CN1158677A - 码分多址无线电话的数字自动增益控制 - Google Patents

码分多址无线电话的数字自动增益控制 Download PDF

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Abstract

本发明公开了用于产生扩频收发信机的数字接收机与发射机AGC值的方法和设备。一种方法包括步骤：(a)积分(34a)接收的和取样的信号功率；(b)计算(34b)该接收的积分功率的对数；(c)从功率对数中减去(34c)预定基准值，产生第一误差信号；(d)滤波(34d)第一误差信号；(e)比较(34e)该滤波的第一误差信号与预定的第一阈值；(f)按照比较步骤的结果的函数递增或递减第一计数器值(34e)并且复位滤波器累加器，以及(g)变换(36a)第一计数器值为模拟电压，用于控制扩频接收机放大器。

Description

码分多址无线电话的数字自动增益控制
发明的领域：
本发明一般涉及通信设备，特别是涉及与扩频(SS)码分多址(CDMA)协议兼容的无线电话机。
发明的背景：
直接序列或直接序列编码的扩频通信技术本质上组合两个数字信号或位流，在传输之前产生第三信号。第一信号是信息信号，诸如数字化的话音电路的输出。例如，第一信号可具有10kb/s的位率。第二信号是由随机序列或伪噪声(PN)发生器产生的，而且是基本上随机的位流，其位率比数字化的话音信号的位率大几个数量级。这两个信号的调制产生具有与第二信号相同的位率的第三信号。但是，第三信号也包含数字化的话音信号。在该接收机，一个相同的随机序列发生器产生一个随机位率，它映射在发射机上被用于调制的原始随机序列。为了正确地操作，在载频解调之后，接收机的PN发生器必须与输入的PN序列同步。通过从接收的信号中消除该随机序列和在一个码元周期中积分它，得到解扩的信号。理想地，该解扩信号正确地代表原始的10kb/s话音信号。
TIA/EIA临时标准、用于双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准，TIA/ELA/IS-95(1993年7月)在6.1.2节中规定移动站应该提供两个独立的技术用于功率调节。这两个技术是只基于移动站操作的开环估计和涉及移动站和网孔站控制器或基站二者的闭环校正。在后者的技术中，移动站响应在前向业务信道上接收的功率控制位调节其输出功率电平。在前一个技术中，使用来自该基站的接收信号强度。
在1992年3月28日 QUALCOMM公司刊物中的名称为“Introduction to CDMA and the Proposed Common Air InterfaceSpecification(CAI)for a Spread Spectrum Digital CellularStandard-An Overview of the Application of Code Division MultipleAccess(CDMA)to Digital Cellular Systemand Personal CellularNetworks”的第10和12页还叙述CDMA系统的功率控制，并且在图3-2中一般地表示出。正如在这个刊物中所叙述的，移动站发射机功率控制过程的目标是在网孔站接收机产生来自在该网孔内工作的每个移动站发射机的额定接收信号功率。如果所有的移动站都是这样控制的，则最终结果是在网孔站从所有移动站接收的总信号功率等于额定接收的功率乘以移动站数量。
因此可以知道，在设计工作在CDMA通信系统中诸如移动电话机的移动站时，发射机功率的控制是一个重要的考虑。
此外，开环功率控制依赖于由移动站从该网孔站接收的信号，在开环功率控制的正确操作中，移动站接收机的操作起着重要的作用。特别是，必须仔细地考虑接收机自动增益控制(AGC)功能的操作。
在CDMA系统中，要求该接收机工作在80dB的范围内。但是，和因为高取样速率，接收机模数(A/D)变换器分辨率位数被限制。而且由于限制的A/D变换器的分辨率使问题复杂，接收机AGC功能也必须适应由于慢和快衰落引起的接收信号的波动。
在CDMA系统中快速AGC功能应该不影响接收机算法起作用，理想地，应该不影响卷积解码和同步捕获所收集的信息。
CDMA的技术规范还规定移动站发射机的特性。发射机功率对接收信号电平变化的反应时间被规定为30ms，在这个时间之后，发射机功率电平应该在新的限定内设置。还规定转换周期的限定。但是，规定的发射机响应时间常数30ms对于快速接收机AGC功能来讲是太长，因此排除了发射机和接收机AGC设定是相等的解决方案。
另外，发射机增益设定的精度是由CDMA技术规范严格规定的。为了履行该技术规范，在发射机中要求发射机功率步长为0.25dB。相反，接收机对增益设定中的不准确性相当宽容，因此使得较不复杂和费用较少的解决方案变得可能。另外，接收机要求比0.25dB更大的步长，使得较高的跟踪速率变为可能。
下面的美国专利和其它的刊物与本发明的教导一般地相关。
1992年12月1日授予Akazawa等人的名称为“用于扩频通信设备的自动增益控制设备”的美国专利5168505。
1992年4月21日授予WheatleyIII等人的名称为“高动态范围闭合环自动增益控制电路”的美国专利5107225。
1992年3月3日授予Schilling的名称为“用于扩频发射机的自适应功率控制”的美国专利5093840。
1992年3月24日授予WheatleyIII等人的名称为“线性增益控制放大器”的美国专利5099204。
1992年7月21日授予Hashimoto等人的名称为“扩频接收机”的美国专利5132985。
1991年10月8日授予Gilhousen等人的名称为“在CDMA蜂窝移动电话系统中控制传输功率的方法和设备”的美国专利5056109。
1991年5月17日授予Gilhousen等人的名称为“在CDMA蜂窝移动电话系统中控制传输功率的方法和设备”的美国专利5265119。
1991年2月12日授予Akazawa等人的名称为“扩频通信接收机”的美国专利4993044。
1990年2月13日授予Gilhousen等人的名称为“使用卫星或地面中继器的扩频多址通信系统”的美国专利4901307。
1993年5月27日出版的PCT国际申请WO93/1060的名称为“扩频通信系统的自适应功率控制和方法”。
1993年4月15日出版的PCT国际申请WO93/07702的名称为“发射机功率控制系统”。
1993年3月18日出版的PCT国际申请WO93/05585的名称为“适合于采用直接序列扩散的CDMA环境的收发信机中的自动传输功率控制的方法”。
本发明的目的：
本发明的目的是提供数字AGC的实现，实现在收发信机中改进的接收机和发射机控制。
本发明的另一个目的是提供接收机AGC功能和开环发射机功率控制功能，各具有分开的跟踪精度。
本发明的一个目的是提供一个方法和电路装置，提供接收机AGC功能和开环发射机功率控制功能，各具有分开的跟踪速率，用于扩频无线电电话机中。
发明概要：
利用根据本发明的方法和电路装置克服了前述的和其它的问题并且实现了那些目的。本发明教导一个方法和根据本发明工作的电路，用于产生收发信机诸如扩频收发信机的接收机AGC信号。
该方法包括步骤：(a)积分接收的和取样的信号功率；(b)计算所接收的积分功率的对数；(c)从该功率的对数中减去预定的基准值产生第一误差信号；(d)滤除第一误差信号；(e)比较滤除的第一误差信号与预定的第一阈值；(e)按照比较步骤的结果的函数递增或递减第一计数器值，同时地复位该滤波器累加器；和(g)变换第一计数器值为模拟电压用于控制接收机的增益。
在本发明的优选实施例中，该对数是功率的第二对数，而该计算步骤包括子步骤：(a)输入代表接收的积分功率值的数字字到优先权编码器装置，以便确定该数字字的最高有效设置位的位置；和(b)使用所确定的位置作为第二对数。
对于该对数是第二对数的情况，计算的步骤包括子步骤：(a)输入代表接收的积分功率值的数字字到优先权编码器装置，以便确定该数字字的最高有效设定位的位置；(b)提取与确定的最高有效设置位相邻的一个或多个位；(c)将提取的位连接到代表最高有效设定位的确定位置的一个值；和(d)使用得到的所连接的位作为该第二对数的近似值。
该方法还包括通过以下步骤产生发射机AGC值：(a)产生一个第二计数器值；(b)从第一计数器值中减去该第二计数器值形成第二误差信号；(c)滤除第二误差信号；(d)比较过滤的第二误差信号与预定的第二阈值(e)按照比较滤波的第二误差信号的步骤的结果的函数递增或递减第二计数器值，和复位滤波器累加器；和(f)变换至少该第二计数器值为一个模拟电压，用于控制发射机的增益。
在优选实施例中，按照接收的功率控制命令位的函数设定第三计数器值，和该方法包括步骤：(a)将第二计数器值加到第三计数器值；(b)变换第二和第三计数器值的和为一个模拟电压，用于控制扩频发射机放大器的增益。
变换的步骤最好各包括在这些值变换为模拟电压之前将放大器斜率校正加到第一计数器值和第三计数器值的初始步骤。
因此本发明的教导提供一个AGC信号，对任一个方向的接收信号的变化迅速地反应(递增或递减信号强度)。而且，该接收机的增益通过第一递增值变化，而发射机增益由第二递增值变化。在本发明的当前优选实施例中，该接收机增益以1dB的递增变化，而发射机增益以0.125dB的递增变化。
附图简要说明：
当结合附图阅读时，本发明的上面提出的和其它的特性在随后的详细描述中更清楚了，其中：
图1是根据本发明构成和工作的无线电话机的简化方框图；
图2是更详细地表示图1的数字AGC和发射机功率控制电路的方框图；
图3是表示用于确定接收的信号功率的基于ROM的查找电路(图2的34a)的示意图；
图4更详细地表示图2的方框38a；
图5是用于实现图2的方框38a和38b的目前优选的实施例的方框图；和
图6是表示在图5中所示的定标方框的影响的曲线。
本发明的详细描述：
参见图1，图1表示根据本发明的扩频CDMA无线电话机10的当前优选实施例。将会清楚，无线电话机10的一些方框可以以分立电路元件或者由合适的数字数据处理器诸如高速信号处理器执行的软件程序实现。可替代地，可采用电路元件与软件程序的组合。因此，随后的描述不是要将本发明的应用限定在任何一个特定的技术实施例。
在本发明的优选实施例中，无线电话机10根据TIA/EIA 临时标准、双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容性标准、TIA/EIA/IS-95(1993年7月)工作。但是，不考虑与这个特定的临时标准的兼容性为实现本发明时的限制。
无线电话机10包括用于从网孔站接收RF信号(该网孔站在下面称为基站(未示出))和用于发送RF信号到该基站的天线12。当以数字(CDMA)模式工作时，RF信号被相位调制以传递语音和信令信息。连接到天线12的是增益受控接收机14和增益受控发射机16，分别用于接收和发送相位调制的RF信号。在控制器20的控制下，频率合成器18提供要求的频率到该接收机和发射机。控制器20包括一个慢速MCU，后者经过编译码器(codec)22连接到扬声器22a和话筒22b，而且还接到键盘和显示器24。一般地讲，MCU负责无线电话机10的总的控制和操作。控制器20最好由适合于实时处理接收的和发送的信号的更高速数字信号处理器(DSP)构成。
接收的RF信号在接收机中被变换为基带并且加到相位解调器26，相位解调器26从接收的信号中导出同相(I)和正交(Q)信号。I和Q信号由适合的A/D变换器(图2的26a和16b)变换为数字表示并且加到三指(three finger)(F1-F3)解调器30。每个指(finger)包括一个本地PN发生器。解调器28的输出加到组合器30，它经过一个去交错器与解码器32输出信号到控制器20。输入到控制器20的数字信号表示语音样值或信令信息。由控制器20进行这个信号的进一步处理与理解本发明没有密切相关而不再进一步叙述，除了注意该信令信息包括从基站发射到无线电话机10的发射机功率控制位外。
从I-Q解调器26输出的I和Q信号根据本发明也加到接收机数字AGC方框34，AGC方框34以下面叙述的方式处理所述信号并且产生输出信号到放大器斜率校正器方框36。斜率校正方框36的一个输出是RXGAIN(接收增益)信号，用于自动地控制接收机14的增益。
接收机数字AGC方框34的输出也加到TX开环功率控制方框38。TX闭环控制方框40输入从控制器20来的接收的发射机功率控制位。加法器42将TX开环功率控制方框38的输出加到TX闭环控制方框40的输出，并且产生一个和信号，加到斜率校正方框36并因此加到TX限幅器方框44。TX限幅器方框44的输出是TXGAIN(发射机增益)信号，加到发射机16控制其输出功率。
到发射机16的输入(声编码的语声和/或信令信息)经过卷积编码器、交错器、沃尔什调制器、PN调制器和I-Q调制器从控制器20导出。所经过的这些部件一般以方框46表示。
在详细地叙述接收机数字AGC方框34、斜率校正器方框36和开环与闭环发射机方框38、40、42和44的结构和操作之前，首先注意，从具有所有信道都工作的基站接收最佳取样信号具有大约64/1或18dB的动态范围。另外，快速衰落可具有大约+6dB至-34dB的动态范围。除非接收机AGC能够很好地跟踪快速衰落，很可能该信号被接收机的A/D变换器限波或者该信号对于该A/D变换器(A/D下溢)太小。但是，限波一般是对称的和在一定程度上可以容忍。因此，0.5ms(毫秒)至2ms的接收机AGC步长响应时间常数被认为对于接收机AGC适当地跟踪快速衰落和防止限波以及A/D变换器溢出与下溢是合适的。
因此，表示出本发明也提供在要求信号放大或衰减时具有高跟踪率能力的接收机AGC功能。
现在参见图2，详细地叙述上面在图1的叙述中简单地提到的接收机AGC和发射机功率控制功能。在图2中，RCVRAGC34的子部件表示为34a-34e，而TX开环功率控制方框38的子部件表示为38a-38c。
基于I-Q相位解调器26的数字输出(A/D26a和26b)，I和Q样值的功率是由方框34a至少每片一次和最好每片两次进行计算，例如利用ROM表34b查找。计算的功率在例如相应于一个码元(64片)的预定的时间期间积分。积分的输出信号指示为Rx_AGC或在这里为RxAGC。
在每片取样一次时，用于确定接收的信号功率的一个合适的技术是基于如下的ROM查找。还要参见图3。
6位A/D26a和26b的输出是时分复用的并且用作到ROM34b的地址。因此ROM的地址空间为26＝64。在每个地址的ROM34b的内容是那个地址的平方，即如果一个A/D的输出是“25”，则在地址25的ROM的内容是625。一个A/D的最大可能正输出是“31”，其平方是961。类似地，一个A/D的最大可能负输出是“-32”，其平方是1024。但是，这个数被截断为1023。因此，ROM34b的数据输出带宽要求限制为10位，而ROM的总容量为64×10位。
ROM34b的输出连接到一个积分器，该积分器包括一个加法器35a和一个寄存器35b。寄存器35b由二倍片时钟定时，该二倍片时钟还定时计数器35d，该计数器计数128个样值。时钟信号分别利用MUX35e在I和Q A/D26a与26b之间选择。结果，A/D输出被时分复用到ROM34b的地址输入，ROM34b响应A/D输出值的平方进行输出。然后ROM34b的输出加到存储在寄存器35b中的值上，然后相加的结果存储回到寄存器35b。每第64片第二寄存器35c就被定时存储加法器35a的输出，同时清除第一寄存器35b。结果，第二寄存器35c包含相应于64个相连片的能量或一个码元的值。
再参见图2，并且根据本发明的一个方面，为了在增加放大而且在减少放大时得到相等的变化率，不直接使用该输入信号(Rx_AGC)的功率，而是使用该信号的对数(任何对数底)。
更具体地讲，在本发明的优选实施例中，利用优先权编码器34c计算该功率的第二对数，其中该第二对数是在最高有效设定位的位置。例如，利用6位A/D变换器26a和26b定标该对数，使得0＜＝功率＜2的功率返回一个0，2＜＝功率＜4返回一个1，等等。因此，对数值的每个单位相应于3dB功率。因此，平均(0-32的6位A/D变换器空间中)4个输入幅度得到64×2×42＝2048线性功率，相应于11的对数值。
而且，该对数还有两个位是通过线性功率值的最高有效设定位的右侧添加两位计算的。虽然这是对数函数的线性近似，已经发现误差是小的。因此功率测量的分辨率大约为0.75dB。
需要的功率(在上面的例子中为4×11＝44)的对数也从方框34c中的计算的功率中减去和不同的值(误差信号e1)输入到单极低通滤波器34d，其时间常数确定整个数字AGC电路的速度。仅仅作为例子，1-(31/32)的滤波反馈系数得到大约1.6ms的时间常数。
滤波器34d的输出被输入到阈值检测器和计数器电路34e，其中滤波的输出通过比较它与第一阈值THRESH1每个码元监视一次。如果发现滤波的输出超过第一阈值，则计数器(CNTR)根据该超过阈值的符号递增或递减。同时，复位滤波器累加器。对于理论上的校正操作，该滤波器累加器应设定为相反的阈值。即，如果超过正阈值，计数器增加计数和滤波器寄存器设定到负阈值。但是，这可使该计数器立即以相反方向计数。因此，最好采用一定程度的滞后。在优选实施例中，使用+/-0.16667作为阈值和使用+/-0.125作为复位值。为了提供更大的滞后，滤波器累加器可复位至零。计数器的输出最终提供给包含在斜率校正方框36内的D/A变换器，斜率校正方框36输出信号RxGAIN控制该接收机放大器。
因为滤波器34d的输入和输出中的单位变化相应于功率的3dB变化，所以对于2dB的AGC步长，该阈值(THRESH1)最好设定为+/-0.33333(1dB)，或者对于1dB的AGC步长设定为+/-0.166667(0.5dB)。即，THRESH1的值是需要的接收机AGC步长的函数。
当对数的负值在低通滤波器34d的输入如正值那样频繁出现时，接收机AGC信号到达一个稳定值。当在A/D变换器26a和26b中存在6-12dB的信号净空(headroom)时出现AGC的最佳稳定状态。因为有限的位数，稳定状态净空最好可对给定应用根据经验确定。
虽然存在着改变A/D变换器中信号净空的几个可能的技术，目前优选的技术改变输入功率对数的预期值。应该注意，用于发射机AGC确定的参数可能必须同时改变，正如下面所述的。
发射机数字AGC功能方框38具有与接收机AGC步长计数器34e相似的步长计数器38a。发射机AGC步长计数器值从接收机AGC的步长计数器值中被减去形成第二误差信号(e2)。第二误差信号e2在单极低通滤波器38b中进行低通滤波，选择其时间常数，使得发射机AGC功能的总时间常数大约30ms。1-(1023/1024)的滤波反馈率提供这个时间常数。
发射机AGC的步长最好不大于0.125dB。象这样，和假定接收机AGC信号(Rx_AGC)中1dB的步长，则从34e输出的Rx AGC计数器值在确定差别之前左移三次。
这个技术完全和自然地得到发射机AGC信号中的1dB的精度。为了取得更好的精度，使用在一个码元(Rx_AGC)上的积分的功率。在一个码元上的积分的功率的预计算的预期值从实际的积分功率值中减去，而该结果在上述低通滤波器38b中滤波。如前面那样，这意味着对数函数以线性函数近似。按照上面提供的例子，如果希望的对数值是44，则该信号的线性平均功率具有1dB的偏羞，因此具有2048和2578之间的值，随后希望的线性功率值设定为(2048+2560)/2＝2313。因为输入到滤波器38b的1dB相应于值8；这个输入被右移6((100.1-1)×2048＝530≌512，512/8＝64  6右移)。
如果在接收机A/D变换器26a和26b中的信号净空通过改变接收功率对数的期望值进行改变，则上述线性功率的期望值也被改变。这最好通过线性功率值的适当的附加移位调节。下表列出这个附加移位的适当值，给出希望的接收机功率对数。
表
平均接收幅度 接收的功率，线性 功率，对数 Tx AGC线性功率的附加位移
    11.422.845.6811.21622.432     1282565121024204840968192163843276865536131072     2832364044(11×4)485256606468    -4-3-2-10123456
更特别地讲，图2中方框38a计算方框34e中的Rx计数器(CNTR)值与方框38c中的Tx计数器(CNTR)的值之间的差。然后这个差被低通滤波和与该阈值比较。如果超过阈值，方框38c的计数器增加或减少计数，而且新的值反馈到方框38a，再次与来自方框34e的Rx计数器值比较。这个过程将继续直到Rx和Tx计数器的值相等为止。
方框38a还计算来自方框34a的接收的线性功率和预定的固定值(REF)之间的差。这个差还馈送到低通滤波器38b。结果，有两个输入值到滤波器38b，用于每个过程迭代。
关于这点，参见图4，接收机链(方框26a-b和34a-e)的功能是保持到A/D变换器26a和26b的平均输入幅度恒定。举例来说，假定希望的绝对幅度相应于(0-32的A/D绝对范围中的)8的A/D输出。则在积分之后测量的功率为82×128＝8192。因此这个值是一个预定的固定基准值(线性功率基准)。
根据本发明的优选实施例，计数器34e输出中的一个步长相应于1dB的增益变化，而计数器38c的输出中的一个步长相应于0.125dB。因此，在由方框39d进行TxAGC计数器值的减法之前计数器34e的输出应该乘以8(在方框39a中左移3)。开关39e和39f起着多路复用器的作用连接TxAGC计数器值和移位的RxAGC计数器值到减法器39d，或者连接移位的Rx线性功率和移位的线性功率基准值到减法器39d。
暂时不考虑线性功率REF和Rx_AGC线性输出，当Rx_AGC计数器34e的值乘以8等于TxAGC计数器38c时，Tx开环处于平衡状态。虽然Tx计数器在转变时可具有任何值，在任何稳定状态中其输出具有n×8的值，即Tx开环具有8×0.125＝1dB的稳定状态分辨率。但是，这个分辨率不足以满足IS-95技术规范的要求。
为了增强该分辨率，本发明采用线性功率值与其相应的基准值之间的差。在这里功率是线性地表示而不是以dB表示，首先进行对数函数的线性近似。因为目的是要增强分辨率，得到计数差以便处理大的增益差，和限定线性功率值与基准之差为3dB。
现在认识到3dB相应于线性值2，2dB相应与1.58≈1.5；1dB相应于1.2589≈1.25；0.5dB相应于1.122≈1.125；0.25dB相应于1.0593≈1.0625；0.125dB相应于1.0292≈1.03125等；因此可以看到：只要该差比3dB小，加倍dB数相应于加倍线性数的小数部分。
如果定义0dB相应于1×8129，则0.125dB是1.03125×8192＝8448。因此，利用线性近似，0.125dB的增益范围相应于线性功率值中的256变化，0.25dB的增益范围相应于512变化，等等。
上面说明了TxAGC计数器38c中单位步长变化相应于0.125dB的增益变化。因为，由于线性差0.125dB相应于256，在输入到滤波器38b之前该线性差被除以256(在方框39b中右移8)。
现在假定RxAGC和TxAGC计数器分别具有数值24和192(8×24)。对于这个平均输入功率从希望值8192变化到8448，即0.125dB的增益变化。接收机计数器34e对这个增益变化不反应，因为变化小于1dB。但是，输入到滤波器38b的线性差为(8192-8448)/256＝-1。在一个时间期间之后，取决于滤波器38b的时间常数，TxAGC计数器38c向下计数一步到191。因此计数器之间的差将为8×24-191＝1。到滤波器38b的两个输入这时互相抵消，但是发射机增益已递减0.125dB。即，该电路已递增TxAGC的分辨率到0.125dB，满足了该技术规范。
应注意到，线性近似对于负增益变化工作不是很好，因为-1dB对应0.794，但是应该是0.741，-2dB相应于0.630，但是应该是0.415，等等。即，线性近似对于差小于-2dB的工作最好。而且，如前所述，真正基准值应该是(100.1×8192+8192)/2＝9252而不是8192。但是，虽然前者实际上用于减法中，而后者用于标定该近似(除以256)。正确的标定值应该是10313/8192×256＝322，但是这将导致实施相当麻烦。这在近似中导入小的误差，实际上部分地由于以下事实而抵消了：负的增益变化比正的增益变化可能存在更大的误差。
总之，最好提供到滤波器38b的两个输入，使得RxAGC中的相对大的步长能够消除输入信号电平的快速变化。另一方面，要求TxAGC是较慢的和更精确的。如果TxAGC后面只接着RxAGC，TxAGC的分辨率是不适合的。但是，通过从方框34a引入线性功率值，及其等效地移位的线性功率基准值(方框39c)，则增加TxAGC的精度到所要求的程度变为可能。
虽然上面的叙述用于说明本发明的操作，但是应该指出，存在着许多可能的实施例。例如，图5表示目前的优选实施例，方框38a和38b组合在一起，因此能够显著地节约硬件。
图5的实施例包括一个5对1多路复用器50，一个1/x定标电路52(例如，x＝1024)，一个加法/减法器54和一个滤波器(D-flop)56。寄存器58可用于存储滤波器56的输出。状态机60控制这些部件的整个操作和定时。图5中所示的电路的整个转移功能类似一个单极IIR滤波器。x的值可进行编程。一般地，对于输入接收电平中一个步长的变化x的值影响该电路的响应时间(因此影响发射机功率电平)，如在图6的示例曲线中所示的。
再参见图2，发射机AGC滤波器38b的输出形成总的开环功率估计。如已经叙述的，这个估计施加到比较器38c，通过与第二阈值(THRESH2)比较检测该步长阈值是否超过，在这种情况下，根据超过的阈值的符号，内部TX计数器递增或递减。由于滤波器38b中一单元的输入和输出相应于0.125dB，和这个值也是TxAGC的步长，所以双极性阈值(THRESH2)最好是在+/-0.5的范围内。
第二计数器40用于计数从控制器22输出的闭环功率步长，和利用加法器42将计数器40的输出加到38c中的计数器的输出。
已经证明0.5dB的发射机AGC步长满足CDMA临时技术规范要求，假定是理想的模拟硬件。但是，按照与接收机AGC相同的理由，利用10位D/A变换器44a，0.125dB的步长是所希望的。对于A/D26a和26b目前优选的变换率是9.6kHz，因为闭环功率控制位的位置是变化的和要求在接受的500微秒内起作用。但是，其他的变换率是在本发明教导的范围内。
Tx限幅器方框44以类似于比较器和开关的方式工作。方框44的输入是放大值，TxAGC算法已经确定是合适的。这个放大值与代表允许的最高可能的放大的预置值(利用该标准和/或设计)比较。如果该放大值超过预置值，则该预置值通过DAC输出而不是输出计算的放大值。以这种方式，终端发射机的输出功率被限制在预定的最大值。而且使这个最大输出功率电平是自适应的。因此，预置值由来自另一个计数器(CNTR)的一个值代替。方框44的输入与该计数器值比较。如果该输入超过该计数器值，则输出该计数器值。同时使该计数器能够增加或减少计数一步长。计数的方向由来自RF部分的1位信号确定，在这里进行比较检测的绝对输出功率电平是否超过最大允许的输出电平。以这种方式TxAGC确定依赖于实际的绝对输出功率电平，并且自适应地保证最大输出功率电平是固定的，而不管温度和部件容限偏差。
在1994年9月9日提交的、LarsMucke等人的名称为“具有自适应发射机增益控制的扩频无线电话机”的普通转让的美国专利申请(序号08/303619)(代理人文件号309-934809-NA)中叙述Tx了限幅器44的操作的详细情况。
接收机和发射机功率放大器典型地要求一个斜率校正加到它们相应的增益控制信号上。为此目的，步长计数器34e的无符号输出和步长计数器38c与40的和通过反向该符号位转换为2的补码数。然后每个2的补码数在方框36中与一个7位数相乘来校正放大斜率。
如果假定在功率放大器斜率中存在最大50％的误差，则该7位数的值应该是在0.5-1.5＝＞-2至2之间，因为该乘法器必须能够执行2的补码乘法。因此LSB相应于1/32和校正之后的误差最大为1/64或1.56％。
对于希望S形曲线发射机校正的情况，该动态范围被分为多个(例如4、8、16等等)子范围，每个子范围具有它自己的校正系数。然后使用2(或者3、4等等)个最高有效位选择正确的校正系数子范围。
这样的本发明的目前优选实施例已经叙述了。但是，对这个实施例可进行很多修改，而且这些修改仍然是在本发明教导的范围内。举例来说，对于不同的阈值可采用其它的值和数值范围，用于递增和递减方框34e中的计数器。另外举例来说，查找表34b可在任何合适类型的存储器件诸如RAM内实现，该RAM由控制器20装载合适的值。而且，计数器的任何基准或计数器值也可被读出包括一个寄存器或寄存器值。举例来说，在软件的控制下存储单元可被递增和递减，因此在功能上等效一个计数器，诸如一个十进制或二进制计数器器件和电路。
而且，本发明的教导一般可采用RF收发信机，包括时分多址型收发信机，而且不限于只使用扩频和/或CDMA收发信机类型。另外，应该认识到，该功率可在任何合适的时间期间积分，而不需要只在相应于一个码元期间积分。
因此，虽然本发明相对于其实施例具体地表示和叙述了，但是本领域的技术人员应该懂得，在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以进行形式和细节的改变。

Claims (26)

1.一种用于为收发信机产生增益控制信号的方法，包括步骤：
积分接收的和取样的信号的功率；
计算所接收的积分功率的对数；
从该接收的积分功率的对数中减去预定的基准值产生第一误差信号；
滤除第一误差信号；
比较滤除的第一误差信号与预定的第一阈值；
按照比较步骤的结果的函数递增或递减第一计数器值和复位该滤波器累加器；和
变换第一计数器值为模拟电压用于控制接收机的增益。
2.根据权利要求1的方法，其中该对数是该功率的第二对数，和其中该计算步骤包括子步骤：
输入代表接收的积分功率值的数字字到优先权编码器装置，确定该数字字的最高有效设置位的位置；和
使用所确定的位置作为第二对数。
3.根据权利要求1的方法，其中该对数是该功率第二对数，和其中计算的步骤包括子步骤：
输入代表接收的积分功率值的数字字到优先权编码器装置，以便确定该数字字的最高有效设置位的位置；
提取与确定的最高有效设置位相邻的一个或多个位；
将提取的位连接到代表最高有效设定位的确定位置的一个二进制值；和
使用得到的所连接的位作为该第二对数的近似值。
4.根据权利要求1的方法，还包括步骤：
产生第二计数器值；
从第一计数器值中减去该第二计数器值形成第二误差信号；
滤除第二误差信号；
比较该滤波的第二误差信号与预定的阈值范围；
按照比较滤波的第二误差信号的步骤的结果的函数递增或递减第二计数器值和复位滤波器累加器；和
变换至少该第二计数器值为一个模拟电压，用于控制发射机的增益。
5.根据权利要求1的方法，进一步包括步骤：
产生第二计数器值；
从第一计数器值中减去该第二计数器值形成第二误差信号；
滤除第二误差信号；
比较该滤波的第二误差信号与预定的第二阈值；
按照比较滤波的第二误差信号的步骤的结果的函数递增或递减第二计数器值和复位滤波器累加器；
按照所接收的功率控制命令位的函数设定第三计数器值；
将第二计数器值加到第三计数器值构成第二与第三计数器值的和；以及
变换第二和第三计数器值的和为一个模拟电压，用于控制发射机的增益。
6.根据权利要求5的方法，其中该变换步骤各包括将放大器斜率校正施加到第一计数器值和第三计数器值的初始步骤。
7.一种用于为收发信机产生增益控制信号的设备，包括：
积分接收的和抽样的信号功率的装置；
计算所接收的积分功率的对数的装置；
从该功率的对数中减去预定的基准值产生第一误差信号的装置；
滤除第一误差信号的装置；
比较滤除的第一误差信号与预定的第一阈值的装置；
按照比较步骤的结果的函数递增或递减第一计数器值和复位该滤波器累加器的装置；和
变换第一计数器值为模拟电压用于控制接收机的增益的装置。
8.根据权利要求7的设备，该对数是该功率的第二对数，和其中该计算装置包括：
输入代表接收的积分功率值的数字字的优先权编码器装置，用于确定该数字字的最高有效设置位的位置；其中所确定的位置指定为第二对数。
9.根据权利要求7的设备，该对数是该功率的第二对数，和其中所述计算装置包括：
输入代表接收的积分功率值的数字字的优先权编码器装置，用于确定该数字字的最高有效设定位的位置；其中所确定的位置指定为第二对数；
提取与确定的最高有效设置位相邻的一个或多个位的装置；和
将提取的位连接到确定的最高有效设定位的装置；和其中得到的所连接的位指定为该第二对数的近似值。
10.根据权利要求7的设备，还包括：
产生第二计数器值的装置；
从第一计数器值中减去该第二计数器值形成第二误差信号的装置；
滤除第二误差信号的装置；
比较该滤波的第二误差信号与预定的第二阈值的装置；
按照比较滤波的第二误差信号的步骤的结果的函数递增或递减第二计数器值和复位滤波器累加器的装置；和
变换至少该第二计数器值为一个模拟电压用于控制发射机的增益的装置。
11.根据权利要求7的设备，进一步包括：
产生第二计数器值的装置；
从第一计数器值中减去该第二计数器值形成第二误差信号的装置；
滤除第二误差信号的装置；
比较该滤波的第二误差信号与预定的第二阈值的装置；
按照比较滤波的第二误差信号的步骤的结果的函数递增或递减第二计数器值和复位滤波器累加器的装置；
按照接收功率控制命令位的函数设定第三计数器值的装置；
将第二计数器值加到第三计数器值构成第二与第三计数器值的和的装置；以及
变换第二和第三计数器值的和为一个模拟电压用于控制发射机的增益的装置。
12.根据权利要求11的设备，其中所述变换装置各包括将放大器斜率校正施加到第一计数器值和第三计数器值的装置。
13.一种操作扩频无线电话机的方法，包括步骤：
接收扩频RF信号和至少以一个接收机放大器放大该接收信号；
解调该接收的RF信号导出同相I和正交Q信号；
重复地平方I及Q信号的幅度和在一个期间积分该平方的幅度，导出在该期间的该接收信号功率的指示；
得到该导出的功率指示的对数；
得到第一误差信号，它指示功率指示与预定功率的对数之间的差；
滤波第一误差信号；
比较滤波的第一误差信号与第一双极性阈值信号并且根据该比较递增或递减第一计数器值和复位滤波器累加器；和
根据第一计数器值产生增益控制信号，用于至少一个接收机放大器。
14.根据权利要求13的方法，平方的步骤包括步骤：
变换每个I及Q信号为数字表示；
交替地将该数字表示加到存储器件的地址输入；以及
对于一个数字表示的每个应用，从该存储器件输出一个值，它相应于该数字表示的平方。
15.根据权利要求13的方法，进一步包括步骤：
产生第二计数器值；
从第一计数器值中减去该第二计数器值形成第二误差信号；
滤除第二误差信号；
比较该滤波的第二误差信号与第二双极性阈值信号和根据该比较递增或递减第二计数器值和复位滤波器累加器形成开环发射机功率控制值；
组合开环功率控制值与闭环功率控制值形成一个组合的功率控制值；以及
根据组合的功率控制值产生用于至少一个发射机放大器的增益控制信号。
16.根据权利要求13的方法，进一步包括步骤：
产生第二计数器值；
从第一计数器值中减去该第二计数器值和从基准值减去在该期间导出的该接收信号功率的指示以形成第二误差信号；
滤除第二误差信号；
比较该滤波的第二误差信号与第二双极性阈值信号和根据该比较递增或递减第二计数器值和复位滤波器累加器形成开环发射机功率控制值；
组合开环功率控制值与闭环功率控制值形成一个组合的功率控制值；以及
根据组合的功率控制值产生用于至少一个发射机放大器的增益控制信号。
17.一种扩频收发信机，包括：
一个发射机，用于通过至少一个发射机放大器发射扩频RF信号；
一个接收机，用于接收扩频的RF信号和用于以至少一个接收机放大器放大该接收的信号；
一个解调器，用于解调该接收的RF信号，导出同相I和正交Q信号；
从I和Q信号中导出在一个期间接收的信号功率的指示的装置；
用于得到指示该功率指示与预定的功率之间的差的第一误差信号的装置；
用于滤除该第一误差信号的第一滤波器；
用于比较滤波的第一误差信号与第一阈值信号和用于根据该比较递增或递减第一值以及用于复位滤波器累加器的装置；
根据第一计数器值产生增益控制信号，用于至少一个接收机放大器。
产生第二值的装置；
从第一值中减去该第二值和从基准值减去在该期间接收的信号功率的导出的指示以形成第二误差信号的装置；
滤除第二误差信号的第二滤波器；
比较该滤波的第二误差信号与第二阈值信号和按照该比较递增或递减第二值并且复位滤波器累加器形成开环发射机功率控制值的装置；
用于组合开环功率控制值与闭环功率控制值形成一个组合的功率控制值的装置；以及
根据该组合的功率控制值对于所述至少一个发射机放大器产生增益控制信号。
18.根据权利要求17的扩频收发信机，其中所述导出装置包括：
重复地平方I及Q信号的幅度的装置；以及
在一个期间积分该平方的幅度，导出在该期间的该接收信号功率的指示的装置。
19.根据权利要求17的扩频收发信机，其中所述第一计数器的值的步长等效于以预定的dB数表示的值，和其中在一个期间导出的接收信号功率的指示是在该期间接收信号功率的线性近似。
20.根据权利要求19的扩频收发信机，其中在该期间导出的接收信号功率的指示与该基准值的差使得开环发射机功率控制值以分辨率控制，该分辨率小于预定的dB数。
21.根据权利要求20的扩频收发信机，其中该预定的dB数是1。
22.根据权利要求17的扩频收发信机，其中第一阈值的值是接收机增益控制信号以dB表示的希望步长的函数。
23.根据权利要求17的扩频收发信机，其中第二阈值的值是该发射机增益控制信号以dB表示的希望步长的函数。
24.根据权利要求17的扩频收发信机，其中以dB表示的第一阈值的值接近于接收机增益控制信号以dB表示的希望步长的一半。
25.根据权利要求17的扩频收发信机，其中第一阈值的值是该接收机增益控制信号以dB表示的希望步长的函数，其中第二阈值的值是该发射机增益控制信号以dB表示的希望步长的函数，和其中该发射机增益控制信号以dB表示的希望的步长小于该接收机增益控制信号以dB表示的希望的步长。
26.根据权利要求17的扩频收发信机，其中该期间是一个码元期间。
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