CN1242557C - 无线接收机及无线接收方法 - Google Patents

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CN1242557C CN02158831.7A CN02158831A CN1242557C CN 1242557 C CN1242557 C CN 1242557C CN 02158831 A CN02158831 A CN 02158831A CN 1242557 C CN1242557 C CN 1242557C
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Abstract

一种无线接收机，其特征在于包括：放大RF信号的LNA(13)；利用LO信号对放大的RF信号直接解调为B/B信号的正交解调器(14)；放大B/B信号的VGA(16)；对放大的B/B信号进行反馈控制的DC偏置消除器(17)；至少控制LNA的增益的增益控制单元(18)，其中增益控制单元包括：检测B/B信号强度的信号强度检测单元(20)；根据此信号强度选择所需的增益的增益选择单元(21)；控制切换增益的定时的定时控制单元(22)；相应于此定时使LNA的增益控制信号的生成间隔改变的增益控制信号发生单元(23)。

Description

无线接收机及无线接收方法
相关专利申请参见
本申请系根据并且要求承认登记日期为2001年12月25日的在先的日本专利申请No.P2001-390931的优先权，此处援引其整个内容作为参考。
技术领域
本发明涉及直接变换方式的无线接收机及无线接收方法，特别是涉及内置直流偏置消除器的直接变换方式的无线接收机及无线接收方法。
背景技术
近年来，在无线通信机器中，从可以削减部件个数、IC单片化这一点出发，将高频(RF)信号与相同频率的本机振荡(LO)信号相乘、直接取出基带信号(B/B信号)的直接变换方式的实用化正在开始。
不过，在直接变换方式接收机中，直流(DC)偏置分量成为很大问题。作为问题所在，如谷本洋的“直接变换接收机用混频器的研究开发动向电子情报通信学会论文志C Vol.J84-C No.5pp.337-3482001年5月”所示，由于接收频率和本地振荡频率相同，本地振荡信号在低噪声放大器(LNA)和天线的通频带中，不能与接收信号完全隔离。因此，本地振荡信号会泄漏到天线及LNA中，这个泄漏分量，作为正交解调器的输入通过频率变换生成DC偏置分量。这就是称为本地振荡信号自混频DC偏置的问题。
此外，因为接收机一般必须处理达到100dB的接收频率的动态范围，有时LNA必须将预先设定的几个增益以阶梯状进行切换，而在增益切换时，从正交解调器观察的LNA的阻抗会改变。因此之故，本地振荡信号的泄漏分量，由于LNA的增益切换而改变，由于自混频引起的DC偏置分量也会改变。
另外，不仅是自混频引起的DC偏置分量，而且构成接收机的正交解调器、低频滤波器、可变增益放大器(VGA)本身也由于电路构成元件的偏差等问题而带有DC偏置分量。
因为DC偏置分量有可能超过接收机的动态范围而引起接收信号的饱和，使接收特性劣化，所以在直接变换方式接收机中，必须利用DC偏置消除器，将适当的DC偏置分量除掉。
一般讲，电路构成元件的偏差所引起的DC偏置分量在时间上大致是一定的，可以很容易利用除掉预先确定的固定DC分量的DC分量消除器去掉。不过，因为自混频引起的DC偏置分量，会由于接收机中的LNA的阶梯状的增益切换而改变，而其改变幅度的大小与接收信号强度比较不可忽略，利用上述的除去固定的DC偏置分量的方法除去LNA的增益时等产生的变动的DC偏置分量很困难，必须在测定接收信号的变动的同时具有进行反馈控制的新的DC偏置消除器。
因为在直接变换方式接收机中，接收信号电场强度在LNA增益切换水平附近时，由于增益控制信号产生频繁的LNA的增益切换，DC偏置消除器不能追随阶梯状的变化很大的DC偏置分量的频繁改变，VGA输出的DC偏置分量的残余会引起接收特性的劣化。
特别是在时间上连续的接收的场合，由于衰落等使接收中发生LNA增益切换的接收机，在LNA的阶梯状的高增益/低增益的增益切换时，由于自混频引起的DC偏置分量在接收中会发生急剧的变动。这一点，如上所述，因为在LNA的增益切换时，从LNA的解调器观察的阻抗发生改变，由于VGA输出的DC偏置分量的残余引起接收特性的劣化，有时会使得接收不能进行。
因为DC偏置分量的残余，如上所述，是取决于DC偏置分量的电路构成的旁路特性的，所以通过提高旁路特性的截止频率，可以缩短DC偏置分量过渡响应分量的收敛时间。不过在此场合，必需的信号也受到削减而使接收特性劣化，有时会使得接收不能进行。
如上所述，如果为了实现直接变换方式接收机，关于必需的DC偏置分量，伴随LNA的频繁增益切换的过渡响应分量的发生间隔变得很短，则会产生基带信号的数字解调不能进行的问题。此外，伴随着LNA的阶梯状的增益切换，VGA输出的DC偏置分量过渡响应分量初始最大值也会过大，同样地，也会发生基带信号的数字解调不能进行的问题。
发明内容
本发明的目的就是要提供一种可以解决这一问题，能够将VGA输出的DC偏置分量过渡响应分量造成的接收性能劣化抑制在无线通信系统的规格的容许范围之内的直接变换方式接收机及无线接收方法。
为达到上述目的，本发明的一种无线接收机，包括：低噪声放大器；将无线信号直接解调为基带信号的正交解调器；放大基带信号的可变增益放大器；对基带信号进行反馈控制的直流偏置消除器；至少可以控制低噪声放大器的增益的增益控制单元，而该增益控制单元包括：检测上述被反馈控制的基带信号强度的信号强度检测单元；根据此信号强度从低噪声放大器的预先设定的多个增益中选择所需的增益的增益选择单元；控制切换到已选择的所需增益的定时的定时控制单元；相应于此定时使低噪声放大器的增益控制信号的生成间隔改变的增益控制信号发生单元。
另外，本发明实行的无线接收方法的构成包括：放大无线信号；利用本地振荡信号将放大的无线信号直接解调为基带信号；放大基带信号；对放大的基带信号进行反馈控制；检测放大的被反馈控制的基带信号强度；根据此信号强度从低噪声放大器预先设定的多个增益中选择所需的增益；控制切换到该所需增益的定时；相应于此定时使低噪声放大器的增益控制信号的生成间隔改变。
本发明的其余的目的和优点将在下面的描述中叙述，并且部分地将可从此描述中得到了解，或是从实现本发明中了解。本发明的目的和优点可通过下面具体指出的设备构成和组合而得到实现和获得。
附图说明
图1为本具体实施方式的直接变换方式接收机的框图。
图2(A)及图2(B)为说明内置DC偏置消除器的直接变换方式接收机的DC偏置分量的残余的示图。
图3为示出图1的动态控制单元的一具体实施方式的框图。
图4为示出图1的增益控制单元中的控制方法的一具体实施方式的流程图。
图5(A)、图5(B)及图5(C)为用来说明在图4的控制时动态控制单元进行的增益控制的示图。
图6为示出用来说明本发明的LNA最短增益切换间隔α的决定方法的DPCH的1芯片的总功率的功率比(DPCH_Ec/Ior)和解调单元中的误码率(BLER)的关系的特性图。
图7为示出用来说明本发明的LNA最短增益切换间隔α的决定方法的使DC偏置分量与接收信号重叠使LNA最短增益切换间隔改变时的BLER和LNA最短增益切换间隔的关系的特性图。
图8为示出图1的增益控制单元的中的控制方法的另一具体实施方式的流程图。
图9(A)、图9(B)及图9(C)为用来说明在图8的控制时动态控制单元进行的增益控制的示图。
具体实施方式
构成本说明书的一部分的附图示出本发明当前的优选实施例，并且与上面给出的一般描述和下面将给出的优选实施例的详细描述一起用来解释本发明的原理。
图1为本发明的具体实施例的直接变换方式接收机的框图。本具体实施方式的特征在于控制低噪声放大器(LAN)13及可变增益放大器(VGA)16的增益切换的增益控制单元18的构成包括控制LNA及VGA用的增益控制信号发生的定时的定时控制单元22。
本接收机的构成包括：接收无线(RF)信号的天线12；对接收的RF信号进行放大的低噪声放大器(LAN)13；利用本地振荡信号将经过放大的RF信号直接解调为基带信号的正交解调器14；将此基带信号的波形整形的低通滤波器(LPF)15；对经过整形的基带信号进行放大的可变增益放大器(VGA)16；对VGA 16的输出信号中的DC偏置分量的反馈控制进行抑制的DC偏置消除器17；输入VGA 16的输出信号对LAN 13及VGA 16的增益切换进行控制的增益控制单元18和输入VGA 16的输出信号进行数字解调的解调单元19。而增益控制单元18的构成包括：检测VGA 16输出信号的电场强度的信号强度检测单元20；以此信号强度为基础选择LAN 13及VGA 16的增益的增益选择单元21；对切换利用此增益选择单元选择的增益的定时进行控制的定时控制单元22以及相应于此定时控制单元的定时使增益控制信号的生成间隔改变的增益控制信号发生单元23。另外，作为DC偏置消除器11的一例，举出的是将增益固定的放大器和低通滤波器纵向连接的电路构成。
下面对本发明的接收机的动作予以说明。由天线12接收的RF信号，经LAN 13进行接收放大，输入到正交解调器14，通过与来自本地振荡器(图中未示出)的本地振荡信号相乘，直接变换为基带信号。此基带信号，由LPF 15进行波形整形，输入到VGA 16进行放大。经过VGA 16放大的基带信号，输入到DC偏置消除器17，利用积分器(低通滤波器)等的电路控制用来抑制DC偏置分量的反馈。之后，基带信号，分开输入到增益控制单元18和解调单元19，在解调单元19中解调为数字信号。另一方面，在增益控制单元18中，由信号强度检测单元20测定基带信号的电场强度，由增益选择单元21选择LNA和VGA的增益，由定时控制单元22控制LNA的高增益/低增益的增益切换间隔，使增益控制信号发生单元23发生LNA和VGA的增益控制信号进行反馈控制。此处，将LNA的增益分为高增益和低增益2个阶段是为了简化说明，在增益选择单元21中选择多阶段也是可以的。
因为直接变换方式是以接收频率带的正交解调器进行检波，从高频带直接经频率变换变为基带，在原理上，不会产生图像信号的抑制问题。因此，不需要使用在超外差方式中所必需的高频带的图像抑制滤波器及用来进行中频带的频道选择的无源滤波器。因为这些滤波器的体积既大，集成化为IC也难，所以直接变换方式接收机可以削减部件个数和成本，进行IC的单片化。
图2(A)及图2(B)示出图1的接收机的LNA增益改变的场合的DC偏置分量的情况。此处，作为一个例子示出的是使LNA增益以高增益和低增益的2个阶段的阶梯状进行改变的场合。图2(A)示出的是没有DC偏置消除器的场合的VGA输出信号强度，而图2(B)示出的是有DC偏置消除器的场合(图1)的VGA输出信号强度。图1所示的进行反馈控制的DC偏置消除器，可以在输入到DC偏置消除器的DC偏置分量在恒定状态时(图2(A)及图2(B)的点线所包围的部分)将DC偏置分量除去。不过，如图2(A)所示，通过使LNA的增益以阶梯状增减，DC偏置分量也以阶梯状改变。于是，通过此DC偏置分量的阶梯状的改变，如图2(B)所示，一直到收敛到由DC偏置消除器决定的反馈控制的恒定状态为止，发生依赖DC偏置消除器的电路构成的过渡响应分量，在一直到收敛为止的期间，DC偏置分量一直残存。
VGA输出的DC偏置分量过渡响应分量的时间变化，依赖于作为VGA及DC偏置消除器的反馈环路整体的旁路特性，通常，成为以单一指数函数收敛的波形。另外，此时的过渡响应分量初始最大值，是依赖LNA的高增益/低增益的增益切换幅度而单值决定的值。
图3为示出图1的动态控制单元22的一具体实施方式的框图。定时控制单元22的构成包括一个LNA增益切换信号间隔测定单元24和一个增益切换间隔时间比较单元25。
下面对定时控制单元22的动作予以说明。其构成使得在上述增益选择单元21中接收信号电场强度横切LNA增益切换阈值的场合，在定时控制单元22内、由LNA增益切换信号间隔测定单元24测定自前次的LNA增益切换时计起的时间间隔，利用增益切换间隔时间比较单元25将此时间间隔测定结果和预先设定的LNA最短增益切换时间间隔α进行比较，在与预先设定的LNA最短增益切换时间间隔相比较时由LNA增益切换信号间隔测定单元24测定的时间间隔测定结果一方较短的场合，不进行LNA的增益切换而只将由VGA进行增益调整的信号输出到增益控制信号发生单元23。
图4为示出图1的增益控制单元18中的控制方法的一具体实施方式的流程图。由信号强度检测单元20检测从图1的VGA 16接收的信号的电场强度的值(S10)。根据检测的信号电场强度的值，由增益选择单元21，判断是执行LNA的高增益动作，还是执行低增益动作(20)。在接收信号电场强度横切LNA增益切换阈值的场合(S20的“是”)，在定时控制单元22内，由LNA增益切换信号间隔测定单元24测定自前次的LNA增益切换时计起的时间间隔，并将此间隔测定结果的时间设为Δt(S40)。之后，利用增益切换间隔时间比较单元25将Δt和预先设定的LNA最短增益切换时间间隔α进行比较(S50)。如Δt≥α，由增益控制信号发生单元23进行LNA的增益切换及VGA的增益控制(S60)，产生LNA及VGA增益控制信号(S70)。如Δt＜α，增益控制信号发生单元23不进行LNA的增益切换，只利用VGA的增益控制来对信号电场强度进行控制(S80)，产生VGA增益控制信号(S90)。
另外，增益选择单元21，在接收信号电场强度不横切LNA增益切换阈值(S20的“否”)、产生VGA的增益切换的必要的场合(S30的“是”)，由增益控制信号发生单元23只利用VGA的增益控制进行信号电场强度的控制(S80)。利用这种控制方法，可以进行LNA及VGA的反馈控制。
根据本具体实施方式，VGA 16的输出信号的电场强度水平，即使是频繁发生增益切换的LNA增益切换水平附近，也可以利用定时控制单元22进行调节，以使增益控制信号发生单元23的输出信号不会频繁地发生，纳入最佳信号发生间隔，将VGA输出的DC偏置过渡响应分量造成的接收信号的劣化抑制到无线通信系统的规格的容许范围内。
换言之，因为存在有对于使LNA的增益切换信号发生的增益控制信号发生单元的信号发生的定时进行控制的定时控制单元，可以进行调节强制地使与衰落等相对应地频繁发生的LNA增益切换时间间隔延长，抑制由DC偏置过渡响应分量造成的接收特性的劣化。
另外，在本构成中，由于对LNA增益切换水平附近的接收信号电场强度，强制地限制LNA的增益切换信号，可以想象在LNA中有得不到合适增益的场合。不过，对于此LNA的增益切换水平附近的输入信号，在LNA后段的VGA的可变范围中，增益控制是可能的，在强制限制LNA的增益切换信号的场合，增益控制信号发生单元23具备可以在VGA的可变范围内取得合适的增益的控制功能。
图5(A)、图5(B)及图5(C)为用来说明在图4的控制时动态控制单元22进行的增益控制的示图。图中按着从上向下的顺序，图5(A)表示接收信号电场强度，图5(B)表示LNA增益，而图5(C)表示VGA增益的时间变化。图5(A)的接收信号电场强度的点线为图4说明的LNA的增益切换阈值。在图5(B)LNA增益及图5(C)VGA增益的图中，点线是现有的不控制LNA的增益切换定时的场合，实线是现有的不控制定时的场合和本具体实施方式的定时控制的场合的不同点。如上述图4所示，Δt≥α的场合与现有的增益的控制相同，在Δt＜α的场合(S50的“否”)，如实线所示，不进行LNA的增益切换，只利用VGA的增益切换与接收频率的动态范围相对应地进行控制。
一般，LNA的高增益和低增益有大约30dB的差。另外，关于VGA有大约60dB的可变范围，通常，使用该可变范围内的大约40dB。就是说，在强制限制LNA的增益切换信号的场合可以使用VGA可变范围内的上下分别大约10dB的余量。此外，如将LNA的增益切换阈值设定为适当的值，则通过在VGA输出中强制限制LNA的增益切换信号，既可以避免信号放大过度而饱和，又可以避免放大不足而不能检测。
就是说，通过采用定时控制单元22，对于在LNA的增益切换水平附近以非常短的周期脉动的输入信号，可控制其LNA增益切换信号发生的定时处于系统的可能接收范围内，不使LNA的增益切换在一定间隔以下进行。同时，其构成，对于以现有的LNA进行增益切换过去必须以高增益接收的接收信号可以将VGA放大到接收可能范围，而，对于以现有的LNA进行增益切换过去必须以低增益接收的接收信号可以将VGA衰减到接收可能范围。
下面对上述LNA最短增益切换时间间隔α的决定方法予以说明。
作为决定方法，第1，必须将LNA最短增益切换时间间隔α的值，设定为一个使得从作为在解调单元19中的劣化指标的块误码率的、VGA输出的DC偏置过渡响应分量不发生时出发的劣化为大于0.1dB的值。就是说，要将块误码率设定为，从VGA输出的DC偏置过渡响应分量完全不发生时的解调单元的块误码率出发，即使在每个LNA最短增益切换时间间隔α进行LNA的增益切换，使劣化不会超过0.1dB的值。另外，此值为与示于3rd Generation Parternership Project编撰的“3GPP TS 34.121V3.5.0(2001-06)Technical SpecificationGroup Radio Access Network；Terminal Conformance Specification；Radio Transmission and reception(FDD)(Release 1999)”(以下称其为TS 34.121)中的3GPP等的规格用测定系统容许最大误差的值相等的值。即由于DC偏置分量过渡响应分量引起的接收特性的劣化，是测定系统的误差范围内的程度微小的值，可以判断为是不会产生接收特性劣化的值。
作为决定方法，第2，LNA最短增益切换时间间隔α的值，为片速率(chiprate)7680倍以上的值。
比如，在片速率为3.84MHz的系统(W-CDMA)中，如采用上述的值，则α＝2msec。此值是利用依据3rd Generation ParternershipProject编撰的“3rd GPP TS 25.101V3.6.0(2001-03)TechnicalSpecitication Group Radio Access Network；UE Radio Transmissionand reception(FDD)(Release 1999)”(以下称其为TS 25.101)的计算机模拟以第2决定方法确定的规格值，即以块误码率的劣化不到0.1dB的场合作为条件算出的LNA最短增益切换时间间隔α。
下面举出一例作为第2决定方法使用的模拟结果。
在图6中示出由上述TS 25.101确定的数据率为384kpbs的场合的静态时和多径衰落时的传播特性的3GPP的规定值。图6为示出用来说明所要求的水平(DPCH_Ec)和干涉波的水平(Ior)的1芯片的总功率的功率比(DPCH_Ec/Ior)和解调单元19中的误码率(BLER)的关系。曲线的斜度一般在多普勒速度慢的场合很平缓，块误码率劣化表现显著。就是说，曲线的斜度缓慢的场合，即使是在纵轴方向(上)BLER劣化很小，横轴方向的DPCH_Ec/Ior[dB]变化很大。另外，此时的横轴方向的偏离是块误码率的劣化[dB]。
下面，在图7中示出对于数据率384kpbs、事例1(如图6的说明中的BLER的劣化最显著的场合)的条件下的理想接收机DC偏置过渡响应分量与接收信号重叠使LNA最短增益切换时间间隔改变时的BLER和LNA最短增益切换间隔的关系的模拟结果。此处所谓的理想接收机是指传送路径响应已知、不存在量子化等的劣化、在接收机中VGA输出的DC偏置过渡响应分量完全不发生的接收机。另外，在模拟中，DC偏置过渡响应分量以单一指数函数描述，旁路特性的截止频率设定为10kHz。此处假设的过渡响应，是具有一次高通滤波器的一般的构成的VGA及DC偏置消除器的反馈环路的特性。另外，设定该截止频率的10kHz是不会削掉必需信号的最高频率，在设定较此更高截止频率的场合，比如在不存在DC偏置的场合中，通过DC偏置消除器的信号的误码率特性劣化。以图7的横轴示出的间隔[msec]，利用模拟算出使DC偏置分量发生、DPCH_Ec/Ior＝-7.5dB时的解调单元中的BLER。
具体说，在DPCH_Ec/Ior＝-7.5dB时的理想接收机的BLER大约为3.8×10-2。此时，如DPCH_Ec/Ior劣化0.1dB变为-7.6dB，则BLER的值变为大约4.1×10-2。于是，在图7中，一直到BLER为大约4.1×10-2以下的值的LNA最短增益切换时间间隔的值＝2msec，是容许的α的值。此值，对于片速率，是7680倍。
另外，以上的模拟条件，数据率是TS 25.101确定的最迅速的数据率，并且，如上所述，事例1的场合是块误码率的劣化表现最显著的条件。在此条件以外的TS 25.101确定的其他全部试验事例中，已经确认由第2决定方法导出的对片速率为7680倍以上的值的LNA最短增益切换时间间隔α的值，在模拟中，块误码率的劣化是满足小于0.1dB的值，本具体实施方式的有效性与数据率和衰落条件无关，都是一样的。
如以上所说明的，定时控制单元22的LNA最短增益切换时间间隔α可以是满足上述第1或第2决定方法中的任何一个的结果的值。
在上述的实施例中，叙述的是定时控制单元22内的LNA增益切换信号间隔测定单元24，通过将α的值与从前次的LNA增益切换时计起的时间间隔Δt进行比较而对LNA的增益切换定时进行控制。不过，与此α值比较的对象，也可以不是从前次的LNA增益切换时计起的时间间隔Δt，而是信号输入到LNA增益切换信号间隔测定单元24的时间间隔，即从接收信号电场强度前次横切LNA增益切换阈值时起到下一次横切时止的时间间隔Δτ。
图8为示出图1的增益控制单元18的中的控制方法的另一具体实施方式的流程图。图8中，对于与图4相同的步骤赋予相同的符号，说明则省略，与图4不同的步骤S40′及S50′下面予以说明。如从增益选择单元21输出LNA的增益切换信号，则在LNA增益切换信号间隔测定单元24中，测定从前次LNA的增益切换的信号输入时计起的时间间隔，将该结果表示为Δτ(S40′)。在增益切换间隔时间比较单元25中，通过将此Δτ与α的值进行比较，判断是否输出LNA用的增益控制信号(S50′)。
图9(A)、图9(B)及图9(C)为用来说明在图8的控制时动态控制单元22进行的增益控制的示图。图中按着从上向下的顺序，图9(A)表示接收信号(VGA 16的输出信号)电场强度，图9(B)表示LNA增益，而图9(C)表示VGA增益的时间变化。因为详细情况与图5(A)、图5(B)及图5(C)一样，请参照图5(A)、图5(B)及图5(C)的说明。如上述图8所示，Δτ≥α的场合与现有的增益控制相同，Δτ＜α的场合(S50′的“否”)，如实线所示，通过控制可使LNA的增益切换不进行，只通过VGA的增益切换与接收频率的动态范围相对应。
在图9(A)、图9(B)及图9(C)中示出的是LNA保持高增益原样不切换的场合。即使是不切换此LNA的场合，接收信号电场强度比LNA增益切换阈值强的时间有3次。在此3次场合，通过强制使VGA的增益降低，可以避免信号放大过度而饱和。
同样，即使是不切换LNA保持低增益原样的场合，在接收信号电场强度比LNA增益切换阈值低时，通过使用在通常不使用的上下分别大约10dB的余量强制使VGA的增益提高，可以避免信号放大不足而不能检测(图中未示出)。
如以上所说明的，通过利用本发明的定时控制单元，即使是在现有的增益切换频繁发生的LNA增益切换水平附近的接收信号水平的场合，通过控制使增益切换信号发生的定时变成在系统的接收可能范围内，使LNA的增益切换在一定间隔以下不进行。此外，通过对于必须使现有的LNA成为高增益进行接收的输入信号，将VGA放大到可以接收的范围，或对于必须使现有的LNA成为低增益进行接收的输入信号，将VGA衰减到可以接收的范围，利用VGA输出的DC偏置过渡响应分量，解消接收信号不能解调的问题，可以将VGA输出DC偏置分量引起的接收性能的劣化抑制到无线通信系统的规格容许的范围内而提供具有这样性能的直接变换方式的无线接收机。
对于本行专业人士其它的优点和改型是显而易见的。因此，本发明在其更广的范围内并不受限于此处描述的具体细节和代表性的具体实施方式。因此，在不脱离下附的权利要求及其等效物确定的一般方面概念的精神和范围可以有各种改型。

Claims (10)

1.一种无线接收机，包括：低噪声放大器；将无线信号直接解调为基带信号的正交解调器；放大基带信号的可变增益放大器；对基带信号进行反馈控制的直流偏置消除器；至少可以控制低噪声放大器的增益的增益控制单元，而该增益控制单元包括：检测上述被反馈控制的基带信号强度的信号强度检测单元；根据此信号强度从低噪声放大器的预先设定的多个增益中选择所需的增益的增益选择单元；控制切换到已选择的所需增益的定时的定时控制单元；相应于此定时使低噪声放大器的增益控制信号的生成间隔改变的增益控制信号发生单元。
2.如权利要求1的无线接收机，其特征在于其构成为，为了使增益控制单元也控制可变增益放大器的增益，该增益控制单元选择低噪声放大器和可变增益放大器的增益，增益控制信号发生单元也产生可变增益放大器用的增益控制信号，在将低噪声放大器是高增益阶段的间隔强制延长的场合，将可变增益放大器的增益降低到通常的以下，而在将低噪声放大器是低增益阶段的间隔强制延长的场合，将可变增益放大器的增益提高到通常的以上。
3.如权利要求1的无线接收机，其特征在于其构成为，其中定时控制单元的构成包括测定低噪声放大器用的增益切换信号的时间间隔的低噪声放大器增益切换信号间隔测定单元和将此测定的时间间隔和预先设定的低噪声放大器用最短增益切换时间间隔进行比较的增益切换间隔时间比较单元，在时间间隔超过预先设定的低噪声放大器用最短增益切换时间间隔的场合，增益控制信号发生单元生成低噪声放大器用的增益控制信号。
4.如权利要求3的无线接收机，其特征在于低噪声放大器用增益切换信号间隔测定单元，在接收信号电场强度横切低噪声放大器增益切换阈值的场合，测定上述时间间隔。
5.如权利要求3的无线接收机，其特征在于时间间隔是自前次的低噪声放大器的增益切换时计起的时间间隔。
6.如权利要求3的无线接收机，其特征在于时间间隔是自基带信号强度前次横切低噪声放大器的增益切换阈值时到下一次横切时的时间间隔。
7.如权利要求3的无线接收机，其特征在于时间间隔是信号输入到低噪声放大器用增益切换信号间隔测定单元的时间间隔。
8.如权利要求3的无线接收机，其特征在于预先设定的时间间隔的值是设定为，块误码率即使在每个低噪声放大器用最短增益切换时间间隔进行低噪声放大器的增益切换，也不会超过无线通信系统的规格标准容许的最大块误码率而发生劣化的值。
9.如权利要求3的无线接收机，其特征在于预先设定的时间间隔的值是设定为片速率的7680倍以上的值。
10.一种无线接收方法，包括：放大无线信号；利用本地振荡信号将放大的无线信号直接解调为基带信号；放大基带信号；对放大的基带信号进行反馈控制；检测放大的被反馈控制的基带信号强度；根据此信号强度从低噪声放大器预先设定的多个增益中选择所需的增益；控制切换到该所需增益的定时；相应于此定时使低噪声放大器的增益控制信号的生成间隔改变。
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