CN103067122A

CN103067122A - 接收器电路和用于运行接收器电路的方法

Info

Publication number: CN103067122A
Application number: CN2012103964137A
Authority: CN
Inventors: A.森斯特; M.齐默曼; C.布哈赫尔; P.内斯特
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2011-10-19
Filing date: 2012-10-18
Publication date: 2013-04-24
Anticipated expiration: 2032-10-18
Also published as: US8983000B2; US20130101070A1; DE102011054614A1; CN103067122B

Abstract

接收器电路和用于运行接收器电路的方法。一种接收器电路包括：用于依据所接收的信号的采样时间误差和所接收的信号的相位误差确定滤波器系数的单元；以及用于依据滤波器系数对取决于所接收的信号的信号进行滤波的滤波器。

Description

接收器电路和用于运行接收器电路的方法

技术领域

本发明处于移动无线电领域。本发明尤其是涉及一种接收器电路和一种用于运行接收器电路的方法。

背景技术

在移动无线电系统中，信号可以经由不同的传输路径从发送器传输到接收器，并且在其运行时和相位方面可以不同。所传输的信号在接收器中被采样，其中可能出现采样时间误差。

接收器、接收器的部件以及用于运行这些部件的方法不断地在其性能和质量方面得到改善。尤其是可能期望改善在接收电路中执行的对接收信号的滤波。出于该原因以及其它原因，存在对本发明的需求。

发明内容

本发明的任务是提供具有更高质量的接收器电路以及用于运行接收器电路的方法。该任务通过独立权利要求的特征解决。有利的扩展是从属权利要求的主题。

附图说明

图1示意性示出作为示例性实施方式的接收器电路100。

图2示意性示出作为示例性实施方式的接收器电路200。

图3示意性示出作为示例性实施方式的接收器电路300。

图4示意性示出作为示例性实施方式的方法400。

具体实施方式

下面参照附图描述实施方式，其中相同的附图标记参照相同或类似的部件。在下面的描述中，可以示出无数具体细节，以提供对这些实施方式的更好理解。但是对于专业人员来说可以看出，这些实施方式的一个或多个方面也能在没有这些具体细节的情况下转化到实践中。下面的描述因此不能看成是限制性的。保护范围应当通过所附权利要求来限定。

本发明的不同方面可以通过不同的实施方式来实施。下面为了说明显示和描述这些实施方式中的若干。当然在该关联中描述的方面和/或实施方式仅是示例性的。其它方面和/或实施方式同样可以使用和/或对所描述的实施方式可以进行结构和功能的修改，而不会脱离本公开的范围。特定的特征可能只能与实施方式关联地被描述。当然这种特征也能与其它实施方式的特征或方面组合，根据所基于的方面显得期望还是有利而定。

下面诸如“包含”、“拥有”、“具有”等术语应当在“包括”的术语的含义下理解，即不表示对所包含的部件的关闭的计数。此外，可以使用“耦合”、“电子耦合”、“连接”或“电子连接”的术语。这些术语应当指明两个元件协作或相互作用，而不考虑这两个元件是否直接物理或电接触或者它们是否不相互直接接触。当然可以在这两个元件之间设置其它部件。本发明的实施方式可以按照离散电路的形式和/或部分集成电路的形式和/或完全集成电路的形式和/或编程器件的形式实现。

在下面的段落中阐述若干技术术语和概念，它们应当用于更好地理解紧接在后的对附图中所示实施方式的描述。

在此所描述的装置和方法可以用于不同的无线通信网络，例如用于CDMA（码分多址）、TDMA（时分多址）、FDMA（频分多址）、OFDMA（正交FDMA）和SC-FDMA（单载波FDMA）网络。CDMA网络可以实现例如通用陆地无线电接入（UTRA）、cdma2000等无线电技术。UTRA包含宽带CDMA（W-CDMA）和其它CDMA变型，cdma2000覆盖了IS-2000标准、IS-95标准和IS-856标准。TDMA网络可以实现例如全球移动通信系统（GSM）及其导出物的无线电技术，例如EDGE（增强型GSM数据发展速率）、EGPRS（增强型通用分组无线电服务）等。OFDMA网络可以实现例如进化的UTRA（E-UTRA）、超移动宽带（UMB）、IEEE 802.11（Wi-Fi）、IEEE 802.16（WiMAX）、IEEE 802.20、Flash-OFDM.RTM等的无线电技术。UTRA和E-UTRA是通用移动电信系统（UMTS）的一部分。此外，在此所描述的装置和方法可以在长期演进（LTE）移动无线电标准的范围中使用。

此外，在此描述的装置和方法可以支持HSDPA（高速下行链路分组接入）。HSDPA的瞬时应用可以提供1.8、3.6、7.2和14.0Mbit/s的下行链路数据速率。数据速率的进一步提高可以用HSDPA+达到，HSDPA+可以提供高达42Mbit/s和84Mbit/s的数据速率。支持HSDPA的移动终端设备根据数据速率、调制方案和其它参数被划分为不同的类别。高的数据速率例如在类别cat10和cat14中存在。在这样的类别中，为了无错的接收需要将接收器恰好与所接收的信号的芯片时钟时间同步。为了接收21Mbit/s，例如需要UMTS芯片的分数的精度，其中38400个芯片与10毫秒（ms）的持续时间相应。

在无线电通信系统中可能存在发送器，其将一个或多个无线电通信信号经由一个或多个无线电通信信道发送。尤其是，发送器可以是基站或包含在使用者的装置——例如移动无线电发送器/接收器、手持无线电装置或类似装置——中的发送装置。通过发送器发送的无线电通信信号可以通过接收器、例如移动无线电发送器/接收器、手持无线电装置或类似装置中的接收装置接收。在此描述的接收器电路尤其是可以包含在这样的接收器中。所述无线电通信信号例如可以经由物理无线电通信信道、例如初级共用导频信道（primary common pilot channels）、次级共用导频信道（secondary common pilot channels）、专用物理信道（dedicated physical channels）、专用物理控制信道（dedicated physical control channels）或类似信道传输。

由发送器发送的信号可以遵循不同的传输路径，以达到接收器。这种现象可以实现多路径通道，该多路径通道包括多个具有不同时间延迟的传输路径。可以向所述传输路径的每一个分配延迟时间。如果在接收器上接收的信号中观察到能量，则在经由不同的传输路径传输的信号的延迟时间上存在能量峰值。能量峰值的幅度在此是对经由所属的传输路径传输的能量的度量。这样的能量分布例如以“功率延迟分布”（Power Delay Profile）的术语已知，并且可以由所谓的路径搜索单元（Path Searcher）或延迟分布估计单元（Delay Profile Estimator）确定。在接收器中可以对所接收的信号的延迟时间进行校正。延迟时间的校正在此尤其是可以大于或等于半个芯片时钟(Chiptakt)。

除了所提到的延迟时间之外，由发送器发送的（复数值的）信号依据传输信道还经历相位旋转或相位误差。如果例如导频信道的符号在接收器上不是以由发送器发送的45o的相位接收，而是以不同的相位50o接收，则相位误差是5o。

在接收器中，在中间频带中或基带中以数字方式进行信号处理，其中必须对接收的模拟信号进行采样和量化。该过程称为模拟数字转换。采样频率在此必须被选择得足够大，以满足奈奎斯特条件。例如，采样速率可以与双倍的芯片速率相应。最佳的采样时刻通过所接收的信息单位（位或芯片）的最大能量的时刻来确定。但是，该最佳采样时刻在该采样过程中是未知的。其结果是，所采样的值离散的接收信号一般具有采样时间误差（所使用的采样时刻与最佳采样时刻的偏差）。因此，采样时间误差例如可以与所接收的信号的信号脉冲的极值和该信号脉冲的采样时刻之间的时间位移相应或者包含这样的时间位移。采样时间误差尤其是可以小于半个芯片时钟。

确定值离散的接收信号的采样时间误差例如可以借助相关器来进行。相关器接纳以双倍过采样采样的值离散的接收信号，将该接收信号与接收器中已知的序列进行相关，并且在特定的持续时间期间将早期采样和晚期采样的信号能量进行比较。借助该比较，相关器确定说明采样时刻与最佳采样时刻的偏差的采样时间误差信号（如果例如早期采样的信号能量具有与晚期采样的信号能量相同的大小，则最佳采样时刻恰好位于早期采样的采样时刻和晚期采样的采样时刻的中间）。

在下面的段落中描述若干示例性实施方式。在该关联中作出的说明可以转用于对应的用于运行这种接收器电路的方法。

图1示出接收器电路100，其具有用于依据所接收的信号的采样时间误差和所接收的信号的相位误差确定滤波器系数的单元1。此外，接收器电路100包含用于依据滤波器系数对取决于所接收的信号的信号进行滤波的滤波器2。接收器电路100可以包含其它出于一目了然的原因未明确示出的部件。类似的、具有附加部件的接收器电路在图2和图3中示出。

滤波器2例如可以是内插滤波器，尤其是具有复数系数的FIR（有限脉冲响应）滤波器。由于使用复数系数，既可以对采样时间误差执行时间校正又可以对待滤波的信号的相位误差进行校正。

图2示出接收器电路200，其具有输入端3和输出端4以及设置在它们之间的部件。当然接收器电路200可以拥有其它部件。例如，接收器电路200在一种实施方式中可以直接在输入端3之后包含信号接收路径和向下混合单元以及ADC（模拟数字转换器），该信号接收路径包括通过天线和带滤波器馈入的放大器链，该向下混合单元用于将接收信号向下混合到中间频率或基带中，所述ADC具有随后的数字信道滤波器。

接收器电路200包含接纳由接收器电路200在输入端3接收的信号并且确定该信号的功率延迟分布的单元5。馈入单元5的信号例如可以是用双倍芯片速率发出时钟（getakt）并且经过IQ（同相/正交）调制的数字信号。所确定的所接收信号的延迟时间可以由单元5用于依据延迟时间在时间上移动所接收的信号。为此目的，单元5可以包含一个或多个延迟元件。该位移在此可以大于或等于半个芯片时钟。尤其是，该时间位移可以与半个芯片的整数倍相应。因此如果对于所接收的信号来说例如确定延迟时间为3.3个半个芯片，则该信号可以由单元5移动3个半个芯片。

时间上经过移动的信号由单元5转发给相关器6和内插滤波器7。除了时间上经过移动的信号之外，相关器6还可以从用于产生扰频码的单元8接收扰频码（scrambling code）。相关器6被设计为依据所接收的信号确定信道脉冲响应。为此例如可以将包含在所接收的信号中的训练序列与接收器电路200已知的参考训练序列相关。相关器6将信道估计的信道估计值或样本转发给滤波器9，该滤波器被设计为在任意时间间隔期间在时间上对信道估计值进行平均化。

信道估计的在时间上被平均的样本由滤波器9转发给用于确定所接收的信号的采样时间误差τ的单元10。采样时间误差τ可以借助等式确定：

(1)

在该等式中符号

表示其复数变量的实部。此外，参数z(s)在时刻s与信道估计的样本相应，参数r(s)在时刻s与参考脉冲或模板函数（例如升余弦参考脉冲）相应，参数dr(s)与根据采样时间误差τ的参考脉冲的导数、即dr(s)/dτ相应。等式(1)中的和通过信道估计的用s表示的样本。如果例如使用3个样本，则所述和通过值s=-1，0,1，其中z(0)与最强的样本（Haupttap,主抽头）相应。

等式（1）可以迭代地求解，其中该迭代可以用采样时间误差τ的任意值开始。例如，可以使用在针对过去的时刻（例如过去的时隙）求解等式（1）时确定的τ的起始值。然后针对所选择的起始值计算等式（1）的两侧并且根据该等式的哪一侧采取较大的值，增大或减小在下个迭代步骤中的采样时间误差τ的值。迭代步骤可以一直重复，直到该等式的两侧相等或相差小于预定的（不等于0的）阈值。通过这样确定的采样时间误差τ求解等式（1）。

除了计算采样时间误差τ之外，单元10还可以被设计为确定所接收的信号的相位误差Δ

Figure 2012103964137100002DEST_PATH_IMAGE006

。为此例如可以首先根据等式（2）利用被移动了前面通过求解等式（1）确定的采样时间误差τ的模板函数（例如升余弦参考脉冲）执行在确定采样时间误差τ时已经使用的信道估计值之间的相关：

Figure 2012103964137100002DEST_PATH_IMAGE008

（2）

然后可以由等式

Figure 2012103964137100002DEST_PATH_IMAGE010

(3)

确定相位误差Δ

。

由单元10确定的采样时间误差τ以及相位误差Δ

的值被转发给单元11，该单元11被设计为依据τ和Δ

确定内插滤波器7的滤波器系数。除了τ和Δ

的值之外，当然还可以通过单元10确定其它参数并且转发给单元11。例如，还可以将参数C（参见等式（2））的绝对值传送给单元11。该绝对值可以表示针对所接收的信号在传输信道上所经历的放大的估计值。

下面描述通过单元11依据采样时间误差τ和相位误差Δ

对滤波器系数的示例性确定。如果内插滤波器7例如包含或相应于长度11（11抽头滤波器）的FIR滤波器（或者拉格朗日延迟滤波器），则利用下面的针对程序MATLAB的代码可以首先确定11个实数值滤波器系数（抽头）b(0)至b(10)。在所提到的代码中，参数“filterorder”表示滤波器的滤波器系数的数量，其中要注意包含在该代码中的“for”循环通过11个值0至10。参数“Delay”与来自等式（1）的采样时间误差τ相应。

Figure 2012103964137100002DEST_PATH_IMAGE012

Figure 2012103964137100002DEST_PATH_IMAGE014

利用基于实数值滤波器系数b(0)至b(10)的FIR滤波器，可以对所接收的信号的采样时间误差τ进行校正。通过将实数值系数b附加地旋转等式（3）的相位误差Δ

，即借助等式

Figure 2012103964137100002DEST_PATH_IMAGE016

（4）

可以确定复数值的滤波器系数b_c(0)至b_c(10)。利用基于这些复数值系数的FIR滤波器，可以对采样时间误差和相位误差进行共同的校正。

利用所描述的示例性11抽头滤波器，尤其是可以实现对信号的时间延迟，该延迟的值在0个半个芯片和10个半个芯片之间。例如，滤波器可以对称地运行，从而在滤波器的中间位置时应当只有滤波器的中间抽头不等于0。因此，在描述11抽头滤波器时，第5个抽头b(5)与中间的抽头相应。如果只有第5个抽头b（5）不等于0，则该滤波器将输入信号延迟5个半个芯片，即滤波器的延迟调节范围是以5个半个芯片为中心。所描述的11抽头滤波器在[4.5…5.5]的调节范围中具有最小的组运行时间误差和幅度误差，并且优选在该调节范围中被用于实现可变的延迟。

所描述的通过单元11对滤波器系数的确定例如可以在接收器电路200运行期间通过计算单元（未示出）自适应地进行。替换或同时地，接收器电路200还可以拥有用于存储滤波器系数的存储器（未示出），其中滤波器系数在接收器电路200运行期间可以从该存储器中读出并且可以提供给内插滤波器7。例如，滤波器系数的针对任意延迟的样本，例如以0.01芯片步长的样本以表格形式存储在接收器电路200中。

接收器电路200可以包含其它单元（未示出），其决定信号滤波是否通过内插滤波器７执行或者信号处理是否通过替换内插滤波器７的部件（例如通过基于线性最小均方误差（LMMSE）原理的FIR均衡器）执行。该决定在此例如可以取决于依据所接收的信号的信噪比。在噪声少的加性白高斯噪声（AWGN）信道的情况下，使用内插滤波器7可能例如比使用基于LMMSE原理的FIR均衡器更有利。所提到的决定此外还可以取决于依据所接收的信号的信道编码速率和/或依据所接收的信号的信道脉冲响应与AWGN信道的信道脉冲响应的比较。

内插的信号由内插滤波器7例如以IQ（同相/正交）调制的数字信号的形式转发到接收器电路200的输出端4。当然可以在内插滤波器7与接收器电路200的输出端4之间设置其它部件，例如用于对由内插滤波器7输出的信号进行解扩的单元，如果该信号事先用扩展代码扩展了的话。

图3示出具有已经结合接收器电路200描述了的部件的接收器电路300。涉及于此的结论也可以应用于图3的对应部件。

接收器电路300在输入端3接收信号，并且将该信号转发给单元5。输入到单元5中的信号可以在时间上被移动半个芯片的整数倍。该时间位移在图3中通过变量I-CONTROL表示，该变量经由反馈路径从单元12提供给单元5。如果值I-CONTROL例如为3，则输入到单元5中的信号被移动了3个半个芯片。经过时间移动的信号被转发给内插滤波器7，该内插滤波器从单元11获得滤波器系数。由内插滤波器7滤波的信号既转发给接收器电路300的输出端4又转发给相关器6。经过滤波的信号借助单元8、相关器6、（可选的）滤波器9和单元10按照已经结合图2描述的方式处理，从而在单元10的输出端可以提供采样时间误差τ和相位误差Δ

。

由单元10确定的采样时间误差τ由加法器13校正值dt_setpoint。校正值dt_setpoint是在内插滤波器7的输出端处期望的、相对于接收器电路300的内部时基的总延迟。该总延迟在此分别包括通过传输信道引起的信号延迟和通过前端引起的信号延迟，以及通过单元5引起的信号延迟和通过内插滤波器7引起的信号延迟。在运行接收器电路300期间，值dt_setpoint尤其是可以为0。在这种情况下，在内插滤波器7的输出端处的信号与接收器电路300的内部时基同步。

单元12可以包含两个子单元12.1和12.2。被校正了校正值dt_setpoint的值被转发给第一子单元12.1，该第一子单元例如可以实施为简单的数字积分器形式的环路滤波器。第一子单元12.1被设计为提供与总延迟、即与如下延迟相应的值并且转发给第二子单元12.2，输入信号应当总共由单元5和内插滤波器7延迟了所述延迟。

也称为“延迟包装器（delay wrapper）”的第二子单元12.2将由单元12.1提供的值划分为整数值I-CONTROL和剩余的非整数值（分别以半个芯片为单位）。整数值I-CONTROL被转发给单元5，该单元将输入信号以半个芯片为单位在时间上移动对应的值。非整数部分与上面说明的MATLAB代码所需要的值“Delay”相应，并且被转发给用于计算滤波器系数的单元11。通过单元11可以如已经关联图2所描述的那样确定内插滤波器7的系数并且转发给内插滤波器。

与接收器电路200不同，接收器电路300具有闭合的调节回路，该调节回路的性能可以被设计为，使得该调节回路稳定地调节到dt_setpoint的恒定额定值。dt_setpoint的该值在此尤其是可以在0附近。调节回路的稳定性例如可以通过设计环路滤波器12.1的大小来保证。如果环路滤波器以简单的数字积分器的形式实施，则在设计该积分器的比例因子的大小时也可以考虑滤波器9的求平均时间。

图4示出结合接收器电路100、200和300中每一个阅读但是不限于此的方法400。在第一方法步骤14中，依据所接收的信号的采样时间误差和所接收的信号的相位误差确定滤波器系数（参见例如图1，单元1）。在第二方法步骤15中，依据滤波器系数对取决于所接收的信号的信号进行滤波（例如参见图1，单元2）。

除了上面描述的接收器电路和用于运行接收器电路的方法之外，当然还存在其它关于所出现的误差来校正所接收的信号的可能性。如上面已经提到的，为此例如可以使用基于LMMSE原理的FIR均衡器。对于这种情况要注意，为了借助这样的相关器进行有意义的校正例如需要估计大约40个信道值。如从前面的段落中得出的，与此不同为了有意义地使用所描述的内插滤波器少量的信道估计值就足以，例如3个。

虽然在上述描述中描述了具体的实施方式，但是很清楚可以为所示出的和所描述的具体实施方式应用多个替换的和/或等价的实现，而不会脱离本发明的概念。本发明应当覆盖在此所阐述的具体实施方式的所有匹配或变型。

Claims

1. 一种接收器电路（100,200,300），包括：

用于依据所接收的信号的采样时间误差和所接收的信号的相位误差确定滤波器系数的单元（1,11）；以及

用于依据滤波器系数对取决于所接收的信号的信号进行滤波的滤波器（2,7）。

2. 根据权利要求1所述的接收器电路（100,200,300），其中滤波器（2,7）被设计为，依据所述采样时间误差在时间上移动待滤波的信号，并且依据所述相位误差旋转待滤波的信号的相位。

3. 根据权利要求1或2所述的接收器电路（100,200,300），其中所述采样时间误差包括在所接收的信号的信号脉冲的极值与所述信号脉冲的采样时刻之间的时间位移。

4. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），其中所述采样时间误差小于半个芯片时钟。

5. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于依据所接收的信号确定信道脉冲响应的单元（6）；以及

用于依据所述信道脉冲响应和模板函数确定采样时间误差的单元（10）。

6. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），其中所述相位误差取决于所接收的信号的传输路径。

7. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于依据所接收的信号确定信道脉冲响应的单元（6）；以及

用于依据所述信道脉冲响应和模板函数确定相位误差的单元（10）。

8. 根据权利要求5或7所述的接收器电路（100,200,300），其中用于确定信道脉冲响应的单元（6）连接在滤波器（2,7）之前。

9. 根据权利要求5或7所述的接收器电路（100,200,300），其中滤波器（2,7）连接在用于确定信道脉冲响应的单元（6）之前。

10. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于确定所接收的信号的延迟时间的单元（5）；以及

用于依据延迟时间对取决于所接收的信号的信号进行时间移动的单元（5）。

11. 根据权利要求10所述的接收器电路（100,200,300），其中所述延迟时间大于或等于半个芯片时钟。

12. 根据权利要求10或11之一所述的接收器电路（100,200,300），其中用于时间移动的单元（5）连接在用于确定信道脉冲响应的单元（6）之前。

13. 根据权利要求10至12之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

反馈路径，其为用于时间移动的单元（5）提供取决于采样时间误差的信号。

14. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于决定是否通过滤波器（2,7）进行滤波的单元，其中该决定依据取决于所接收的信号的信噪比和/或取决于所接收的信号的信道编码速率和/或取决于所接收的信号的信道脉冲响应与AWGN信道的信道脉冲响应的比较。

15. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于决定是否确定取决于采样时间误差和相位误差的滤波器系数或用于相关器的滤波器系数的单元，其中该决定依据取决于所接收的信号的信噪比和/或取决于所接收的信号的信道编码速率和/或取决于所接收的信号的信道脉冲响应与AWGN信道的信道脉冲响应的比较。

16. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），其中所述滤波器（2,7）包括FIR滤波器形式的内插滤波器。

17. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于存储滤波器系数的存储器，其中滤波器系数在接收器电路运行期间从存储器中读取并且提供给滤波器（2,7）。

18. 根据上述权利要求之一所述的接收器电路（100,200,300），进一步包括：

用于计算滤波器系数的计算单元，其中在接收器电路运行期间计算滤波器系数。

19. 一种用于运行接收器电路（100,200,300）的方法，包括：

依据所接收的信号的采样时间误差和所接收的信号的相位误差确定滤波器系数；以及

依据滤波器系数对取决于所接收的信号的信号进行滤波。