JPH07235847A

JPH07235847A - ディジタル移動通信の自動利得制御回路

Info

Publication number: JPH07235847A
Application number: JP6027076A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Iwamoto; 浩昭岩元
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-02-25
Filing date: 1994-02-25
Publication date: 1995-09-05

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】ＡＧＣの収束特性の中の定常特性は従来のま
まとし，過渡特性のみについて収束に要する最大所要時
間を成る可く短くする。【構成】制御開始後の一定の過渡期間のみ、受信出力
データの振幅値と基準振幅値の差の誤差ERROR の極性を
識別する識別器00の出力の絶対値1 を計数して第１カウ
ンタ1 がリセットされる所定の累積値N よりも小さな一
定値 Mまで計数した時に, 信号Rを発生し、第１カウン
タの計数値M をリセットする第３カウンタと、該第１カ
ウンタのリセットされる迄の計数値（-M 〜+M）に応じ
て第２カウンタの設定値を１ビットづつ決定して行くビ
ット操作部4 とを具え、制御開始後の一定の過渡期間の
み, 第３カウンタの出力により動作するビット操作部4
が、第１カウンタの計数値（-M〜+M）に応じて第２カウ
ンタの設定値の各出力ビットを操作し、可変利得増幅器
の制御電圧Vcのステップサイズを決定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直交振幅変調(QAM),直
交位相変調(QPSK)等の直交変調方式を用いたディジタル
移動通信の受信機が受信するバースト状の受信信号の自
動利得制御（ＡＧＣ）回路に関する。移動通信では、基
地局又は中継局と，移動局との間の距離が時間的に変化
する。この距離の変化は双方の局での受信信号電力の変
化をもたらす。また、移動通信では例えば移動局の受信
信号は、相手基地局との間の建物等で反射して来た多数
の反射信号が重畳されて定在波が生じた中を移動局が通
過して行くので、受信信号の大きさが時間的にランダム
に変動する所謂フェージングを生じる。また、直交変調
のバーストを用いたディジタル移動通信では、その受信
信号を直交検波したアナログ信号を A/D変換器にて変換
したディジタルの受信ベースバンド、又は検波前のIF周
波数のアナログ信号を A/D変換器でディジタル化した後
に、ディジタル的に等化（伝送路で生じた振幅および位
相の歪み成分を取り除く）等の処理を行う事が検討され
実用化されようとしている。従って、受信信号を A/D変
換する前のアナログの受信信号の平均電力を A/D変換に
最適な値とする所謂最適化を行って置かないと、其の A
/D変換器の出力の受信データが、A/D変換器にて発生し
た量子化誤差の中に埋もれてしまう場合がある。従って
ディジタル移動通信の受信機には、入力のバースト状の
受信信号を増幅する可変利得増幅器の出力を自動的に所
定の振幅とするように制御する自動利得制御（ＡＧＣ）
回路を必要とする。

【０００２】

【従来の技術】このディジタル移動通信の受信機のＡＧ
Ｃ回路の従来の構成例を図４に示す。図４の従来のＡＧ
Ｃ回路は、先ず、チャネルフィルタ10にて入力の複数の
周波数の受信信号の中から選別した自分の周波数（チャ
ネル）の受信信号が、可変利得増幅器20にて適当レベル
に増幅され、ハイブリッド(H)30 にて互の位相差が90°
の２信号に分割され、局部発振器40の出力そのままと,
該出力の位相を90°移相器50にてシフトした出力の互の
位相差90°の各搬送波を前記２信号の夫々に乗じる乗算
器61,62 とから成る直交位相検波器にて直交検波され所
謂Ｉチャネルと，Ｑチャネルのアナログ信号を得て、各
帯域フィルタ71,72 で帯域制限され、各A/D変換器81,82
にてディジタル信号に変換され、復調出力としてディ
ジタルの同相信号Ｉchデータと直交位相信号Ｑchデータ
とが得られる。また、この復調出力のＩchデータとＱch
データは、二乗和回路90で合成され、其の出力値は，加
減算器100 にて与えられた振幅基準値を減算して、出力
として誤差(ERROR) を得る。この誤差(ERROR)は、ルー
プフィルタ110Aであるランダムウォークフィルタ(RWF)
へ入力され、このランダムウォークフィルタ(RWF) の出
力が、 D/A変換器120の入力のディジタル信号を決定す
る。そして此の D/A変換器120 の出力のアナログ信号
が、前記可変利得増幅器20の可変利得を制御する制御電
圧Vcとなる。この従来のＡＧＣ回路のループフィルタで
ある110AのランダムウォークフィルタRWFの構成を図５
の(a) に示す。図５の(a) のランダムウォークフィルタ
RWF は、前記図４の加減算器100 の出力の誤差(ERROR)
を入力し、其の誤差の極性を識別し+1 又は -1 の値を
出力する識別器(00)と、其の出力値+1又は-1を累積加算
し初期値0 から予め定めた正値+N又は負値-Nとなった時
に、オーバーフロー又はアンダーフローの検出信号を出
力すると同時にリセットされ初期値0 に戻る第１カウン
タ1 と、その第１カウンタの出力のオーバーフロー／ア
ンダーフローの検出信号に従って，予め設定された値を
一定値づつアップ又はダウンする第２カウンタ2 とから
構成される。即ち、第１カウンタ1 の出力が若し正のオ
ーバーフロー信号ならば, 第２カウンタ2 のカウント値
を+1し、負のアンダーフロー信号ならば, 第２カウンタ
2 のカウント値を-1する。以上の動作説明では、可変利
得増幅器20の可変利得制御素子の制御電圧Vcに対する利
得ｇの特性は、図５の(b)に示す様に、その制御電圧Vc
が増大するにつれて, 利得ｇが減少する様な特性を持っ
ているものとしている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来のＡＧＣ回
路の収束特性例を図６に示す。横軸は、ループフィルタ
である110AのランダムウォークフィルタRWF が前記 A/D
変換器81,82 の各周期で処理した受信データのサンプル
数であり、縦軸は、可変利得増幅器20の制御電圧Vcであ
る。其の制御電圧Vcの初期値の設定、即ち図５の(a)ラ
ンダムウォークフィルタRWF の第２カウンタ2 に予め与
える設定値により、制御電圧Vcが其の初期値から最終値
となる迄の収束時間が決定される。制御電圧Vcの初期値
と最終収束値との差（ダイナミックレンジに相当する）
が大きくなればなる程、最終収束値に達する迄の収束時
間が延びる。この事は、ＡＧＣのダイナミックレンジが
増大すればする程、収束に要する時間が延びることを意
味する。通信システムの各部の設計は、このＡＧＣの収
束に要する最大時間に合わせて、行われる。従って、Ａ
ＧＣのダイナミックレンジを拡大することは、システム
に、ＡＧＣ収束の為に必要以上の過大な時間的余裕を持
たせることになる。また、ＡＧＣの収束を速めようとし
て, 図４のＡＧＣの D/A変換器120 の分解能（入力のビ
ット数）を下げると、制御が粗くて定常状態でのＡＧＣ
の精度が充分に得られなくなるという問題があった。こ
こで、何故にＡＧＣの収束を高速化する必要があるかを
説明する。移動通信システムとしてディジタル式自動車
電話（又は携帯電話）を仮定し、ＡＧＣは基地局の受信
機のＡＧＣを想定する。移動局の自動車電話のユーザー
が発呼する場合、該移動局から基地局へ図７の移動局の
送信出力の規格の様なフォーマットのバースト信号を送
出する。この中の制御コード「ＣＡＣ」と記された部分
に、呼設定の為のデータが含まれいて、其のバーストの
送信電力は、その下部に示す様に、略ゼロ(-60dBm)から
急速に立上り、一定時間経過して再び急速に立下って略
ゼロになる。この様なバースト使用の通信システムで
は、受信ＡＧＣの収束が充分に高速でないと、このバー
ストのデータを正しく受信できない。この様な場合、基
地局から移動局へ何の応答もしないのが普通である。移
動局は、一定時間だけ，基地局から受信した旨の応答信
号が来るのを待つ。一定時間内に此の応答信号が無い時
は、再びバースト状の呼設定信号を送信する。つまり、
基地局の受信機のＡＧＣの収束が高速でないと、基地局
に対し移動局が呼設定信号を何度も送信する事になり、
移動局の電源電力消費の面からも、基地局との間のトラ
フィックの面からも望ましくない。従って、この例の場
合、基地局の受信機のＡＧＣには高速の収束性が必要と
なる。

【０００４】

【課題を解決するための手段】ＡＧＣの収束特性は、過
渡特性と定常特性とに分かれる。本発明は、収束特性の
中の定常特性は従来の特性のままとし，過渡特性のみに
ついて収束するのに要する最大所要時間を成る可く短く
することを目的として、従来のＡＧＣのループフィルタ
110Aに改良を加えたもの110 であり、この目的達成のた
めの本発明の自動利得制御回路のループフィルタ110 の
基本構成は、図１の本発明のループフィルタの原理図,
図４の従来のＡＧＣ回路の全体構成図を参照し、直交変
調を用いたディジタル移動通信のバースト状の入力信号
を, 制御信号(Vc)で可変利得を制御して所定の振幅を出
力する可変利得増幅器(20)と、其の出力を直交検波して
同相と直交の成分を出力する直交検波器(30,40,50,61,6
2)と、其の出力のアナログの同相，直交の成分をディジ
タル信号に変換する A/D変換器(81,82)と、其の出力の
ディジタルの同相, 直交の成分の二乗和をとる二乗和回
路(90)と、其の出力値と基準振幅値の差を取り(100) 其
の誤差の極性を識別し+1又は-1を出力する識別器(00)
と、其の出力を累積加算し予め定めた一定の正値(+N)以
上又は負値(-N)以下となった時に各検出信号を出力する
と同時に零値にリセットされる第１カウンタ(1) と、其
の各検出信号により予め設定した値を一定値づつ加算又
は減算する第２カウンタ(2)からなるループフィルタ(11
0)と、其の出力値をアナログ信号に変換する D/A変換器
(120) とから成り該D/A変換器の出力のアナログ信号を
前記可変利得増幅器(20)の制御信号(Vc)とするディジタ
ル移動通信の自動利得制御回路において、該ループフィ
ルタ(110) の中に、制御開始後の一定の過渡期間のみ前
記識別器(00)の検出信号の絶対値を計数して前記第１カ
ウンタ(1) がリセットされる累積値(N) よりも小さな一
定値( M)まで計数した時に, 信号(R) を発生し前記第１
カウンタ(1) の計数値(M) をリセットする第３カウンタ
(3) と、該第１カウンタ(1) のリセットされる迄の計数
値(-M 〜+M)に応じて第２カウンタ(2) の設定値を其の
上位ビットから下位ビットへ１ビットづつ決定して行く
ビット操作部(4) とを具え、制御開始後の一定の過渡期
間のみ, 第３カウンタ(3) の出力により動作するビット
操作部(4) が、第１カウンタ(1) の計数値(-M 〜+M)に
応じて第２カウンタ(2)の設定値の各出力ビットを操作
し、可変利得増幅器(20)の制御電圧(Vc)のステップサイ
ズを決定するように構成する。

【０００５】

【作用】本発明のＡＧＣ回路のループフィルタ110 で
は、前段の減算器100 から入力された誤差(ERROR) の極
性を、従来通り識別器(00)で識別し、その正極性の時の
+1または負極性の時の-1の出力値を第１カウンタ(1) で
累積加算して行く、そして本発明で新設の第３カウンタ
(3) は、自動制御の開始後の過渡期の一定時間だけ動作
し、識別器(00)の出力(+1 又は-1)の絶対値1 の数をカ
ウントして行き、或る定められた値M(第１カウンタの定
常時の累積加算値N よりも小さな一定値) に達した時に
信号R を出力する。この時、第１カウンタはリセットさ
れる。リセットされる前に第１カウンタ(1) が送出する
累積値(-M 〜+M) は、第３カウンタ(3)から信号R が出
力されたタイミングで、識別器D で其の極性が識別され
る。この識別器D で識別された値は、第２カウンタ(2)
の所定の設定値を表すビットを其の上位ビットから下位
ビットへ１ビットづつ決定して行くビット操作部(4) へ
送られる。ビット操作部(4) では、第１カウンタ(1) が
リセットされる迄に送った計数出力(-M 〜+M) に応じて
第２カウンタ(2) の出力値を幾つ増やすか, 幾つ減らす
かが決定され、第２カウンタ(2) の出力値が決定され
る。この決定された第２カウンタ(2) の出力ビット値
は、D/A 変換器(120) でアナログ信号に変換され、前記
可変利得増幅器(20)の制御信号(Vc)となり、新しい受信
入力信号を可変利得増幅器(20)で処理し, その後、直交
検波, A/D 変換される動作をする。上記の処理を予め定
められた過渡期間に相当する一定回数だけ処理し、その
後の定常状態では、第３カウンタ(3) とビット操作部
(4) とは動作しないで、従来通りの第１カウンタ(1) と
第２カウンタ(2) のみのループフィルタ110A（ランダム
ウォークフィルタRWF)による動作が行われる。本発明の
ＡＧＣでは、自動制御の開始後の過渡期の一定時間だ
け、第３カウンタ(3) とビット操作部(4) とを含む本発
明のループフィルタ110 を動作させることにより、制御
電圧Vcの初期値から最終電圧値までの収束の時間が小さ
くなり、従来の技術で問題となっていたＡＧＣのダイナ
ミックレンジを大きく取ると，その収束時間が増大する
という問題が解決されることになる。図２は、シミュレ
ーションにより，本発明の新方式と従来方式の収束特性
を比較したものであり、ループフィルタのみを、本発明
のループフィルタ（図１）と従来のランダムウォークフ
ィルタ（図５の(a) ）とにした場合を比較したものであ
り、その他の条件は同じとしている。図２の細い点線
は、本発明による制御電圧Vcの収束特性（入力データを
適当な長さで区切った２０系列の各特性）であり、太い
点線は、これら２０系列の各収束特性の平均値である。
そして下部の鎖線は従来方式による収束特性である。図
２より、本発明による最終収束値までの収束時間は小さ
くなり其の改善は歴然としており、特に図示しないが、
ＡＧＣのダイナミックレンジを大きく取ると，図２より
も更に良い改善効果が期待できる。

【０００６】また、前記の第１カウンタ(1) に予め定め
る一定の累積値(+N 又は-N)を、制御開始時には小さく
て次第に大きくなる可変値とすれは、制御電圧Vcの収束
時間は更に短くすることが出来る。（請求項２）

【０００７】

【実施例】図３に本発明の実施例のディジタル移動通信
の受信機の自動利得制御回路を示す。図示しない前段で
受信増幅され中間周波信号IFに周波数変換された受信IF
信号が、チャネルフィルタ10に入力する。チャネルフィ
ルタ10では、自チャネルの受信信号のみが選別され、可
変利得増幅器20にて増幅され、ハイブリッドH 30にて２
信号に分けられ、局部発振器40の出力そのままと，該出
力の位相を90°移相器50にてシフトした出力の互の位相
差90°の各搬送波を前記２信号の夫々に乗じる乗算器6
1,62 とから成る直交位相検波器にて直交検波され所謂
ＩチャネルとＱチャネルのアナログのベースバンド信号
となる。この両信号を、71,72 のＡＡＦ（アンチエイリ
アジングフィルタ）で帯域制限し、A/D 変換器81,82 に
より，ディジタルのＩchの出力データと、Ｑchの出力デ
ータとを得る。このＡＡＦ 71,72は、前記直交位相検波
器にて発生した高調波を除去するフィルタをも兼ねてい
る。この実施例では A/D変換器81,82 の出力のディジタ
ルのＩchとＱchのデータのビット数である分解能を８ビ
ットとしている。この８ビットパラレルの各出力データ
は、91,92 のパラレル／シリアル変換器P/S にてシリア
ルデータとなり、90のマルチプレクサMUX で時分割多重
され、110 のループフィルタ相当のディジタルシグナル
プロセッサＤＳＰに送られる。90のマルチプレクサMUX
は、93のBTRの出力タイミングで送信データを送出した
時、ＤＳＰの割込み端子に割込み信号INT を送ることよ
り,送信データを入力ポートに送出したことをＤＳＰに
知らせる。ＤＳＰ側では、割込み端子への割り込み信号
INT により、入力データが来たことを知り、所謂割り込
み例外処理を行う。ＤＳＰは、割り込み例外処理とし
て，図１に示す本発明の構成のループフィルタの動作を
行うようなプログラムを、予めＲＡＭに記述して置く。
そして D/A変換器120 へ、出力のパラレルポート(OUT)
により, 8 パラレルのディジタルデータを送出する。D/
A変換器120 では、110 のＤＳＰから送られて来たディ
ジタルのデータをアナログ信号に変換し、基準電圧源を
基にし、可変利得増幅器20の制御電圧Vcを生成する。こ
の図３の実施例では、ＤＳＰは、そのデータの入力方法
として割り込み例外処理を用い、そのデータの出力方法
としてパラレル出力を用いているが、特に図示しない
が、ソフトウェアによるＤＳＰにより、シリアルＩ／Ｏ
などを用いても良いし、また、ＤＳＰでなくハードウェ
アのランダムロジックやマイクロプロセッサＭＰＵを用
いても実現可能である。

【０００８】

【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、制
御動作のダイナミックレンジを大きく保持したまま，制
御の収束時間は従来のものより遙かに小さい自動利得制
御回路を実現することが出来て、ディジタル移動通信の
性能向上に大きく寄与する効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のディジタル移動通信の自動利得制御
回路のループフィルタの基本構成を示す原理図

【図２】本発明の実施例の自動利得制御回路の収束特
性の説明図

【図３】本発明の実施例のディジタル移動通信の自動
利得制御回路の全体構成図

【図４】従来のディジタル移動通信の受信機のＡＧＣ
回路の全体構成図

【図５】従来のＡＧＣ回路の (a)ループフィルタ（ラ
ンダムウォークフィルタ）の構成図と、(b) 可変利得制
御素子の特性図

【図６】従来のＡＧＣ回路の収束特性の一例を示す図

【図７】ディジタル自動車電話の移動局の送信出力の
時間応答の規格図

【符号の説明】

図１にて、00は極性の識別器、1 は第１カウンタ、２は
第２カウンタ、３は第３カウンタ、４はビット操作部で
ある。図３にて、10はチャネルフィルタ、20は可変利得
増幅器、30はハイブリッドH 、40は局部発振器、50は 9
0゜移相器、61,62は乗算器、71,72 は帯域制限のフィル
タAAF 、81,82 は A/D変換器、90は二乗和回路、100 は
加減算器、110 はループフィルタ、120 は D/A変換器で
ある。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直交変調を用いたディジタル移動通信の
バースト状の入力信号を, 制御信号(Vc)で可変利得を制
御して所定の振幅を出力する可変利得増幅器(20)と、其
の出力を直交検波して同相と直交の成分を出力する直交
検波器(30,40,50,61,62)と、其の出力のアナログの同
相，直交の成分をディジタル信号に変換する A/D変換器
(81,82)と、其の出力のディジタルの同相, 直交の成分
の二乗和をとる二乗和回路(90)と、其の出力値と基準振
幅値の差を取り(100) 其の誤差の極性を識別し+1又は-1
を出力する識別器(00)と、其の出力を累積加算し予め定
めた一定の正値(+N)以上又は負値(-N)以下となった時に
各検出信号を出力すると同時に零値にリセットされる第
１カウンタ(1) と、其の各検出信号により予め設定した
値を一定値づつ加算又は減算する第２カウンタ(2)から
なるループフィルタ(110)と、其の出力値をアナログ信
号に変換する D/A変換器(120) とから成り該D/A変換器
の出力のアナログ信号を前記可変利得増幅器(20)の制御
信号(Vc)とするディジタル移動通信の自動利得制御回路
において、該ループフィルタ(110) の中に、制御開始後
の一定の過渡期間のみ前記識別器(00)の検出信号の絶対
値を計数して前記第１カウンタ(1) がリセットされる累
積値(N) よりも小さな一定値( M)まで計数した時に, 信
号(R) を発生し前記第１カウンタ(1) の計数値(M) をリ
セットする第３カウンタ(3) と、該第１カウンタ(1) の
リセットされる迄の計数値(-M 〜+M)に応じて第２カウ
ンタ(2) の設定値を其の上位ビットから下位ビットへ１
ビットづつ決定して行くビット操作部(4) とを具え、制
御開始後の一定の過渡期間のみ, 第３カウンタ(3) の出
力により動作するビット操作部(4) が、第１カウンタ
(1) の計数値(-M 〜+M)に応じて第２カウンタ(2)の設定
値の各出力ビットを操作し、可変利得増幅器(20)の制御
電圧(Vc)のステップサイズを決定することを特徴とした
ディジタル移動通信の自動利得制御回路。
【請求項２】前記第１カウンタ(1) の予め定めた一定
の累積値(+N 又は-N)が、制御開始時には小さくて次第
に大きくなる可変値であることを特徴とした請求項１記
載のディジタル移動通信の自動利得制御回路。