JPH11289231A - Ａｇｃ回路 - Google Patents
Ａｇｃ回路Info
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- JPH11289231A JPH11289231A JP9214098A JP9214098A JPH11289231A JP H11289231 A JPH11289231 A JP H11289231A JP 9214098 A JP9214098 A JP 9214098A JP 9214098 A JP9214098 A JP 9214098A JP H11289231 A JPH11289231 A JP H11289231A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 突然に過大な信号を受信した場合でも、収束
速度の早いＡＧＣ回路を提供することである。 【解決手段】 １スロット単位の受信平均レベルと基準
値とのずれに基づいたフィードバックデータをＡＧＣア
ンプにフィードバックすることによって受信レベル変動
を補正するＡＧＣ回路において、前記受信平均レベルと
前記基準値とのずれが所定値以上である場合には通常よ
りも大きな値をフィードバックデータとする。
速度の早いＡＧＣ回路を提供することである。 【解決手段】 １スロット単位の受信平均レベルと基準
値とのずれに基づいたフィードバックデータをＡＧＣア
ンプにフィードバックすることによって受信レベル変動
を補正するＡＧＣ回路において、前記受信平均レベルと
前記基準値とのずれが所定値以上である場合には通常よ
りも大きな値をフィードバックデータとする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、１スロット単位の
受信平均レベルを計算して、基準値とのずれを求め、そ
の結果をＡＧＣアンプにフィードバックすることにより
受信レベル変動を補正するＡＧＣ回路に関する。
受信平均レベルを計算して、基準値とのずれを求め、そ
の結果をＡＧＣアンプにフィードバックすることにより
受信レベル変動を補正するＡＧＣ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信では、基地局と端末間の距離、
端末の移動に依るフェーディング、建物などの障害物に
よるシャドウイング等の影響で、受信信号強度が大幅に
変動する（最大８０ｄＢの変動が予想される。）。この
信号を安定して受信し、復調・復号処理をするために
は、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ）回路を用いて受信レベルを補正し、受信ベース
バンド信号を平準化する必要がある。
端末の移動に依るフェーディング、建物などの障害物に
よるシャドウイング等の影響で、受信信号強度が大幅に
変動する（最大８０ｄＢの変動が予想される。）。この
信号を安定して受信し、復調・復号処理をするために
は、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ）回路を用いて受信レベルを補正し、受信ベース
バンド信号を平準化する必要がある。
【０００３】このＡＧＣ回路は、テレビジョン受信機や
ラジオなどで従来からごく一般的に使われている回路で
ある。しかしながら、ＧＳＭ方式やＩＳ９５ＣＤＭＡ方
式といった携帯電話においては、基地局からの信号はス
ロット単位で送信され、端末側もスロット単位で受信
し、復調処理を行うため、１つのスロット内ではＡＧＣ
アンプの利得が一定であるように、すなわち、１スロッ
ト内の受信信号の相対的強度が一定になるようにＡＧＣ
をかける必要がある。このようなＡＧＣ回路は、古来の
アナログ信号処理のみのＡＧＣでは不可能であり、図１
に示すディジタル信号処理を含んだ方法が必要である。
ラジオなどで従来からごく一般的に使われている回路で
ある。しかしながら、ＧＳＭ方式やＩＳ９５ＣＤＭＡ方
式といった携帯電話においては、基地局からの信号はス
ロット単位で送信され、端末側もスロット単位で受信
し、復調処理を行うため、１つのスロット内ではＡＧＣ
アンプの利得が一定であるように、すなわち、１スロッ
ト内の受信信号の相対的強度が一定になるようにＡＧＣ
をかける必要がある。このようなＡＧＣ回路は、古来の
アナログ信号処理のみのＡＧＣでは不可能であり、図１
に示すディジタル信号処理を含んだ方法が必要である。
【０００４】このような構成で作られた従来のＡＧＣ回
路の例を図１に示す。
路の例を図１に示す。
【０００５】図１はＡＧＣの回路構成概略を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【０００６】この図１に示すブロック図は、ＡＧＣ動作
のみを説明するのが目的なので、ＡＧＣに直接関わらな
い余分な部分は省略している。
のみを説明するのが目的なので、ＡＧＣに直接関わらな
い余分な部分は省略している。
【０００７】この回路では、受信信号はＱＰＳＫ変調波
であり、復調されたベースバンド信号はＩ（同相成分）
とＱ（直交成分）の二通り存在している。
であり、復調されたベースバンド信号はＩ（同相成分）
とＱ（直交成分）の二通り存在している。
【０００８】受信した信号は、受信機１でＩＦ信号に落
とされた後、ＡＧＣアンプ２で増幅または減衰された後
に直交復調器３で復調され、Ｉ、Ｑベースバンド信号と
なる。Ｉ、Ｑ信号はそれぞれ８ビットＡ／Ｄ変換器４、
５（ここでは仮に８ビットとしておく）でディジタル信
号に変換される。
とされた後、ＡＧＣアンプ２で増幅または減衰された後
に直交復調器３で復調され、Ｉ、Ｑベースバンド信号と
なる。Ｉ、Ｑ信号はそれぞれ８ビットＡ／Ｄ変換器４、
５（ここでは仮に８ビットとしておく）でディジタル信
号に変換される。
【０００９】今、変調方式を、チップレート４．０９６
ＭＨｚのＣＤＭＡであり、Ａ／Ｄ変換器はその４倍の変
換レートである、１６．３８４ＭＨｚでサンプリングし
ているものとする。また、スロットの長さは６２５μｓ
ｅｃ（すなわち２５６０チップ）とする。従って、１ス
ロット間では、Ｉ、Ｑそれぞれ２５６０×４＝１０２４
０個のサンプルが得られる。
ＭＨｚのＣＤＭＡであり、Ａ／Ｄ変換器はその４倍の変
換レートである、１６．３８４ＭＨｚでサンプリングし
ているものとする。また、スロットの長さは６２５μｓ
ｅｃ（すなわち２５６０チップ）とする。従って、１ス
ロット間では、Ｉ、Ｑそれぞれ２５６０×４＝１０２４
０個のサンプルが得られる。
【００１０】以上のディジタルＩ、Ｑ信号から、受信レ
ベル演算部６で、１スロット間の平均受信レベルを算出
し、その結果を８ビットのストレートバイナリーコード
として出力する。
ベル演算部６で、１スロット間の平均受信レベルを算出
し、その結果を８ビットのストレートバイナリーコード
として出力する。
【００１１】受信レベル演算部６では以下のように平均
受信レベルが計算される（これは１つの例である）。
受信レベルが計算される（これは１つの例である）。
【００１２】ディジタルＩ、Ｑ信号は正負のピークｔｏ
ピークで８ビットの信号であるから、まず絶対値を求め
る。絶対値の最大値は、正負に完全に飽和して矩形波の
状態の時に生じる。その値は、Ｉ、Ｑそれぞれバイナリ
ー表記で「０１１１１１１１」（すなわち１０進数の１
２７）である。
ピークで８ビットの信号であるから、まず絶対値を求め
る。絶対値の最大値は、正負に完全に飽和して矩形波の
状態の時に生じる。その値は、Ｉ、Ｑそれぞれバイナリ
ー表記で「０１１１１１１１」（すなわち１０進数の１
２７）である。
【００１３】受信振幅Ａの計算は、本来、数１で行うべ
きであるが、この計算をハードウェアで実現するのは困
難なため、数２に示す近似値Ａ’を採用する。
きであるが、この計算をハードウェアで実現するのは困
難なため、数２に示す近似値Ａ’を採用する。
【００１４】
【数１】
【００１５】
【数２】 ＡとＡ’との誤差の状況を図２に示す。
【００１６】図２中の円（系列３）は、Ａの値を１に正
規化した場合の、ベクトル（Ｉ，Ｑ）をプロットした結
果である。これに対応するＡ’の振幅を各ベクトル上に
プロットしたものが系列１の図形に相当する。
規化した場合の、ベクトル（Ｉ，Ｑ）をプロットした結
果である。これに対応するＡ’の振幅を各ベクトル上に
プロットしたものが系列１の図形に相当する。
【００１７】図２からわかるように、Ａ’は常にＡより
やや大きい値であり、平均的に約１．０８７倍、デシベ
ルで示せば、約０．７２３ｄＢ大きい。この程度の誤差
は、ＡＧＣ回路としては問題ではなく、特に、１スロッ
ト（４×２５６０サンプル＝１０２４０サンプル）以上
の多サンプルの平均受信レベルを求める場合は、定常的
に０．７２３ｄＢ大きめの数字になるとして処理でき
る。
やや大きい値であり、平均的に約１．０８７倍、デシベ
ルで示せば、約０．７２３ｄＢ大きい。この程度の誤差
は、ＡＧＣ回路としては問題ではなく、特に、１スロッ
ト（４×２５６０サンプル＝１０２４０サンプル）以上
の多サンプルの平均受信レベルを求める場合は、定常的
に０．７２３ｄＢ大きめの数字になるとして処理でき
る。
【００１８】次に１スロット間の受信平均レベルの計算
方法について述べる。
方法について述べる。
【００１９】平均受信レベルはＡ’の値を１スロット積
算した結果を積算数で割って求める。積算数は１スロッ
トの場合、 ４×２５６０＝１０２４０ であるが、この数による割り算は困難なため、もっとも
近い２のべき乗である ２＾１３＝８１９２ を用いる。
算した結果を積算数で割って求める。積算数は１スロッ
トの場合、 ４×２５６０＝１０２４０ であるが、この数による割り算は困難なため、もっとも
近い２のべき乗である ２＾１３＝８１９２ を用いる。
【００２０】すなわち１３ビット右シフトを行う。すな
わち、近似振幅Ａ’を１スロット分（１０２４０サンプ
ル）積算し、１３ビット右シフトした結果が、受信レベ
ル演算部６の出力である。
わち、近似振幅Ａ’を１スロット分（１０２４０サンプ
ル）積算し、１３ビット右シフトした結果が、受信レベ
ル演算部６の出力である。
【００２１】以上の演算によって得られる最大値Ａｍａ
ｘは、Ｉ、Ｑの最大値が１２７であることから、数３で
表わされる。この値は８ビットのストレートバイナリで
表現可能である。
ｘは、Ｉ、Ｑの最大値が１２７であることから、数３で
表わされる。この値は８ビットのストレートバイナリで
表現可能である。
【００２２】
【数３】 以上の様に、平均受信レベルの計算は、振幅の平均値し
かも近似値を用いている。
かも近似値を用いている。
【００２３】しかし、本来は受信電力の平均を求めてこ
れより受信レベルを決定するのが筋である。ところが、
受信電力の計算は適当な近似方法が無く困難であり、や
むなく振幅平均近似値を用いている。そこで、ここで
は、電力平均と振幅平均による受信レベル値の差を検証
する。
れより受信レベルを決定するのが筋である。ところが、
受信電力の計算は適当な近似方法が無く困難であり、や
むなく振幅平均近似値を用いている。そこで、ここで
は、電力平均と振幅平均による受信レベル値の差を検証
する。
【００２４】基地局からの受信信号Ｓは、数４のように
同相成分と直交成分とに分けて記述できる。
同相成分と直交成分とに分けて記述できる。
【００２５】
【数４】 ＣＤＭＡの場合、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）は、多数の独立な
通話チャンネル、干渉波、ノイズの和であるため、中心
極限定理が成り立ち、それぞれガウス分布すると仮定で
きる。このように、直交する成分が互いに独立なガウス
分布である場合、その合成信号の振幅分布はレイリー分
布になる。振幅Ｒがレイリー分布する場合、確率密度分
布は数５で与えられる。
通話チャンネル、干渉波、ノイズの和であるため、中心
極限定理が成り立ち、それぞれガウス分布すると仮定で
きる。このように、直交する成分が互いに独立なガウス
分布である場合、その合成信号の振幅分布はレイリー分
布になる。振幅Ｒがレイリー分布する場合、確率密度分
布は数５で与えられる。
【００２６】
【数５】 数５において、ｂ０は正の定数である。これより、電力
平均は（中間の計算は省略）、数６となる。
平均は（中間の計算は省略）、数６となる。
【００２７】
【数６】 一方振幅平均は（中間の計算は省略）、数７となる。
【００２８】
【数７】 以上より、電力平均による受信レベルと振幅平均に依る
受信レベルのｄＢ差を求めると数８になる。
受信レベルのｄＢ差を求めると数８になる。
【００２９】
【数８】 すなわち、振幅平均で計算した受信レベルに、１．０５
ｄＢを加えたものが電力平均で計算した受信レベルにな
る。
ｄＢを加えたものが電力平均で計算した受信レベルにな
る。
【００３０】次にＡＧＣの制御目標となる基準レベルの
決定方法について述べる。
決定方法について述べる。
【００３１】例えばＣＤＭＡ受信信号のピークファクタ
はシングルコードの場合で６ｄＢ程度である。大勢のユ
ーザーが使用した場合、例えば３２人では、ピークファ
クタは３０ｄＢ増加して３６ｄＢとなる。しかしなが
ら、滅多に発生しないピークのためにダイナミックレン
ジを浪費するのは得策ではない。このため、実用上の見
地から、ピークファクタを１０〜１２ｄＢ程度とするの
が妥当と考えられる。これに、ＡＧＣのトラッキングエ
ラーを６ｄＢ程度見積もり、全体で、ピーク値より１８
ｄＢ落ちのところを平均受信レベルの基準値とするのが
妥当であろう。以上より基準値Ａｒｅｆを求めると、数
９となる。
はシングルコードの場合で６ｄＢ程度である。大勢のユ
ーザーが使用した場合、例えば３２人では、ピークファ
クタは３０ｄＢ増加して３６ｄＢとなる。しかしなが
ら、滅多に発生しないピークのためにダイナミックレン
ジを浪費するのは得策ではない。このため、実用上の見
地から、ピークファクタを１０〜１２ｄＢ程度とするの
が妥当と考えられる。これに、ＡＧＣのトラッキングエ
ラーを６ｄＢ程度見積もり、全体で、ピーク値より１８
ｄＢ落ちのところを平均受信レベルの基準値とするのが
妥当であろう。以上より基準値Ａｒｅｆを求めると、数
９となる。
【００３２】
【数９】 これはほぼ２の５乗である３２に近いので、簡単のため
３２を基準値として採用する。２９．６の代わりに３２
を用いた場合のｄＢ誤差は、約０．６８ｄＢであるが、
この値は、近似計算によるｄＢ誤差０．７２３ｄＢをほ
ぼ打ち消す値である。
３２を基準値として採用する。２９．６の代わりに３２
を用いた場合のｄＢ誤差は、約０．６８ｄＢであるが、
この値は、近似計算によるｄＢ誤差０．７２３ｄＢをほ
ぼ打ち消す値である。
【００３３】受信レベル演算部６で算出された平均受信
レベルを基準レベルと比較することによって、ＡＧＣ制
御値に対するフィードバック量を決定する。ＡＧＣアン
プ２はＤ／Ａ変換器１３の設定値が大きいほど利得が大
きいとする。リニアライザ１２は、ＡＧＣアンプ２の制
御電圧対利得特性の非線形正を補正する回路であり、本
発明とは直接関係がないので、説明を省略する。
レベルを基準レベルと比較することによって、ＡＧＣ制
御値に対するフィードバック量を決定する。ＡＧＣアン
プ２はＤ／Ａ変換器１３の設定値が大きいほど利得が大
きいとする。リニアライザ１２は、ＡＧＣアンプ２の制
御電圧対利得特性の非線形正を補正する回路であり、本
発明とは直接関係がないので、説明を省略する。
【００３４】要するに、ＡＧＣアンプ２は、フィードバ
ック値をアキュムレータ（加算器１０とレジスタ１１と
からなる。）で積算した結果であるＡＧＣ制御値をリニ
アライザ１２で補正後、Ｄ／Ａ変換器１３で電圧に変換
したＡＧＣ制御電圧で制御される。
ック値をアキュムレータ（加算器１０とレジスタ１１と
からなる。）で積算した結果であるＡＧＣ制御値をリニ
アライザ１２で補正後、Ｄ／Ａ変換器１３で電圧に変換
したＡＧＣ制御電圧で制御される。
【００３５】従って、平均受信レベルが基準レベルより
大きい場合は、フィードバック量は＋、その逆では−で
ある。しかしながら、ＡＧＣ制御値はｄＢに対応してい
るので、平均受信レベルと基準レベルとの単なる差をフ
ィードバック値として用いたのではだめである。
大きい場合は、フィードバック量は＋、その逆では−で
ある。しかしながら、ＡＧＣ制御値はｄＢに対応してい
るので、平均受信レベルと基準レベルとの単なる差をフ
ィードバック値として用いたのではだめである。
【００３６】フィードバック値は、平均受信レベルを基
準レベルで割った値を元にｄＢに対応した値である必要
がある。この演算をハード的に実現するのは困難である
から、実際の回路では８ビットの平均受信レベルを入力
アドレスとする変換テーブル７を用いて実現している。
準レベルで割った値を元にｄＢに対応した値である必要
がある。この演算をハード的に実現するのは困難である
から、実際の回路では８ビットの平均受信レベルを入力
アドレスとする変換テーブル７を用いて実現している。
【００３７】変換テーブル７の出力は平均受信電力と基
準値とのｄＢ差になっており、これに適当な係数９を乗
算器８で掛け合わせた結果をアキュームレータ（加算器
１０とレジスタ１１とからなる。）で積算し、この結果
を用いて、リニアライザ１２、Ｄ／Ａ変換器１３を通し
てＡＧＣアンプ２を制御している。この制御は、１スロ
ット単位で行われる。
準値とのｄＢ差になっており、これに適当な係数９を乗
算器８で掛け合わせた結果をアキュームレータ（加算器
１０とレジスタ１１とからなる。）で積算し、この結果
を用いて、リニアライザ１２、Ｄ／Ａ変換器１３を通し
てＡＧＣアンプ２を制御している。この制御は、１スロ
ット単位で行われる。
【００３８】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来の回
路では次のような問題点がある。
路では次のような問題点がある。
【００３９】すなわち、直交復調器３のダイナミックレ
ンジが有限であり、かつ、Ａ／Ｄ変換器４，５のビット
数（例えば８ビット）が限定されているため、基準レベ
ルに比べて過大な入力信号がきた場合には図３に示すよ
うに飽和が生じる。このため、図４に示すように基準レ
ベルよりも例えば１０数ｄＢ以上の入力では、本来ある
べき値（点線）よりもかなり少な目の値（実線）をフィ
ードバックデータとして採用してしまう。この結果過大
な受信信号の場合は、ＡＧＣ回路の収束が遅くなるとい
う問題が生じる。
ンジが有限であり、かつ、Ａ／Ｄ変換器４，５のビット
数（例えば８ビット）が限定されているため、基準レベ
ルに比べて過大な入力信号がきた場合には図３に示すよ
うに飽和が生じる。このため、図４に示すように基準レ
ベルよりも例えば１０数ｄＢ以上の入力では、本来ある
べき値（点線）よりもかなり少な目の値（実線）をフィ
ードバックデータとして採用してしまう。この結果過大
な受信信号の場合は、ＡＧＣ回路の収束が遅くなるとい
う問題が生じる。
【００４０】本発明は上記の点にかんがみてなされたも
ので、突然に過大な信号を受信した場合でも、収束速度
の早いＡＧＣ回路を提供することを目的とする。
ので、突然に過大な信号を受信した場合でも、収束速度
の早いＡＧＣ回路を提供することを目的とする。
【００４１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、１スロット単位の受信平均レベルと基準
値とのずれに基づいたフィードバックデータをＡＧＣア
ンプにフィードバックすることによって受信レベル変動
を補正するＡＧＣ回路において、前記受信平均レベルと
前記基準値とのずれが所定値以上である場合には通常よ
りも大きな値をフィードバックデータとすることを特徴
とする。
成するために、１スロット単位の受信平均レベルと基準
値とのずれに基づいたフィードバックデータをＡＧＣア
ンプにフィードバックすることによって受信レベル変動
を補正するＡＧＣ回路において、前記受信平均レベルと
前記基準値とのずれが所定値以上である場合には通常よ
りも大きな値をフィードバックデータとすることを特徴
とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００４３】本発明は、１スロット単位の受信平均レベ
ルを計算して、基準値とのずれを求め、その結果をＡＧ
Ｃアンプにフィードバックすることにより受信レベル変
動を補正するＡＧＣ回路に関する。受信平均レベルと基
準値とのｄＢ誤差を計算し、フィードバックデータを求
める回路は従来でも用いられている。しかし、従来の同
等方式では、単純なｄＢ変換テーブルを用いるのに対し
て、本発明では、受信平均レベルが基準値より所定ｄＢ
（例えば１０ｄＢ）以上大きい場合に、通常のｄＢ計算
で求まる値よりも大きなフィードバックデータとなるよ
うな変換テーブルを用いることを特徴としている。
ルを計算して、基準値とのずれを求め、その結果をＡＧ
Ｃアンプにフィードバックすることにより受信レベル変
動を補正するＡＧＣ回路に関する。受信平均レベルと基
準値とのｄＢ誤差を計算し、フィードバックデータを求
める回路は従来でも用いられている。しかし、従来の同
等方式では、単純なｄＢ変換テーブルを用いるのに対し
て、本発明では、受信平均レベルが基準値より所定ｄＢ
（例えば１０ｄＢ）以上大きい場合に、通常のｄＢ計算
で求まる値よりも大きなフィードバックデータとなるよ
うな変換テーブルを用いることを特徴としている。
【００４４】本実施の形態の構成は、図１に示した従来
例の構成とほとんど同じである。異なっているのは図１
中の変換テーブル７に書き込んであるフィードバックデ
ータの値である。このため、以下の説明でも図１を参照
する。
例の構成とほとんど同じである。異なっているのは図１
中の変換テーブル７に書き込んであるフィードバックデ
ータの値である。このため、以下の説明でも図１を参照
する。
【００４５】図５に、変換テーブル７に書き込んである
フィードバックデータの従来例と本実施の形態との違い
を示す。
フィードバックデータの従来例と本実施の形態との違い
を示す。
【００４６】図５の横軸は受信平均レベルであり、８ビ
ットのストレートバイナリーコードで表せる範囲の値で
ある。横軸の値３２が基準レベルである。図５におい
て、破線が従来例、実線が本実施の形態である。
ットのストレートバイナリーコードで表せる範囲の値で
ある。横軸の値３２が基準レベルである。図５におい
て、破線が従来例、実線が本実施の形態である。
【００４７】図５から明らかなように、受信平均レベル
の計算値は、基準値から１０ｄＢ以上においては、Ａ／
Ｄ変換器の飽和の影響で、本来のレベルよりも少な目の
値になる。図５の実線はこれを補正するために、基準値
より１０ｄＢ以上大きい受信平均レベルにおいては、通
常に計算されるｄＢ値よりも徐々に大きいフィードバッ
クデータを与えるようにしてある。
の計算値は、基準値から１０ｄＢ以上においては、Ａ／
Ｄ変換器の飽和の影響で、本来のレベルよりも少な目の
値になる。図５の実線はこれを補正するために、基準値
より１０ｄＢ以上大きい受信平均レベルにおいては、通
常に計算されるｄＢ値よりも徐々に大きいフィードバッ
クデータを与えるようにしてある。
【００４８】すなわち、本実施の形態では、受信平均レ
ベルが基準値よりもたとえば１０ｄＢ以上大きい場合に
は、Ａ／Ｄ変換器の飽和があるものと見なして、通常の
計算で得られる値を上回るフィードバックデータを使用
するようにしている。
ベルが基準値よりもたとえば１０ｄＢ以上大きい場合に
は、Ａ／Ｄ変換器の飽和があるものと見なして、通常の
計算で得られる値を上回るフィードバックデータを使用
するようにしている。
【００４９】以下、本実施の形態の動作について説明す
る。
る。
【００５０】図１はＡＧＣの回路構成概略を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【００５１】この図１に示すブロック図は、ＡＧＣ動作
のみを説明するのが目的なので、ＡＧＣに直接関わらな
い余分な部分は省略している。
のみを説明するのが目的なので、ＡＧＣに直接関わらな
い余分な部分は省略している。
【００５２】この回路では、受信信号はＱＰＳＫ変調波
であり、復調されたベースバンド信号はＩ（同相成分）
とＱ（直交成分）の二通り存在している。
であり、復調されたベースバンド信号はＩ（同相成分）
とＱ（直交成分）の二通り存在している。
【００５３】受信した信号は、受信機１でＩＦ信号に落
とされた後、ＡＧＣアンプ２で増幅または減衰された後
に直交復調器３で復調され、Ｉ、Ｑベースバンド信号と
なる。Ｉ、Ｑ信号はそれぞれ８ビットＡ／Ｄ変換器４、
５（ここでは仮に８ビットとしておく）でディジタル信
号に変換される。
とされた後、ＡＧＣアンプ２で増幅または減衰された後
に直交復調器３で復調され、Ｉ、Ｑベースバンド信号と
なる。Ｉ、Ｑ信号はそれぞれ８ビットＡ／Ｄ変換器４、
５（ここでは仮に８ビットとしておく）でディジタル信
号に変換される。
【００５４】今、変調方式を、チップレート４．０９６
ＭＨｚのＣＤＭＡであり、Ａ／Ｄ変換器はその４倍の変
換レートである、１６．３８４ＭＨｚでサンプリングし
ているものとする。また、スロットの長さは６２５μｓ
ｅｃ（すなわち２５６０チップ）とする。従って、１ス
ロット間では、Ｉ、Ｑそれぞれ２５６０×４＝１０２４
０個のサンプルが得られる。
ＭＨｚのＣＤＭＡであり、Ａ／Ｄ変換器はその４倍の変
換レートである、１６．３８４ＭＨｚでサンプリングし
ているものとする。また、スロットの長さは６２５μｓ
ｅｃ（すなわち２５６０チップ）とする。従って、１ス
ロット間では、Ｉ、Ｑそれぞれ２５６０×４＝１０２４
０個のサンプルが得られる。
【００５５】以上のディジタルＩ、Ｑ信号から、受信レ
ベル演算部６で、１スロット間の平均受信レベルを算出
し、その結果を８ビットのストレートバイナリーコード
として出力する。
ベル演算部６で、１スロット間の平均受信レベルを算出
し、その結果を８ビットのストレートバイナリーコード
として出力する。
【００５６】受信レベル演算部６では、従来例で説明し
たのと同様に、平均受信レベルが計算される。
たのと同様に、平均受信レベルが計算される。
【００５７】そして、受信レベル演算部６で算出された
平均受信レベルを基準レベルと比較することによって、
ＡＧＣ制御値に対するフィードバック量を決定する。Ａ
ＧＣアンプ２はＤ／Ａ変換器１３の設定値が大きいほど
利得が大きいとする。リニアライザ１２は、ＡＧＣアン
プ２の制御電圧対利得特性の非線形正を補正する回路で
ある。
平均受信レベルを基準レベルと比較することによって、
ＡＧＣ制御値に対するフィードバック量を決定する。Ａ
ＧＣアンプ２はＤ／Ａ変換器１３の設定値が大きいほど
利得が大きいとする。リニアライザ１２は、ＡＧＣアン
プ２の制御電圧対利得特性の非線形正を補正する回路で
ある。
【００５８】ＡＧＣアンプ２は、フィードバック値をア
キュムレータ（加算器１０とレジスタ１１とからな
る。）で積算した結果であるＡＧＣ制御値をリニアライ
ザ１２で補正後、Ｄ／Ａ変換器１３で電圧に変換したＡ
ＧＣ制御電圧で制御される。
キュムレータ（加算器１０とレジスタ１１とからな
る。）で積算した結果であるＡＧＣ制御値をリニアライ
ザ１２で補正後、Ｄ／Ａ変換器１３で電圧に変換したＡ
ＧＣ制御電圧で制御される。
【００５９】従って、平均受信レベルが基準レベルより
大きい場合は、フィードバック量は＋、その逆では−で
ある。しかしながら、ＡＧＣ制御値はｄＢに対応してい
るので、平均受信レベルと基準レベルとの単なる差をフ
ィードバック値として用いたのではだめである。
大きい場合は、フィードバック量は＋、その逆では−で
ある。しかしながら、ＡＧＣ制御値はｄＢに対応してい
るので、平均受信レベルと基準レベルとの単なる差をフ
ィードバック値として用いたのではだめである。
【００６０】フィードバック値は、平均受信レベルを基
準レベルで割った値を元にｄＢに対応した値である必要
がある。この演算をハード的に実現するのは困難である
から、実際の回路では８ビットの平均受信レベルを入力
アドレスとする変換テーブル７を用いて実現している。
準レベルで割った値を元にｄＢに対応した値である必要
がある。この演算をハード的に実現するのは困難である
から、実際の回路では８ビットの平均受信レベルを入力
アドレスとする変換テーブル７を用いて実現している。
【００６１】変換テーブル７の出力は平均受信電力と基
準値とのｄＢ差になっているが、さらに、上述のよう
に、受信平均レベルが基準値よりもたとえば１０ｄＢ以
上大きい場合には、通常のｄＢ値よりも徐々に大きいフ
ィードバックデータを出力するようになっている。
準値とのｄＢ差になっているが、さらに、上述のよう
に、受信平均レベルが基準値よりもたとえば１０ｄＢ以
上大きい場合には、通常のｄＢ値よりも徐々に大きいフ
ィードバックデータを出力するようになっている。
【００６２】そして、変換テーブルの出力に適当な係数
９を乗算器８で掛け合わせた結果をアキュームレータ
（加算器１０とレジスタ１１とからなる。）で積算し、
この結果を用いて、リニアライザ１２、Ｄ／Ａ変換器１
３を通してＡＧＣアンプ２を制御している。この制御
は、１スロット単位で行われる。
９を乗算器８で掛け合わせた結果をアキュームレータ
（加算器１０とレジスタ１１とからなる。）で積算し、
この結果を用いて、リニアライザ１２、Ｄ／Ａ変換器１
３を通してＡＧＣアンプ２を制御している。この制御
は、１スロット単位で行われる。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
突然に過大な信号を受信した場合でも、従来例に比べて
ＡＧＣの収束速度を早めることが出来る。
突然に過大な信号を受信した場合でも、従来例に比べて
ＡＧＣの収束速度を早めることが出来る。
【図１】ＡＧＣの回路構成概略を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】受信振幅Ａと近似値Ａ’との誤差の状況を示す
図である。
図である。
【図３】基準レベルに比べて過大な入力信号がきた場合
の飽和について示す図である。
の飽和について示す図である。
【図４】基準レベルに比べて過大な入力信号がきた場合
のフィードバックデータについて説明する図である。
のフィードバックデータについて説明する図である。
【図５】変換テーブルに書き込んであるフィードバック
データの従来例と本実施の形態との違いを示す図であ
る。
データの従来例と本実施の形態との違いを示す図であ
る。
１ 受信機 ２ ＡＧＣアンプ ３ 直交復調器 ４、５ Ａ／Ｄ変換器 ６ 受信レベル演算部 ７ 変換テーブル ８ 乗算器 ９ 係数 １０ 加算器 １１ レジスタ １２ リニアライザ １３ Ｄ／Ａ変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｚ
Claims (6)
- 【請求項１】 １スロット単位の受信平均レベルと基準
値とのずれに基づいたフィードバックデータをＡＧＣア
ンプにフィードバックすることによって受信レベル変動
を補正するＡＧＣ回路において、 前記受信平均レベルと前記基準値とのずれが所定値以上
である場合には通常よりも大きな値をフィードバックデ
ータとすることを特徴とするＡＧＣ回路。 - 【請求項２】 前記フィードバックデータを変換テーブ
ルによって得ることを特徴とする請求項１に記載のＡＧ
Ｃ回路。 - 【請求項３】 受信レベルをデジタル変換するＡ／Ｄ変
換器を有し、前記所定値が該Ａ／Ｄ変換器の出力ビット
数に依存することを特徴とする請求項１または２に記載
のＡＧＣ回路。 - 【請求項４】 前記所定値が１０ｄＢであることを特徴
とする請求項３に記載のＡＧＣ回路。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれか１項に記載
のＡＧＣ回路を用いたことを特徴とする無線受信機。 - 【請求項６】 請求項１ないし４のいずれか１項に記載
のＡＧＣ回路を用いたことを特徴とする携帯電話機。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP9214098A JP3329264B2 (ja) | 1998-04-06 | 1998-04-06 | Ａｇｃ回路 |
| AU23538/99A AU749189B2 (en) | 1998-04-06 | 1999-04-01 | AGC circuit |
| IT1999MI000691 IT1312166B1 (it) | 1998-04-06 | 1999-04-01 | Circuito agc per la correzione di una varazione nel livello ricevutoretroazionando dati di retroazione. |
| US09/286,074 US6782061B2 (en) | 1998-04-06 | 1999-04-05 | AGC circuit |
| GB9907853A GB2336260B (en) | 1998-04-06 | 1999-04-06 | AGC circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9214098A JP3329264B2 (ja) | 1998-04-06 | 1998-04-06 | Ａｇｃ回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11289231A true JPH11289231A (ja) | 1999-10-19 |
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Family
ID=14046142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9214098A Expired - Fee Related JP3329264B2 (ja) | 1998-04-06 | 1998-04-06 | Ａｇｃ回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6782061B2 (ja) |
| JP (1) | JP3329264B2 (ja) |
| AU (1) | AU749189B2 (ja) |
| GB (1) | GB2336260B (ja) |
| IT (1) | IT1312166B1 (ja) |
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| JP2002247121A (ja) * | 2001-02-19 | 2002-08-30 | Mitsubishi Electric Corp | 自動利得制御装置および復調器 |
| JP2003032057A (ja) * | 2001-07-12 | 2003-01-31 | Sanyo Electric Co Ltd | 利得制御方法、利得制御回路、およびその利得制御回路を利用可能な移動通信端末 |
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| KR100491727B1 (ko) * | 2002-09-16 | 2005-05-27 | 엘지전자 주식회사 | 자동 이득 제어 장치 및 방법 |
| JP2006524939A (ja) * | 2003-04-28 | 2006-11-02 | コアオプティックス・インコーポレイテッド | 増幅度の調整方法および回路 |
| JP2006319637A (ja) * | 2005-05-12 | 2006-11-24 | Murata Mfg Co Ltd | 受信装置 |
| JP2007142891A (ja) * | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Sharp Corp | 複素信号の振幅計算装置および振幅計算方法 |
| JP2008546241A (ja) * | 2005-05-17 | 2008-12-18 | モトローラ・インコーポレイテッド | デジタル自動利得制御方法およびデバイス |
| US8693594B2 (en) | 2011-12-06 | 2014-04-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit and receiver |
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| ES2249361T3 (es) * | 2000-07-12 | 2006-04-01 | Motorola, Inc. | Bucle de control automatico de ganancia de respuesta rapida para sistemas de banda estrecha. |
| US7065164B1 (en) * | 2000-07-17 | 2006-06-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Automatic gain control and wireless communication device |
| SE521838C2 (sv) * | 2001-02-16 | 2003-12-09 | Nat Semiconductor Corp | Metod och anordning för automatisk förstärkningsreglering |
| US20030026363A1 (en) * | 2001-07-31 | 2003-02-06 | Jan Stoter | Adaptive automatic gain control |
| JP4065138B2 (ja) * | 2002-03-20 | 2008-03-19 | 松下電器産業株式会社 | 送信電力制御情報の生成を制御する方法および移動体端末装置 |
| US8401129B2 (en) * | 2009-11-19 | 2013-03-19 | Techwell Llc | Digital automatic gain control |
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| US4263560A (en) * | 1974-06-06 | 1981-04-21 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Log-exponential AGC circuit |
| JPS58108809A (ja) | 1981-12-23 | 1983-06-29 | Fujitsu Ltd | デイジタルａｇｃ回路 |
| US5013943A (en) | 1989-08-11 | 1991-05-07 | Simtek Corporation | Single ended sense amplifier with improved data recall for variable bit line current |
| US5095536A (en) * | 1990-03-23 | 1992-03-10 | Rockwell International Corporation | Direct conversion receiver with tri-phase architecture |
| JP3099831B2 (ja) | 1991-02-13 | 2000-10-16 | 日本電気株式会社 | 自動等化器 |
| US5142695A (en) * | 1991-03-21 | 1992-08-25 | Novatel Communications, Ltd. | Cellular radio-telephone receiver employing improved technique for generating an indication of received signal strength |
| JPH05160653A (ja) | 1991-12-09 | 1993-06-25 | Yamaha Corp | 自動利得制御装置 |
| JPH0738358A (ja) | 1993-06-29 | 1995-02-07 | Nec Corp | 自動利得制御回路 |
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| JP2910614B2 (ja) | 1995-04-10 | 1999-06-23 | 日本電気株式会社 | Ａｇｃ用レベル検出回路 |
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-
1998
- 1998-04-06 JP JP9214098A patent/JP3329264B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-04-01 IT IT1999MI000691 patent/IT1312166B1/it active
- 1999-04-01 AU AU23538/99A patent/AU749189B2/en not_active Ceased
- 1999-04-05 US US09/286,074 patent/US6782061B2/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-06 GB GB9907853A patent/GB2336260B/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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