JPS58108809A - デイジタルagc回路 - Google Patents
デイジタルagc回路Info
- Publication number
- JPS58108809A JPS58108809A JP20876681A JP20876681A JPS58108809A JP S58108809 A JPS58108809 A JP S58108809A JP 20876681 A JP20876681 A JP 20876681A JP 20876681 A JP20876681 A JP 20876681A JP S58108809 A JPS58108809 A JP S58108809A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- coefficient
- output signal
- reference value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3089—Control of digital or coded signals
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ディジタル処理(二より出力ディジタル信号
を一定のレベルに自動制御するディジタルAGC回路ζ
二関するものである。
を一定のレベルに自動制御するディジタルAGC回路ζ
二関するものである。
ディジタル処理により自動利得制御(AGC)を行なう
ディジタルAGC回路は、例えば第1図に示す構成が提
案されている。同図(=於いて、1.4は乗算器、2は
絶対値回路、3,6は加算器、5は誤差積分回路である
。AD変換−二より得られたディジタル信号Xは乗算器
1(二より利得係数Agと乗算されて出力ディジタル信
号y (=z−Ag+=e一定レベル)となる。この出
力ディジタル信号yはアナログ信号の波形(二対窓して
正、負があるので、絶対値回路24二より絶対値1yl
が求められ、加算器64二より基準値vfとの差が求め
られる。即ち差信号ΔはΔ”Vr−lylとなる。
ディジタルAGC回路は、例えば第1図に示す構成が提
案されている。同図(=於いて、1.4は乗算器、2は
絶対値回路、3,6は加算器、5は誤差積分回路である
。AD変換−二より得られたディジタル信号Xは乗算器
1(二より利得係数Agと乗算されて出力ディジタル信
号y (=z−Ag+=e一定レベル)となる。この出
力ディジタル信号yはアナログ信号の波形(二対窓して
正、負があるので、絶対値回路24二より絶対値1yl
が求められ、加算器64二より基準値vfとの差が求め
られる。即ち差信号ΔはΔ”Vr−lylとなる。
この差信号Δは乗算器4に於いて係数にと乗算されて誤
差積分回路5に加えられる。この係数にはループ時定数
を決めるもので、通常はoくに≦1(二選定される。又
誤差積分回路5の出力信号1は加算器6C二より係数C
,と加算され、加算出力が利得係数Ag (=δ+Co
)となる。
差積分回路5に加えられる。この係数にはループ時定数
を決めるもので、通常はoくに≦1(二選定される。又
誤差積分回路5の出力信号1は加算器6C二より係数C
,と加算され、加算出力が利得係数Ag (=δ+Co
)となる。
誤差積分回路5は、例えば加算器とシフトレジスタとか
ら構成され、乗算器4の出力信号とシフトレジスタの出
力信号とを加算器で加算して出力信号δとすると共に、
シフトレジスタ(=加えるものであって、ローパスフィ
ルタの機能を有するものとなる。又加算器6に加える係
数C0は通常は1であるが、誤差積分回路5の出力信号
δが負であつても、利得係数Alが負C二ならないよう
(二、即ちδ十偽=Ag>Oとなるよう(;、係数C・
の値が選定される。
ら構成され、乗算器4の出力信号とシフトレジスタの出
力信号とを加算器で加算して出力信号δとすると共に、
シフトレジスタ(=加えるものであって、ローパスフィ
ルタの機能を有するものとなる。又加算器6に加える係
数C0は通常は1であるが、誤差積分回路5の出力信号
δが負であつても、利得係数Alが負C二ならないよう
(二、即ちδ十偽=Ag>Oとなるよう(;、係数C・
の値が選定される。
前述の如く、y = x−Ag =一定レベルとなるよ
う亀=制御されるものであるから、Ag oC1/xの
関係となる。却ち入力ディジタル信号Xと利得係数Ag
との関係は双曲線特性となる。このような特性により、
入力ディジタル信号Xが基準値vfよりΔXだけ大きい
場合と、Δ!たけ小さい場合とに於いては、利得係数A
gの変化率が異なるものとなり、収束性に差が生じるこ
とになる。換言すれば、線形系で演算し、フィードバッ
ク系による逐次補正を行なうものであるから、入力ディ
ジタル信号Xが基準値v1より大きい場合と小さい場合
と(二於けるAGCの応答(二差が生じることになる。
う亀=制御されるものであるから、Ag oC1/xの
関係となる。却ち入力ディジタル信号Xと利得係数Ag
との関係は双曲線特性となる。このような特性により、
入力ディジタル信号Xが基準値vfよりΔXだけ大きい
場合と、Δ!たけ小さい場合とに於いては、利得係数A
gの変化率が異なるものとなり、収束性に差が生じるこ
とになる。換言すれば、線形系で演算し、フィードバッ
ク系による逐次補正を行なうものであるから、入力ディ
ジタル信号Xが基準値v1より大きい場合と小さい場合
と(二於けるAGCの応答(二差が生じることになる。
本発明は、前述の如き欠点を改善したもので、入力ディ
ジタル信号の大小1:拘らず収束性が同じ櫨二なるよう
(ニすることを目的とするものである。
ジタル信号の大小1:拘らず収束性が同じ櫨二なるよう
(ニすることを目的とするものである。
以下実施例(二ついて詳細C二説明する。
第2図は本発明の実施例のブロック線図であり、第1図
と同一符号は同一部分を示し、7はデシベルリニア変換
回路である。デシベルリニア変換回路7は、第3図(二
示すようC二、差信号Δと出力信号・とが双曲線特性の
関係となる特性を有するもので、例えば差信号Δをアド
レスとして出力信号eを続出すルックアップテーブルと
するか又は近似展開式に基いた演算回路により構成する
ことができる。
と同一符号は同一部分を示し、7はデシベルリニア変換
回路である。デシベルリニア変換回路7は、第3図(二
示すようC二、差信号Δと出力信号・とが双曲線特性の
関係となる特性を有するもので、例えば差信号Δをアド
レスとして出力信号eを続出すルックアップテーブルと
するか又は近似展開式に基いた演算回路により構成する
ことができる。
デシベルリニア変換回路7の出力信号eは乗算器4(二
より係数にと乗算されて誤差積分回路5(二加えられ、
基準値vfに対する誤差成分が積分された出力信号δは
加算器6(二より係数C(1と加算されて利得係数Ag
となる。従って利得係数Agと入力ディジタル信号Xと
は直線関係となり、基準値vfに対して入力ディジタル
信号XがΔXたけ大きい場合と小さい場合とに於ける利
得係数Agの変化分ΔAgはほぼ同じくなり、何れの場
合の収束性もほぼ等しくなるら 又正確C二利得係数Agを形成する為6二は、毎回のサ
ンプルC二ついてデシベルリニア変換をしないで、ある
一定期間の平均パワー(二対してデシベルリニア変換す
れば良いことになる。
より係数にと乗算されて誤差積分回路5(二加えられ、
基準値vfに対する誤差成分が積分された出力信号δは
加算器6(二より係数C(1と加算されて利得係数Ag
となる。従って利得係数Agと入力ディジタル信号Xと
は直線関係となり、基準値vfに対して入力ディジタル
信号XがΔXたけ大きい場合と小さい場合とに於ける利
得係数Agの変化分ΔAgはほぼ同じくなり、何れの場
合の収束性もほぼ等しくなるら 又正確C二利得係数Agを形成する為6二は、毎回のサ
ンプルC二ついてデシベルリニア変換をしないで、ある
一定期間の平均パワー(二対してデシベルリニア変換す
れば良いことになる。
以上説明したようC二、本発明は、出力ディジタル信号
yの絶対値Iylと基準値vfとの差のVf −1y1
=Δの差信号なデシベルリニア変換回路7(二より変換
して誤差積分を行ない、入力ディジタ7し信号Xに乗算
する利得係数Agを形成するもので、入力ディジタル信
号Xと利得係数Agとの関係が双曲線特性でなく直線特
性となるから、入力ディジタル信号Xが基準値Vf(m
対して大きい場合も小さい場合も収束性がほぼ等しくな
り、安定なAGC動作を行なわせることができること(
二なる。なお1京理的(二は係数k 、 c@は省略し
得るものであり、又ブロセツー9!−ζ二より乗算器1
,4.加算器5,6.デシベルリニア変換回路7等の演
算機能を実現することもできる。
yの絶対値Iylと基準値vfとの差のVf −1y1
=Δの差信号なデシベルリニア変換回路7(二より変換
して誤差積分を行ない、入力ディジタ7し信号Xに乗算
する利得係数Agを形成するもので、入力ディジタル信
号Xと利得係数Agとの関係が双曲線特性でなく直線特
性となるから、入力ディジタル信号Xが基準値Vf(m
対して大きい場合も小さい場合も収束性がほぼ等しくな
り、安定なAGC動作を行なわせることができること(
二なる。なお1京理的(二は係数k 、 c@は省略し
得るものであり、又ブロセツー9!−ζ二より乗算器1
,4.加算器5,6.デシベルリニア変換回路7等の演
算機能を実現することもできる。
第1図は先I:提案されたディジタルAGO回路のブロ
ック線図、第2図は本発明の実施例のブロック線図、第
3図はデシベルリニア回路の特性説明図である。 1.4は乗算器、2は絶対値回路、3,6は加薯器、5
は誤差積分回路、7はデシベルリニア変換回路である。 特許出願人 富士通株式会社 代理人 弁理士玉蟲久五部 外3名
ック線図、第2図は本発明の実施例のブロック線図、第
3図はデシベルリニア回路の特性説明図である。 1.4は乗算器、2は絶対値回路、3,6は加薯器、5
は誤差積分回路、7はデシベルリニア変換回路である。 特許出願人 富士通株式会社 代理人 弁理士玉蟲久五部 外3名
Claims (1)
- 基準値と出力ディジタル信号の絶対値との差信号を積分
して利得係数とし、該利得係数と入力ディジタル信号と
を乗算して前記出力ディジタル信号とするディジタシム
00回路礪二於いて、前記差信号をデシベルリニアC二
変換するデンペルリニア変換回路を設けたことを特徴と
するディジタルAGC回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20876681A JPS58108809A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | デイジタルagc回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20876681A JPS58108809A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | デイジタルagc回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58108809A true JPS58108809A (ja) | 1983-06-29 |
Family
ID=16561730
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20876681A Pending JPS58108809A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | デイジタルagc回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58108809A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6211170A (ja) * | 1986-07-25 | 1987-01-20 | Hitachi Ltd | 自動利得制御回路 |
US6782061B2 (en) | 1998-04-06 | 2004-08-24 | Nec Corporation | AGC circuit |
-
1981
- 1981-12-23 JP JP20876681A patent/JPS58108809A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6211170A (ja) * | 1986-07-25 | 1987-01-20 | Hitachi Ltd | 自動利得制御回路 |
JPH0450767B2 (ja) * | 1986-07-25 | 1992-08-17 | Hitachi Seisakusho Kk | |
US6782061B2 (en) | 1998-04-06 | 2004-08-24 | Nec Corporation | AGC circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR930000974B1 (ko) | 디지탈 자동이득 제어장치 및 그 제어방법 | |
JPS6222310B2 (ja) | ||
JPH09321559A (ja) | 自動利得制御回路 | |
JPS58108809A (ja) | デイジタルagc回路 | |
JP3037002B2 (ja) | 信号処理装置 | |
JPS59104826A (ja) | A/d変換装置 | |
JP3029361B2 (ja) | 自動利得制御回路 | |
JPS6220406A (ja) | Muse方式用自動利得制御装置 | |
JPS62132411A (ja) | 利得・オフセツト制御回路 | |
JPS60261282A (ja) | 色信号処理装置 | |
JPS633517A (ja) | 自動利得制御装置 | |
JPH0714217B2 (ja) | 自動利得制御装置 | |
JPH05127701A (ja) | 制御装置 | |
JPH077896B2 (ja) | ディジタル自動利得制御装置 | |
JPS604322A (ja) | デイジタルagc回路 | |
JPS63242011A (ja) | 利得制御回路 | |
JP3042201B2 (ja) | ノイズシェイパ | |
JPH0320927B2 (ja) | ||
JPS6229290A (ja) | Muse方式用自動レベル調整装置 | |
JPS60119113A (ja) | 利得制御回路 | |
JPS5850444B2 (ja) | 自動平衡増幅回路 | |
JPH01185010A (ja) | デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法 | |
JPH04192677A (ja) | クランプ装置 | |
JPH02237207A (ja) | デイジタルagc制御方式 | |
JPH043613A (ja) | デジタル信号処理方式 |