JPH10506764A

JPH10506764A - Ｃｄｍａ無線電話のためのデジタルａｇｃ

Info

Publication number: JPH10506764A
Application number: JP8511918A
Authority: JP
Inventors: オストマンクジェル
Original assignee: Nokia Mobile Phones Ltd
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1994-09-27
Filing date: 1995-09-25
Publication date: 1998-06-30
Also published as: EP0783801B1; DE69533483D1; CN1158677A; EP0783801A4; CN1103146C; DE69533483T2; AU3682895A; BR9509158A; US5566201A; WO1996010298A1; EP0783801A2; CA2198595A1

Abstract

(57)【要約】拡散スペクトラム送受信装置のためのデジタル受信装置ＡＧＣ値とデジタル送信装置ＡＧＣ値を生成する方法及び装置が開示されている。１つの方法は、（ａ）受信され標本化された信号の電力を積分し（34ａ）；（ｂ）その受信され積分された電力の対数を計算し（34ｂ）；（ｃ）その電力の対数から所定の基準値を引いて第１エラー信号を生成し（34ｃ）；（ｄ）その第１エラー信号を濾波し（34ｄ）；（ｅ）濾波された第１エラー信号を所定第１閾値と比較し（34ｅ）；（ｆ）この比較ステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし（34ｅ）且つフィルター累算器をリセットし；（ｇ）該第１カウンタ値を、拡散スペクトラム受信装置増幅器の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップ（36ａ）を含む。

Description

【発明の詳細な説明】ＣＤＭＡ無線電話のためのデジタルＡＧＣ発明の分野本発明は、通信装置に関し、特に拡散スペクトラム（SS）符号分割多元接続（ CDMA）プロトコルと両立する無線電話に関する。発明の背景ダイレクトシーケンスコーディング拡散スペクトラム通信方式は、本質的に、送信前に２つのデジタル信号、即ちビット列、を組み合わせて第３の信号を作る。第１の信号は、デジタル化音声回路の出力等の情報信号である。例えば、第１の信号のビットレートは10kbpsである。第２の信号は、ランダムシーケンス又は疑似雑音（PN）発生器により作られる信号で、デジタル化音声信号のビットレートより数桁大きなビットレートを有する本質的にランダムなビット列である。この２つの信号の変調の結果として、第２の信号と同じビットレートを有する第３の信号が得られる。しかし、第３の信号は、デジタル化された音声信号も含んでいる。受信装置で、送信装置において変調のために使われた元のランダムシーケンスを反映するランダムなビット列が同一のランダムシーケンス発生器により作られる。正しく動作が行われるように、搬送周波数復調後に、受信装置のPN（疑似雑音）発生器は、入ってくるPNシーケンスと同期化されなければならない。受信された信号から該ランダムシーケンスを除去し、それを１記号周期にわたって積分することにより、拡散解除された信号(a despread signal)が得られる。理想的には、その拡散解除済みの信号は元の10kbps音声信号を正確に表す。ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定規格である“デューアルモード広帯域拡散スペクトラム・セルラーシステムについての移動局−基地局・両立性規格、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５（1993年７月）”は、セクション6.1.2において、移動局は出力電力調整のために２つの独立の方法を提供しなければならないと指定している。その２つの方法とは、移動局の動作にのみ基づく開ループ推定と、移動局とセルサイト・コントローラ（the cell site controller）即ち基地局との両方が関わる閉ループ訂正とである。後者の方法では、移動局はフォワードトラフィックチャネルを介して受け取った電力制御ビットに応答してその出力電力レベルを調整する。前者の方法では、基地局から受信された信号強度が使われる。 CDMAシステムにおける電力制御については、QUALCOMM社の1992年３月２８日の “CDMA概説と、拡散スペクトラム・デジタルセルラー規格のための共通エアーインターフェース規格(CAI)の提案−−デジタルセルラーシステム及びパーソナルセルラーネットワークへの符号分割多元接続（CDMA）の適用の概観”という刊行物（"Introduction to CDMA and the Proposed Common Air Interface Specific ation（CAI）for a Spread Spectrm Digital Cellular Standard-An Overview o f the Application of Code Division Multiple Access（CDMA）to Digital Cel lular Systems and Personal Cellular Networks"）の10頁及び12頁に解説があり、更に図３−２に略図示されている。この刊行物に記載されているように、移動局送信装置電力制御プロセスの目標は、セルサイト受信装置において、そのセルの中で動作している各移動局送信装置からの公称受信信号電力を作ることである。もし全ての移動局がその様に制御されているならば、その最終結果は、全ての移動局からセルサイトで受信される総信号電力が公称受信電力と移動局の数との積に等しいということである。従って、CDMA通信システムで動作する無線電話等の移動局を設計するときには、送信装置の電力制御が重要な考慮事項となることが分かる。更に、開ループ電力制御は移動局がセルサイトから受信する信号に基づいて行われるので、開ループ電力制御を正しく行うためには移動局の受信装置の動作が重要な役割を果たす。特に、送信装置の自動利得制御(AGC)機能を慎重に考慮しなければならない。 CDMAシステムでは、送信装置は80dBの範囲にわたって動作しなければならない。しかし、標本化速度が大きいので、送信装置のＡ／Ｄ変換器の分解能のビット数は限られている。受信装置のＡＧＣ機能は、遅いフェード及び早いフェードの両方による受信信号の変動にも対処しなければならないので、Ａ／Ｄ変換器の分解能が限られていることに起因する問題が更に複雑になる。 CDMAシステムでは高速ＡＧＣ機能は受信装置のアルゴリズムの機能を損なうべきではなく、また、理想的には、込み入った復号及び同期化のために収集された情報を損なうべきではない。 CDMA規格は、移動局の送信装置の動作も指定している。受信信号レベルの変化に対する送信装置の電力の反応時間は30msに指定されており、その時間の後に送信装置の電力レベルは新しい範囲の中で安定しているべきである。送信周期についても範囲が指定されている。けれども、指定されている送信装置の30msという反応時間は高速受信装置ＡＧＣ機能には長すぎて、送信装置と受信装置のＡＧＣ設定値が等しくなるような解決策を実現不可能としている。また、送信装置の利得設定値の精度はCDMA規格により厳格に指定されている。この規格を満たすために、送信装置では0.25dBの送信装置電力ステップサイズが要求される。対照的に、受信装置は利得設定値の誤差にかなり寛容であって、複雑さもコストも比較的に低い解決策が可能である。また、受信装置は、高トラッキング速度を可能とするために0.25dBより大きなステップサイズを必要とする。下記の米国特許及びその他の刊行物は概して本発明の教示内容と関連している。 1992年12月１日発行の、“拡散スペクトラム通信装置のための自動利得制御装置”という題名のAkazawa 他の米国特許第5,168,505号。 1992年４月21日発行の、“高ダイナミックレンジ閉ループ自動利得制御回路” という題名の、Wheatley三世他の米国特許第5,107,225号。 1992年３月３日発行の、“拡散スペクトラム送信装置のための適応電力制御” という題名の、Schillingの米国特許第5,093,840号。 1992年３月24日発行の、“線形利得制御増幅器”という題名の、Wheatley三世の米国特許第5,099,204号。 1992年７月21日発行の、“拡散スペクトラム受信装置”という題名の、Hashim oto他の米国特許第5,132,985号。 1991年10月８日発行の、“CDMAセルラー移動電話システムの送信電力を制御する方法及び装置”という題名の、Gilhousen他の米国特許第5,056,109号。 1991年５月17日発行の、“CDMAセルラー移動電話システムの送信電力を制御する方法及び装置”という題名の、Gilhousen他の米国特許第5,265,119号。 1991年２月12日発行の、“拡散スペクトラム通信受信装置”という題名の、Ak azawaの米国特許第4,993,044号。 1990年２月13日発行の、“衛星又は地上中継器を用いる拡散スペクトラム多元接続通信システム”という題名の、Gilhousen他の米国特許第4,901,307号。 1993年５月27日発行の、“拡散スペクトラム通信システムのための適応電力制御と方法”という題名のＰＣＴ国際出願第WO93／1060号。 1993年４月15日発行の、“送信装置電力制御システム”という題名の、ＰＣＴ国際出願第WO93／07702号。 1993年３月18日発行の、“ダイレクト・シーケンス・ディフィージョンを使用するCDMA環境に適する送受信装置において自動送信電力制御を行う方法”という題名のＰＣＴ国際出願第WO93／05585号。発明の目的本発明の目的は、送受信装置において受信装置及び送信装置を良好に制御することを可能にするデジタル AGC装置を提供することである。本発明の他の目的は、独立のトラッキング精度を各々有する、受信装置AGC 機能と開ループ送信装置電力制御機能とを提供することである。本発明の目的は、拡散スペクトラム無線電話に用いるための、別々のトラッキング速度を各々有する、受信装置AGC 機能と開ループ送信装置電力制御機能とを提供する方法及び回路装置を提供することである。発明の概要本発明の方法及び回路装置により、上記の課題及びその他の課題が解決され、目的が実現される。本発明は、拡散スペクトラム送受信装置等の送受信装置のための受信装置AGC 信号を生成する方法と、その方法に従って動作する回路とを教示する。この方法は、（ａ）受信され標本化された信号の電力を積分し；（ｂ）その受信され積分された電力の対数を計算し；（ｃ）その電力の対数から所定基準値を引いて第１エラー信号を生成し；（ｄ）該第１エラー信号を濾波し；（ｅ）その濾波された第１エラー信号を所定第１閾値と比較し；（ｅ）この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ同時にフィルター累算器をリセットし；（ｆ）該第１カウンタ値を、受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを含む。本発明の好ましい実施例では、前記の対数は電力の二次対数であり、前記の計算するステップは、（ａ）受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；（ｂ）決定された位置を二次対数として使用するサブステップを含む。前記の対数が二次対数である場合には、前記の計算をするステップは、（ａ）受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；（ｂ）その決定された最上位セットビットに隣接する１個以上のビットを抽出し；（ｃ）その抽出したビットを、該最上位セットビットの決定された位置を表す値に鎖状につなぎ；（ｄ）その結果としての、鎖状につながれているビットを該二次対数の近似値として使うサブステップを含む。この方法は、（ａ）第２カウンタ値を生成し；（ｂ）該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；（ｃ）該第２エラー信号を濾波し；（ｄ）その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較し；（ｅ）その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、該フィルター累算器をリセットし；（ｆ）少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップにより送信装置AGC 値を生成するステップを更に含む。好ましい実施例では、第３カウンタ値は、受信された電力制御コマンドビットの関数としてセットされ、前記方法は（ａ）該第２カウンタ値を該第３カウンタ値に加え；（ｂ）この第２及び第３のカウンタ値の和を、拡散スペクトラム送信装置増幅器の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを含む。変換のステップは、各々、該第１カウンタ値及び該第３カウンタ値をアナログ電圧に変換する前にこれらのカウンタ値に増幅器勾配補正を行う予備的ステップを含むのが好ましい。この様にして、本発明は、受信された信号の変化に対していずれの方向にも迅速に反応する（信号強度を増加又は減少させる）AGC信号を供給する。更に、受信装置の利得は第１インクリメント値だけ変更され、送信装置の利得は第２インクリメント値だけ変更される。本発明の現在好ましい実施例では、受信装置の利得は１dBずつインクリメントされ、送信装置の利得は0.125dBずつインクリメントされる。図面の簡単な説明本発明の上記の特徴及びその他の特徴は、本発明についての以下の詳しい説明を添付図面と関連させて読めば更に明らかとなる。添付図面において、図１は、本発明に従って構成され動作する無線電話の略ブロック図である。図２は、図１のデジタル AGC回路及び送信装置電力制御回路を詳しく示すブロック図である。図３は、受信信号電力についての、ROMに基づくルックアップ回路（図２の34 ａ）を示す略図である。図４は、図２のブロック38ａを詳しく示す。図５は、図２のブロック38ａ及び38ｂを実現するための現在好ましい実施例のブロック図である。図６は、図５に示されている基準化ブロックの効果を示すグラフである。発明の詳細な説明本発明の拡散スペクトラムCDMA無線電話10の現在好ましい実施例を示す図１を参照する。後に明らかになるように、無線電話10のブロックのうちの或るものは、別々の回路要素で、又は高速信号処理装置等の適宜のデジタルデータ処理装置により実行されるソフトウェアルーチンとして、実現され得るものである。また、回路要素とソフトウェアルーチンとを組み合わせることもできる。従って、以下の記述は本発明を特定の技術的実施例に限定するものではない。本発明の好ましい実施例では、無線電話10は、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定規格“デューアルモード広帯域拡散スペクトラム・セルラーシステムについての移動局−基地局・両立性規格、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−95（1993年７月）”に従って動作する。しかし、この特別の暫定規格との両立性を本発明の実施に対する限定事項と解するべきではない。無線電話10は、セルサイト（図示せず。以降は基地局と称する。）からのＲＦ信号を受信し、ＲＦ信号を基地局へ送信するためのアンテナ12を含む。デジタル（CDMA）モードで動作するとき、ＲＦ信号は位相変調されて音声情報及び信号情報を運ぶ。アンテナ12には、位相変調されたＲＦ信号をそれぞれ受信及び送信する、利得制御される受信装置14と利得制御される送信装置16とが接続されている。周波数合成器18は、コントローラ20の制御下で該受信装置及び送信装置に所要の周波数を供給する。コントローラ20は、符復号器22を介してスピーカー22ａ及びマイクロホン22ｂ、並びにキーボード及びディスプレイ24とインターフェースするための低速ＭＣＵを有する。一般に、このＭＣＵは、無線電話10全体の制御及び動作を担当する。コントローラ20は、送受信される信号の実時間処理に適する高速デジタル信号処理装置（DSP）も有するのが好ましい。受信されたＲＦ信号は受信装置でベースバンドに変換されて移相復調器26に印加され、この復調器は、受信信号から同相（Ｉ）信号及び直角位相（Ｑ）信号を導出する。このＩ及びＱ信号は適当なＡ／Ｄ変換器（図２の26ａ及び26ｂ）によりデジタル形に変換されて３フィンガ（F1−F3）復号器30に印加される。各フィンガは局部PN発生器を含む。復号器28の出力は、インターリーブ解除復号器32を介してコントローラ20へ信号を出力するコンバイナ30に印加される。コントローラ20へのデジタル信号入力は、音声標本又は信号情報を表す。コントローラ20によるこの信号の更なる処理は、本発明とは関係がないのでこれ以上は説明しないけれども、信号情報は、基地局から無線電話10に送られた送信装置電力制御ビットを含んでいることだけは記しておく。Ｉ−Ｑ復調器26から出力されたＩ信号及びＱ信号は、本発明により、受信装置デジタルＡＧＣブロック34にも印加され、このブロックはそれらを後述するように処理して、増幅器勾配補正ブロック36への出力信号を生成する。勾配補正ブロック36の１つの出力は、受信装置14の利得を自動的に制御するのに使われるRX利得信号である。受信装置デジタルＡＧＣブロック34の出力はTX開ループ電力制御ブロック38にも印加される。TX閉ループ制御ブロック40は、コントローラ20から、受信された送信装置電力制御ビットを入力する。加算器42はTX開ループ制御ブロック38の出力をTX閉ループ制御ブロック40の出力に加えて和信号を生成し、この和信号は勾配補正器36に印加され、そこからTXリミッタ・ブロック44に印加される。TXリミッタ・ブロック44の出力はTX利得（TX GAIN）信号であり、この信号は送信装置 16に印加されて、その出力電力を制御する。送信装置16への入力（ボコーダーで処理された音声及び／又は信号情報）は、ブロック46として包括的に示されている畳み込みエンコーダ、インターリーバー、ウォルシュ(Walsh)復調器、PN変調器、及びＩ−Ｑ変調器を介してコントローラ20から得られる。受信装置デジタルＡＧＣブロック34、勾配補正器36、及び開ループ及び閉ループ送信装置ブロック38、40、42、44の構成及び動作を詳しく説明する前に、基地局から受信された最適に標本化された、全ての使用チャネルを有する信号は約64 ／１、即ち18dBのダイナミックレンジを有することを記しておく。また、高速フェードは約＋／−６dBから−34dBまでのダイナミックレンジを有することができる。受信装置ＡＧＣが高速フェードを完全に追跡することができなければ、信号が受信装置のＡ／Ｄ変換器によりクリップされたり、或いは信号がＡ／Ｄ変換器にとっては小さすぎたりする（Ａ／Ｄアンダーフロー）確率が大きい。しかし、クリッピングは概して対称的で、或る程度までは許容できる。従って、0.5ミリ秒（ms）ないし２msの受信装置ＡＧＣステップ応答時定数は、受信装置ＡＧＣに高速フェージングを充分に追跡させ、且つクリッピング及びＤ／Ａ変換器オーバーフロー及びアンダーフローを防止するのには充分な時定数であると考えられる。従って、信号の増幅及び減衰のいずれが必要なときでも本発明は高トラッキング速度能力のある受信装置ＡＧＣ機能を提供する。次に、図１についての説明で既に手短に言及した受信装置ＡＧＣ機能及び送信装置電力制御機能について詳しく解説するために図２を参照する。図２では、受信装置ＡＧＣ34のサブコンポーネントは34ａ−34ｅと称され、TX開ループ電力制御38のサブコンポーネントは38ａ−38ｃと称されている。Ｉ−Ｑ位相復調器26のデジタル出力（Ａ／Ｄ26ａ及び26ｂ）に基づいて、Ｉ及びＱ標本の電力がブロック34ａによって１チップあたりに少なくとも１回、好ましくは２回、例えばＲＯＭテーブル34ｂルックアップにより計算される。計算された電力は、例えば１記号（64チップ）に相当する所定周期にわたって積分される。積分された出力信号はここではRx AGC 又はRxAGC と称される。ＲＯＭルックアップに基づいて、１チップあたり１回標本化するとき、受信信号電力を決定する１つの適当な手法は次の通りである。図３も参照する。６ビットＡ／Ｄ26ａ及び26ｂの出力は時分割多重化され、ＲＯＭ34ｂのアドレスとして使われる。従って、このＲＯＭのアドレス空間は26＝64である。ＲＯＭ 34ｂの各アドレスの内容は、そのアドレスの平方である、即ち、一方のＡ／Ｄの出力が“25”であるならば、ＲＯＭのアドレス25の内容は６２５である。一方のＡ／Ｄの正の最大出力は“31”であり、その平方は９６１である。同様に、一方のＡ／Ｄの負の最大出力は“−32”であり、その平方は1024である。しかし、この数は切り詰められて1023にされる。その結果として、ＲＯＭ34ｂのデータ出力幅要件は10ビットに限定され、従って該ＲＯＭの全体としてのサイズは64×10ビットである。ＲＯＭ34ｂの出力は、加算器35ａ及びレジスタ35ｂからなる積分器に接続されている。レジスタ35ｂは2Xチップ・クロックにより刻時され、このクロックは、１２８個の標本をカウントするカウンタ35ｄも刻時する。このクロック信号は、ＭＵＸ35ｅとともに、ＩＡ／Ｄ26ａ及びＱＡ／Ｄ26ｂの選択を行う。その結果として、それらのＡ／Ｄ出力は時分割多重化されてＲＯＭ34ｂのアドレス入力に送られ、該ＲＯＭはそれに応じてＡ／Ｄ出力値の平方を出力する。ＲＯＭ34ｂの出力はレジスタ35ｂに記憶されている値に加算され、その加算の結果がレジスタ35ｂに記憶される。64番目毎のチップで第２レジスタ35ｃは刻時されて加算器 35ａの出力を記憶し、同時に第１レジスタ35ｂをクリアする。その結果として、第２レジスタ35ｃは、連続する64個のチップ即ち１記号のエネルギーに相当する値を内蔵することになる。再び図２を参照すると、本発明により、増幅を大きくするとき、及び増幅を小さくするときにも、等しい変化率を得るために、入力信号(RX AGC)の電力は直接には使用されなくて、この信号の対数（対数の底は何でもよい）が使われる。より詳しく述べると、本発明の好ましい実施例では、電力の二次対数は優先順位エンコーダ34ｃで計算され、ここでその二次対数は最上位セットビットの位置と見なされる。例えば、６ビットＡ／Ｄ変換器26ａ及び26ｂで、０以上２未満の電力は０を与え、２以上４未満の電力は１を与える、等々、と基準化される。従って、対数の値の各単位は３dBの電力に相当する。（６ビットＡ／Ｄ変換器の０ −32の空間の）平均入力振幅４は64×２×42の線形電力をもたらし、これは対数値11に相当する。更に、対数のもう二つのビットが線形電力値の最上位セットビットの右に２ビットを付加することにより計算される。これは対数関数の線形近似であるけれども、誤差は大したことがないということが分かっている。従って、電力測定の分解能は約0.75dBである。電力の所望の対数（上記の例では４×11＝44）はブロック34ｃにおいて計算された電力から引かれ、その差の値（エラー信号e1）は単極低域フィルター34ｄに入力される。このフィルターの時定数はデジタルＡＧＣ回路全体の速度を決定する。例をあげると、１−（31／32）のフィルター・フィードバック係数は約1.6m sの時定数をもたらす。フィルター34ｄの出力は閾値検出力ウンタ回路34ｅに入力され、ここで、濾波された出力が第１閾値THRESH１と比較されることにより１記号当たりに１回監視される。濾波された出力が第１閾値より大きいことが分かったならば、該カウンタ（CNTR）は、この閾値の符号に応じてインクリメント又はデクリメントされる。同時に、フィルター累算器がリセットされる。理論的に正しい動作を行わせるために、フィルター累算器を反対の閾値にセットさせるべきである。即ち、濾波された出力が正の閾値より大きかったのならば、該カウンタはカウントアップし、フィルターレジスタは負の閾値にセットされる。しかし、これにより該カウンタは直ちに反対方向にカウントする。従って、或る程度のヒステリシスを採用するのが好ましい。好ましい実施例では、+/-0.16667が閾値として使われ、+/-0.1 25がリセット値として使われる。もっと大きなヒステリシスを与えるために、フィルター累算器をゼロにリセットすることができる。該カウンタの出力はついには勾配補正ブロック36に含まれるＤ／Ａ変換器に供給され、これは受信装置の増幅器を制御する信号Rx GAINを出力する。フィルター34ｄの入力及び出力の単位の大きさの変化は電力の３dBの変化に対応するので、閾値（THRESH１）は２dBのＡＧＣステップ・サイズについては+/-0 .33333（１dB）に、１dBのＡＧＣステップ・サイズについては+/-0.166667（0.5 dB）にセットされるのが好ましい。即ち、THRESH１の値は所望のＡＧＣステップ・サイズの関数である。受信装置ＡＧＣ信号は、対数の負の値が低域フィルター34ｄの入力に正の値と同じ頻度で現れるときに安定した値に達する。ＡＧＣの最適安定状態は、Ａ／Ｄ変換器26ａ及び26ｂにおいて６−12dBの信号ヘッドルーム（a signal headroom ）が存在するときに、生じる。ビット数が限られているので、与えられたアプリケーションについての安定状態ヘッドルームは経験的に定められるのが最善である。Ａ／Ｄ変換器における信号ヘッドルームを変えるための実行可能な手法は幾つか存在するけれども、現在好ましい手法は、入力電力の対数の予測される値を変える。次に説明するように、送信装置ＡＧＣ決定のためのパラメータを同時に変えなければならないかも知れない。送信装置デジタルＡＧＣ機能38は、受信装置ＡＧＣステップ・カウンタ34ｅと同様のステップ・カウンタ38ａを有する。送信装置ＡＧＣステップ・カウンタ値は、第２エラー信号（e2）を形成するために受信装置ＡＧＣのステップ・カウンタ値から引かれる。エラー信号e2は単極低域フィルター38ｂで低域濾波されるが、その時定数は、送信装置ＡＧＣの総時定数が約30msとなるように選択されている。１−（1023／1024）のフィルター・フィードバック率がこの時定数を与える。送信装置ＡＧＣのステップ・サイズは0.125dBより大きくないのが好ましい。その様なサイズであるとして、更に受信装置ＡＧＣ信号(Rx AGC)のステップが１dBであるとすると、34ｅからのRx AGC カウンタ値出力は、差が決定される前に３だけ左にシフトされる。この様な手法が送信装置AGC 信号に１dBの精度をもたらす。より良い精度を達成するために、１記号（Rx AGC）にわたって積分された電力を代わりに使う。１記号にわたって積分される電力の予め計算された予測値が現実の積分された電力値から引かれ、その結果が前記の低域フィルター38ｂで濾波される。前と同じく、これは対数関数を線形関数で近似することを意味する。前記の例に従って、もし所望の対数値が44であるならば、信号の線形平均電力には１dBの変化があり、従ってその値は2048と2578との間にあり、従って、所望の線形電力値は（2048 ＋／−2560）／２＝2313にセットされる。フィルター38ｂへの１dBの入力は８という値に相当するので、この入力は６だけ右にシフトされる（100.１−１）×20 48＝530≒512、512／８＝64⇒６右シフト）。受信される電力の対数の予測値を変化させることによってＡ／Ｄ変換器26ａ及び26ｂにおける信号ヘッドルームを変化させると、線形電力の前記の予測値も変化する。これに対処するには、線形電力値のシフトを適宜追加するのが好ましい。下記の表は、所望の受信装置電力対数が与えられたときの、この追加のシフトについての適当な値を記録している。更に詳しく述べると、図２のブロック38ａは、ブロック34ｅのRxカウンタ（CN TR）の値とブロック38ｃのTxカウンタ（CNTR）の値との差を計算する。この差は低域濾波されて閾値と比較される。もし閾値を越えるならば、ブロック38ｃのカウンタはカウントアップ又はカウントダウンし、新しい値がブロック38ａに戻されて、ここでその新しい値がブロック34ｅからのRxカウンタ値と比較される。Rx カウンタ及びTxカウンタの値が等しくなるまで、このプロセスが続く。ブロック38ａは、ブロック34ａからの受信線形電力と所定の一定値（REF）との差も計算する。この差も低域フィルター38ｂに供給される。その結果として、プロセスの各反復のためにフィルター38ｂに２つの値が入力されることになる。これに関して、図４を参照すると、受信装置チェーン（ブロック26ａ−ｂ及び 34ａ−ｅ）の機能は、Ａ／Ｄ変換器26ａ及び26ｂへの平均入力振幅を一定に保つことである。例えば、所望の絶対振幅がＡ／Ｄ出力の８（０−32のＡ／Ｄ絶対範囲の中の）に相当すると仮定しよう。すると、積分後には測定された電力は82× 128＝8192となる。この値が所定の一定基準値（線形電力基準）となる。本発明の好ましい実施態様によると、カウンタ34ｅの出力の１ステップは１db の利得変化に対応し、カウンタ38ｃの出力の１ステップは0.125dBに対応する。従って、ブロック39ｄによるTxAGCカウンタ値の減算の前にカウンタ34ｅの出力に８を乗じるべきである（ブロック39ａで３だけ左にシフトされる）。スイッチ 39ｅ及び39ｆは、TxAGCカウンタ値とシフトされた RxAGCカウンタ値とを減算器3 9ｄに接続し、又はシフトされた RxAGC線形電力値とシフトされた線形電力基準値とを減算器39ｄに接続するマルチプレクサーとして機能する。線形電力 REF及び RxAGC線形出力を当面無視すると、Tx開ループは、RxAGCカウンタ34ｅの値の８倍が TxAGCカウンタ38ｃの値に等しいときに平衡する。Txカウンタは遷移時には如何なる値にもなり得るのであるが、どの安定状態でもその出力はｎ×８の値を有する、即ち、Tx開ループは８×0.125＝１dBの安定状態分解能を有する。しかし、この分解能は、IS−95規格の要件を満たすには不十分である。分解能を強化するために、本発明は、線形電力値と、それに対応する基準値との差を利用する。その場合、電力はdBではなくて線形に表現され、それ故に初めに対数関数の線形近似を行う。目的は分解能を強化することであるので、カウンタ差により大きな利得差を処理し、線形電力値と基準との差を３dBに制限する。３dBが線形値２に対応することが分かるから、２dBは1.58≒1.5に対応し；１d Bは1.2589≒1.25に対応し；0.5dBは1.122≒1.125に対応し；0.25dBは1.0593≒1. 0625に対応し；0.125dBは1.0292≒1.03125に対応する、等々であり；この様に、差が３dBより小さい限りは、dB数を２倍にすると線形数の小数部が２倍になることが分かる。もし０dBが１×8192であるという定義をするならば、0.125dBは1.03125×8192 ＝8448となる。従って、線形近似では、0.125dBの利得変化は線形電力値の256の変化に対応し、0.25dBの利得変化は512の変化に対応する、等々である。以上の記述において、TxAGCカウンタ38ｃの単位ステップ変化は0.125dBの利得変化に対応すると述べた。従って、線形差では0.125dBは256 に対応するので、線形差はフィルター38ｂに入力される前に 256で割られる（ブロック39ｂで右に８だけシフトされる）。ここで、RxAGCカウンタ及び TxAGCカウンタがそれぞれ24及び192（８×24）の値をそれぞれ持っていると仮定しよう。この場合には、平均入力電力は、所望の値8192から8448に変化する、即ち、利得が 0.125dBだけ変化する。受信装置カウンタ34ｅは、この利得変化が１dbより小さいので、この利得変化に対しては反応しない。しかし、フィルター38ｂに入力される線形差は（8192−8448）／256＝ −１となる。フィルター38ｂの時定数による或る時間が経過した後、TxAGCカウンタ38ｃは１ステップだけカウントダウンして、その内容は 191となる。従って、該カウンタ間の差は８×24−191＝１となる。今、フィルター38ｂへの２つの入力は互いに相殺し合うけれども、送信装置の利得は 0.125dBだけ減少している。即ち、該回路は TxAGCの分解能を 0.125dBにまで高めており、これは前記の規格を満たす。 −１dBは、0.741に対応するべきではあるけれども 0.794に対応し、−２dBは0 .415 に対応するべきであるのに 0.630に対応する、等々であるので、線形近似は負の利得変化にも同じく良く役立つわけではない。即ち、線形近似は−２dBより小さい差に対して最も良く役立つ。また、前述したように、真の基準値は8192 ではなくて(100.1×8192+/-8192)／２＝9252であるべきである。しかし、前者が実際には減算に使われており、後者は近似の基準化（256で割る計算）に使われている。正しい基準化値は 10313／8192×256＝322であろうけれども、これを使うとハードウェアを実現するのがやや面倒になる。そのために近似に小さなエラーが生じることになるけれども、それは、負の利得変化には正の利得変化の場合より大きなエラーが生じるという事実によって或る程度解消される。要約すると、RxAGCの割合に大きなステップサイズで入力信号レベルの速い変化を打ち消すことができるように、フィルター38ｂに２つの入力を供給するのが好ましい。一方、TxAGCは比較的に低速で、精度が比較的に高くなければならない。もし TxAGCがRxAGC に追随するだけならば、TxAGCの分解能は不十分であろう。しかし、ブロック34ａからの線形電力値と、その等価的にシフトされた線形電力基準値（ブロック39ｃ）とを導入することにより、TxAGCの精度を所要のレベルまで高めることが可能となる。以上の記述は本発明の作用を明らかにするのに役立つけれども、実現可能な実施態様は幾つも存在することに注意するべきである。例えば、図５は現在好ましい実施態様を示しており、そのブロック38ａ及び38ｂは統合され、ハードウェアをかなり節約することを可能にするものである。図５の実施例は５対１マルチプレクサー50、１／ｘ基準化回路52（例えば、ｘ＝1024）、加減算器54、及びフィルター（Ｄフロップ）56を含む。レジスタ58を使用してフィルター56の出力を記憶させることができる。状態機械(a state mac hine)60は、これらの構成要素の動作及びタイミングの全体を制御する。図５に示されている回路の全体としての伝達関数は１極IIＲフィルターに似ている。ｘの値をプラグラマブルとすることができる。一般に、ｘの値は、図６の模範的なグラフに示されているように、入力受信レベルのステップ的変化に対する該回路の応答時間（従って送信装置の電力レベルも）に影響を及ぼす。もう一度図２を参照すると、送信装置AGCフィルター38ｂの出力は総合開ループ電力推定値を形成する。既に述べたように、この推定値は比較器38ｃに入力され、この比較器は、第２閾値（THRESH２）と比較して該ステップ閾値を越えるか否か検出し、その場合には、その越えられた閾値の符号に依存して内部TXカウンタがインクリメント又はデクリメントされる。フィルター38ｂの入力及び出力の１単位は 0.125dBに相当し、この値は TxAGCのステップサイズでもあるので、２極閾値（THRESH２）は+/-0.5の範囲内にあるのが好ましい。第２のカウンタ40は、コントローラ22から出力される閉ループ電力ステップをカウントするために使われ、カウンタ40の出力は加算器42で38ｃのカウンタの出力に加えられる。アナログハードウェアが理想的であれば 0.5dBの送信装置AGC ステップサイズはCDMA暫定規格の要件を満たすことが分かっている。しかし、送信装置AGC の場合と同じ理由で、10ビットＤ／Ａ変換器44ａで、0.125dB のステップサイズが好ましい。閉ループ電力制御ビットの位置は変動し、且つ受信後 500ナノ秒以内にその効果を発揮させなければならないので、Ａ／Ｄ26ａ及び26ｂについての現在好ましい変換速度は9.6kHzである。しかし、他の変換速度も本発明の教示の範囲内にある。 Txリミッタ・ブロック44は比較器及びスイッチと同様に動作する。ブロック44 への入力は、TxAGC アルゴリズムが適当と判定した増幅値である。この増幅値は、（規格により及び／又はデザインにより）許容され得る最大増幅を表す予め設定されている値と比較される。もし増幅値がその予め設定されている値を超えるならば、計算された増幅値ではなくて予め設定されている値が DACを通して出力される。この様にして、端末装置の送信装置の出力電力は所定の最大値に制限される。更に、この最大出力電力レベルは適応性とされる。従って、予め設定されている値は別のカウンタ（CNTR）からの値で置き換えられる。ブロック44の入力は該カウンタ値と比較される。もし入力が該カウンタ値を越えるならば、該カウンタ値が出力される。同時に、該カウンタは１ステップだけカウントアップ又はカウントダウンすることができる。カウント動作の方向はRFセクションからの１ビット信号により決定され、そこで、検出された絶対出力電力レベルが許容される最大出力レベルを超えるか否か、比較が行われる。この様にして、AGC 決定は現実の絶対出力電力レベルと結びつけられており、適応性により、温度差及びコンポーネントの許容誤差があっても最大出力電力レベルが固定されることが保証される。 Txリミッタ44の動作の詳細については、Lars Mucke 他による1994年９月９日出願の、“適応性送信装置利得制御機能を有する拡散スペクトラム無線電話”という題名の、共通に譲渡されている米国特許出願第08／303,619号（代理人のファイル番号：309−934809−NA）に記載されている。受信装置と送信装置との電力増幅器は、通常、それぞれの利得制御信号に勾配補正を行うことを必要とする。この目的のために、ステップ・カウンタ34ｅからの無符号の出力と、ステップ・カウンタ38ｃ及び40の総和とは、符号ビットを反転させることにより２の補数に変換される。次に２の各補数に、増幅率の勾配を補正するためにブロック３６で７ビットの数が乗じられる。電力増幅器の勾配に最大50％のエラーがあるとすると、乗算器は２の補数の乗算を実行できなければならないので、前記の７ビットの数の値は0.5−1.5≧−２ないし２の間にあるべきである。従って、LSBは１／32に相当し、補正後のエラーは最大で１／64即ち1.56％である。Ｓカーブ送信装置補正を行いたい場合には、ダイナミックレンジは複数の（例えば４、８、16、等々）サブレンジに分割され、その各サブレンジはそれ自体の補正係数を有する。正しい補正係数のサブレンジを選択するために最上位２（又は３、４、等々）ビットが使われる。本発明の現在好ましい実施例を説明した。しかし、この実施例に幾つもの修正を加えることが可能であり、それらの修正も本発明の教示内容の範囲内にある。例えば、ブロック34ｅ及び38ｃのカウンタをインクリメントしたりデクリメントしたりするために使われる種々の閾値に他の値や値の範囲を採用しても良い。更に、例えば、コントローラ20により適当な値が装填されているRAM等の、適当な種類の記憶装置の中に参照用テーブル34ｂを設けることができる。また、カウンタ又はカウンタ値を指示する参照符はレジスタ又はレジスタ値を含んでいてもよい。例えば、記憶場所は、ソフトウェア制御下でインクリメントしたりデクリメントしたりできるので、10進カウンタや２進カウンタ装置又は回路等のカウンタと機能的には同等である。更に、本発明の教示は、時分割アクセス型の送受信装置を含むRF送受信装置に一般的に適用し得るものであり、拡散スペクトラム及び／又はCDMA送受信装置型のみに限定されない。また、電力を１記号に相当する時間にわたってのみ積分する必要はなくて、随意の適当な時間にわたって積分しても良いということが理解されなければならない。従って、本発明をその好ましい実施例に関して具体的に図示し説明したけれども、本発明の範囲から逸脱せずにそれらの形や細部を変更し得ることを当業者は理解するであろう。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９６年９月１６日【補正内容】示する。この方法は、（ａ）受信され標本化された信号の電力を積分し；（ｂ）その受信され積分された電力の対数を計算し；（ｃ）その電力の対数から所定基準値を引いて第１エラー信号を生成し；（ｄ）該第１エラー信号を濾波し；（ｅ）その濾波された第１エラー信号を所定第１閾値と比較し；（ｆ）この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ同時にフィルター累算器をリセットし；（ｇ）該第１カウンタ値を、受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを含む。本発明の好ましい実施例では、前記の対数は電力の二次対数であり、前記の計算するステップは、（ａ）受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位ビットの位置を決定し；（ｂ）決定された位置を二次対数として使用するサブステップを含む。前記の対数が二次対数である場合には、前記の計算をするステップは、（ａ）受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位ビットの位置を決定し；（ｂ）その決定された最上位ビットに隣接する１個以上のビットを抽出し；（ｃ）その抽出したビットを、該最上位ビットの決定された位置を表す値に鎖状につなぎ；（ｄ）その結果としての、鎖状につながれているビットを該二次対数の近似値として使うサブステップを含む。この方法は、（ａ）第２カウンタ値を生成し；（ｂ）該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；（ｃ）該第２エラー信号を濾波し；（ｄ）その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較し；（ｅ）その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、該フィルター累算器をリセットし；（ｆ）少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップにより送信装置AGC値を生成するステップを更に含む。発明の詳細な説明本発明の拡散スペクトラムCDMA無線電話10の現在好ましい実施例を示す図１を参照する。後に明らかになるように、無線電話10のブロックのうちの或るものは、別々の回路要素で、又は高速信号処理装置等の適宜のデジタルデータ処理装置により実行されるソフトウェアルーチンとして、実現され得るものである。また、回路要素とソフトウェアルーチンとを組み合わせることもできる。従って、以下の記述は本発明を特定の技術的実施例に限定するものではない。本発明の好ましい実施例では、無線電話10は、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定規格“デューアルモード広帯域拡散スペクトラム・セルラーシステムについての移動局−基地局・両立性規格、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−95（1993年７月）”に従って動作する。しかし、この特別の暫定規格との両立性を本発明の実施に対する限定事項と解するべきではない。無線電話10は、セルサイト（図示せず。以降は基地局と称する。）からのＲＦ信号を受信し、ＲＦ信号を基地局へ送信するためのアンテナ12を含む。デジタル（CDMA）モードで動作するとき、ＲＦ信号は位相変調されて音声情報及び信号情報を運ぶ。アンテナ12には、位相変調されたＲＦ信号をそれぞれ受信及び送信する、利得制御される受信装置14と利得制御される送信装置16とが接続されている。周波数合成器18は、コントローラ20の制御下で該受信装置及び送信装置に所要の周波数を供給する。コントローラ20は、符復号器22を介してスピーカー22ａ及びマイクロホン22ｂ、並びにキーボード及びディスプレイ24とインターフェースするための低速ＭＣＵを有する。一般に、このＭＣＵは、無線電話10全体の制御及び動作を担当する。コントローラ20は、送受信される信号の実時間処理に適する高速デジタル信号処理装置（DSP）も有するのが好ましい。受信されたＲＦ信号は受信装置でベースバンドに変換されて移相復調器26に印加され、この復調器は、受信信号から同相（Ｉ）信号及び直角位相（Ｑ）信号を導出する。このＩ及びＱ信号は適当なＡ／Ｄ変換器（図２の26ａ及び26ｂ）によりデジタル形に変換されて３フィンガ（F1−F3）復号器28に印加される。各フィンガは局部PN発生器を含む。復号器28の出力は、インターリーブ解除復号器32を請求の範囲１．送受信装置のための利得制御信号を生成する方法において、：受信され標本化された信号の電力を積分し；その受信され積分された電力の対数を計算し；その受信され積分された電力の対数から所定基準対数電力値を引いて第１エラー信号を生成し；該第１エラー信号を濾波し；その濾波された第１エラー信号を所定の第１閾値範囲と比較し；この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つフィルター累算器をリセットし；該第１カウンタ値を、前記受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップから成ることを特徴とする方法。２．前記の対数は電力の二次対数であり、前記の計算するステップは、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダに入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；その決定された位置を二次対数として使用するサブステップを含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。３．前記の対数は電力の二次対数であり、前記の計算するステップは、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダに入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；その決定された最上位セットビットに隣接する１個以上のビットを抽出し；その抽出したビットを、該最上位セットビットの決定された位置を表す値に鎖状につなぎ；その結果としての、鎖状につながれているビットを該二次対数の近似値として使うステップを含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。４．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値範囲と比較し；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットし；少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。５．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値範囲と比較し；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットし；ベースサイトの送信装置から受信された電力制御コマンドビットに基づいて第３カウンタ値をセットし；該第２カウンタ値を該第３カウンタ値に加算して該第２及び第３のカウンタ値の和を形成し；該第２及び第３のカウンタ値の和を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。６．該第１カウンタ値の変換ステップは、該第１カウンタ値に対して増幅器勾配補正を行う予備ステップを含み、該第２カウンタ値及び該第３カウンタ値の和の変換ステップは、該第２カウンタ値及び該第３カウンタ値の和に対して増幅器勾配補正を行う予備ステップを含むことを特徴とする請求の範囲第５項に記載の方法。７．送信装置のための利得制御信号を生成する装置において、：受信され標本化された信号の電力を積分する手段と；その受信され積分された電力の対数を計算する手段と；その電力の対数から所定の対数電力基準値を引いて第１エラー信号を生成する手段と；該第１エラー信号を濾波する手段と；その濾波済み第１エラー信号を所定の第１閾値範囲と比較する手段と；この比較手段の動作の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし且つフィルター累算器をリセットする手段と；該第１カウンタ値を受信装置の利得を制御するアナログ電圧に変換する手段とから成ることを特徴とする装置。８．該対数は電力の二次対数であり、該計算手段は、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定する優先順位エンコーダ手段を含んでおり；その決定された位置が該二次対数とされることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。９．該対数は電力の二次対数であり、前記計算手段は、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定する優先順位エンコーダ手段を含んでおり；その決定された位置が該二次対数とされ；前記計算手段は、更に、その決定された最上位セットビットに隣接する１個以上のビットを抽出する手段と；その抽出したビットを、決定された最上位セットビットに鎖状につなぐ手段とを含んでおり；その結果としての、鎖状につながれているビットが該二次対数の近似値とされることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。 10．第２カウンタ値を生成する手段と；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成する手段と；該第２エラー信号を濾波する手段と；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較する手段と；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットする手段と；少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換する手段とを更に含むことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。 11．第２カウンタ値を生成する手段と；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成する手段と；該第２エラー信号を濾波する手段と；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値範囲と比較する手段と；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットする手段と；ベースサイトの送信装置から受信された電力制御コマンドビットに基づいて第３カウンタ値をセットする手段と；該第２カウンタ値を該第３カウンタ値に加算して該第２及び第３のカウンタ値の和を形成する手段と；該第２及び第３のカウンタ値の和を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換する手段とを更に含むことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。 12．前記装置は、更に、該第１カウンタ値及び該第２及び該第３カウンタ値の和に対して増幅器勾配補正を行う手段を含むことを特徴とする請求の範囲第11項に記載の装置。 13．拡散スペクトラム無線電話を操作する方法において、：拡散スペクトラムRF信号を受信して、その受信した信号を少なくとも１つの送信装置増幅器で増幅し；その増幅したRF信号を復調して同相Ｉ信号及び直角位相Ｑ信号を導出し；該Ｉ信号及びＱ信号の強度を繰り返し平方し、その平方した強度を或る時間にわたって積分してその時間にわたるその受信した信号の電力の示度を導出し；その導出した電力示度の対数を得；その電力示度の対数と所定の電力との差を示す第１エラー信号を得；該第１エラー信号を濾波し；その濾波済み第１エラー信号を第１の２極閾値信号と比較し、その比較結果に応じて第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットし；該第１カウンタ値に応じて前記の少なくとも１つの受信装置増幅器のための利得制御信号を生成するステップからなることを特徴とする方法。 14．前記平方ステップは、：該Ｉ信号及びＱ信号の各々をデジタル表示に変換し；該デジタル表示を交互に使用して記憶装置の入力をアドレス指定し；そのデジタル表示の一方を使用する毎に、該記憶装置から該デジタル表示の平方に対応する値を出力するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第13項に記載の方法。 15．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を生成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波済み第２エラー信号を第２の２極閾値信号と比較して、その比較結果に応じて該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットして開ループ送信装置電力制御値を形成し；この開ループ電力制御値を閉ループ電力制御値と組み合わせて組み合わせ電力制御値を形成し；この組み合わせ電力制御値に応じて少なくとも１つの送信装置増幅器のための利得制御信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第13項に記載の方法。 16．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引くと共に、前記の時間にわたる受信された信号の電力の導出された示度を基準値から引いて第２エラー信号を形成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波済み第２エラー信号を第２の２極閾値信号と比較して、その比較結果に応じて該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットして開ループ送信装置電力制御値を形成し；この開ループ電力制御値を閉ループ電力制御値と組み合わせて組み合わせ電力制御値を形成し；この組み合わせ電力制御値に応じて少なくとも１つの送信装置増幅器のための利得制御信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第13項に記載の方法。 17．拡散スペクトラム送受信装置において、：少なくとも１つの送信装置増幅器を通して拡散スペクトラムRF信号を送信する送信装置と；拡散スペクトラムRF信号を受信して、その受信した信号を少なくとも１つの受信装置増幅器で増幅し；その増幅したRF信号を復調して同相Ｉ信号及び直角位相Ｑ信号を導出する復調器と；該Ｉ信号及びＱ信号から或る時間にわたるその受信した信号の電力の示度を導出する手段と；その電力示度と所定の電力との差を示す第１エラー信号を得る手段と；該第１エラー信号を濾波する第１フィルターと；その濾波済み第１エラー信号を第１閾値信号と比較し、その比較結果に応じて第１値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットする手段と；該第１値に応じて前記の少なくとも１つの受信装置増幅器のための利得制御信号を生成する手段と；第２値を生成する手段と；該第１値から該第２値を引くと共に、前記の時間にわたる受信した信号の電力の導出された示度を基準値から引いて第２エラー信号を形成する手段と；該第２エラー信号を濾波する第２フィルターと；その濾波済み第２エラー信号を第２閾値信号と比較して、その比較結果に応じて該第２値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットして開ループ送信装置電力制御値を形成する手段と；この開ループ電力制御値を閉ループ電力制御値と組み合わせて組み合わせ電力制御値を形成する手段と；この組み合わせ電力制御値に応じて前記の少なくとも１つの送信装置増幅器のための利得制御信号を生成する手段とから成ることを特徴とする拡散スペクトラム送受信装置。 18．前記導出手段は、：該Ｉ信号及びＱ信号の強度を繰り返し平方する手段と；或る時間にわたってその平方された強度を積分して、その時間にわたる受信した信号の電力の示度を導出する手段とから成ることを特徴とする請求の範囲第17 項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 19．前記第１の値のステップサイズは所定dB数で表した値に等しく、前記の時間にわたる受信した信号の電力の導出した示度は、その時間にわたる受信した信号の電力の線形近似値であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 20．前記の時間にわたる受信した信号の電力の導出した示度と該基準値との差は、該所定dB数より小さい分解能で該開ループ送信装置電力制御値を制御させることを特徴とする請求の範囲第19項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 21．該所定dB数は１であることを特徴とする請求の範囲第20項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 22．該第１閾値の値は、受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 23．該第２閾値の値は、送信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 24．該第１閾値のdB単位で表した値は、該受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの約半分であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 25．該第１閾値の値は、該受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であり、該第２閾値の値は、該送信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であり、該送信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズは、該受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズより小さいことを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 26．前記の時間は１記号周期であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．送受信装置のための利得制御信号を生成する方法において、：受信され標本化された信号の電力を積分し；その受信され積分された電力の対数を計算し；その受信され積分された電力の対数から所定基準値を引いて第１エラー信号を生成し；該第１エラー信号を濾波し；その濾波された第１エラー信号を所定の第１閾値と比較し；この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つフィルター累算器をリセットし；該第１カウンタ値を、前記受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップから成ることを特徴とする方法。２．前記の対数は電力の二次対数であり、前記の計算するステップは、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；その決定された位置を二次対数として使用するサブステップを含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。３．前記の対数は電力の二次対数であり、前記の計算するステップは、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを優先順位エンコーダ手段に入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定し；その決定された最上位セットビットに隣接する１個以上のビットを抽出し；その抽出したビットを、該最上位セットビットの決定された位置を表す値に鎖状につなぎ；その結果としての、鎖状につながれているビットを該二次対数の近似値として使うステップを含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。４．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波された第２エラー信号を所定の閾値と比較し；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として第２カウンタ値をインクリメント又はテクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットし；少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。５．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較し；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットし；受信された電力制御コマンドビットの関数として第３カウンタ値をセットし；該第２カウンタ値を該第３カウンタ値に加算して該第２及び第３のカウンタ値の和を形成し；該第２及び第３のカウンタ値の和を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。６．該変換ステップは、各々、該第１カウンタ値及び該第３カウンタ値に対して増幅器勾配補正を行う予備ステップを含むことを特徴とする請求の範囲第５項に記載の方法。７．送信装置のための利得制御信号を生成する装置において、：受信され標本化された信号の電力を積分する手段と；その受信され積分された電力の対数を計算する手段と；その電力の対数から所定の基準値を引いて第１エラー信号を生成する手段と；該第１エラー信号を濾波する手段と；その濾波済み第１エラー信号を所定の第１閾値と比較する手段と；この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし且つフィルター累算器をリセットする手段と；該第１カウンタ値を受信装置の利得を制御するアナログ電圧に変換する手段とから成ることを特徴とする装置。８．該対数は電力の二次対数であり、該計算手段は、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定する優先順位エンコーダ手段を含んでおり；その決定された位置が該二次対数とされることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。９．該対数は電力の二次対数であり、前記計算手段は、：受信され積分された電力の値を表すデジタルワードを入力して該デジタルワードの最上位セットビットの位置を決定する優先順位エンコーダ手段を含んでおり；その決定された位置が該二次対数とされ；前記計算手段は、更に、その決定された最上位セットビットに隣接する１個以上のビットを抽出する手段と；その抽出したビットを、決定された最上位セットビットに鎖状につなぐ手段とを含んでおり；その結果としての、鎖状につながれているビットが該二次対数の近似値とされることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。 10．第２カウンタ値を生成する手段と；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成する手段と；該第２エラー信号を濾波する手段と；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較する手段と；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットする手段と；少なくとも該第２カウンタ値を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換する手段とを更に含むことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。 11．第２カウンタ値を生成する手段と；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を形成する手段と；該第２エラー信号を濾波する手段と；その濾波された第２エラー信号を所定の第２閾値と比較する手段と；その濾波済み第２エラー信号の比較のステップの結果の関数として該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ、フィルター累算器をリセットする手段と；受信された電力制御コマンドビットの関数として第３カウンタ値をセットする手段と；該第２カウンタ値を該第３カウンタ値に加算して該第２及び第３のカウンタ値の和を形成する手段と；該第２及び第３のカウンタ値の和を送信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換する手段とを更に含むことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の装置。 12．該変換手段は、各々、該第１カウンタ値及び該第３カウンタ値に対して増幅器勾配補正を行う手段を含むことを特徴とする請求の範囲第11項に記載の装置。 13．拡散スペクトラム無線電話を操作する方法において、：拡散スペクトラムRF信号を受信して、その受信した信号を少なくとも１つの送信装置増幅器で増幅し；その受信したRF信号を復調して同相Ｉ信号及び直角位相Ｑ信号を導出し；該Ｉ信号及びＱ信号の強度を繰り返し平方し、その平方した強度を或る時間にわたって積分してその時間にわたるその受信した信号の電力の示度を導出し；その導出した電力示度の対数を得；その電力示度の対数と所定の電力との差を示す第１エラー信号を得；該第１エラー信号を濾波し；その濾波済み第１エラー信号を第１の２極閾値信号と比較し、その比較結果に応じて第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットし；該第１カウンタ値に応じて前記の少なくとも１つの受信装置増幅器のための利得制御信号を生成するステップからなることを特徴とする方法。 14．前記平方ステップは、：該Ｉ信号及びＱ信号の各々をデジタル表示に変換し；該デジタル表示を交互に使用して記憶装置の入力をアドレス指定し；そのデジタル表示の一方を使用する毎に、該記憶装置から該デジタル表示の平方に対応する値を出力するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第13項に記載の方法。 15．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引いて第２エラー信号を生成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波済み第２エラー信号を第２の２極閾値信号と比較して、その比較結果に応じて該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットして開ループ送信装置電力制御値を形成し；この開ループ電力制御値を閉ループ電力制御値と組み合わせて組み合わせ電力制御値を形成し；この組み合わせ電力制御値に応じて少なくとも１つの送信装置増幅器のための利得制御信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第13項に記載の方法。 16．第２カウンタ値を生成し；該第１カウンタ値から該第２カウンタ値を引くと共に、前記の時間にわたる受信された信号の電力の導出された示度を基準値から引いて第２エラー信号を形成し；該第２エラー信号を濾波し；その濾波済み第２エラー信号を第２の２極閾値信号と比較して、その比較結果に応じて該第２カウンタ値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットして開ループ送信装置電力制御値を形成し；この開ループ電力制御値を閉ループ電力制御値と組み合わせて組み合わせ電力制御値を形成し；この組み合わせ電力制御値に応じて少なくとも１つの送信装置増幅器のための利得制御信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第13項に記載の方法。 17．拡散スペクトラム送受信装置において、：少なくとも１つの送信装置増幅器を通して拡散スペクトラムRF信号を送信する送信装置と；拡散スペクトラムRF信号を受信して、その受信した信号を少なくとも１つの受信装置増幅器で増幅し；その受信したRF信号を復調して同相Ｉ信号及び直角位相Ｑ信号を導出する復調器と；該Ｉ信号及びＱ信号から或る時間にわたるその受信した信号の電力の示度を導出する手段と；その電力示度と所定の電力との差を示す第１エラー信号を得る手段と；該第１エラー信号を濾波する第１フィルターと；その濾波済み第１エラー信号を第１閾値信号と比較し、その比較結果に応じて第１値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットする手段と；該第１値に応じて前記の少なくとも１つの受信装置増幅器のための利得制御信号を生成する手段と；第２値を生成する手段と；該第１値から該第２値を引くと共に、前記の時間にわたる受信した信号の電力の導出された示度を基準値から引いて第２エラー信号を形成する手段と；該第２エラー信号を濾波する第２フィルターと；その濾波済み第２エラー信号を第２閾値信号と比較して、その比較結果に応じて該第２値をインクリメント又はデクリメントすると共にフィルター累算器をリセットして開ループ送信装置電力制御値を形成する手段と；この開ループ電力制御値を閉ループ電力制御値と組み合わせて組み合わせ電力制御値を形成する手段と；この組み合わせ電力制御値に応じて前記の少なくとも１つの送信装置増幅器のための利得制御信号を生成する手段とから成ることを特徴とする拡散スペクトラム送受信装置。 18．前記導出手段は、：該Ｉ信号及びＱ信号の強度を繰り返し平方する手段と；或る時間にわたってその平方された強度を積分して、その時間にわたる受信した信号の電力の示度を導出する手段とから成ることを特徴とする請求の範囲第17 項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 19．前記第１カウンタの値のステップサイズは所定dB数で表した値に等しく、前記の時間にわたる受信した信号の電力の導出した示度は、その時間にわたる受信した信号の電力の線形近似値であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 20．前記の時間にわたる受信した信号の電力の導出した示度と該基準値との差は、該所定dB数より小さい分解能で該開ループ送信装置電力制御値を制御させることを特徴とする請求の範囲第19項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 21．該所定dB数は１であることを特徴とする請求の範囲第20項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 22．該第１閾値の値は、受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 23．該第２閾値の値は、送信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 24．該第１閾値のdB単位で表した値は、該受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの約半分であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 25．該第１閾値の値は、該受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であり、該第２閾値の値は、該送信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズの関数であり、該送信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズは、該受信装置利得制御信号のdB単位で表した所望のステップサイズより小さいことを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。 26．前記の時間は１記号周期であることを特徴とする請求の範囲第17項に記載の拡散スペクトラム送受信装置。