CN1550071A - 噪声增益控制 - Google Patents

Abstract

通信接收机内的噪声增益控制能够不考虑预定的自动增益控制设定点而优化接收机设计。向噪声增益控制器提供了接收信号的拷贝，随后是AGC级。噪声估计器确定接收信号内的噪声电平，并且把噪声电平估计耦合到噪声增益鉴别器，后者处理噪声电平估计以产生增益校正因数。增益校正因数被滤波和累加。经累加的增益校正因数用于对接收信号进行按比例缩放。随后的接收机级处理经缩放的接收信号。

Description

噪声增益控制

                                背景

I.发明领域

本发明涉及通信，尤其涉及用于通信接收机中自动增益控制的新颖并改进了的方法和装置。

II.相关技术描述

无线设备使用无线电波提供长距通信，没有基于有线的系统的物理约束。使用预定频带上发送的无线电波向设备提供信息。调整可用频谱的分配使许多用户能无过度干扰地接入通信。

要求被调谐到一载波频率的远程接收机对以相同载波频率从相应发射机发送的信号进行接收和解调。远程接收机从已调载波恢复基带信号。基带信号可以直接给予用户或者在提供给用户前作进一步处理。

便携式通信系统中的移动接收机工作在使接收信号遭受许多劣化的环境中。从信号源发出的信号在到达接收机之前经历了许多条件，譬如衰减、干扰、散射和反射。尽管有这些劣化，接收机必须能恢复该信号，以便建立成功的通信链路。

结构作用于发射信号的散射和反射，结构如建筑物和周围地形，包括墙壁和山坡。发射信号的散射和反射导致从发射机到接收机的多条信号路径。对多条信号路径起作用的物体随着接收机的移动而改变。

其他信号源也导致期望信号的劣化。其他信号源可以是有意工作在与期望信号相同频率上的其他发射机，以及在期望信号的频带内产生寄生信号的发射机。

在接收机自身内产生其他信号劣化的源。接收机内的信号放大器和信号处理级可以使期望信号的电平相对于热噪声的电平而劣化。接收机内的信号放大器和处理器还可以产生噪声结果(noise products)或者使接收信号失真并进一步劣化其质量。

被设计成工作在规定通信系统中的接收机必须被设计成不顾所有信号劣化源而工作。在一示例性实施例中，无线通信系统可以是像码分多址(CDMA)无线系统这样的系统，符合“电信工业联盟(TIA)/电子工业协会(EIA)/IS-2000 STANDARTDS FORCDMA2000 SPREAD SPECTRUM SYSTEMS”，称为“cdma2000标准”。在其他实施例中，该系统可以是一系统，它符合“TIA/EIA/IS-95 MOBILE STATION-BASE STATIONCOMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULARSYSTEM”标准，下文中称为“IS-95标准”，或者其他系统，譬如：由美国国家标准学会(ANSI)公布的“J-STD-008，PERSONAL STATION-BASE STATION COMPATIBILITYREQUIREMENTS FOR 1.8 TO 2.0GHZ CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS(CDMA)PERSONAL COMMUNICATION SYSTEMS”，或者“ANSI J-STD-015 DRAFT STANDARD FORW-CDMA(WIDEBAND CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS)AIR INTERFACE COMPATIBILITYSTANDARD FOR 1.85 TO 1.99GHz PCS APPLICATIONS”，称为“W-CDMA”，或一般被称为高数据速率(HDR)系统的其他系统。

除了工作在有噪环境中以外，接收机必须能处理在大范围内变化的输入信号。工作在由上述标准之一所定义的系统中的典型接收机必须能处理100dB或更大的输入信号范围。然而，典型的信号放大器在小得多的范围内保持线性。接收机一般结合了某些形式的增益控制，以便在接收机后几级维持信号线性度。增益控制的形式可以是开关放大器、可变增益放大器或者开关和可变增益放大器的组合。此外，由于接收机可以使用模拟和数字级两者，因此增益控制可以在模数转换器(ADC)之前控制接收机模拟级的增益，还可以控制ADC后的数字级中信号的增益。

典型的增益控制电路执行自动增益控制(AGC)，尽管可能在具有缓慢变化的信号电平的接收机内实现手动增益控制。AGC可以用离散增益步骤、恒定的可变增益或者两者的组合来实现。具有模拟和数字级的接收机内的AGC电路一般在接收机的模拟部分中实现，以便优化ADC的信号电平输入。配置AGC，使得ADC输入处接收信号的平均能量电平被维持在预定电平。这个预定信号电平称为AGC设定点，一般被选择为一个数，该数使得ADC输入信号电平接近ADC范围的中点。可以把数字级的设计优化到AGC设定点。较高的AGC设定点会要求随后数字级中较大的比特宽度，以确保该信号不会使数字处理级饱和。相应地，较低的AGC设定点会要求随后数字级中较小的比特宽度。当在单块集成电路(IC)内实现接收机的数字部分级时，更着重于接收机设计的数字部分中实现的实际比特宽度。较大的比特宽度一般会要求较大的物理区域，并且在单块IC内消耗更多资源。这样，最好把IC设计内的比特宽度限制为不大于一最小电平。

当允许AGC设定点随着ADC的整个范围而改变时，随后数字级的比特宽度一般被设计成容纳最差情况下的AGC设定点。当在接收机设计内使用较低的AGC设定点时，这导致过度的比特宽度以及IC内有限资源量的消耗。

对于在AGC级后实现模拟级的接收机而言，存在类似情况。在这种接收机中，在随后的模拟级之前确定AGC设定点。随后的模拟级可能具有有限的动态范围，譬如在放大器的情况下。最好这样设计随后的模拟级，使放大器在AGC设定点所确定的动态范围内是线性的。可能不希望实现其动态范围远超出AGC设定点所确定的动态范围的放大器，这是由于物理空间和过度功率都被耗用了。然而，当允许AGC设定点在预定的范围内变化时，随后的模拟级一般被设计成容纳最差情况的AGC设定点。

在数字和模拟两种设计中，随后级都一般被设计成容纳最差情况的AGC设定点。如果接收机的实际设定点未被设计为最差情况AGC设定点，则结果是随后级非最佳的设计，并且使用了过度资源。需要一种用于使接收机设计对AGC设定点值不敏感的方法和装置。

                                概述

本发明的实施例公开了通信接收机中的一种新颖的噪声增益控制方法和装置，它使接收机的工作对于预定的AGC设定点不敏感。在AGC级后，在接收信号的拷贝处设置一噪声增益控制器。使用噪声估计器来确定接收信号中噪声的估计。噪声估计与噪声增益鉴别器耦合，后者处理该噪声估计。噪声增益鉴别器把噪声估计变换成误差信号。噪声增益鉴别器的输出耦合到滤波器，滤波器用于建立噪声控制回路的时间常数。在一个实施例中，滤波器是一低通滤波器。滤波器的输出耦合到累加器。累加器用于把误差信号累加为合成误差信号。合成误差信号被提供给乘法器，乘法器对AGC级后的接收信号进行按比例缩放。

在第一实施例中，AGC后的接收信号是具有正交分量的CDMA信号。噪声估计器由解扩展和Walsh码解覆盖级组成。这级噪声估计器用一Walsh码对信号进行解扩展，该Walsh码未被指定给通信系统内的任一信道。在一个实施例中，Walsh码的长度为16码片。解扩展的输出耦合到累加器。在一个实施例中，累加器在等于Walsh码长度的周期上累加信号。在一特定实施例中，累加器在16个码片内累加噪声。累加器的输出耦合到噪声能量计算器，后者计算从累加器输出的噪声能量。噪声能量计算器的输出耦合到能量累加器。能量累加器在预定时间内把噪声能量计算器的输出相加。在一实施例中，能量累加器是一离散累加器，它在预定的采样数内累加所计算的噪声能量。噪声能量累加器的输出表示噪声估计器的输出。

在另一实施例中，向噪声估计器提供了具有正交分量的CDMA信号。第一级是像在第一实施例中那样的解扩展和Walsh解覆盖级。然而，解扩展器使用一任一代码。在一个实施例中，代码是++--。解扩展器的输出耦合到一累加器，该累加器适用于在解扩展码的长度上累加信号。

                                附图简述

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、目的和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中：

图1是无线通信接收机的框图；

图2是噪声增益控制器的框图；

图3是噪声估计器的框图；

图4是噪声估计器的框图；

图5是噪声增益控制方法的流程图；以及

图6是噪声估计器方法的流程图。

                           优选实施例的详细描述

图1示出无线接收机100的框图，譬如可用在无线电话中的无线接收机。尽管图1中示出一接收机，可以看出，其组成部分可以与发射机组合而产生一集成收发机。类似地，尽管图1中示出一无线接收机，然而通过去除天线或把天线耦合至有线连接，可以配置有线设备。

天线10可以用于把接收机100与到来的无线电波相接。如果在收发机组态中接收机与发射机组合，则天线10还可用于广播信号。天线10的输出耦合到LNA22。天线20后的LNA22用以放大接收信号并且还可以表示对接收机噪声指数的主要作用因素。LNA22的噪声指数直接添加到接收机的噪声指数，而随后级的噪声指数相对于LNA22增益按比例减小。因此，一般选择LNA22在接收频带内提供最小噪声指数，而用足够的增益放大接收信号以使来自随后级的噪声指数作用最小。存在竞争的设计要求，譬如DC功率要求和器件三次截点，它使LNA22的选择成为具有许多设计约束的折衷。LNA22中放大的信号耦合到RF滤波器24。RF滤波器24用以抑制接收频带外的信号。FR滤波器24在第一LNA22级之后被使用，这比在第一LNA22级之前使用更好，从而减少了滤波器对接收机噪声指数的作用。RF滤波器24的输出耦合到第二LNA26。第二LNA26用于进一步放大接收到的RF信号。第二LNA26级一般在单个LNA级中不能实现足够增益时被使用，而同时满足三次截取约束，尽管单个LNA在某些接收机应用中是足够的。来自第二LNA26的输出信号耦合到RF混频器30的输入端。

RF混频器30把经放大的接收信号与第一本地振荡器(LO)60内产生的信号混合，从而把该信号下变频为中频(IF)。第一LO 60的输出一般在被耦合到RF混频器30之前被耦合到缓冲放大器62。RF混频器30的IF输出耦合到IF放大器32，后者一般用以增高信号电平。在图1所示的接收机实施例中，RF混频器30的输出和所有随后的信号处理级使用了平衡的信号组态。出于噪声考虑，对单端组态优选平衡的信号组态。

RF混频器30后的IF放大器32一般具有有限的频率响应，并且不对作为RF混频器30的输出的上变频信号进行放大。IF放大器32的输出耦合到IF滤波器34。IF滤波器34用以对来自单个接收信道的IF进行滤波。IF滤波器34一般比RF滤波器24具有窄得多的频率响应。IF滤波器32具有窄得多的带宽，这是因为RF混频器30一般把期望的RF信道下变频为相同的IF，而不考虑RF信道的频率。相反，RF滤波器24必须通过整个接收频带，因为接收频带内的任何信道都可以被分配给通信链路。IF滤波器34的输出耦合到接收自动增益控制(AGC)放大器36。

AGC放大器36用以维持随后级的恒定幅度接收信号。AGC放大器36的增益用控制回路来改变，控制回路检测接收信号的幅度。AGC放大器36的输出耦合到第二下变频级，并且耦合到自动增益控制器(AGC)70的输入端。图1实施例中所示的AGC 70耦合到AGC放大器36的输出端。然而，AGC 70的输入端可以耦合到随后下变频级或基带级的输出端。AGC 70把控制信号输出到接收信号路径内的放大器，以便在AGC 70的输入端处维持恒定的信号电平。这里，AGC 70把控制信号输出到LNA 22和26，还输出到AGC放大器36。AGC 70控制接收信号路径内的增益，使得AGC 70输入端处的信号电平相对恒定。AGC 70试图在其输入端处维持的电平被称为AGC设定点。AGC 70与受控放大器一起工作为控制回路，把接收信号维持在AGC设定点附近。

AGC放大器36的输出还耦合到第二下变频级。图1中，接收机100用以接收一正交已调信号，第二下变频级使用两个混频器。第一IF混频器42把IF信号下变频为基带信号。与IF混频器42结合使用的第二本地振荡器(LO)40可以与第一LO 60分开且不同。第二LO 40的输出耦合到第一IF混频器42。第一IF混频器42的输出被指定为接收信号的同相即I信号分量。接收信号的I信号分量耦合到第一模数转换器(ADC)52。经数字化的I信号分量耦合到基带处理器102。

AGC放大器36的输出还耦合到第二IF混频器44。第二LO 40的移相形式用于驱动第二IF混频器44。移相的LO如下产生：通过把第二LO 40的输出耦合到移相器46，然后把经移相的输出耦合到第二IF混频器44。当移相器46提供90度的相移时，驱动第一IF混频器42和第二IF混频器44的LO信号是正交的。第二IF混频器44所产生的输出被称为接收信号的正交即Q信号分量，这是由于它与I信号分量正交。然后，Q信号分量耦合到第二ADC 54，后者数字化该信号并且把经数字化的信号耦合到基带处理器102。

基带处理器102模块表示对基带信号进行的随后的信号处理。随后的基带处理包括下面详述的噪声增益控制。随后处理的其他示例包括但不限于：解扩展、解交织、纠错、滤波和放大。然后把基带处理器102中处理的接收到的信息路由至适当的目的地。信息可以在接收机100内被使用，或者被路由至用户接口，譬如显示器、扬声器或数据端口。

可以看出，ADC输入端的信号幅度以及基带处理器输入端的信号幅度可以取决于AGC设定点。AGC设定点可以相对于合成信号功率而被定义，或者当信号是正交已调信号时相对于I和Q信号分量而被定义。在接收信号为正交已调信号的实施例中，AGC设定点可以被定义为I和Q分量的平方和，即I²+Q²。接收机设计者可以任意地指定实际AGC设定点值，然而一般用ADC的动态范围作出决定。使用相同ADC的不同接收机设计可以结合不同的AGC设定点，这取决于所研究的设计折衷。

通过结合图2所示的噪声增益控制器(NGC)200，AGC级后的数字信号处理级可以被设计成对AGC设定点不敏感。噪声增益控制器(NGC)200耦合到接收机前端，并且对于AGC级后的信号工作为一个信号处理器。图2中，NGC 200耦合到天线输入RAM 202。天线输入RAM 202可以表示一缓冲器，它接收来自接收机的初始信号处理级的ADC输出。或者，NGC 200可以耦合到ADC，并且可以不进行缓冲而接收经数字化的接收信号。在模拟组态中，NGC 200可以耦合到AGC回路的最后输出级。不考虑接收机组态，NGC 200一般被配置成跟在AGC回路后。

NGC 200中的初始信号处理元件是一乘法器210。天线输入RAM 202的输出耦合到乘法器210的第一输入端。或者，NGC 200中的初始信号处理元件可以是具有同相信号输入或者同相和反相信号输入组合的信号加法器。另一实施例中，NGC 200中的初始信号处理元件可以是具有第一和第二输入端和输出端的信号组合装置，输出是输入的信号处理的型式。信号组合装置可以包含一预定的传递函数，使用第一和第二输入端提供的信号来产生输出。乘法器210即信号组合装置的输出表示NGC200经校正的输出，并且耦合到信号处理级250，在缺少NGC 200时后者一般会跟随在天线输入RAM 202后。乘法器210的输出一般也在NGC 200内耦合到噪声估计器220。噪声估计器220用于提取合成接收信号内噪声电平的估计。图3和图4中提供了噪声估计器200的特定实施例，下面详细讨论。

噪声估计器220的输出耦合到噪声增益鉴别器230。噪声增益鉴别器230结合预定的传递函数以产生表示误差信号的输出信号，也称为增益校正因数。一实施例中，噪声增益鉴别器230把噪声估计标准化为预定的噪声增益设定点值，然后计算其倒数。在另一实施例中，噪声增益鉴别器230计算预定的噪声增益设定点值和噪声估计之间的差异。噪声增益鉴别器230计算中所使用的预定噪声增益设定点值与AGC回路中所使用的AGC设定点值不同。噪声增益设定点可以与AGC设定点具有相同值，也可以有不同值。NGC 200的操作不受噪声增益设定点和AGC设定点之间的相对差异所影响。

噪声增益鉴别器230的输出耦合到低通滤波器240。低通滤波器240用于建立NGC 200中所使用的回路带宽。如果噪声增益鉴别器230的输出具有适当宽度，或者如果信号滤波被结合到噪声增益鉴别器230的传递函数中，则可以去除低通滤波器240。低通滤波器240的输出耦合到误差信号累加器260。

误差信号累加器260包括一误差加法器262，其第一输入端耦合到误差信号累加器260的输入端，第二输入端耦合到误差信号累加器260的输出端。误差加法器262的输出耦合到延迟元件264。延迟元件264可以用寄存器、缓冲器、FIFO或能延迟信号的任何其他装置来实现。延迟元件264的输出也是误差信号累加器260的输出，并且耦合到乘法器210的第二输入端。

因此，乘法器210经缩放的输出表示为噪声电平校正的NGC 200的输入信号。在噪声增益鉴别器230计算噪声估计与预定噪声增益设定点值之反比时，NGC 200的输出是被标准化为噪声增益设定点值的信号。因此，噪声增益设定点值可以表示由NGC 200后的所有级可见的有效AGC设定点值。

在一实施例中，接收机是一CDMA接收机，信号处理级表示CDMA接收机内的基带信号处理级。CDMA接收机内实现的多指雷克接收机的每个指都使用了一个独立的NGC 200。通过把接收信号标准化为预定的噪声增益设定点，可以为噪声增益设定点优化信号处理级。

AGC设定点基于所有接收信道和噪声的能量，而NGC设定点仅仅基于噪声。当在单块集成电路(IC)内实现NGC和随后的信号处理级而在多个接收机设计内实现该IC时，这是有用的，多个接收机中的每一个的AGC设定点都是在设计过程期间独立确定的。

图3示出可以用在CDMA接收机内的噪声估计器222的实施例框图。在CDMA系统中，用Walsh码使多个信道正交。通常，每个信道的信息码元都是预定长度的。每个信道都被指定了多个正交Walsh码中的一个。通过把接收信号与未被指定给任何信息传递信号的Walsh码相乘，可以设计噪声估计器。

图3所示的实施例可以在一CDMA接收机内实现，该CDMA接收机被设计成按照cdma2000标准接收信号，其中接收机被设计成从移动站到基站的反向链路信号广播。然而可以看出，噪声估计器222的特定实现不限于这个特定应用。

噪声估计器222的输入信号耦合到Walsh码解覆盖器级310。按照cdma2000标准工作的通信系统中的反向链路允许每个移动站通过使用Walsh码来产生多个同步码信道。在使用正交Walsh码的cdma2000标准反向链路的某些组态中，允许多个同步码信道。接收到的码元可以通过用适当的Walsh码对接收信号进行解扩展而被恢复。不与适当Walsh码相关的码元表现为噪声。噪声估计器222使用Walsh码的正交属性来产生接收信号的噪声估计。Walsh码解覆盖器级310用未被指定给任何信道的Walsh码对输入信号进行解扩展和解覆盖。在一实施例中，用于对接收信号进行解扩展和解覆盖的Walsh码是“++++--------++++”，其中用“+”或“-”值来表示二进制信号，“+”表示“0”，“-”表示“1”。由于所使用的Walsh码不对应于任何信道的Walsh码，因此所产生的输出是接收信号内噪声的估计。

然后，Walsh码解覆盖器级310的输出耦合到噪声累加器320。在图3所示的实施例中，噪声累加器320在Walsh码的长度上累加Walsh码解覆盖器级310的输出。该实施例中的噪声累加器320对16个采样即码片累加噪声估计，这是由于对信号解扩展所使用的Walsh码长度为16。在与扩展码元相同的码片数目上累加会导致1码元的累加时间。噪声累加器320的输出耦合到能量计算330，其中把经累加的噪声估计变换成一能量值。在CDMA接收机应用中，噪声估计器222的输入信号可以是一个正交信号。Walsh码解覆盖器310和噪声累加器320可以被配置成处理正交信号的I和Q分量。在一实施例中，存在I和Q分量的并行处理级，而在另一实施例中，I和Q分量的处理可以是时分复用的。

能量计算330可以通过把I和Q分量的平方相加而计算经累加正交信号的能量。能量计算330输出I²+Q²作为所产生的能量值。能量计算330的输出耦合到能量累加器340，后者用于累加预定数目的所计算的能量值。能量累加器340可用于对所计算能量值内的波动取平均，使NGC对于噪声能量中的突然变化较不敏感。能量累加器340的输出耦合到噪声估计器222的输出。

图4中示出噪声估计器224的另一实施例的框图。图4的噪声估计器224的组态与图3的噪声估计器222的组态类似。噪声估计器224的输入信号耦合到Walsh码解覆盖器410，其中执行在处理噪声估计中的第一级。Walsh码解覆盖器410用一预定代码对输入信号进行解扩展和解覆盖。预定代码仅有的约束是有相等数目的1和0。在一实施例中，对输入信号进行解扩展和解覆盖所使用的代码为“++--”。这里，像在前面的噪声估计器222实施例中一样，用“+”或“-”值表示二进制信号，“+”可以表示“0”，“-”可以表示“1”。理想中，解扩展码不会复制用于扩展输入信号的任何代码。在按照IS-95标准工作的通信系统中，反向链路不扩展带Walsh码的每个单独的信号。在IS-95标准反向链路中，为每组6个代码码元发送64个可能的正交Walsh码之一。这样，可能不存在确保不与输入信号相关的用于对输入信号进行解扩展的正交Walsh码。Walsh码解覆盖器410的输出耦合到噪声累加器420。噪声累加器420用于在解扩展过程中所使用的Walsh码的长度上累加经解扩的信号。当解扩码为“++--”时，噪声累加器420用于累加4个连续采样。噪声累加器420的输出耦合到能量计算430，其中计算经累加采样的能量。当输入信号为像CDMA系统中所使用的正交信号时，可以把能量计算为I和Q信号分量的平方和。能量计算430的输出耦合到能量累加器440，其中累加了预定数目的能量计算。能量累加器440的输出耦合到噪声估计器440的输出。

由于NGC仅对噪声起作用，因此使导频能量波动最小。通过把接收信号与未指定的Walsh码相乘而估计噪声电平。当单独使用常规AGC回路来调整信号电平时，与信号处理级耦合的导频能量会根据接收信号的合成能量而改变。当相对于导频和其余活动信道而以高功率电平在正交CDMA信道上发送信号时，发现仅用AGC回路来调整接收信号电平的一个问题。在这个条件下，AGC回路通常减少了信号处理级上关联的信号功率。在包括突发数据传输的CDMA系统中，数据信道的突发特性造成由于AGC效应而引起的信号处理级处接收信号电平的相应波动。然而，在CDMA环境中，由于信号的正交特性，正交信道对期望代码信道的信号处理具有最小影响。因此，AGC有效地把期望的接收信号电平减少到最佳电平以下。相反，当接收信号内的噪声相对于期望代码信道而增加时，NGC回路仅仅减少了接收信号电平。

图5中示出使用噪声增益控制500来校正接收到的输入信号的方法流程图。方法通过接收通信信号开始(502)。然后通信信号在被耦合到噪声估计器(520)之前在AGC回路内被处理(510)。AGC回路围绕AGC设定点把接收信号维持在AGC回路的能力范围内。噪声估计器计算增益受控信号内噪声的估计。一旦确定了噪声估计，就使用该噪声估计来计算增益校正(530)。在一实施例中，通过把噪声估计标准化为一预定噪声增益设定点并且倒置标准化的结果而计算出增益校正。在另一实施例中，通过从预定的噪声增益设定点中减去噪声估计而计算出增益校正。该方法然后对增益校正进行滤波(540)，以使增益校正作出突然变化的能力最小。接着累加经滤波的增益校正(550)，以取得合计(即累加的)增益校正。然后使用经累加的增益校正为了AGC输出信号的随后接收机处理(570)而对AGC信号的输出进行按比例缩放(560)。

图6中示出噪声估计方法600的实施例。噪声估计方法600首先接收输入信号602。这里，输入信号可以是接收机内使用的前面的AGC级的经缩放的输出。该方法然后用Walsh码或具有预定长度的其他预定代码对输入信号进行解扩展610。在第一实施例中，输入信号用长度为16码片的Walsh码进行解扩展。在另一实施例中，用于对输入信号进行解扩展的Walsh码为“++++--------++++”，其中用“+”或“-”值表示二进制信号，“+”表示“0”，“-”表示“1”。在另一实施例中，用于对输入信号进行解扩展的代码是偶数长度的代码，它具有相等数目的“+”和“-”码片。在另一实施例中，用于对输入信号进行解扩展的代码为“++--”。

一旦该方法解扩展了输入信号(610)，然后，方法就在预定数目的采样上累加经解扩的输出(620)。在一实施例中，预定数目的采样等于经解扩的编码长度。在一实施例中，预定数目的采样为16，而在另一实施例中，预定数目的采样为4。然后，方法计算经累加的噪声估计中的能量(630)。在一实施例中，接收信号为正交信号，能量被计算为I和Q噪声估计分量的平方和。然后对另一个预定数目的能量累加上累加所计算的能量值(640)。能量累加的结果是噪声估计方法600的输出。

提供了上述优选实施例的描述以使本领域的任何技术人员能制造和使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里所定义的基本原理也可以应用于其他实施例而不使用到创造性。

本领域的技术人员能进一步理解，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可以作为电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。各种说明性的元件、框图、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行了阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计约束。技术人员可以认识到在这些情况下硬件和软件的交互性，以及怎样最好地实现每个特定应用程序的所述功能。因此，本发明不限于这里所示的实施例，而应该符合与这里所公开的原理和新颖性特征相一致的最宽泛的范围。

Claims (36)

1.一种信号处理器，包括：

信号组合器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中信号组合器的特征是组合器传递函数；

噪声估计器，其输入端耦合到信号组合器的输出以产生对从信号组合器输出的信号的噪声估计；

噪声增益鉴别器，特征是鉴别器传递函数，耦合到噪声估计器以产生增益校正因数；以及

误差信号累加器，其一输入端耦合到噪声增益鉴别器，一输出端耦合到信号组合器的第二输入端；

其中信号处理器把信号组合器的输出维持在预定的噪声增益设定点。

2.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于还包括一滤波器，该滤波器插在噪声增益鉴别器和误差信号累加器之间。

3.如权利要求2所述的信号处理器，其特征在于，所述滤波器是低通滤波器。

4.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于还包括一接收机，其中所述信号组合器的第一输入端耦合到接收机自动增益控制(AGC)级后的一个输出端。

5.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，所述接收机是无线通信接收机。

6.如权利要求5所述的信号处理器，其特征在于，所述无线通信接收机适用于接收码分多址(CDMA)信号。

7.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于还包括耦合到信号组合器的输出端的基带信号处理器，其中所述基带信号处理器适用于对从信号组合器输出的信号进行解调。

8.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，所述信号组合器的第一输入端适用于输入多个信号，所述信号组合器的输出端适用于输出多个信号，而所述噪声估计器的输入端适用于输入多个信号。

9.如权利要求8所述的信号处理器，其特征在于，所述多个信号为正交信号的I和Q分量。

10.如权利要求1所述的信号处理器，其中所述噪声估计器包括：

Walsh码解覆盖器级，适用于对噪声估计器输入信号进行解扩展和Walsh解覆盖；

与Walsh码解覆盖器级耦合的累加器，适用于对来自Walsh码解覆盖器级的预定数目的输出进行累加；

与累加器耦合的能量计算，适用于计算累加器输出的能量估计；以及

能量累加器，适用于累加预定数目的能量估计。

11.如权利要求10所述的信号处理器，其特征在于，所述Walsh码解覆盖器级用未被指定给通信系统内的信道的Walsh码对输入信号进行解扩展和Walsh解覆盖。

12.如权利要求11所述的信号处理器，其特征在于，用于对输入信号进行解扩展和解覆盖的Walsh码的长度等于通信系统内使用的Walsh码长度。

13.如权利要求12所述的信号处理器，其特征在于，所述Walsh码长度为16。

14.如权利要求13所述的信号处理器，其特征在于，所述Walsh码是“++++----++++”，其中用“+”或“-”值表示二进制信号，“+”表示“0”，“-”表示“1”。

15.如权利要求11所述的信号处理器，其特征在于，被所述累加器累加的来自Walsh码解覆盖器级的预定数目的输出等于Walsh码解覆盖器级内所使用的Walsh码长度。

16.如权利要求11所述的信号处理器，其特征在于，所述用于对输入信号进行解扩展和解覆盖的Walsh码具有相等数目的1和0。

17.如权利要求16所述的信号处理器，其特征在于，所述用于对输入信号进行解扩展和解覆盖的Walsh码的长度为4。

18.如权利要求17所述的信号处理器，其特征在于，所述用于对输入信号进行解扩展和解覆盖的Walsh码是“++--”，其中用“+”或“-”值表示二进制信号，“+”表示0，“-”表示1。

19.如权利要求10所述的信号处理器，其特征在于，所述噪声估计器输入信号是具有I信号分量和Q信号分量的正交信号。

20.如权利要求19所述的信号处理器，其特征在于，所述Walsh码解覆盖器级具有I输入端、Q输入端、I输出端和Q输出端。

21.如权利要求20所述的信号处理器，其特征在于所述累加器对来自Walsh码解覆盖器级的I和Q信号输出进行独立的累加，以产生经累加的I输出信号和经累加的Q输出信号。

22.如权利要求21所述的信号处理器，其特征在于，所述能量估计是经累加的I输出信号和经累加的Q输出信号的平方和。

23.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，由噪声增益鉴别器所产生的增益校正因数是噪声增益鉴别器的输入和预定的噪声增益设定点之间的差异。

24.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，由噪声增益鉴别器所产生的增益校正因数是预定的噪声增益设定点与噪声增益鉴别器的输入信号之比。

25.一种信号处理器，包括：

噪声增益控制器，适用于对输入信号进行按比例缩放，使得恒定的噪声能量电平维持在输出信号上；以及

与噪声增益控制器的输出相耦合的基带处理器，适用于对输出信号进行解调。

26.如权利要求25所述的信号处理器，其中所述噪声增益控制器包括：

信号组合器，适用于用增益校正因数对输入信号进行按比例缩放以产生输出信号；

噪声估计器，适用于计算输出信号的噪声估计；以及

噪声增益估计器，适用于根据噪声估计和预定的噪声增益设定点产生增益校正因数。

27.一种信号处理方法，包括：

接收通信信号；

处理通信信号以产生具有恒定噪声能量的输出信号；以及

对输出信号进行解调。

28.如权利要求27所述的方法，其中处理通信信号包括：

估计通信信号内的噪声能量；

用噪声能量估计和预定的噪声增益设定点来计算增益校正因数；以及

用增益校正因数对通信信号进行按比例缩放。

29.如权利要求28所述的方法，其中估计噪声能量包括：

对输入信号进行解扩展以产生噪声采样；

累加预定数目的噪声采样；

计算噪声采样的能量估计；以及

累加预定数目的能量估计。

30.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述输入信号用Walsh码来解扩展。

31.如权利要求30所述的方法，其特征在于，所述Walsh码是未被指定给通信系统内任何通信信道的Walsh码，所述通信系统产生输入信号。

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于，所述未被指定给任何通信信道的Walsh码的长度等于通信系统内所指定的Walsh信道的长度。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述所指定的Walsh码长度为16。

34.如权利要求31所述的方法，其特征在于，所述未被指定给任何通信信道的Walsh码是“++++--------++++”，其中用“+”或“-”值表示二进制信号，“+”表示“0”，“-”-表示“1”。

35.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述输入信号用具有相等数目的1和0的预定代码解扩展。

36.如权利要求35所述的方法，其特征在于，所述预定代码是“++--”，其中用“+”或“-”值表示二进制信号，“+”表示0，“-”表示1。

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