dados multiplexados são então providenciados a uma primeira entrada dos multiplicadores 310 e 328. A segunda entrada do multiplicador 310 é providenciada com uma sequência de pseudoruido (PN) de valores +1 e -1. A sequência de pseudoruido providenciada aos multiplicadores 310 e 312 é gerada multiplicando a sequência curta de PN (PN:;) pelo código longo. A geração de sequências de PN curtas e sequências de códigos longos é bem conhecida na técnica e descrita em detalhe na norma IS-95. A segunda entrada do multiplicador 328 é providenciada com uma sequência de pseudoruido (PN) de valores de +1 e -1. A sequência de pseudoruido providenciada aos multiplicadores 318 e 328 é gerada multiplicando a sequência de PN curta (PNQ) pelo código longo. A saída do multiplicador 310 é providenciada a uma primeira entrada do multiplicador 314. A saída do multiplicador 318 é providenciada ao elemento de atraso 320 que atrasa os dados de entrada por um intervalo de tempo igual a metade de um chip. O elemento de atraso 320 providencia o sinal com atraso à entrada subtractora do subtractor 314. A saída do subtractor 314 é providenciada para transmissão a filtros de banda base e a elementos de ganho de piloto (não mostrado). A saída do multiplicador 328 é providenciada para atrasar o elemento 330 que atrasa os dados de entrada por -40- ΡΕ993740 metade de um ciclo de chip tal como descrito com respeito ao atraso 320. A saída do elemento de atraso 330 é providenciada a um segunda entrada somadora do somador 322. A primeira entrada do elemento somador 322 é a saída do multiplicador 312. A saída somada do somador 322 é providenciada para transmissão a filtros de banda base e a elementos de ganho de piloto (não mostrado).

Os dados de tráfego a serem transmitidos no canal suplementar, consistindo de valores de +1 e -1, são providenciados a uma primeira entrada do multiplicador 302. A segunda entrada do multiplicador 302 é providenciada com uma sequência de repetição de Walsh (+1, -1) . Tal como descrito acima a cobertura de Walsh é reduzir a interferência entre canais de dados transmitidos a partir da estação remota. A sequência de dados do produto do multiplicador 302 é providenciada ao elemento de ganho 304 que escala a amplitude para um valor determinado relativo à amplificação de canal piloto/controlo. A saída do elemento de ganho 304 é providenciada a uma primeira entrada do somador 316. A saída do somador 316 é providenciada às entradas dos multiplicadores 312 e 318 e o processamento continua tal como descrito acima.

Os dados de tráfego a serem transmitidos no canal fundamental, consistindo de valores de +1 e -1, são providenciados a uma primeira entrada do multiplicador 306. A segunda entrada do multiplicador 306 é providenciada com uma sequência de repetição de Walsh (+1,+1,-1,-1). Tal como -41 - ΡΕ993740 descrito acima a cobertura de Walsh reduz a interferência entre canais de dados transmitidos a partir da estação remota. A sequência de dados do produto do multiplicador 306 é providenciada ao elemento de ganho 308 que escala a amplitude para um valor determinado relativo à amplificação de canal piloto/controlo. A saida do elemento de ganho 308 é providenciada a uma segunda entrada do somador 316. A saída do somador 316 é providenciada às entradas dos multiplicadores 312 e 318 e o processamento continua tal como descrito acima.

Com referência à Fig. 9, a forma de realização da presente invenção é ilustrada para incluir as operações de filtragem necessárias e ilustra um benefício adicional atingido combinando os dados piloto e de controlo. Isso é uma redução na quantidade de circuitos de filtragem necessários. Tal como descrito com respeito à Fig. 8, os dados piloto e dados de canal de controlo são multiplexados conjuntamente através do multiplexador (MUX) 350. Os dados multiplexados, consistindo de valores de +1 e -1, são providenciados a uma primeira entrada dos multiplicadores 352 e 354. A segunda entrada do multiplicador 352 é providenciada multiplicando o código de PN curto PlNh pelo código longo no multiplicador 390. O produto do multiplicador 352 é providenciado ao filtro de resposta ao impulso finita (FIR) 356. Na forma de realização exemplar, o FIR 356 é um filtro FIR de ordem 48, o desenho do qual é bem conhecido na técnica. A segunda entrada do multiplicador 354 é providenciada multiplicando o código de -42- ΡΕ993740 PN curto PNq pelo código longo no multiplicador 392. A saída do FIR 356 é providenciada à entrada somadora do subtractor 374. A saida do subtractor 374 é providenciada para transmissão a conversores superiores e a elementos de ganho de piloto (não mostrado). 0 produto de multiplicador 354 é providenciado ao filtro de resposta ao impulso finita (FIR) 358. Na forma de realização exemplar, o FIR 358 é um filtro FIR de ordem 48, o desenho do qual é bem conhecido na técnica. Deve ser notado que combinando os dados piloto e de controlo de potência, foram eliminados dois filtros FIR uma vez que cada canal requer dois filtros FIR. A eliminação de dois filtros FIR reduz a complexidade, consumo de potência e área de chip. A saida do FIR 358 é providenciada ao elemento de atraso 360 que atrasa a saida por metade de um chip antes de providenciar o sinal a uma primeira entrada somadora do somador 376. A saida do somador 376 é providenciada para transmissão a conversores superiores e a elementos de ganho de piloto (não mostrado). São providenciados os dados de tráfego de canal suplementares que consistem de valores de +1 e -1 a uma primeira entrada do multiplicador 362. A segunda entrada para o multiplicador 362 é uma sequência de repetição de Walsh (+1,-1) que tal como descrito previamente reduz a interferência entre os canais. A saida do multiplicador 362 é providenciada a uma primeira entrada dos multiplicadores 364 e 366. A segunda entrada do multiplicador 364 é a -43- ΡΕ993740 sequência de pseudoruído providenciada pelo multiplicador 392 e a segunda entrada para o multiplicador 366 é a sequência de pseudoruído providenciada pelo multiplicador 390. A saída do multiplicador 364 é providenciada ao elemento FIR/ganho 368 o qual filtra o sinal e amplifica o sinal conforme um factor de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saída do elemento FIR/ganho 368 é providenciada ao elemento de atraso 372. O elemento de atraso 372 atrasa o sinal por 1/2 chip antes de providenciar o sinal a uma primeira entrada subtractora do elemento subtractor 374. O processamento da saída do subtractor 374 prossegue tal como descrito acima. A saída do multiplicador 366 é providenciada ao elemento FIR/ganho 370 que filtra o sinal e amplifica o sinal de acordo com um factor de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saída do elemento FIR/ganho 370 é providenciada a uma segunda entrada do elemento somador 376. O processamento da saída do subtractor 376 prossegue tal como descrito acima.

Os dados de tráfego do canal fundamental que consistem de valores de +1 e -1 são providenciados a uma primeira entrada do multiplicador 388. A segunda entrada para o multiplicador 388 é uma sequência de repetição de Walsh (+1,+1,-1,-1) que tal como descrito previamente reduz a interferência entre os canais. A saída do multiplicador -44- ΡΕ993740 388 é providenciada a uma primeira entrada dos multiplicadores 378 e 384. A segunda entrada do multiplicador 378 é a sequência de pseudoruido providenciada pelo multiplicador 392 e a segunda entrada para o multiplicador 384 é a sequência de pseudoruido providenciada pelo multiplicador 390. A saida do multiplicador 378 é providenciada ao elemento FIR/ganho 380 que filtra o sinal e amplifica o sinal de acordo com um factor de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saida do elemento FIR/ganho 380 é providenciada ao elemento de atraso 382. O elemento de atraso 382 atrasa o sinal por 1/2 chip antes de providenciar o sinal a uma segunda entrada subtractora do elemento subtractor 374. O processamento da saida do subtractor 374 prossegue tal como descrito acima. A saida do multiplicador 384 é providenciada ao elemento FIR/ganho 386 que filtra o sinal e amplifica o sinal de acordo com um factor de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saida do elemento FIR/ganho 386 é providenciada a uma terceira entrada do elemento somador 376. O processamento da saída do subtractor 376 prossegue tal como descrito acima.

Com referência à Fig. 10, é ilustrado um receptor para processar os dados em que os dados de controlo são multiplexados com os dados do sinal piloto. Os dados são recebidos por uma antena (não mostrado) e convertidos -45- ΡΕ993740 inferiormente, filtrados e amostrados. As amostras de dados filtradas são providenciadas aos elementos de atraso 400 e 402. Os elementos de atraso 400 e 402 atrasam os dados por metade de um ciclo de chip antes de providenciar os dados a uma primeira entrada dos multiplicadores 404 e 406. A segunda entrada dos multiplicadores 404 e 406 é providenciada com uma sequência de pseudoruido providenciada pelo multiplicador 450. O multiplicador 450 gera a sequência de pseudoruido multiplicando o código curto ΡΝϊ pelo código longo tal como descrito previamente.

As amostras filtradas são também providenciadas directamente (sem atraso) a uma primeira entrada dos multiplicadores 446 e 448. A segunda entrada dos multiplicadores 446 e 448 é providenciada com uma sequência de pseudoruido pelo multiplicador 452. O multiplicador 452 gera a sequência de pseudoruido multiplicando o código de PN curto (PNq) pelo código longo. A saida do multiplicador 404 é providenciada a uma primeira entrada do somador 408, e a saida do multiplicador 446 é providenciada a uma segunda entrada do somador 408. A saida do multiplicador 406 é providenciada a uma entrada somadora do subtractor 410, e a saida do multiplicador 448 é providenciada a uma entrada subtractora do subtractor 410. A saída do somador 408 é providenciada ao elemento de atraso 412 e ao selector de símbolos piloto 434. O selector de símbolos piloto 434 coloca fora os dados de controlo a partir dos dados piloto, antes de -46- ΡΕ993740 providenciar o sinal ao filtro piloto 436. 0 filtro piloto 436 filtra o sinal e providencia o sinal piloto filtrado aos multiplicadores 416 e 418. Similarmente, o selector de símbolos piloto 438 coloca fora os dados de controlo a partir dos dados piloto, antes de providenciar o sinal ao filtro piloto 440. O filtro piloto 440 filtra o sinal e providencia o sinal piloto filtrado aos multiplicadores 442 e 444. O atraso 412 é usado para sincronizar os dados através dos dois caminhos, antes de eles serem providenciados ao multiplicador 416. Quer dizer que o elemento de atraso 412 providencia um atraso que é igual ao atraso de processamento do selector de símbolos piloto 434 e do filtro piloto 436 que é igual ao atraso de processamento do selector de símbolos piloto 438 e do filtro piloto 440. Similarmente o elemento de atraso 414 sincroniza os dados providenciados aos multiplicadores 418 e 442. A saída do elemento de atraso 412 é providenciada a uma primeira entrada dos multiplicadores 416 e 444. A segunda entrada para o multiplicador 416 é providenciada pela saída do filtro piloto 436. A segunda entrada para o multiplicador 444 é providenciada pelo filtro piloto 440. A saída do elemento de atraso 414 é providenciada a uma primeira entrada aos multiplicadores 418 e 442. A segunda entrada para o multiplicador 418 é providenciada pela saída do filtro piloto 436. A segunda entrada para o multipli- -47- ΡΕ993740 cador 442 é providenciada pelo filtro piloto 440. A saida do multiplicador 416 é providenciada a uma primeira entrada do somador 420 e a segunda entrada do somador 420 é providenciada pela saida do multiplicador 442. A soma do somador 420 é providenciada ao selector de símbolos de controlo 424 que separa os dados de controlo dos dados de canal piloto e providencia aquela informação a um processador de controlo não mostrado que ajusta a potência de transmissão da estação base em resposta. A saída do multiplicador 418 é providenciada a uma entrada somadora do subtractor 422. A saída do multiplicador 444 é providenciada a uma entrada subtractora do subtractor 422. A saída do subtractor 422 é providenciada a uma primeira entrada do multiplicador 426. A segunda entrada do multiplicador 426 é providenciada com a sequência de repetição de Walsh (+1,-1). O produto do multiplicador 426 é providenciado ao elemento somador 428 que soma os bits de entrada sobre o período de sequência de Walsh para providenciar os dados do canal suplementar. A saída do subtractor 422 é providenciada a uma primeira entrada do multiplicador 430. A segunda entrada do multiplicador 430 é providenciada com a sequência de repetição de Walsh (+1,+1,-1,-1). O produto do multiplicador 430 é providenciado ao elemento somador 432 que soma os bits de entrada sobre o período de sequência de Walsh para providenciar os dados do canal fundamental. -48- ΡΕ993740

Assim, foi descrito um sistema de comunicação CDMA sem fios multicanal, de taxa elevada. A descrição é providenciada para permitir a qualquer pessoa especialista na técnica fazer ou usar a presente invenção. As várias modificações para estas formas de realização serão prontamente aparentes para esse especialista na técnica, e os princípios genéricos definidos aqui podem ser aplicados a outras formas de realização sem o uso da faculdade inventiva. Assim, não é pretendido que a presente invenção esteja limitada às formas de realização mostradas aqui mas deverá ser acordado qual o âmbito mais alargado consistente com os princípios e novas características divulgadas aqui

Lisboa, 14 de Maio de 2007

Claims (39)

1. ΡΕ993740 -1 - REIVINDICAÇÕES 1. Um equipamento para gerar dados modulados para transmissão a partir de uma unidade de subscritor (100), em que a dita unidade de subscritor (100) é adaptada para transmitir dados de controlo e dados piloto a uma estação base (120) em comunicação com um conjunto de unidades de subscritor, o dito aparelho compreendendo: meios para combinar (160, 300, 350) dados de controlo com dados piloto para produzir um primeiro fluxo de dados e para providenciar o primeiro fluxo de dados a uma entrada de um meio para multiplicação complexa; e os ditos meios para multiplicação complexa adaptados à multiplicação complexa de um ou dois fluxos de dados providenciados incluindo o dito primeiro fluxo de dados com um código de pseudoruido complexo.
2. 2. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 1 compreendendo ainda: meios (302, 306) para produzir um segundo fluxo de dados modulando um primeiro sinal de dados não específicos que podem ser dados de utilizador, dados de sinalização ou ambos, com um primeiro código, o primeiro código sendo ortogonal aos dados piloto e aos dados de controlo, e para providenciar o segundo fluxo de dados a uma entrada dos ditos meios para multiplicação complexa. 3. O equipamento da reivindicação 2 em que os -2- ΡΕ993740 ditos meios (302, 306) para produzir um segundo fluxo de dados compreendem ainda: meios (306) para modular segundos dados não específicos que podem ser dados de utilizador, dados de sinalização ou ambos, com um segundo código, o segundo código sendo ortogonal aos dados piloto e aos dados de controlo e ao primeiro código; e meios (316) para somar os segundos dados modulados não específicos aos primeiros dados modulados não específicos.
3. 4. O equipamento tal como reivindicado em qualquer uma das reivindicações 2 a 3 em que o primeiro fluxo de dados e o segundo fluxo de dados são providenciados a diferentes entradas dos ditos meios para multiplicação complexa.
4. 5. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 1 em que os ditos meios para combinar (160, 300, 350) estão adaptados para multiplexar os dados piloto com os dados de controlo.
5. 6. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 1 em que os ditos meios (160, 300, 350) para combinar estão adaptados para providenciar os dados de controlo para posições predeterminadas nos dados piloto.
6. 7. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 1 em que os ditos meios (160, 300, 350) para -3- ΡΕ993740 combinar estão adaptados para perfurar os dados de controlo nos dados piloto. 8. 0 equipamento tal como reivindicado na reivindicação 2 em que o primeiro código de modulação é um código de Walsh. 9. 0 equipamento tal como reivindicado na reivindicação 3 em que o segundo código de modulação é um código de Walsh.
7. 10. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 2 em que o primeiro código de modulação é o código de Walsh +,-.
8. 11. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 3 em que o segundo código de modulação é o código de Walsh
9. 12. O equipamento tal como reivindicado em qualquer uma das reivindicações 2 a 3 em que o código de pseudoruido complexo compreende um componente de código de pseudoruido em fase e um componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura.
10. 13. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 12 em que o componente de código de pseudoruido em fase e o componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura são multiplicados por um código longo. -4- ΡΕ993740 14. 0 equipamento tal como reivindicado em qualquer uma das reivindicações 12 a 13 em que os ditos meios para multiplicação complexa compreendem: meios (310) para multiplicar o primeiro fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido em fase para providenciar primeiros dados multiplicados; meios (318) para multiplicar o segundo fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura para providenciar segundos dados multiplicados; meios (328) para multiplicar o primeiro fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura para providenciar terceiros dados multiplicados; meios (312) para multiplicar o segundo fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido em fase para providenciar quartos dados multiplicados; meios (314) para subtrair os segundos dados multiplicados dos primeiros dados multiplicados; e meios (322) para somar os terceiros dados multiplicados aos quartos dados multiplicados.
11. 15. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 14 em que os ditos meios para multiplicação complexa compreendem ainda: meios (320) para atrasar os segundos dados multiplicados por um valor de atraso; e -5- ΡΕ993740 meios (330) para atrasar os terceiros dados multiplicados por um valor de atraso.
12. 16. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 15 em que o valor de atraso é igual a metade de um chip.
13. 17. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 1 compreendendo ainda: meios para ajustar um ganho do primeiro fluxo de dados.
14. 18. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 2 compreendendo ainda: meios (304, 308) para ajustar um ganho do segundo fluxo de dados.
15. 19. O equipamento tal como reivindicado na reivindicação 18 em que os ditos meios (304, 308) para ajustar o ganho do segundo fluxo compreenderem: meios para ajustar o ganho do segundo fluxo de dados para um valor determinado relativo a um ganho do primeiro fluxo de dados.
16. 20. Uma estação base (120) para uso num sistema de comunicação sem fios, a estação base (120) compreendendo: um sistema de processamento RF (122) para receber um sinal de portadora compreendendo pelo menos dados combinados de piloto e de controlo, e para providenciar -6- ΡΕ993740 amostras recebidas complexas; e um desmodulador (124) compreendendo: meios para multiplicação complexa (404, 406, 446, 448) das amostras recebidas complexas por um código de pseudoruido complexo para providenciar um sinal de pseudoruido complexo expandido; meios para desmultiplexar (434, 438) dados piloto complexos a partir do sinal de pseudoruido complexo expandido; meios (416, 419, 420, 422, 442, 444) para girar em fase e escalar o sinal de pseudoruido complexo expandido de acordo com os dados piloto complexos para providenciar dois fluxos de dados; e meios para seleccionar símbolos de controlo (424) a partir de um dos dois fluxos.
17. 21. A base de dados (120) tal como reivindicado na reivindicação 20 em que o código de pseudoruido complexo compreende um componente de código de pseudoruido em fase e um componente de código de pseudoruido com fase em quadratura.
18. 22. A estação base (120) tal como reivindicado na reivindicação 21 em que o componente de código de pseudoruido em fase e o componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura são multiplicados por um código longo.
19. 23. A estação base (120) tal como reivindicado -7- ΡΕ993740 na reivindicação 20 em que os ditos meios (416, 418, 420, 422, 442, 444) para girar em fase e escalar compreendem: meios para multiplicação complexa do sinal de pseudoruido complexo expandido por um conjugado complexo dos dados piloto complexos.
20. 24. A estação base (120) tal como reivindicado na reivindicação 20 compreendendo ainda: meios (436, 440) para filtrar os dados piloto complexos.
21. 25. A estação base (120) tal como reivindicado na reivindicação 20 em que o dito desmodulador 124 compreende ainda: meios para multiplicar (426, 430) o outro dos fluxos por um primeiro código para providenciar os primeiros dados de canal.
22. 26. A estação base (120) tal como reivindicado na reivindicação 25 compreendendo ainda: meios para somar (428, 432) os primeiros dados de canal complexos de acordo com o comprimento do primeiro código.
23. 27. A estação base (120) tal como reivindicado na reivindicação 25 em que o primeiro código é um código de Walsh.
24. 28. A estação base (120) tal como reivindicado -8- ΡΕ993740 na reivindicação 25 em que o primeiro código é o código de Walsh .
25. 29. A estação base (120) tal como reivindicado na reivindicação 25 em que o primeiro código é o código de Walsh
26. 30. Um método para gerar dados modulados para transmissão a partir de uma unidade de subscritor (100) num conjunto de unidades de subscritor em que a dita unidade de subscritor (100) transmite dados de controlo e dados piloto a uma estação base (120) em comunicação com o conjunto de unidades de subscritor compreendendo: combinação dos ditos dados de controlo com os ditos dados piloto para produzir um primeiro fluxo de dados; providenciar o primeiro fluxo de dados a uma entrada de um multiplicador complexo; e executar multiplicação complexa de um ou dois fluxos de dados providenciados incluindo o dito primeiro fluxo de dados com um código de pseudoruido complexo.
27. 31. O método tal como reivindicado na reivindicação 30 compreendendo ainda: produzir um segundo fluxo de dados modulando primeiros dados não específicos que podem ser dados de utilizador, dados de sinalização ou ambos, com um primeiro código, o primeiro código sendo ortogonal aos dados piloto e aos dados de controlo; e -9- ΡΕ993740 providenciar o segundo fluxo de dados ao multiplicador complexo. 32. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 31 em que a dita produção de um segundo fluxo de dados compreende ainda: modular segundos dados não específicos que podem ser dados de utilizador, dados de sinalização ou ambos, com um segundo código, o segundo código sendo ortogonal aos dados piloto e aos dados de controlo e ao primeiro código; e somar os segundos dados não específicos expandidos aos primeiros dados não específicos expandidos. 33. 0 método tal como reivindicado em quaisquer das reivindicações 31 a 32 em que o primeiro fluxo de dados e o segundo fluxo de dados são providenciados a diferentes entradas do multiplicador complexo. 34. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 30 em que a dita combinação compreende a multiplexagem dos dados piloto com os dados de controlo. 35. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 30 em que a dita combinação compreende providenciar os dados de controlo para posições predeterminadas nos dados piloto.
28. 36. O método tal como reivindicado na -10- ΡΕ993740 reivindicação 30 em que a dita combinação compreende perfurar os dados de controlo nos dados piloto.
29. 37. O método tal como reivindicado na reivindicação 31 em que o primeiro código de modulação é um código de Walsh.
30. 38. O método tal como reivindicado na reivindicação 32 em que o segundo código de modulação é um código de Walsh.
31. 39. O método tal como reivindicado na reivindicação 31 em que o primeiro código de modulação é o código de Walsh +,-.
32. 40. O método tal como reivindicado na reivindicação 32 em que o segundo código de modulação é o código de Walsh
33. 41. O método tal como reivindicado em quaisquer das reivindicações 30 a 31 em que o código de pseudoruido complexo compreende um componente de código de pseudoruido em fase e um componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura.
34. 42. O método tal como reivindicado na reivindicação 41 em que o componente de código de pseudoruido em fase e o componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura são multiplicados por um código -11 - ΡΕ993740 longo . 43. 0 método tal como reivindicado em quaisquer das reivindicações 40 a 41 em que a execução da multiplicação complexa compreende: multiplicar o primeiro fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido em fase para providenciar primeiros dados multiplicados; multiplicar o segundo fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura para providenciar os segundos dados multiplicados; multiplicar o primeiro fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido com a fase em quadratura para providenciar terceiros dados multiplicados; multiplicar o segundo fluxo dos dados únicos ou mais providenciados pelo componente de código de pseudoruido em fase para providenciar quartos dados multiplicados; subtrair os segundos dados multiplicados dos primeiros dados multiplicados; e somar os terceiros dados multiplicados aos quartos dados multiplicados. 44. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 43 em que a execução de multiplicação complexa inclui ainda: -12- ΡΕ993740 atrasar os terceiros dados multiplicados por um valor de atraso; e atrasar os segundos dados multiplicados pelo valor de atraso. 45. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 44 em que o valor de atraso é igual a metade de um chip. 46. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 31 incluindo ainda: ajuste do ganho do primeiro fluxo de dados. 47. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 32 incluindo ainda: ajuste do ganho do segundo fluxo de dados. 48. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 32 em que o ajuste do ganho do segundo fluxo de dados compreende: ajuste do ganho do segundo fluxo de dados para um valor determinado relativo a um ganho do primeiro fluxo de dados.
35. 49. Um método para desmodular um sinal recebido na estação base (120), o método incluindo: receber um sinal de portadora compreendendo pelo menos os dados piloto e os dados de controlo combinados, e providenciar amostras recebidas complexas; -13- ΡΕ993740 multiplicação complexa das amostras recebidas complexas por um código de pseudoruído complexo para providenciar um sinal de pseudoruído complexo expandido; girar em fase e escalar o sinal de pseudoruído complexo expandido de acordo com os dados piloto complexos para providenciar dois fluxos de dados; e seleccionar símbolos de controlo a partir de um dos dois fluxos.
36. 50. O método tal como reivindicado na reivindicação 49 em que o código de pseudoruído complexo compreende um componente de código de pseudoruído em fase e um componente de código de pseudoruído com a fase em quadratura.
37. 51. O método tal como reivindicado na reivindicação 4 9 em que o componente de código de pseudoruído em fase e o componente de código de pseudoruído com a fase em quadratura são multiplicados por um código longo.
38. 52. O método tal como reivindicado na reivindicação 49 em que o dito girar em fase e o escalamento compreendem: multiplicação complexa do sinal de pseudoruído complexo expandido por um conjugado complexo dos dados piloto complexos.
39. 53. O método tal como reivindicado na -14- ΡΕ993740 reivindicação 4 9 incluindo ainda: filtrar os dados piloto complexos. 54. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 49 incluindo ainda: multiplicar o outro dos dois fluxos por um primeiro código para providenciar primeiros dados de canal. 55. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 54 incluindo ainda: somar os primeiros dados de canal complexos de acordo com o comprimento do primeiro código. 56. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 54 em que o primeiro código é um código de Walsh. 57. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 54 em que o primeiro código é o código de Walsh +,-. 58. 0 método tal como reivindicado na reivindicação 54 em que o primeiro código é o código de Walsh Lisboa, 14 de Maio de 2007