DE4139567A1 - Digitales funk-nachrichtenuebertragungsverfahren - Google Patents
Digitales funk-nachrichtenuebertragungsverfahrenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein digitales Funk-Nachrichtenüber
tragungsverfahren.
Bei der Übertragung digitaler Nachrichtensignale über
einen Funkkanal weisen die in einem Empfänger aufgenommenen
Empfangssignale gegenüber der der Übertragung zugrunde
gelegten Symbolfolge Störungen auf, die allgemein durch
eine Impulsantwort des Übertragungskanals beschrieben werden
können. Bei Kenntnis der Kanalimpulsantwort können die
Nachrichten zuverlässig aus den Empfangssignalen rekon
struiert werden.
Die Kanalimpulsantwort ist aber im Regelfall a priori
nicht bekannt und kann darüberhinaus insbesondere aufgrund
des Doppeleffekts zeitveränderlich sein. Wesentlich für
die Dekodierung der Empfangssignale ist daher eine möglichst
gute Schätzung der Kanalimpulsantwort aus den Emp
fangssignalen.
Gebräuchlich ist vor allem die Mitübertragung einer Trainings
sequenz mit empfängerseitig vorbekannter Symbolfolge,
mit welcher eine gute Schätzung der Kanalimpulsantwort
vorgenommen werden kann. Bei zeitveränderlichem Kanal gilt
die so geschätzte Impulsantwort aber nicht nur für den Zeitpunkt
der Übertragung der Trainingssequenz. Die Annahme, daß die
Impulsantwort in einem Umgebungsbereich der Trainingssequenz
konstant sei, führt bei schnell veränderlichem Kanal
mit zunehmendem zeitlichem Abstand von der Trainingssequenz
zu entsprechend ansteigenden Symbolfehlerraten.
Bei kontinuierlicher Nachführung der Kanalimpulsantwort
wird wie vorstehend von einer mit Hilfe einer Trainingssequenz
geschätzten Kanalimpulsantwort ausgegangen. Mit
Hilfe dieser Kanalimpulsantwort wird ein a priori unbe
kanntes Nachrichtensymbol mit Harddecision geschätzt. Anhand
dieses neuen Symbols wird die Kanalimpulsantwort für
einen gegen die Trainingssequenz versetzten Zeitpunkt geschätzt
und auf diese Art kontinuierlich nachgeführt (Ent
scheidungsrückführung). Hierfür kann in bekannter Weise
z. B. ein Kalman-Filter eingesetzt werden.
Durch die Entscheidungsrückführung reagieren diese Verfahren
sehr empfindlich auf Symbolfehler. Bei kleiner Geschwindigkeit
und hohen Störpegeln ergibt sich eine große
Degration der Empfindlichkeit im Vergleich zu einem einfachen
Empfänger, bei dem die Kanalimpulsantwort in einer
Umgebung um eine Trainingssequenz als konstant angenommen
wird. Auch ist die Restfehlerrate (bei beliebig kleinem
Störpegel) nicht vernachlässigbar. Bei Intersymbolinterferenz
(Mehrwegeausbreitung mit einer Mehrwegeverzögerung
größer als die Symboldauer) ist ein Entzerrer erforderlich.
Dies kann zum Beispiel ein Viterbi Entzerrer sein.
Die Entscheidung eines Symbols ist dort erst nach einer
entsprechend großen Verzögerung möglich (ein Mehrfaches
der maximalen Mehrwegeverzögerung). Dies bedeutet, daß ein
Symbol erst entschieden werden kann, wenn die Kanalim
pulsantwort in einer entsprechend großen Umgebung um dieses
Symbol bereits bekannt ist. Damit darf die Änderungs
geschwindigkeit der Kanalimpulsantwort nicht zu groß sein,
da sonst eine kontinuierliche Nachführung mit Hilfe der
gerade demodulierten Symbole der Kanalimpulsantwort nicht
mehr möglich ist. Bei anderen Entzerrern ergeben sich ähn
liche Probleme.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Nachrichten
übertragungsverfahren anzugeben, welches auch bei zeit
veränderlichem Kanal eine gute Schätzung der Impulsantwort
ermöglicht.
Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Un
teransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen und
Weiterbildungen der Erfindung.
Bei der Erfindung wird eine Darstellung der Kanalimpulsantwort
als Funktionssumme einer begrenzten Zahl vor
gegebener Zeitfunktionen, die wie die Kanalimpulsantwort
nach von einer Verzögerungsvariablen τ abhängig sind, zu
grunde gelegt. Die einzelnen Zeitfunktionen treten in der
Funktionssumme mit individuellen Gewichtskoeffizienten
auf, die variabel sind und durch Anpassung an die Abtast
werte der Empfangssignale mittels Fehlerminimierung ermittelt
werden können. Die Fehlerminimierung erfolgt vorzugsweise
nach dem Prinzip der minimalen Fehlerquadratsumme.
Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung ist, daß die Korre
lationseigenschaften der Symbolfolge des betrachteten Signal
abschnitts beliebig sein können, da die Abweichungen
von idealen Korrelationseigenschaften bei der Verarbeitung
der Signale korrigiert werden. Die Kanalimpulsantwort wird
dabei auch innerhalb des bearbeiteten Signalabschnitts
nicht als konstant vorausgesetzt. Etwaige zeitliche Ände
rungen sind durch die eine Zeitveränderung beschreibende
Funktionssumme von Anfang an bei der Verarbeitung der Emp
fangssignale berücksichtigt.
Die Erfindung ermöglicht eine geringe Symbolfehlerrate bei
hoher Frequenz und hoher Geschwindigkeit (Doppelfre
quenz). Dies betrifft sowohl die Restfehlerrate (Symbol
fehler ohne sonstige Störungen) wie die Leistungsfähigkeit
des Empfängers bei Störungen (z. B. Rauschen oder Gleich
kanalstörungen). Auch bei kleinen Geschwindigkeiten und Frequenzen
ergibt sich keine Verschlechterung der Symbolfehler
rate bei großen Störpegeln im Vergleich zu einem einfachen
Empfänger, bei dem die Kanalimpulsantwort in einer Umgebung
um die Trainingssequenz als konstant angenommen
wird. Intersymbolinterferenz stellt kein Problem für die
Erfindung dar. Ein Viterbi Entzerrer ist z. B. problemlos
möglich.
Die Erfindung ist nachfolgend anhand von besonders vorteilhaften
Beispielen noch eingehend erläutert und veranschaulicht.
Es soll ein digitales lineares Modulationsverfahren (z. B. Phase Shift Keying PSK oder
Minimum Shift Keying MSK) und ein linearer Übertragungskanal betrachtet werden. Es
ist allgemein bekannt, daß das Empfangssignal y(t) dann durch die Faltung einer Kanal
impulsantwort p(t, τ) mit den gesendeten komplexen oder reellen Symbolen ªk beschrieben
werden kann:
Die Kanalimpulsantwort gibt sowohl die Eigenschaften der Modulation wie des Funkkanales
wieder (Mehrwegeausbreitung). Sie beschreibt die Antwort der Übertragungsstrecke zum
Zeitpunkt t auf einen Dirac-Stoß als Eingangssignal in Abhängigkeit der Verzögerung τ.
Es wird angenommen, daß das Empfangssignal bandbegrenzt ist und daher abgetastet
werden kann. Die Abtastrate fa soll n mal die Symbolrate 1/W betragen. Das abgetastete
Empfangssignal kann nuun durch die diskrete Faltung der Symbole mit der abgetasteten
Kanalimpulsantwort beschrieben werden:
y ni+k sind die empfangenen komplexen Abtastwerte, p t,nl+k ist die Kanalimpulsantwort
zur Zeit t in Abhängigkeit der Verzögerung τ=(nl=k)/fa und die ªi sind die gesendeten
komplexen (z. B. 4 oder 8 PSK) oder reellen Symbole (z. B. 2 PKS oder MSK).
Aufgrund der maximalen Geschwindigkeit ist das Dopplerspektrum bandbegrenzt. Es
soll angenommen werden, daß die maximale Dopplerfrequenz wesentlich kleiner als die
maximale Signalbandbreite ist. Der zeitliche Verlauf eines jeden Abtastwertes der Kanal
impulsantwort läßt sich dann durch eine Summe von si(x)=sin(x)/x Funktionen darstellen:
Dabei ist T die bei der Bandbegrenzung des Dopplerspektruums für
den Zeitverlauf der Kanalimpulsantwort maximal zuverlässige Abtastperiode
entsprechend dem Abtastkriterium. Betrachtet man die
Kanalimpulsantwort zwischen t=-0,5 T und t=0,5 T,
so kann für betraglich große i die si Funktion durch eine sin Funktion dividiert durch eine
Konstante angenähert werden.
mit
Im einfachsten Falle für m=1 erhält man eine Summe mit nur drei Gliedern. Vernachlässigt
man das Glied p ∞ ,nl+k, so kann jeder Koeffizient der Kanalimpulsantwort durch eine
Summe von zwei Koeffizienten dargestellt werden.
Um den zeitlichen Verlauf der Kanalimpulsantwort zu bestimmen, müssen nun die Koef
fizienten der oben dargestellten Summe bestimmt werden. Es wird nun davon ausgegangen,
daß in einem bestimmten Bereich die gesendeten Bits dem Empfänger bereits bekannt
sind. Im einfachsten Fall wird die Kanalimpulsantwort im Bereich einer Trainingssequenz
(feste dem Sender und Empfänger bekannte Sequenz) geschätzt. Es kann aber auch eine
Vorabdemodulation eines größeren Bereiches des Empfangssignales erfolgen und damit
sind die zufälligen Informationsbits dem Empfänger bekannt.
Die Koeffizienten werden nun so bestimmt, daß der quadratische Abstand des tatsächlichen
und des aus der geschätzten Kanalimpulsantwort und den bekannten Bits berechneten
Empfangssignales minimal wird. Im Falle von gaußförmigen weißem Rauschen bedeutet
dies die Anwendung des Maximum Likelihood Prinzips. Für den quadratischen Abstand
X gilt:
mit
und t=(nj+k)/fa.
Für p t,nl+k kann die oben hergeleitete Summe von Si-Funktionen eingesetzt werden. Die
Minimierung ergibt sich durch Differenzierung von Xk nach Real- und Imaginaerteil der
Koeffizienten p α,nλ+k bzw. p ∞ ,n λ +k. Die Nullstellen der Ableitungen müssen dann berechnet
werden. Es ergibt sich dann für jedes Xk ein Gleichungssystem. Hierbei ist jede Gleichung durch die Indizes α=1-m, . . ., m, ∞ und λ (Wertbereich entsprechend der
Länge der Kanalimpulsantwort) gekennzeichnet:
und
Außer der Kanalimpulsantwort sind jetzt alle anderen Größen in dem obigen Gleichungs
system bekannt. Die Bestimmung der Kanalimpulsantwort besteht jetzt im ersten Schritt
aus der mehrfachen Korrelation des Empfangssignales mit der jeweils unterschiedlich
gewichteten Sequenz der dem Empfänger bekannten Symbole. Die Wichtung erfolgt mit
si-Funktionen entsprechend dem Index der Gleichung. Der zweite Schritt ist dann die
Lösung des obigen Gleichungssystems. Bei einer Abtastung mit n Werten pro Symbol
ergeben sich n verschiedene Gleichungssysteme (nummeriert mit dem Index k).
Der erste Schritt im Empfänger ist die Schätzung der Kanalimpulsantwort im Bereich
einer Trainingssequenz mit Hilfe des obigen Verfahrens. Die endgültige Demodulation
kann dann mit Hilfe eines digitalen Matched Filters (an die gemessene Kanalimpulsantwort
angepaßt) erfolgen. Hierbei kann zu jedem Zeitpunkt die exakt berechnete Kanal
impulsantwort verwendet werden. Es ist aber auch möglich, die Kanalimpulsantwort ab
schnittsweise als konstant zu betrachten und entsprechend zu berechnen. Zur Korrektur
der Intersymbolinterferenz können bekannte Standardverfahren angewendet werden (z. B.
Viterbi Entzerrer). Die Autokorrelationsfunktion der Kanalimpulsantwort muß hierzu zu
jedem Zeitpunkt oder abschnittsweise berechnet werden.
In vielen Fällen ist die Trainingssequenz zu kurz, um den zeitlichen Verlauf der Kanal
impulsantwort zuverlässig zu schätzen. In diesem Fall ist es sinnvoll, mehrmals hinter
einander zu demodulieren. In einer Vorabmodulation werden die Informationsbits in
einer Umgebung um die Trainingssequenz geschätzt und anschließend kann die Kanal
impulsantwort wieder mit einer größeren Anzahl an bekannten Bits geschätzt werden. Die
Vorabdemodulation kann, insbesondere wenn der Bereich in dem demoduliert wird, relativ
lang ist, eine große Fehlerrate aufweisen. In diesem Falle ist auch die Schätzung der Kanal
impulsantwort mit obigem Verfahren sehr ungenau. Es besteht dann die Möglichkeit, die
Vorabdemodulation ein- oder mehrfach zu wiederholen und jeweils die Kanalimpulsantwort
neu zu berechnen. Der Bereich der Bits für die Kanalimpulsantwortantwortschätzung kann dabei
jeweils unterschiedlich gewählt werden. Es ist z. B. sinnvoll, die erste Vorabdemodulation
nur in einem Bereich dicht an der Trainingssequenz durchzuführen. Im nächsten Schritt
kann dann ein größerer Bereich gewählt werden.
Im weiteren ist es möglich, das erfindungsgemäße Verfahren mit
anderen Verfahren zu kombinieren, z. B. in der Weise, daß die
erste Schätzung einer Kanalimpulsantwort anhand einer empfängerseitig
vorbekannten Trainingssequenz und die Vorabdemodulation
nach einem anderen, insbesondere auch einem bekannten Verfahren
erfolgt und danach eine endgültige Schätzung der zeitveränder
lichen Impulsantwort nach der Erfindung erfolgt.
Wird die Kanalimpulsantwort nur in einem kleinen Bereich um t=0 benötigt (z. B. bei
Zeitschlitzen, die nur ca. 0.5 T lang sind) können die si-Funktionen in der Summe für die
Kanalimpulsantwort (in Kapitel 1) durch Geraden approximiert werden. Es reicht aus,
den Fall m=1 zu betrachten (3 Koeffizienten pro Abtastwert der Kanalimpulsantwort,
eine andere Wahl für m führt zum gleichen Endergebnis):
p t,nl+k = p 0,nl+k(si(0.5 π) - 4t/(πT)) + p 1,nl+l(si(0.5 π) + 4t/(πT)) + p ∞ ,nl+k
mit
Es ergibt sich nun die folgende Gleichung:
p t,nl+k = p I,nl+kt/T + p II,nl+k
mit
p I,nl+k = (4/π) (p 1,nl+k - p 0,nl+k)
und
p II,nl+k = si (0.5π) (p 1,nl+k+p 0,nl+k) + p ∞ ,nl+k.
Der obige Ausdruck for p t,nl+k kann jetzt wieder in die Gleichung für Xk eingesetzt werden
und es muß dann nach dem Real- und Imaginärteil von p I,nl+k bzw. p II,nl+k abgeleitet werden.
Es ergibt sich das folgende Gleichungssystem:
und
Das obige Gleichungssystem benutzt zwei verschiedene Referenzen zur Korrelation mit
dem Empfangssignal: die ungewichtete Sequenz der konjugiert komplexen Symbole. Die Anzahl
der Gleichungen entspricht wieder der Länge der Kanalimpulsantwort (entsprechend ist
der Wertebereich von λ).
Es stellt sich nun das Problem, ein Gleichungssystem wie oben
beschreiben zu lösen. Eine Möglichkeit hierzu ist ein iteratives
Verfahren. Dies soll im folgenden beschrieben werden. Als Grundlage
wird z. B. das bekannte Gauß-Seidel-Verfahren benutzt. Das in
Kapitel 2 hergeleitete Gleichungssystem kann wie folgt umgeformt
werden:
und
Es kann nun ein Wert für p a,n λ +k bzw. p ∞ ,n λ +k berechnet werden, falls für alle anderen
Koeffizienten der Kanalimpulsantwort bereits Schätzwerte vorliegen. Damit bilden die obigen
Gleichungen die Grundlage für eine iterative Lösung des obigen Gleichungssystems.
Als Startwert können nun die Korrelationen der Referenzsignale mit dem Empfangssignal
verwendet werden:
und
Im Falle der in Kapitel 5 beschriebenen Linearisierung kannn analog vorgegangen werden.
Die Iteration wird durch folgende Gleichungen beschrieben:
und
Für die Startwerte ergibt sich:
und
Im Falle einer Vorabdemodulation und einer kurzen Trainingssequenz ist nun noch eine
weitere Vereinfachung eines Empfängers möglich. Es muß nun vorausgesetzt werden, daß
die Trainingssequenz ideale Korrelationseigenschaften hat. Dies bedeutet, daß die Au
tokorrelationsfunfktion der Trainingssequenz für alle Verschiebungen ungleich Null den
Wert Null besitzt. Kann die Veränderung der Kanalimpulsantwort dann innerhalb der
Trainingssequenz vernachlässigt werden, so stellt die mit der Trainingssequenz für die Vor
abdemodudlation gemessene Kanalimpulsantwort bereits den endgültigen Wert für p II,n λ +k
dar. Bei der endgütligen Schätzung der Kanalimpulsantwort muß die Iteration dann nur
für p I,n λ +k durchgeführt werden.
Ausgehend von der oben hergeleiteten Summe von si-Funktionen sind weitere Modifikationen
für eine vereinfachte Darstellung der Kanalimpulsantwort möglich. Es kann z. B.
die si-Funktion linearisiert werden, aber die sin-Funktion beibehalten werden. Es ergibt
sich die folgende Darstellung der Kanalimpulsantwort:
p t,nl+l = p 0,nl+k(si(0.5 π) - 4/(πT)) + p 1,nl+k(si(0.5 π) + 4ty(πT)) + p ∞ ,nl+k sin(π(t/T+0.5)).
Die Approximation besteht nun aus einer Geraden und einer Sinus-Funktion. Es ergibt sich
wieder ein völlig analoges Gleichungssystem, welches wieder iterativ gelöst werden kann.
Hierbei kann wieder der Achsenabstand der Geraden unmittelbar aus einer Schätzung der
Kanalimpulsantwort mit einer idealen Trainingssequenz bestimmt werden (siehe oben).
Die Iterationen sind dann wieder nur für die übrigen Variablen erforderlich.
Im folgenden werden einige Simulationsergebnisse als Beispiel für einen Empfänger nach
obigen Verfahren gegeben. Es wird ein binäres digitales lineares Modulationsverfahren
und ein TDMA System vorausgesetzt. Die Zeitschlitzlänge beträgt ca. 0,5 ms und die
Trägerfrequenz beträgt 1800 MHz. In der Mitte eines jeden Zeitschlitzes befindet sich eine
Trainingssequenz. Zum Vergleich werden Ergebnisse für einen konventionellen Empfänger
dargestellt.
Als Ausbreitungsmodell wird das sogenannte "Typical Urban" Profil nach den COST 207
Spezifikationen verwendet. Dieses Profil ist im GSM System eines der Referenzprofile zur
Spezifikation der erlaubten Bitfehlerraten.
Angegeben wird im folgenden die Bitfehlerwahrscheinlichkeit des Demodulators bei Empfang
eines Signals mit dem obigen Mehrwegeprofil in Abhängigkeit des Rauschpegels. Die
Geschwindigkeit beträgt 250 km/h.
Die Verbesserung durch das neue Verfahren ist deutlich zu sehen.
Claims (8)
1. Digitales Funk-Nachrichtenübertragungsverfahren, bei
welchem empfängerseitig die empfangenen Signale abgetastet
und durch Verknüpfung der Abtastwerte eines Signalabschnitts
mit einer dem Signalabschnitt entsprechenden Symbolfolge
eine Kanalimpulsantwort geschätzt wird mit folgenden
Merkmalen:
- - es ist ein Satz von Zeitfunktionen gr(t,τ) vorgegeben zur Darstellung der zeitveränderlichen Kanalimpulsantwort p(t,τ) als Funktionssumme p(t,τ) = Σr qr · gr (t,τ)mit τ als Verzögerungsvariabler und qr als variablen Gewichtskoeffizienten und
- - durch Fehlerminimierung zwischen den Abtastwerten des Empfangssignals einerseits und dem Faltungsprodukt aus der Symbolfolge und der Funktionssumme andererseits werden die Gewichtskoeffizienten ermittelt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Zeitfunktionen bandbegrenzt sind.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
die Zeitfunktionen Funktionen des Typs sind(x)/x sind.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß zur Fehlerminimierung die Summe der Fehlerquadrate
minimiert wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß eine Trainingssequenz mit empfängerseitig
vorbekannter Symbolfolge mitübertragen und die Impulsantwort
p(t,τ) anhand des diese Trainungssequenz enthaltenden
Signalabschnitts geschätzt wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der zur Schätzung der Kanalimpulsantwort
herangezogene Signalabschnitt empfängerseitig rekonstruierte
Nachrichtensymbole enthält.
7. Verfahren nach Anspruch 5 und Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß mit Hilfe der aus der Trainingssequenz
geschätzten Impulsantwort a priori unbekannte Nachrichtensymbole
rekonstruiert und diese für eine neue Schätzung
der Kanalimpulsantwort herangezogen werden.
8. Verfahren nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch dessen
mehrfach kaskadierte Anwendung.
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