CN102263712A - 接收器 - Google Patents

Abstract

本发明的名称为接收器，接收器包含用于接收与载波频率相关联的导频信道的数据的输入端以及用于获得量的第一单元，其中量取决于相对于载波频率的接收数据的频率偏移和接收数据的频率拓宽。接收器还包含用于调整信道估计单元的带宽的第二单元，其中该调整取决于该量。

Description

接收器

技术领域

本发明涉及接收器。更具体地说，本发明涉及调整包含在接收器中的信道估计单元的带宽和/或经由信道估计单元的相位跟踪。

背景技术

在射频通信系统中，发射的信号可经由不同传播路径从发射器传播到接收器。发射器和接收器在信号传输期间可相对彼此移动。进一步地，发射器和/或接收器中包含的用于载波频率向上和向下转换的振荡器可能偏离规定的目标值。这可导致传输信号的频率拓宽和/或频率偏移。

发明内容

本发明的第一方面在于一种接收器，包括：输入端，配置成接收与载波频率相关联的导频信道的数据；第一单元，配置成获得量，其中所述量取决于相对于所述载波频率的所述接收数据的频率偏移和所述接收数据的频率拓宽；以及第二单元，配置成调整信道估计单元的带宽，其中所述调整取决于所述量。

本发明的第二方面在于一种接收器，包括：输入端，配置成接收与载波频率相关联的导频信道的数据；第一单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得量；以及第三单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得相位差，其中所述量用于调整信道估计单元的带宽，并且其中所述相位差和所述量用于所述接收数据的相位跟踪。

本发明的第三方面在于一种接收器，包括：输入端，配置成接收与载波频率相关联的导频信道的数据；第三单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得相位差；以及滤波器，包括其中使用获得的相位差对所述接收数据进行相位跟踪的反馈环。

本发明的第四方面在于一种方法，包括：接收与载波频率相关联的导频信道的数据；使用所述接收数据获得量，其中所述量取决于相对于所述载波频率的所述接收数据的频率偏移和所述接收数据的频率拓宽；以及使用所述量调整信道估计单元的带宽。

本发明的第五方面在于一种方法，包括：接收与载波频率相关联的导频信道的数据；使用所述接收数据获得量和相位差，所述量和所述相位差都取决于所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差；使用所述量调整信道估计单元的带宽；以及将所述相位差和所述量用于对所述接收数据进行相位跟踪。

附图说明

包含附图以提供对实施例的进一步理解，并且附图包含在这个说明书中并构成其一部分。附图例证了实施例，并连同说明书一起用于解释实施例的原理。将容易理解其它实施例以及实施例的许多预期优点，因为它们通过参考如下详细描述变得更好理解。

图1示意性例证了射频通信系统100。

图2示意性例证了IIR(无限冲激响应)滤波器200。

图3A示意性例证了IIR滤波器的噪声谱、拓宽线谱和通带。

图3B示意性例证了IIR滤波器的噪声谱、频率偏移线谱和通带。

图4示意性例证了作为示范实施例的接收器400。

图5示意性例证了作为另一示范实施例的接收器500。

图6示意性例证了作为另一示范实施例的接收器600。

图7示意性例证了作为示范实施例的方法700。

图8示意性例证了作为另一示范实施例的方法800。

图9示意性例证了作为另一示范实施例的接收器900。

图10A示意性例证了滤波器的噪声谱、拓宽线谱和通带。

图10B示意性例证了滤波器的噪声谱、频率偏移线谱和通带。

图11A示意性例证了对频率拓宽信号进行滤波的滤波器的滤波器增益。

图11B示意性例证了对频率拓宽信号进行滤波的另一滤波器的滤波器增益。

图11C示意性例证了对频率拓宽信号进行滤波的另一滤波器的滤波器增益。

图12A示意性例证了对频率偏移信号进行滤波的滤波器的滤波器增益。

图12B示意性例证了对频率偏移信号进行滤波的另一滤波器的滤波器增益。

图12C示意性例证了对频率偏移信号进行滤波的另一滤波器的滤波器增益。

具体实施方式

在下文，参考附图描述实施例，其中通篇相似的附图标记一般用于指相似的元件。在以下描述中，为了解释目的，阐述了大量具体细节，以便提供实施例的一个或多个方面的全面理解。然而，对本领域技术人员可能显然的是，实施例的一个或多个方面可以用较低程度的这些具体细节来实施。以下描述因此不视为限制意义，并且保护范围由所附权利要求书定义。

此外，虽然实施例的具体特征或方面可仅相对于多个实现之一公开，但是这种特征或方面可与其它实现的一个或多个其它特征或方面组合，这对于任何给定或具体应用可能是期望的和有利的。进一步地，就在具体实施方式或权利要求书中使用术语“包含”、“具有”、“有”或它们的其它变形的意义而言，这种术语旨在以类似于术语“包括”的方式包含。可以使用术语“耦合”和“连接”以及派生词。应该理解，这些术语可用于指示两个元件彼此协同操作或交互作用，而不管它们彼此是直接物理或电接触还是它们不直接相互接触。另外，应该理解，本发明的实施例可用分立电路、部分集成电路或完全集成电路或编程构件实现。还有，术语“示范性”只意味着作为示例，而不是最佳或最优。

可以各种形式实施所概括的各个方面。以下描述通过例证示出了可实时这些方面的各种组合和配置。要理解，所描述的方面和/或实施例只是示例，并且可以利用其它方面和/或实施例，并且可以在不脱离本公开的范围的情况下进行结构和功能的修改。本文描述的方法和装置可用于各种无线通信网络，诸如CDMA(码分多址)、TDMA(时分多址)、FDMA(频分多址)、OFDMA(正交FDMA)和SC-FDMA(单载波FDMA)网络。术语“网络”和“系统”经常互换使用。CDMA网络可实现无线电技术，诸如通用陆地无线电接入(UTRA)、cdma2000等。UTRA包含宽带CDMA(W-CDMA)和其它CDMA变体。cdma2000含盖IS-2000、IS-95和IS-856标准。TDMA网络可实现无线电技术，诸如全球移动通信系统(GSM)及其派生，诸如例如，EDGE(增强数据速率的GSM演进)、EGPRS(增强通用分组无线电服务)等。OFDMA网络可实现无线电技术，诸如演进的UTRA(E-UTRA)、超移动宽带(UMB)、IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、Flash-OFDM.RTM等。UTRA和E-UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的部分。在来自命名为“第三代合作伙伴项目”(3GPP)的组织的文档中描述UTRA、E-UTRA和GSM。

在无线电通信系统中，可以存在一个或多个无线电通信信道上发射一个或多个无线电通信信号的发射器。具体地说，该发射器可以是基站或用户装置、诸如移动无线电收发器、手持无线电装置或任何类似装置中包含的发射装置。由发射器发射的无线电通信信号可以由接收器、诸如移动无线电收发器、手持无线电装置或任何类似装置中的接收装置接收。具体地说，本文所公开的无线电通信系统可包含UMTS系统，它们可符合UMTS系统的3GPP标准。本文所公开的无线电通信信号可在UMTS系统中提供，具体地说通过根据UMTS标准的无线电通信物理信道，诸如主公共导频信道、辅助公共导频信道、专用物理信道、专用物理控制信道或类似信道。

以下附图示意性例证了作为示范实施例的装置和方法。装置和方法的例证属于定性的性质，并且不必例证装置的明确内部组成，例如它们的整个内部电子配置。从而，以下附图不必示出所例证装置实际操作所需的所有组件。

图1示意性例证了射频通信系统100。通信系统100包含发射器1和耙式接收器形式的接收器2。发射器1包含乘法器3.1、3.2、组合单元4、转换单元5和天线6。发射器1可包含为了简洁起见未在图1中明确示出的另外组件。例如，发射器1可包含编码器、交织单元、加扰单元、数模转换器、数字滤波器、模拟滤波器、放大器、混频器和/或本地振荡器。

接收器2包含天线7、转换单元8、包含多个耙指9.1.1到9.1.N和9.2.1到9.2.N的单元9、信道估计单元10、最大比组合器(MRC)形式的组合单元12和解调单元13。在此，N对应于任意数字。然而，在图1中为了简洁起见，N选择成具有4的值。信道估计单元10可包含N个信道估计滤波器10.1到10.N(未明确示出)，其中这些滤波器中的每个都连接到耙指9.1.1到9.1.N之一。例如，可根据图2中例证的滤波器实现每一个信道估计滤波器10.1到10.N。每一个耙指9.1.1到9.1.N和9.2.1到9.2.N都包含乘法器14和积分(或求和)单元15。组合单元12包含乘法器12.1.1到12.1.N和组合器12.2。类似于发射器1，接收器2可包含为了简洁起见未明确例证的另外组件。例如，接收器2可还包含解码器、解交织单元、解扰单元、解调单元、模数转换器、数字滤波器、模拟滤波器、放大器、混频器和/或本地振荡器。

在射频通信系统100的操作期间，在发射器1中处理传输数据。图1例证了三个示范信号路径。包含乘法器3.1的第一信号路径处理要经由物理信道、例如专用物理信道发射的第一用户的数据(见DPCH用户1)。包含乘法器3.2的第二信号路径处理要经由导频信道、例如公共导频信道发射的数据(见CPICH)。发射器1可包含另外信号路径，例如用于处理要经由另一物理信道发射的另一用户的数据(见DPCH用户2)的信号路径。乘法器3.1和3.2分别将要经由物理信道和导频信道发射的数据与第一扩展码(见z1)和第二扩展码(见zc)相乘。当然，信号路径中的数据可由在以上段落中提到的另外组件处理。

在所描述的信号路径中处理数据之后，组合单元4将已处理的数据与要转发到转换单元5的信号组合。转换单元5将信号从基带转换成由天线6发射的射频信号。注意，发射器1可利用多个天线，不必仅局限于单单一个天线6。

射频信号通过空中接口发射并经由任意数量N个传播路径从发射器1的天线6传播到接收器2的天线7。再次注意，N的值选择成4，使得在图1中指示了4个示范传播路径(见箭头)。每个传播路径与指示经由这个传播路径发射的信号的时间延迟的变量τ相关联。例如，差(τ₄-τ₃)表示天线7处第四信号的接收与天线7处第三信号的接收之间的时间延迟。类似于发射器1，接收器2还可利用多个天线，并且不仅局限于单单一个天线7。

天线7接收的射频信号由转换单元8转换到基带(或中间带)。向下转换的信号然后被分成由耙指9.1.1到9.1.N处理的N个信号和由耙指9.2.1到9.2.N处理的N个信号。在此，包含耙指9.1.1到9.1.N的信号路径配置成处理通过导频信道接收的数据，而包含耙指9.2.1到9.2.N的信号路径配置成处理通过物理信道接收的数据。

由于天线6发送的信号经由多个传播路径发射，因此天线7接收所发射信号的多个映像(或版本)，其中每个信号映像一般遭受不同的路径延迟(见τ的不同值)。在单元9中，每一个耙指9.1.1到9.1.N都被分配给在天线7处接收的信号的多径传播路径中的特定路径。也就是说，每一个耙指9.1.1到9.1.N都接收它自己的原始发射信号映像(或版本)。注意，每一个耙指9.1.1到9.1.N都可时间对齐以在指配的路径延迟处理其输入信号。为了这个目的，每一个信号路径可含有延迟元件(未示出)以延迟对应于多个传播路径之间的相应延迟的信号。对于包含耙指9.2.1到9.2.N的信号路径，同样如此。

在耙指9.1.1到9.1.N中处理的信号由乘法器14解扩并由积分单元15进一步处理。要理解，耙指9.1.1到9.1.N和9.2.1到9.2.N可包含为了简洁起见未例证的另外组件。在耙指9.1.1到9.1.N中处理的解扩信号被转发到包含在信道估计单元10中的信道估计滤波器10.1到10.N，使得每个信号由滤波器之一处理。N个信道估计滤波器10.1到10.N中的每一个都与下文所描述的信道权重h_i(i＝1，...，N)相关联。

经由第i个传播路径发射的、在天线7处接收并由第i个耙指9.1.i(i＝1，...，N)解扩的射频信号可根据如下公式书写：

y_i＝h_is+f_i+n_i＝h_is+e_i.   (1)

在此，h_i表示与发射信号相关联的信道权重，s表示发射信号，f表示干扰，并且n表示噪声。干扰f和噪声n可组合成e(干扰加噪声)。

经滤波的信道权重h_i’从信道估计单元10.1到10.N转发到组合单元12。在组合单元12中，已经在耙指9.2.1到9.2.N中处理(类似于所描述的在耙指9.1.1到9.1.N中处理)的物理信道信号乘以信道权重h₁’到h_N’，并由组合单元12.2组合。组合信号被转发到解调单元13并由布置在下游的可能的另外组件(未示出)处理。

图2示意性例证了根据一个实施例可用作图1接收器2中信道估计滤波器的IIR(无限冲激响应)滤波器200。滤波器200可用于在(还未滤波的)信道系数h_i可由耙指9.1.1到9.1.N输出时对它们滤波。滤波器200包含乘法器16、17、加法器18和延迟元件19。乘法器16执行信号与因子α的相乘，而乘法器17在反馈环中执行与因子(1-α)的相乘，其中0＜α≤1。滤波器200接收(还未滤波的)系数h并根据图2的布置执行滤波。这里，由乘法器16执行的乘以α和由乘法器17执行的乘以(1-α)对应于滤波器200的带宽调整。在滤波器200的输出端处输出经滤波的系数h’。

图3A示意性例证了三个曲线图20、21和22，其中相对频率f绘制功率密度S。曲线图20例证了噪声/干扰功率。曲线图21涉及经由多径信道从发射器向接收器以(载波)频率f₀发射的信号。也就是说，在接收器处接收的信号包含多个分量，其中每个分量经由不同传播路径发射并以相同时间τ_i叠加。还假设，发射器和接收器以相对速度v移动。多径传输特性以及发射器和接收器的相对移动导致由于多普勒效应引起的接收信号谱的拓宽。在这种情况下，频率拓宽值与多普勒谱的偏差一致。信号谱可对应于具有下式最大值的Jakes谱：

$f_{\max }=\frac{v}{c}\·f_0,---\left(2\right)$

其中c表示光速。曲线图22例证了IIR滤波器(例如图2的滤波器200)的通带。与曲线图22相关联的滤波器让位于间隔[-f_IIR；+f_IIR]中的频率通过，并衰减这个频率范围之外的频率。在图3A中，滤波器的静态带宽是次优的，因为滤波器在大多数多径信道情形中衰减接收信号的有效部分。而且，滤波器带宽确定噪声和干扰减少量。因此，滤波器带宽是减少噪声和干扰与最大化所通过拓宽传输信号功率之间的折中参数。

图3B示意性例证了三个曲线图20、22和23，其中曲线图20和22已经结合图3A描述了。曲线图23涉及经由单路径信道从发射器向接收器以(载波)频率f₀发射的信号。同样地，假设发射器和接收器以相对速度v移动。单路径信道特性以及发射器和接收器的相对移动导致由于多普勒效应引起的(离散)信号谱的频率偏移。偏移信号的频率对应于公式(2)的f_max。类似于图3A，滤波器的带宽是次优的，因为接收信号的频率位于滤波器通带之外。也就是说，接收信号得到衰减。注意，所例证的频率偏移也可由输出不同于或偏离期望载波频率的频率的发射器的不理想本地振荡器引起。在这种情况下，频率偏移值与期望载波频率与本地振荡器实际输出的频率的差或偏差一致。注意，术语“偏差”应该以更一般的方式理解，并且旨在适合于描述拓宽线谱与偏移线谱的叠加。对于这两种情况，术语“偏差”可以指相对于接收信号谱的平均频率的差。

图4示意性例证了作为示范实施例的接收器400。接收器400包含输入端24，输入端24用于接收使用载波频率的导频信道(见箭头)的数据。接收器400还包含用于获得量的第一单元25，其中该量取决于相对于载波频率的接收数据的频率偏移和接收数据的频率拓宽。进一步地，接收器400包含第二单元26，用于调整信道估计单元(未示出)的带宽，其中该调整取决于该量。

图4未明确例证接收器400的详细内部配置。注意，单元25和26不一定对应于单个组件，而是还可包含任意数量的单个组件。进一步地，图4中未例证用于处理接收数据的信号路径。这是因为在输入端24处接收的数据不一定直接转发到第一单元25。可能有布置在输入端24与第一单元25之间的信号路径中的另外组件。类似地，第一单元25获得的量不一定直接转发到第二单元26。同样，另外组件可布置在第一单元25与第二单元26之间的信号路径中。

滤波器(未示出)或信道估计单元的调整不一定排他地取决于第一单元25获得的量。例如，可能有布置在第二单元26与信道估计单元之间的另外组件，使得带宽的调整也可取决于由这些附加组件获得的另外量。还要注意，第一单元25获得的量不一定对应于单单一个参数或单单一个值，其取决于同时接收的数据的频率拓宽和频率偏移。例如，量还可包含两个单独的参数，其中第一参数取决于频率拓宽，而第二参数取决于频率偏移。

接收器400与包含图2的滤波器200的接收器之间的一个差异是信道估计滤波器的带宽调整。滤波器200的调整对应于与因子α(见图2中的乘法器16和17)的相乘，其中0＜α≤1。因子α不取决于接收数据的频率拓宽或频率偏移。也就是说，滤波器200不考虑频率拓宽或频率偏移(见图3A和图3B)，其可导致以上段落描述的次优滤波结果。与滤波器200不同，接收器400提供使用取决于接收数据的频率拓宽和频率偏移的量对信道估计单元的调整。由于将这些依赖关系考虑进去了，接收器400提供改进的滤波结果，这根据图10A到12C将变得明显。图9示出了根据接收器400的接收器的更详细且示范性的实施例。

图5示意性例证了作为另一示范实施例的接收器500。接收器500包含输入端24以及第一单元25，输入端24用于接收使用载波频率的导频信道的数据，第一单元25用于根据接收数据的频率与载波频率的偏差获得量。在此，术语“偏差”可对应于接收数据的频率与载波频率之间的任意差。例如，频率偏差可包含频率拓宽或频率偏移。注意，术语“偏差”例如可由类似的术语如“差”、“差异”、“偏离”或“变化”代替。接收器500还包含第三单元27，第三单元27用于根据接收数据的频率与载波频率的偏差获得相位差。使用量调整信道估计单元(未示出)的带宽。进一步地，使用相位差和量对接收数据进行相位跟踪。

在一个具体实施例中，接收器500可还包含第四单元，第四单元用于检测信号噪声比，其中如果信号噪声比大于阈限值，则开启带宽调整和/或相位跟踪。对于耙指接收器的情况，对于每一个耙指，可将阈限值选择成不同的。也就是说，对于每一个耙指，可根据对于带宽调整和相位跟踪可具有不同值的、指配的各个阈限值开启或关闭带宽调整和/或相位跟踪。例如，阈限值可设置成在每个耙指的信道估计滤波器的输入处测量的0dB值。

结合图4的接收器400进行的陈述对于图5的接收器500也适用，并且反之亦然。具体地说，接收器500的第一单元25所获得的量可对应于接收器400的第一单元25所获得的量。同样地，由于结合图4提到的原因，未给出接收器500的详细内部配置。由于第一单元25根据接收数据的频率与载波频率的偏差获得量，其用于调整信道估计单元的带宽，因此对于接收器500也可存在所提到的接收器400的优点。

又参考图2，显然，IIR滤波器200未提供相位校正或相位跟踪。与此不同，接收器500的第三单元27获得用于接收数据进行相位跟踪的相位差(与第一单元25所获得的量组合)。由于滤波器的带宽调整和相位跟踪，由此考虑接收数据的频率与载波频率的偏差，接收器500提供与滤波器200相比改进的滤波结果，这根据图10A到12C将变得明显。

图6示意性例证了作为另一示范实施例的接收器600。接收器600包含输入端24以及第三单元27，输入端24用于接收使用载波频率的导频信道的数据，第三单元27用于根据接收数据的频率与载波频率的偏差获得相位差。接收器600还包含其中使用获得的相位差对接收数据进行相位跟踪的反馈环(未示出)。

结合接收器400和500进行的陈述对于接收器600也可适用。具体地说，接收器500的第三单元27所获得的相位差可对应于接收器600的第三单元27所获得的相位差。同样地，未给出接收器600的内部配置的详细描述。由于第三单元27根据接收数据的频率与载波频率的偏差获得相位差，因此对于接收器600也可存在所描述的接收器500的优点。

又参考图2，可以看到，滤波器200的反馈环提供与实值(1-α)的相乘。与此不同，接收器600提供其中使用复相位对接收数据进行相位跟踪的反馈环。由于这个相位跟踪，接收器600提供了改进的滤波结果，这根据图10A到12C将变得明显。

图7示意性例证了作为示范实施例的方法700。根据一个实施例，方法700包含三个步骤S1到S3，并且可结合接收器400理解。在第一步骤S1，接收使用载波频率的导频信道的数据。在第二步骤S2，使用接收数据获得量，其中该量取决于相对于载波频率的接收数据的频率偏移和接收数据的频率拓宽。在第三步骤S3，使用该量调整信道估计单元的带宽。根据方法700的更详细且示范性的方法根据图9及其描述变得明显。

图8示意性例证了作为另一示范实施例的方法800。根据一个实施例，方法800包含四个步骤S1到S4，并且可结合接收器500理解。在第一步骤S1，接收使用载波频率的导频信道的数据。在第二步骤S2，使用接收数据获得量和相位差，二者都取决于接收数据的频率与载波频率的偏差。在第三步骤S3，使用该量调整信道估计单元的带宽。在第四步骤S4，使用相位差和量对接收数据进行相位跟踪。根据方法800的更详细且示范性的方法根据图9及其描述变得明显。

图9示意性例证了作为另一示范实施例的接收器900。接收器900包含可以用硬件或固件实现的多个组件。在一个实施例中，根据图9实现组件，其中用硬件实现布置在线L左侧或上方的组件，而用固件实现其余组件。

接收器900包含滤波器28，滤波器28具有根据图9布置的两个乘法器16、17、加法器18、延迟元件19和乘法器29。滤波器28还包含布置在包含乘法器17的反馈环下游的乘法器29。滤波器28配置成对(还未滤波的)信道权重h滤波并输出经滤波的信道权重h’。例如，滤波器28可用在图1的通信系统100中。

在接收器900的点A，导频信道的接收数据被分成在四个信号路径中处理的四个信号。第一信号路径包含延迟元件30和用于计算延迟导频信道符号h_i-1的绝对值的平方|h_i-1|²的计算单元31。第二信号路径包含计算单元32以及乘法器33，计算单元32用于计算导频信道符号h_i的绝对值的平方|h_i|²，乘法器33用于将计算单元31和32的输出相乘。第二信号路径还包含例如具有的带宽α的IIR滤波器34(该IIR滤波器34可实施为输出M₂ ²值的M2滤波器)以及用于将采样率降低因子10(到10分之一)的单元35。注意，因子10是示范性的，并且可以根据接收器900的设计而改变。第三信号路径包含用于计算导频信道符号h_i的值|h_i|⁴的计算单元36、具有例如

的带宽α的IIR滤波器37(IIR滤波器37可实施为输出M4值的M4滤波器)以及用于将采样率降低因子10(到10分之一)的单元38。关于M2滤波器和M4滤波器，参考“A comparison of SNR estimationtechniques for the AWGM channel”(作者为D.R.Pauluzzi和N.Beaulieu，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，VOL.48，NO.10.OCTOBER 2000)，其通过参考全部结合于此。

单元35和38的输出M₂ ²和M₄被转发到计算单元39以根据下式计算信号噪声比SNR_i：

${\mathrm{SNR}}_i=\mathrm{\β}-1+\sqrt{\mathrm{\β}(\mathrm{\β}-1)},---\left(3\right)$

其中根据下式计算值β：

$\mathrm{\β}=\frac{{M_2}^2}{M_4-{M_2}^2}\≥1---\left(4\right)$

其中：

$1<\frac{M_4}{{M_2}^2}\&le;2---\left(5\right)$

信号噪声比SNR_i被转发到例如具有

带宽α的IIR滤波器40。滤波器40输出经滤波的信号噪声比

其被转发到单元41、42，它们的功能性将在后面说明。

第四信号路径包含布置在多个信号分支中的多个组件，如图9中所例证的。第四路径包含用于计算5个相继导频信道符号h_i的和

的计算单元43、延迟元件44、用于将采样率降低因子2(到2分之一)的两个单元45、46、用于计算它们的输出的复共轭的两个单元47、48、两个乘法器49、50、延迟元件51和多路复用器52。多路复用器52接收由乘法器49和50输出的信号并将信号输出到计算单元53。由多路复用器52输出的信号表示复值，并且计算单元53配置成计算值arctan2()(或atan2())，其中atan2()函数的第一输入值和第二输入值分别对应于由多路复用器52输出的复值的虚部和实部。

在接收器900的点B，计算单元53输出相位差

其在两个信号路径中得到进一步处理。信号路径包含例如具有

的带宽α并输出值

的IIR滤波器54，该值被转发到用于将采样率减小因子2(到2分之一)的单元55以及具有负号的加法器56。单元55将信号输出到计算单元57、58，它们的功能性将在后面说明。加法器56将由滤波器54和计算单元53输出的值相减，结果被转发到计算单元59以计算其输出的绝对值。进一步地，如下组件布置在单元59的下游：例如具有

的带宽α并输出值

的IIR滤波器60、用于将采样率减小因子2(到2分之一)的单元61以及计算单元62，其功能性将在后面说明。

另一个信号路径包含用于计算其输入的绝对值的计算单元63、例如具有的带宽α的IIR滤波器64以及用于将采样率降低因子2(到2分之一)的单元65。单元65的输出端连接到单元41和42。

单元41和42从单元65接收第一输入

并从滤波器40接收第二输入

单元41包含第一映射以将频率偏移线谱和/或信号噪声比映射到接收具有频率偏移线谱的数据的信道估计单元的带宽。优选地，单元41包含具有第一系数α_1SCAT的第一表，用于表征接收具有频率偏移线谱的数据的信道估计单元的最优带宽。例如，经由包含一个反射器的传输信道传播信号可导致频率偏移线谱。通过在信道估计单元模拟这种信号发射和所发射信号的接收可以获得第一系数α_1SCAT。根据模拟的接收信号，确定得出最优滤波结果的信道估计单元的带宽。模拟结果α_1SCAT由此表示接收具有频率偏移线谱的信号的信道估计滤波器的最优带宽。要理解，模拟结果可取决于实际上将什么视为信道估计滤波器的带宽的最优值。例如，如果滤波器的通带完全包含偏移谱线，则滤波器带宽可视为最优。

单元42包含第二映射以将拓宽线谱(也称为拓宽谱)和/或信号噪声比映射到接收具有拓宽线谱的数据的信道估计单元的带宽。优选地，单元42包含具有第二系数α_10SCAT的第二表，用于表征接收具有拓宽线谱(例如Jakes谱)的数据的信道估计单元的最优带宽。例如，经由包含任意数量(例如10个)反射器的传输信道传播信号可导致拓宽线谱。通过在信道估计单元模拟这种信号发射和所发射信号的接收可以获得第二系数α_10SCAT。确定最优带宽使得模拟的结果α_10SCAT表示接收具有拓宽线谱的信号的信道估计滤波器的最优带宽。要理解，模拟结果可取决于实际上将什么视为信道估计滤波器的带宽的最优值。例如，可以选择滤波器带宽使得滤波器的通带完全包含具有大于噪声贡献的功率密度的拓宽谱的所有频率。

值α_1SCAT和α_10SCAT被转发到计算单元62，该计算单元还从单元65接收输入值计算单元62根据下式计算量M：

其中函数“MIN”表示最小值，并且函数“E”表示期望值(即平均值或均值)。在此0≤M≤1。

又参考图1，在一个实施例中，量M的值可选择成对于所有耙指都一致。也就是说，获得量M的仅仅一个值，并且所有耙指都被指配给同一值。在另一实施例中，至少两个耙指可被指配给量M的不同值。例如，第一耙指可处理由第一基站发送的信号，而第二耙指可处理由第二基站发送的信号。要理解，从不同基站接收的信号可遭受不同频率拓宽或不同频率偏移。然后可通过获得用于第一耙指的量M的第一值并获得用于第二耙指的量M的第二值将这个事实考虑进去。在又一个实施例中，处理由第一基站发送的信号的所有耙指可被指配给量M的第一值，而处理由第二基站发送的信号的所有耙指可被指配给量M的第二值。

计算单元62根据下式计算值α’：

α′＝M·α_1SCAT+(1-M)·α_10SCAT.    (7)

值α’被转发到滤波器28的乘法器16以调整滤波器28的带宽。

为了更好理解，现在通过两个示范情况说明α’的计算。在第一情况下，导频信号被认为具有频率偏移线谱(见图3B和10B)。由于这个谱只包含一个峰值，因此

和

的值具有相等的幅度(它们可以只在符号上不同)使得

并且M等于1(见公式(6))。由于(1-M)为0，因此α’等于α_1SCAT，并且不包含来自α_10SCAT值的贡献。在第二情况下，导频信号被认为具有拓宽线谱(见图3A和10A)。由于这个谱对称地分布在0周围，因此均值

等于0导致

而M等于0。由此，α’等于α_10SCAT，并且不包含来自α_1SCAT值的贡献。

要理解，发射的信号可同时遭受频率偏移和频率拓宽。对于这种情况，权重M和(1-M)都不等于0，这导致α_1SCAT和α_10SCAT对α’的非0贡献。例如，Jakes多普勒谱和频率偏移谱的叠加将导致所谓的Rice谱，而量M将相应地调整滤波器带宽。在此，量M执行利用α_10SCAT到频率拓宽发射信号的通带自适应与利用α_1SCAT的频率偏移发射信号的相位跟踪分量之间的折中。此外，因为滤波器带宽调整还用于噪声和干扰抑制，所以量M隐式地取决于利用α_1SCAT和α_10SCAT的信号噪声比。然而，量M不限于某些类型的多普勒谱，如Jakes谱或Rice谱，而是能够一般地区分拓宽多普勒谱和窄带即线偏移谱。

值α’被转发到计算单元58，该计算单元还从单元55接收值

计算单元58根据下式计算复值S1：

其中j是虚数单位。值S₁被转发到滤波器28的反馈环中的乘法器17，而指数项用于相位跟踪，而项(1-α′)是带宽控制的一部分。

单元57根据下式计算复值S2：

其中可根据获得的值或在接收器900中计算的其它值所需的时间来选择值“delay(延迟)”。在一个实施例中，值“delay”对应于导频信道的解扩数据符号与物理信道的解扩数据符号之间的时间延迟。这种延迟补偿导致使用相干(coherent)或同相的导频信道数据符号在组合单元25中处理物理信道数据符号。值S2被转发到滤波器28的乘法器29以便对延迟元件19输出的数据进行相位偏移。

又参考图4，由接收器400的第一单元25获得并取决于接收导频信道数据的频率偏移和频率拓宽的量可以例如与公式(6)的量M等同(beidentified with the quantity M of formula(6))。值M取决于由滤波器54输出的值

并取决于接收导频信道数据的频率偏移和频率拓宽。从而，图4的第一单元25可以与用于计算值

的接收器900的一个或多个组件等同。然而，注意，由图4的第一单元25获得的量也可以与在接收器900的点B获得的值

或计算单元62输出的值α’等同，因为这些值也取决于接收导频信道数据的频率偏移和频率拓宽。图4的第二单元26可以与用于通过将接收数据与因子α’相乘来调整滤波器28带宽的乘法器16和17等同。类似于图4的接收器400，接收器900相比图2的滤波器200提供了改进的滤波结果，正如从图10A到12C明显看出的一样。

又参考图5，由接收器500的第一单元25获得并取决于接收数据的频率与载波频率的偏差的量例如可以与量α’等同。这是因为α’取决于所述偏差并用于调整滤波器28的带宽。由图5的第三单元27获得的相位差例如可以与值

等同。这个值用于通过将根据公式(8)的S1馈送到乘法器17中而在滤波器28的反馈环中进行相位跟踪。以上注释可适合于图6接收器600的相应组件。

图10A示意性例证了三个曲线图20、21和66，其中相对频率f绘制功率密度S。已经结合图3A描述了曲线图20和21。曲线图66例证了类似于滤波器400、500、600和900的滤波器的通带。由于滤波器几乎使包含在发射信号中的所有频率通过，因此滤波器的带宽可视为最优的。未衰减接收信号的有效部分。参考公式(6)和(7)，M的值等于0，因为曲线66对称地分布在0周围。进一步地，α’等于α_10SCAT。图3A和10A的比较显示滤波器400、500、600和900相比图2的滤波器200提供了改进的滤波结果。

图10B示意性例证了三个曲线图20、23和67，其中已经结合图3B描述了曲线图20和23。曲线图67例证了类似于滤波器400、500、600和900的滤波器的通带。由于滤波器只让包含在接收信号的谱中的频率通过，因此滤波器的带宽可视为最优的。同样地，未衰减接收信号的有效部分。参考公式(6)和(7)，M的值等于1，因为谱23只包含一个频率。从而，α’等于α_1SCAT。图3B和10B的比较显示滤波器400、500、600和900相比图2的滤波器200提供了改进的滤波结果。

图11A示意性例证了滤波器的滤波器增益，其中相对在接收信号的信道估计滤波器的输入端处的输入SNR绘制对数域中信道估计滤波器输出的负标准化均方差(NMSE)。二分线B指示所例证曲线图的增益损耗分隔。也就是说，对于位于二分线B以上的曲线图的情况，滤波器示出增益，否则示出损耗。图11A的多个曲线图例证了类似于对具有拓宽线谱的信号进行滤波的图2滤波器200的滤波器的滤波器增益。这些曲线图中的每个都被指配给发射器与接收器之间的相对速度。图11A的最上方曲线图涉及3km/h的相对速度，而最下方曲线图涉及450km/h的相对速度。根据图11A，变得明显的是，高速度与高值SNR组合导致滤波器损耗(见位于二分线B下方的曲线图的相关联部分)。对于这些情况，滤波器增益可视为次优的。

图11B示意性例证了根据接收器400、500、600和900控制其带宽的滤波器的滤波器增益。相比图11B，滤波器增益一般而言改进了，因为曲线图向上移了，使得位于二分线B下方的曲线图的量减小了。

图11C示意性例证了根据滤波器400、500、600和900控制其带宽的滤波器的滤波器增益。进一步地，根据所述滤波器执行相位跟踪。相比图11A和11B，滤波器增益改进了，因为在图11C中所有曲线图完全在二分线B以上进行。

有关所考虑的接收信号，图12A到12C不同于图11A到11C。虽然在图11A到11C中假设接收信号具有拓宽线谱，但是图12A到12C涉及具有频率偏移线谱的接收信号。类似于图11A到11C，变得明显的是，根据滤波器400、500、600和900的带宽控制和相位跟踪引起改进的滤波器结果。

尽管本文已经例证和描述了具体实施例，但本领域技术人员要认识到，在不脱离本发明的范围的情况下，可以用各种更改和/或等效实现替代所示出和描述的具体实施例。例如，在UMTS接收器上下文中描述的实现可应用于CDMA接收器或有关其它技术标准诸如GSM或其派生或应用其它多个接入方案诸如例如TDMA、FDMA等的移动通信接收器。本申请意图含盖本文讨论的具体实施例的任何修改或变型。因此，意图是，本发明仅由权利要求书及其等效方案限制。

Claims (25)

1.一种接收器，包括：

输入端，配置成接收与载波频率相关联的导频信道的数据；

第一单元，配置成获得量，其中所述量取决于相对于所述载波频率的所述接收数据的频率偏移和所述接收数据的频率拓宽；以及

第二单元，配置成调整信道估计单元的带宽，其中所述调整取决于所述量。

2.如权利要求1所述的接收器，还包括：

第三单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得相位差。

3.如权利要求2所述的接收器，还包括：

滤波器，包括其中对所述接收数据进行相位跟踪的反馈环，其中所述相位跟踪取决于所述量和所述相位差。

4.如权利要求1所述的接收器，还包括：

第一映射单元，配置成将频率偏移线谱和/或信号噪声比映射到接收具有频率偏移线谱的数据的所述信道估计单元的带宽；以及

第二映射单元，配置成将拓宽线谱和/或信号噪声比映射到接收具有拓宽线谱的数据的所述信道估计单元的带宽；

5.如权利要求4所述的接收器，其中：

第一映射单元包括包含至少一个第一系数的第一表，用于表征接收具有频率偏移线谱的数据的所述信道估计单元的最优带宽；以及

第二映射单元包括包含至少一个第二系数的第二表，用于表征接收具有拓宽线谱的数据的所述信道估计单元的最优带宽。

6.如权利要求5所述的接收器，还包括：

第四单元，配置成检测所述接收数据的信号噪声比。

7.如权利要求6所述的接收器，还包括：

第三单元，用于根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得相位差，其中所述信号噪声比和所述相位差用于从所述第一表中选择第一系数和从所述第二表中选择第二系数。

8.如权利要求7所述的接收器，其中所述信道估计单元的所述带宽的所述调整取决于用于计算滤波器系数的函数，所述函数取决于所述量、所述第一系数和所述第二系数。

9.如权利要求3所述的接收器，还包括：

用于对所述接收数据相移的第五单元，其中所述第五单元布置在所述反馈环的下游，并且所述相移的相位取决于获得所述量和/或所述相位差所花费的持续时间。

10.如权利要求1所述的接收器，还包括：

输出端，配置成输出用于处理物理信道的数据的信道系数。

11.如权利要求3所述的接收器，还包括：

配置成检测信号噪声比的第四单元，其中如果所述信号噪声比大于阈限值，则开启根据所述量的带宽调整和/或所述相位跟踪。

12.如权利要求1所述的接收器，其中所述接收器包括包含多个耙指的耙式接收器，其中所有耙指被确切指配给所述量的一个值，或者至少两个耙指被指配给所述量的不同值。

13.一种接收器，包括：

输入端，配置成接收与载波频率相关联的导频信道的数据；

第一单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得量；以及

第三单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得相位差，其中所述量用于调整信道估计单元的带宽，并且其中所述相位差和所述量用于所述接收数据的相位跟踪。

14.如权利要求13所述的接收器，还包括：

滤波器，包括其中使用所述量和所述相位差执行所述相位跟踪的反馈环。

15.如权利要求13所述的接收器，还包括：

第一映射单元，配置成将频率偏移线谱和/或信号噪声比映射到接收具有频率偏移线谱的数据的所述信道估计单元的带宽；以及

第二映射单元，配置成将拓宽线谱和/或信号噪声比映射到接收具有拓宽线谱的数据的所述信道估计单元的带宽。

16.如权利要求15所述的接收器，其中：

所述第一映射单元包括包含至少一个第一系数的第一表，用于表征接收具有频率偏移线谱的数据的所述信道估计单元的最优带宽；以及

所述第二映射单元包括包含至少一个第二系数的第二表，用于表征接收具有拓宽线谱的数据的所述信道估计单元的最优带宽。

17.如权利要求16所述的接收器，还包括：

第四单元，配置成检测所述接收数据的信号噪声比。

18.如权利要求17所述的接收器，其中所述信号噪声比和所述相位差用于从所述第一表中选择第一系数和从所述第二表中选择第二系数。

19.一种接收器，包括：

输入端，配置成接收与载波频率相关联的导频信道的数据；

第三单元，配置成根据所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差获得相位差；以及

滤波器，包括其中使用获得的相位差对所述接收数据进行相位跟踪的反馈环。

20.如权利要求19所述的接收器，还包括：

第一单元，配置成获得量，其中所述量取决于相对于所述载波频率的所述接收数据的频率偏移和所述接收数据的频率拓宽；以及

第二单元，配置成调整信道估计单元的带宽，其中所述调整取决于所述量。

21.如权利要求19所述的接收器，还包括：

第一映射单元，配置成将频率偏移线谱和/或信号噪声比映射到接收具有频率偏移线谱的数据的所述信道估计单元的带宽；以及

第二映射单元，配置成将拓宽线谱和/或信号噪声比映射到接收具有拓宽线谱的数据的所述信道估计单元的带宽。

22.如权利要求21所述的接收器，其中：

所述第一映射单元包括包含至少一个第一系数的第一表，用于表征接收具有频率偏移线谱的数据的所述信道估计单元的最优带宽；以及

所述第二映射单元包括包含至少一个第二系数的第二表，用于表征接收具有拓宽线谱的数据的所述信道估计单元的最优带宽。

23.如权利要求22所述的接收器，还包括：

第四单元，配置成检测信号噪声比，其中所述信号噪声比和所述相位差用于从所述第一表中选择第一系数和从所述第二表中选择第二系数。

24.一种方法，包括：

接收与载波频率相关联的导频信道的数据；

使用所述接收数据获得量，其中所述量取决于相对于所述载波频率的所述接收数据的频率偏移和所述接收数据的频率拓宽；以及

使用所述量调整信道估计单元的带宽。

25.一种方法，包括：

接收与载波频率相关联的导频信道的数据；

使用所述接收数据获得量和相位差，所述量和所述相位差都取决于所述接收数据的频率与所述载波频率的偏差；

使用所述量调整信道估计单元的带宽；以及

将所述相位差和所述量用于对所述接收数据进行相位跟踪。

Images