JP4613685B2

JP4613685B2 - 受信装置

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Publication number: JP4613685B2
Application number: JP2005139904A
Authority: JP
Inventors: 宏泰松崎; 健次福邊; 正信島貫
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2005-05-12
Filing date: 2005-05-12
Publication date: 2011-01-19
Anticipated expiration: 2025-05-12
Also published as: JP2006319637A

Description

本発明は、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調多値数の異なる複数の変調方式の高周波信号を受信可能な受信装置に関する。

一般に、携帯電話システム、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）等の移動体無線通信システムでは、高周波信号を受信してベースバンド信号を復号（デコード）する受信装置が用いられている。そして、このような受信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、該アンテナによって受信した高周波信号に基づいてベースバンド信号を復号するベースバンド処理部とを備えると共に、アンテナとベースバンド処理部との間には、ベースバンド処理部に入力する信号を増幅する増幅器が設けられていた（例えば、特許文献１，２参照）。

ところで、携帯電話等の受信装置で受信する高周波信号の電力レベルは受信環境に応じて大きく変化する。このとき、ベースベンド処理部に入力可能な電力の範囲はベースベンド処理部の能力によって限定されている。このため、従来技術では、ベースバンド処理部に対する入力信号の電力を制御するために、自動利得制御回路（ＡＧＣ回路：Auto Gain Control 回路）を用いて増幅器の利得を調整していた。

但し、増幅器の利得を変化させると、信号の位相シフト量も変化する。このため、例えばＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式のように、複数のスロットに時間分割された信号を用いるときには、１スロット分の時間長（スロット長）で検波した結果に基づいて、次のスロットでの増幅器の利得を決定し、各スロットの途中では増幅器の利得を一定に保持していた。

特開２００３−３７４６１号公報特開２００３−２０４３６４号公報

ところで、スロットの途中でも受信電力は変化する。また、ＴＤＭＡ方式を用いた場合には、１フレームを複数のスロットに分割して各スロットを異なる携帯端末に割り当てるから、各携帯端末では１スロットの受信を行った後に次のスロットの受信を行うまでの間（１フレーム）に受信電力が変化する。この結果、従来技術では、フェージング等による受信電力の急激な変化に対応するために、ベースバンド処理部のダイナミックレンジを広くする必要があり、製造コストが増大する傾向があった。

これに対し、特許文献１には、スロットの途中で増幅器の利得を調整する構成が開示されている。しかし、特許文献１に示す受信装置では、増幅器の利得の変化に伴う位相シフトによって、ベースバンド信号を復号できないことがあり、例えば１６ＱＡＭ等のように、位相シフトを許容できないデータを含むスロットに対しては適応できないという問題があった。

一方、近年では伝送容量の増大を目的として、１スロット中に複数の変調方式の信号が含まれるようになってきた。このため、特許文献２には、複数の変調方式に対応して、高周波信号を中間周波信号にダウンコンバートする前段と後段とで増幅器の利得の配分を変化させる構成が開示されている。しかし、特許文献２に示す受信装置では、アンテナからベースバンド処理部までの総合利得は変調方式に拘わらず一定となっていた。このため、最もピーク率の大きい変調方式に対応させてベースバンド処理部に対する平均入力電力を下げる必要があるから、受信ダイナミックレンジが狭くなるという問題があった。

本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、受信電力の変化に対するビットエラーレートの劣化を少なくすることができる受信装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために請求項１の発明は、変調多値数の異なる複数の変調方式の高周波信号を受信可能な受信装置において、高周波信号を受信する受信手段と、該受信手段によって受信した高周波信号に基づいてベースバンド信号を復号するベースバンド処理部と、前記受信手段とベースバンド処理部との間に設けられた増幅器と、前記変調方式のピーク率が低い高周波信号を受信したときには該増幅器を用いて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を高く設定し、前記変調方式のピーク率が高い高周波信号を受信したときには該増幅器を用いて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を低く設定する利得制御手段とを備える構成としたことを特徴としている。

請求項２の発明では、前記高周波信号は、複数のスロットに時間分割されて多重化された時分割多元接続方式の信号からなり、前記各スロットは互いに変調多値数の異なる前側のヘッダ部と後側のデータ部とを有する構成とし、前記利得制御手段は、各スロットのヘッダ部とデータ部とのピーク率に応じて前記増幅器の利得をそれぞれ設定する構成としている。

請求項３の発明では、前記各スロットのヘッダ部は、振幅を除いた部分に情報をもつ変調方式の信号であり、前記利得制御手段は、該ヘッダ部を受信したときは前記増幅器の利得を最大に設定する構成としている。

請求項４の発明では、前記利得制御手段は、前記ヘッダ部とデータ部との間で利得を変化させ、ヘッダ部の継続中およびデータ部の継続中は利得を一定に保持する構成としている。

請求項５の発明では、前記利得制御手段は、前記各スロットのヘッダ部の受信電力に応じて当該ヘッダ部に続くデータ部に対する前記増幅器の利得を設定する構成としている。

請求項１の発明によれば、利得制御手段は、高周波信号の変調方式のピーク率に応じて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を制御する構成としている。このため、平均電力と最大電力の比からなるピーク率が低いときには、電力変動が小さいから、利得制御手段は、増幅器を用いて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を高く設定し、ベースバンド処理部に対する平均入力電力を高くする。一方、ピーク率が高いときには、電力変動が大きいから、利得制御手段は、増幅器を用いて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を低く設定し、ベースバンド処理部に対する平均入力電力を低くする。これにより、高周波信号の変調方式が順次変化するときでも、それぞれの変調方式の高周波信号に適合した総合利得を設定し、ベースバンド処理部のダイナミックレンジ全体を有効に使用することができる。この結果、高周波信号の受信電力が変化しても、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の劣化を少なくすることができる。

請求項２の発明によれば、高周波信号は時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ方式）の信号からなり、該高周波信号の各スロットは互いに変調多値数の異なる前側のヘッダ部と後側のデータ部とを有する構成としたから、利得制御手段は、各スロットのヘッダ部とデータ部とのピーク率に応じて増幅器の利得をそれぞれ設定することができる。これにより、ヘッダ部、データ部の両方に対してベースバンド処理部のダイナミックレンジ全体を有効に使用することができ、受信電力の変動によるビットエラーレートの劣化を低減することができる。

請求項３の発明によれば、各スロットのヘッダ部は、例えば位相にだけ情報をもつπ／４シフトＱＰＳＫ信号のように、振幅に情報をもたない変調方式の信号によって構成し、利得制御手段は、該ヘッダ部を受信したときは増幅器の利得を最大に設定する構成としている。この場合、増幅器として振幅制限を行うリミッタアンプを用いることによって、ベースバンド処理部に対する入力電力を大きくすることができ、スロットの開始時点から確実に受信、復号を行うことができる。

請求項４の発明によれば、利得制御手段は、ヘッダ部とデータ部との間で増幅器の利得を変化させる構成としたから、変調方式の切換り時点（タイミング）に合わせて、増幅器の利得を変化させ、ヘッダ部およびデータ部の継続中は増幅器の利得を一定に保持することができる。このため、データ部が例えば１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ等のように振幅と位相との両方に情報をもつ信号を用いて構成されたときでも、該データ部に対して利得変化に伴う位相シフトが生じることがない。この結果、情報量が多い変調方式が適用されるデータ部でも、ベースバンド信号を確実に復号することができる。

請求項５の発明によれば、利得制御手段は、各スロットのヘッダ部の受信電力に応じて当該ヘッダ部に続くデータ部に対する増幅器の利得を設定するから、データ部の直前に受信したヘッダ部の検波結果を用いて当該データ部に対する増幅器の利得を設定することができる。このため、利得制御手段は、実際の受信電力を反映した利得の制御ができるから、ベースバンド処理部に対する出力レベルのばらつき範囲を小さくすることができる。この結果、ベースバンド処理部の入力ダイナミックレンジが小さいときでも、受信電力に対するビットエラーレートの劣化を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態による受信装置として、高度化ＰＨＳ用の受信装置を例に挙げ、添付図面を参照して詳細に説明する。

なお、高度化ＰＨＳは、時分割で送信（Ｔx）と受信（Ｒx）の双方向の伝送を行うＴＤＤ（Time division dultiplex）が採用されると共に、時分割で多元接続を行うＴＤＭＡが採用されている。このため、高度化ＰＨＳ用の高周波信号は、図２に示すように、４個の送信用スロットＴ1〜Ｔ4と４個の受信用スロットＲ1〜Ｒ4との合計８個のスロットで１フレーム（１周期）を構成している。

また、各スロットＴ1〜Ｔ4，Ｒ1〜Ｒ4は、前側のヘッダ部Ｈと後側のデータ部Ｄとによってそれぞれ構成されている。そして、ヘッダ部Ｈは、ユニークワード等のヘッダとなる情報を含み、振幅方向に情報を持たない変調方式として例えば変調多値数が４値のπ／４シフトＱＰＳＫで変調されている。一方、データ部Ｄは、大容量のデータとなる情報を含み、ヘッダ部Ｈと異なる変調方式として例えば変調多値数が１６値の１６ＱＡＭで変調されている。

なお、データ部Ｄの変調方式は、受信状態に応じて適宜選択できるものである。このため、受信状態が良好なときには、データの伝送速度を上げるために、変調多値数が多い３２ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ等で変調されるものである。

まず、図１および図２は本発明の第１の実施の形態を示し、図において、１は受信手段としてのアンテナで、該アンテナ１は、高周波信号ＲＦを受信すると共に、高周波信号ＲＦを低雑音増幅器２を介して後述する第１のミキサ３に向けて出力する。このとき、低雑音増幅器２の利得は一定の値に固定されている。

３は低雑音増幅器２の出力側に接続されたダウンコンバート用のミキサで、該ミキサ３は、局部発振器４に接続され、該局部発振器４からの局部発振信号ＬＯを用いて、高周波信号ＲＦを中間周波信号ＩＦにダウンコンバートする。そして、ミキサ３の出力側は、中間周波信号ＩＦから不要な信号を除去する第１の帯域通過フィルタ５を介して後述するＡＧＣ増幅器６に接続されている。

６は帯域通過フィルタ５の出力側に接続されたＡＧＣ増幅器（自動利得制御増幅器）で、該ＡＧＣ増幅器６は、後述のＡＧＣ回路１２から出力される制御電圧Ｖcに応じて利得が可変に設定される構成となっている。そして、ＡＧＣ増幅器６は、中間周波信号ＩＦを増幅し、該増幅した中間周波信号ＩＦを後述する直交検波器７に向けて出力している。

また、ＡＧＣ増幅器６は、例えば振幅制限を行うリミッタアンプの機能を有していてもよく、該ＡＧＣ増幅器６に代えて、ＡＧＣ増幅器６よりも後段側の増幅器９がリミッタアンプの機能を有する構成としてもよい。

７はＡＧＣ増幅器６の出力側に接続された直交検波器で、該直交検波器７は、例えばミキサ、局部発振器等によって構成されている。そして、直交検波器７は、局部発振器による局部発振信号を用いて中間周波信号ＩＦからＩ信号（同相信号）とＱ信号（直交信号）とを復調する。そして、直交検波器７の出力側は、帯域通過フィルタ８と一定利得の増幅器９とを介して後述するベースバンド処理部１０に接続されている。これにより、Ｉ信号、Ｑ信号は、帯域通過フィルタ８を用いて不要な信号が除去されると共に、増幅器９を用いて増幅され、ベースバンド処理部１０に入力される。

ここで、Ｉ信号、Ｑ信号は、ベースバンド処理部１０に入力される入力信号を構成すると共に、低雑音増幅器２、ＡＧＣ増幅器６、増幅器９を用いてその利得が設定される。このとき、低雑音増幅器２、増幅器９の利得は一定に保持されている（固定されている）から、Ｉ信号、Ｑ信号の利得は、ＡＧＣ増幅器６を用いて可変に設定されるものである。

１０はベースバンド処理部で、該ベースバンド処理部１０は、直交検波器７によるＩ信号、Ｑ信号を用いてベースバンド信号を復号する。そして、ベースバンド処理部１０は、高周波信号ＲＦの変調方式（π／４シフトＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）に応じてベースバンド信号から各スロットＲ1〜Ｒ4に含まれるデータ等の情報を取り出す。

１１は受信電界強度を検出するＲＳＳＩ検出器（Receiving Signal Strength Indicator 検出器）で、該ＲＳＳＩ検出器１１は、ＡＧＣ増幅器６に入力される中間周波信号ＩＦの電界強度を検出し、この検出結果を後述するＡＧＣ回路１２に向けて出力している。なお、中間周波信号ＩＦの電界強度は、高周波信号ＲＦの受信電力に対応して変化するものである。

１２は例えばベースバンド処理部１０内に設けられた利得制御手段としてのＡＧＣ回路（Auto Gain Control 回路）で、該ＡＧＣ回路１２は、ＲＳＳＩ検出器１１による電界強度の検出結果（高周波信号ＲＦの受信電力）とベースバンド処理部１０による変調方式の情報とを用いて制御電圧Ｖcを出力し、ＡＧＣ増幅器６の利得を設定する。

具体的には、例えば図２に示すように、各受信用スロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈを受信したときには、ＡＧＣ回路１２は、最大値Ｖmaxとなった制御電圧Ｖcを出力し、ＡＧＣ増幅器６の利得を最大に設定する。これにより、ＩＦ信号の振幅は飽和するから、直交検波器７から出力されるＩ信号、Ｑ信号の振幅は飽和する。このとき、ヘッダ部Ｈは、振幅方向に情報をもたず、位相にのみ情報をもつπ／４シフトＱＰＳＫで変調されている。このため、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅が飽和しても、ベースバンド処理部１０はヘッダ部Ｈを確実に復号することができる。

即ち、ヘッダ部Ｈは、振幅方向に情報をもたないπ／４シフトＱＰＳＫで変調されているから、平均電力と最大電力との比であるピーク率が小さい。このため、ヘッダ部Ｈは、データ部Ｄに比べて入力電力を大きくしても、ベースバンド処理部１０が飽和しにくい。従って、ＡＧＣ回路１２は、ＡＧＣ増幅器６の利得を高くし、アンテナ１とベースバンド処理部１０との間の総合利得（Total Gain）を高くしている。

一方、各受信用スロットＲ1〜Ｒ4のデータ部Ｄを受信したときには、ＡＧＣ回路１２は、その直前のヘッダ部Ｈに対するＲＳＳＩ検出器１１の検出結果を用いて、最大値Ｖmaxよりも小さい制御電圧Ｖcを出力し、ＡＧＣ増幅器６の利得を設定する。これにより、ＡＧＣ増幅器６は、振幅が飽和しない範囲でＩＦ信号を増幅し、直交検波器７から出力されるＩ信号、Ｑ信号の振幅も飽和しない範囲でできるだけ大きくすることができる。このため、ベースバンド処理部１０は、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅と位相とを用いてデータ部Ｄを確実に復号することができる。

即ち、データ部Ｄは、振幅と位相との両方に情報をもつ１６ＱＡＭで変調されているから、ヘッダ部Ｈに比べて、平均電力と最大電力との比であるピーク率が大きい。このため、ＡＧＣ回路１２は、ＡＧＣ増幅器６の利得を低くし、アンテナ１とベースバンド処理部１０との間の総合利得（Total Gain）を低くしている。

また、ＡＧＣ回路１２は、各スロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈとデータ部Ｄとの間でＡＧＣ増幅器６の利得を変化させ、ヘッダ部Ｈの継続中およびデータ部Ｄの継続中はＡＧＣ増幅器６の利得を一定に保持する構成としている。

本実施の形態による受信装置は上述のように構成されるものであり、次にその作動について説明する。

まず、受信装置がスロットＲ1を用いて基地局（図示せず）からの信号を受信する場合を考える。

このとき、アンテナ１が基地局（図示せず）からの高周波信号ＲＦを受信すると、該高周波信号ＲＦはミキサ３を用いて中間周波信号ＩＦにダウンコンバートされると共に、該中間周波信号ＩＦは直交検波器７を用いてＩ信号とＱ信号とに復調されてベースバンド処理部１０に入力される。

ここで、図２に示すように、例えば受信用スロットＲ1のヘッダ部Ｈをアンテナ１が受信したときには、ＡＧＣ回路１２は、ＡＧＣ増幅器６の利得を最大に設定する。これにより、ＩＦ信号およびＩ信号、Ｑ信号の振幅が飽和する。このとき、ヘッダ部Ｈは、振幅方向に情報をもたないπ／４シフトＱＰＳＫで変調されているから、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅が飽和しても、ベースバンド処理部１０はヘッダ部Ｈを確実に復号することができる。

一方、図２に示すように、受信用スロットＲ1のデータ部Ｄをアンテナ１が受信したときには、ＡＧＣ回路１２は、その直前のヘッダ部Ｈ（スロットＲ1のヘッダ部Ｈ）に対するＲＳＳＩ検出器１１の検出結果を用いてＡＧＣ増幅器６の利得を設定する。これにより、ＡＧＣ増幅器６は、振幅が飽和しない範囲でＩＦ信号を増幅し、直交検波器７から出力されるＩ信号、Ｑ信号の振幅も飽和しない範囲でできるだけ大きくする。このため、ベースバンド処理部１０は、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅と位相とを用いてデータ部Ｄを確実に復号することができる。

なお、ここでは、受信用スロットＲ1を用いて基地局からの信号を受信する場合を例示したが、他の受信用スロットＲ2〜Ｒ4を用いて基地局との間で通信を行う場合も、ＡＧＣ回路１２等はほぼ同様に動作するものである。

かくして、本実施の形態では、ＡＧＣ回路１２は、高周波信号ＲＦの変調方式のピーク率に応じてアンテナ１とベースバンド処理部１０との間の総合利得を制御する構成としている。このため、平均電力と最大電力の比からなるピーク率が低いときには、電力変動が小さいから、ＡＧＣ回路１２は、ＡＧＣ増幅器６を用いてアンテナ１とベースバンド処理部１０との間の総合利得を高く設定し、ベースバンド処理部１０に対するＩ信号、Ｑ信号の平均入力電力を高くする。一方、ピーク率が高いときには、電力変動が大きいから、ＡＧＣ回路１２は、ＡＧＣ増幅器６を用いてアンテナ１とベースバンド処理部１０との間の総合利得を低く設定し、ベースバンド処理部１０に対するＩ信号、Ｑ信号の平均入力電力を低くする。これにより、高周波信号ＲＦの変調方式が順次変化するときでも、それぞれの変調方式の高周波信号ＲＦに適合したＡＧＣ増幅器６の利得を設定し、ベースバンド処理部１０のダイナミックレンジ全体を有効に使用することができる。この結果、高周波信号ＲＦの受信電力が変化しても、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の劣化を少なくすることができる。

また、高周波信号ＲＦはＴＤＭＡ方式の信号からなり、該高周波信号ＲＦの各受信用スロットＲ1〜Ｒ4は互いに変調多値数の異なるヘッダ部Ｈとデータ部Ｄとを有する構成としたから、ＡＧＣ回路１２は、各スロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈとデータ部Ｄとのピーク率に応じてＡＧＣ増幅器６の利得をそれぞれ設定することができる。これにより、ヘッダ部Ｈ、データ部Ｄの両方に対してベースバンド処理部１０のダイナミックレンジ全体を有効に使用することができ、受信電力の変動によるビットエラーレートの劣化を低減することができる。

特に、本実施の形態では、各スロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈは、位相にだけ情報をもつπ／４シフトＱＰＳＫで変調されているから、ＡＧＣ回路１２は、ヘッダ部Ｈを受信したときはＡＧＣ増幅器６の利得を最大に設定する。このとき、ＡＧＣ増幅器６は振幅制限を行うリミッタアンプの機能を有するから、ベースバンド処理部１０に対する入力電力を大きくすることができ、スロットＲ1〜Ｒ4の開始時点から確実に受信、復号を行うことができる。

また、ＡＧＣ回路１２は、ヘッダ部Ｈとデータ部Ｄとの間でＡＧＣ増幅器６の利得を変化させる構成としたから、変調方式の切換り時点（タイミング）に合わせてＡＧＣ増幅器６の利得を変化させ、ヘッダ部Ｈおよびデータ部Ｄの継続中はＡＧＣ増幅器６の利得を一定に保持することができる。このため、データ部Ｄが例えば１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ等のように振幅と位相との両方に情報をもつ信号を用いて構成されたときでも、該データ部Ｄに対して利得変化に伴う位相シフトが生じることがない。この結果、情報量が多い変調方式が適用されるデータ部Ｄでも、ベースバンド信号を確実に復号することができる。

さらに、ＡＧＣ回路１２は、各スロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈの受信電力に応じて当該ヘッダ部Ｈに続くデータ部Ｄに対するＡＧＣ増幅器６の利得を設定するから、データ部Ｄの直前に受信したヘッダ部Ｈの検波結果を用いて当該データ部Ｄに対するＡＧＣ増幅器６の利得を設定することができる。このため、前回のスロット（例えば前回のスロットＲ1）の検波結果（受信電力）に基づいて今回のスロット（例えば今回のスロットＲ1）に対する利得を設定した場合には、検波と制御との間に約１フレーム程度の時間が経過してしまうのに対し、ＡＧＣ回路１２は、検波と制御との間の時間を短縮し、実際の受信電力を反映した利得の制御を行うことができる。この結果、ベースバンド処理部１０に対する出力レベルのばらつき範囲を小さくすることができるから、ベースバンド処理部１０の入力ダイナミックレンジが小さいときでも、受信電力に対するビットエラーレートの劣化を低減することができる。

次に、図３および図４は本発明による第２の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、ＡＧＣ回路がスロット長全体で検波した結果を用いて、次のスロットに対するＡＧＣ増幅器の利得を制御する構成としたことにある。なお、本実施の形態では前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

２１は本実施の形態による利得制御手段としてのＡＧＣ回路で、該ＡＧＣ回路２１は、第１の実施の形態よるＡＧＣ回路１２とほぼ同様に例えばベースバンド処理部１０内に設けられ、ＲＳＳＩ検出器１１による電界強度の検出結果（高周波信号ＲＦの受信電力）とベースバンド処理部１０による変調方式の情報とを用いて制御電圧Ｖcを出力し、ＡＧＣ増幅器６の利得を設定する。

但し、ＡＧＣ回路２１は、第１の実施の形態のよるＡＧＣ回路１２と異なり、各スロットＲ1〜Ｒ4の全体で検出した結果を用いて、次回のスロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈとデータ部Ｄとに対するＡＧＣ増幅器６の利得を設定している。

具体的には、例えば図４に示すように、各受信用スロットＲ1〜Ｒ4のヘッダ部Ｈを受信したときには、ＡＧＣ回路２１は、前回の受信用スロットＲ1〜Ｒ4に対するＲＳＳＩ検出器１１の検出結果を用いてＡＧＣ増幅器６の利得を設定する。このとき、ＲＳＳＩ検出器１１の検出結果は、各スロットＲ1〜Ｒ4長にわたって計測され、この計測値の平均値がＡＧＣ回路２１内に記憶されている。

一方、受信用スロットＲ1〜Ｒ4のデータ部Ｄを受信したときには、ＡＧＣ回路２１は、前回の受信用スロットＲ1〜Ｒ4に対するＲＳＳＩ検出器１１の検出結果を用いてＡＧＣ増幅器６の利得を設定する。このとき、ヘッダ部Ｈよりもデータ部Ｄのピーク率が高いから、データ部Ｄに対するＡＧＣ増幅器６の利得は、ヘッダ部Ｈに対するＡＧＣ増幅器６の利得よりも低く設定する。

また、ＡＧＣ回路２１は、ヘッダ部Ｈ、データ部Ｄに対するＡＧＣ増幅器６の利得をＩＦ信号（Ｉ信号、Ｑ信号）が飽和しない範囲でできるだけ大きい値に設定する。これにより、ベースバンド処理部１０は、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅と位相とを用いてヘッダ部Ｈ、データ部Ｄを確実に復号することができる。

かくして、本実施の形態でも、第１の実施の形態とほぼ同様な作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、スロットＲ1〜Ｒ4全体で検波した結果を用いて、次回のスロットＲ1〜Ｒ4に対するＡＧＣ増幅器６の利得を制御する。このため、Ｉ信号、Ｑ信号が飽和しない範囲でヘッダ部Ｈに対するＡＧＣ増幅器６の利得を設定することができるから、ＡＧＣ増幅器６、増幅器９は振幅制限を行う必要がなく、製造コストを低減することができる。

なお、前記各実施の形態では、ＡＧＣ回路１２，２１はベースバンド処理部１０内に設ける構成としたが、ベースバンド処理部１０とは別個に設ける構成としてもよい。

また、前記各実施の形態では、高度化ＰＨＳ用の受信装置を例に挙げて説明したが、本発明はこれに限らず、変調多値数が異なる複数の変調方式の高周波信号を受信する受信装置であれば、広く適用できるものである。

本発明の第１の実施の形態による受信装置を示すブロック図である。図１中のＡＧＣ回路による制御電圧の制御方法を示す説明図である。本発明の第２の実施の形態による受信装置を示すブロック図である。図３中のＡＧＣ回路による制御電圧の制御方法を示す説明図である。

符号の説明

１アンテナ（受信手段）
６ＡＧＣ増幅器（増幅器）
７直交検波器
１０ベースバンド処理部
１２，２１ＡＧＣ回路（利得制御手段）

Claims

変調多値数の異なる複数の変調方式の高周波信号を受信可能な受信装置において、
高周波信号を受信する受信手段と、
該受信手段によって受信した高周波信号に基づいてベースバンド信号を復号するベースバンド処理部と、
前記受信手段とベースバンド処理部との間に設けられた増幅器と、
前記変調方式のピーク率が低い高周波信号を受信したときには該増幅器を用いて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を高く設定し、前記変調方式のピーク率が高い高周波信号を受信したときには該増幅器を用いて受信手段とベースバンド処理部との間の総合利得を低く設定する利得制御手段とを備える構成としたことを特徴とする受信装置。
前記高周波信号は、複数のスロットに時間分割されて多重化された時分割多元接続方式の信号からなり、前記各スロットは互いに変調多値数の異なる前側のヘッダ部と後側のデータ部とを有する構成とし、
前記利得制御手段は、各スロットのヘッダ部とデータ部とのピーク率に応じて前記増幅器の利得をそれぞれ設定する構成としてなる請求項１に記載の受信装置。
前記各スロットのヘッダ部は、振幅を除いた部分に情報をもつ変調方式の信号であり、
前記利得制御手段は、該ヘッダ部を受信したときは前記増幅器の利得を最大に設定する構成としてなる請求項２に記載の受信装置。
前記利得制御手段は、前記ヘッダ部とデータ部との間で前記増幅器の利得を変化させ、ヘッダ部の継続中およびデータ部の継続中は前記増幅器の利得を一定に保持する構成としてなる請求項２または３に記載の受信装置。
前記利得制御手段は、前記各スロットのヘッダ部の受信電力に応じて当該ヘッダ部に続くデータ部に対する前記増幅器の利得を設定する構成としてなる請求項２，３または４に記載の受信装置。