JPH1056343A - ディジタルａｇｃ方式 - Google Patents
ディジタルａｇｃ方式Info
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- JPH1056343A JPH1056343A JP21082596A JP21082596A JPH1056343A JP H1056343 A JPH1056343 A JP H1056343A JP 21082596 A JP21082596 A JP 21082596A JP 21082596 A JP21082596 A JP 21082596A JP H1056343 A JPH1056343 A JP H1056343A
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- gain
- signal
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- gain amplifier
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 レベルが大きい受信Ｉ／Ｑ信号がＡ／Ｄ変換
器にてクリップされることを避け、短時。また、受信信
号のレベルが小さい時にもＡ／Ｄ変換器の量子化ビット
数の制約を逃れて短時間にＡＧＣの引き込みを達成す
る。 【解決手段】 ＢＰＦ２の出力から受信電界強度を測定
して可変利得アンプ３の利得を粗調整する。その後、Ａ
／Ｄ変換されたディジタル化受信Ｉ／Ｑ信号出力１６に
基づいて、制御部１０４において望ましい信号振幅値と
のずれ分を算出し、その情報をもとにして再度利得可変
アンプ３の利得を微調整するといった２段階の操作によ
り、急速にＡＧＣ動作を収束させる。 【効果】 無線バースト内のＡＧＣ用プリアンブル長を
短縮することができるため、無線リソースの利用効率の
向上できる。
器にてクリップされることを避け、短時。また、受信信
号のレベルが小さい時にもＡ／Ｄ変換器の量子化ビット
数の制約を逃れて短時間にＡＧＣの引き込みを達成す
る。 【解決手段】 ＢＰＦ２の出力から受信電界強度を測定
して可変利得アンプ３の利得を粗調整する。その後、Ａ
／Ｄ変換されたディジタル化受信Ｉ／Ｑ信号出力１６に
基づいて、制御部１０４において望ましい信号振幅値と
のずれ分を算出し、その情報をもとにして再度利得可変
アンプ３の利得を微調整するといった２段階の操作によ
り、急速にＡＧＣ動作を収束させる。 【効果】 無線バースト内のＡＧＣ用プリアンブル長を
短縮することができるため、無線リソースの利用効率の
向上できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信機器に関
し、特に受信電界強度レベルが時間的に変動する受信信
号を適切なレベルに平滑化して復調器に入力するための
ＡＧＣ（AutomaticGain Control）方式に関する。
し、特に受信電界強度レベルが時間的に変動する受信信
号を適切なレベルに平滑化して復調器に入力するための
ＡＧＣ（AutomaticGain Control）方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＡＧＣ方式として「オーバーサン
プリングＡＧＣの特性」１９９５年電子情報通信学会通
信ソサイエティ大会Ｂ−１９５が挙げられる。
プリングＡＧＣの特性」１９９５年電子情報通信学会通
信ソサイエティ大会Ｂ−１９５が挙げられる。
【０００３】上記従来技術例を図４を用いて説明する。
【０００４】受信ＩＦ信号１は帯域制限用のＢＰＦ（Ba
nd Pass Filter）２を通過し、利得可変アンプ３にて所
定のレベルだけ増幅される。この増幅された受信信号は
直交検波器４にて受信ＩＦ信号の同相成分および直交成
分に分離され、それぞれ高調波除去用のＬＰＦ（Low Pa
ss Filter）５、６を通過した後にそれぞれＩ信号７お
よびＱ信号８となる。これらＩ信号７およびＱ信号８は
Ａ／Ｄ変換器９、１０にてディジタル化Ｉ信号１１及び
Ｑ信号１２となる。ディジタル化Ｉ信号１１及びＱ信号
１２から乗算器１３、１４及び加算器１５にて２乗和信
号を算出する。この２乗和信号は受信されたＩＦ信号の
瞬時電力値１６を示すものである。
nd Pass Filter）２を通過し、利得可変アンプ３にて所
定のレベルだけ増幅される。この増幅された受信信号は
直交検波器４にて受信ＩＦ信号の同相成分および直交成
分に分離され、それぞれ高調波除去用のＬＰＦ（Low Pa
ss Filter）５、６を通過した後にそれぞれＩ信号７お
よびＱ信号８となる。これらＩ信号７およびＱ信号８は
Ａ／Ｄ変換器９、１０にてディジタル化Ｉ信号１１及び
Ｑ信号１２となる。ディジタル化Ｉ信号１１及びＱ信号
１２から乗算器１３、１４及び加算器１５にて２乗和信
号を算出する。この２乗和信号は受信されたＩＦ信号の
瞬時電力値１６を示すものである。
【０００５】この算出された瞬時電力値１６は平均化回
路１７にて平均電力値１８が算出される。この算出され
た平均電力値１８をもとに制御テーブル部１９にてＩＦ
帯の利得可変アンプ３の利得が決定され、利得制御信号
２０が生成される。利得制御信号２０はＤ／Ａ変換器２
１にてアナログ信号に変換され、ＬＰＦ２２にて高調波
成分を除去された後、利得可変アンプ３に対して利得を
指示する。
路１７にて平均電力値１８が算出される。この算出され
た平均電力値１８をもとに制御テーブル部１９にてＩＦ
帯の利得可変アンプ３の利得が決定され、利得制御信号
２０が生成される。利得制御信号２０はＤ／Ａ変換器２
１にてアナログ信号に変換され、ＬＰＦ２２にて高調波
成分を除去された後、利得可変アンプ３に対して利得を
指示する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来例はディジタ
ル化された受信Ｉ／Ｑ信号を用いるため、受信信号のレ
ベルが極めて大きい時には受信Ｉ／Ｑ信号がＡ／Ｄ変換
器にてクリップされてしまい、受信電力値の推定精度を
欠くことになる。従って、適切な利得値が見つかるまで
複数回の受信電力推定および利得設定を繰り返すため、
短時間でのＡＧＣの引き込みを難しいものにすると考え
られる。
ル化された受信Ｉ／Ｑ信号を用いるため、受信信号のレ
ベルが極めて大きい時には受信Ｉ／Ｑ信号がＡ／Ｄ変換
器にてクリップされてしまい、受信電力値の推定精度を
欠くことになる。従って、適切な利得値が見つかるまで
複数回の受信電力推定および利得設定を繰り返すため、
短時間でのＡＧＣの引き込みを難しいものにすると考え
られる。
【０００７】また、受信信号のレベルが極めて小さい時
にはＡ／Ｄ変換器の量子化ビット数の制限により、やは
り受信電力値の推定精度を欠くことになり、上記と同様
の理由により、短時間でのＡＧＣの引き込みを難しいも
のにすると考えられる。
にはＡ／Ｄ変換器の量子化ビット数の制限により、やは
り受信電力値の推定精度を欠くことになり、上記と同様
の理由により、短時間でのＡＧＣの引き込みを難しいも
のにすると考えられる。
【０００８】短時間でのＡＧＣが困難な場合には、必然
的に受信バースト信号の先頭にあるＡＧＣ引き込み用の
プリアンブル長を長くする必要があり、無線バースト長
に対する情報信号長の割合が低下し、無線リソースの利
用効率の向上を妨げることになる。
的に受信バースト信号の先頭にあるＡＧＣ引き込み用の
プリアンブル長を長くする必要があり、無線バースト長
に対する情報信号長の割合が低下し、無線リソースの利
用効率の向上を妨げることになる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めにはＡ／Ｄ変換器における大入力信号に対するクリッ
プ現象及び小入力信号に対する量子化の影響を取り除く
必要がある。本発明では、受信電界強度信号をもとにし
て前述のＩＦ帯利得可変アンプの利得を粗調整する。そ
の後、Ａ／Ｄ変換器にて入力されたディジタル化受信Ｉ
／Ｑ信号から望ましい信号電力値とのずれ分を算出し、
その情報をもとにして再度前述のＩＦ帯利得可変アンプ
の利得を微調整する。
めにはＡ／Ｄ変換器における大入力信号に対するクリッ
プ現象及び小入力信号に対する量子化の影響を取り除く
必要がある。本発明では、受信電界強度信号をもとにし
て前述のＩＦ帯利得可変アンプの利得を粗調整する。そ
の後、Ａ／Ｄ変換器にて入力されたディジタル化受信Ｉ
／Ｑ信号から望ましい信号電力値とのずれ分を算出し、
その情報をもとにして再度前述のＩＦ帯利得可変アンプ
の利得を微調整する。
【００１０】前述の問題点は、ＩＦ帯利得可変アンプの
利得制御を２段階に行い急速にＡＧＣ動作を収束させる
ことによって達成される。
利得制御を２段階に行い急速にＡＧＣ動作を収束させる
ことによって達成される。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１を用いて本発明の一実施例に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００１２】受信ＩＦ信号１は帯域制限用のＢＰＦ２を
通過し、利得可変アンプ３にて所定のレベルだけ増幅さ
れる。この増幅された受信信号はまず受信電界強度検出
器１０１にてｄＢ（デシベル）値に変換された受信電界
強度信号１０２を生成した後、Ａ／Ｄ変換器１０３にて
ディジタル信号に変換され制御部１０４に入力される。
制御部１０４では利得可変アンプ３の利得粗調整モード
として、上記受信電界強度信号１０２に基づいて利得可
変アンプ３の出力が所望の出力レベルとなるであろう利
得値を算出し、利得可変アンプ３の利得を指示する利得
制御信号１０５を生成する。利得制御信号１０５はＤ／
Ａ変換器１０６によってアナログ信号に変換された後、
利得可変アンプ３に対し利得指示を行う。
通過し、利得可変アンプ３にて所定のレベルだけ増幅さ
れる。この増幅された受信信号はまず受信電界強度検出
器１０１にてｄＢ（デシベル）値に変換された受信電界
強度信号１０２を生成した後、Ａ／Ｄ変換器１０３にて
ディジタル信号に変換され制御部１０４に入力される。
制御部１０４では利得可変アンプ３の利得粗調整モード
として、上記受信電界強度信号１０２に基づいて利得可
変アンプ３の出力が所望の出力レベルとなるであろう利
得値を算出し、利得可変アンプ３の利得を指示する利得
制御信号１０５を生成する。利得制御信号１０５はＤ／
Ａ変換器１０６によってアナログ信号に変換された後、
利得可変アンプ３に対し利得指示を行う。
【００１３】この際の利得設定の目標値は設定後に後段
のＡ／Ｄ変換出力でクリップが起きない程度、即ち振幅
がＡ／Ｄ変換器のフルスケールの１／４〜１／２程度と
する。これにより、後述するＡ／Ｄ変換器出力値を用い
たＡＧＣの微調整時におけるクリップの影響の除去及び
ダイナミックレンジの確保をする。
のＡ／Ｄ変換出力でクリップが起きない程度、即ち振幅
がＡ／Ｄ変換器のフルスケールの１／４〜１／２程度と
する。これにより、後述するＡ／Ｄ変換器出力値を用い
たＡＧＣの微調整時におけるクリップの影響の除去及び
ダイナミックレンジの確保をする。
【００１４】次に、利得可変アンプ３の利得微調整モー
ドについて説明する。
ドについて説明する。
【００１５】利得可変アンプ３にて増幅された受信信号
は直交検波器４にて受信ＩＦ信号の同相成分および直交
成分に分離され、それぞれ高調波除去用のＬＰＦ５、６
を通過した後にそれぞれＩ信号７およびＱ信号８とな
る。これらＩ信号７およびＱ信号８はＡ／Ｄ変換器９、
１０にてディジタル化Ｉ信号１１及びＱ信号１２とな
る。
は直交検波器４にて受信ＩＦ信号の同相成分および直交
成分に分離され、それぞれ高調波除去用のＬＰＦ５、６
を通過した後にそれぞれＩ信号７およびＱ信号８とな
る。これらＩ信号７およびＱ信号８はＡ／Ｄ変換器９、
１０にてディジタル化Ｉ信号１１及びＱ信号１２とな
る。
【００１６】ディジタル化Ｉ信号１１およびＱ信号１２
は乗算器１３、１４及び加算器１５にて２乗和を算出す
る。この２乗和は受信されたＩＦ信号の瞬時電力値１６
を示すものである。
は乗算器１３、１４及び加算器１５にて２乗和を算出す
る。この２乗和は受信されたＩＦ信号の瞬時電力値１６
を示すものである。
【００１７】この算出された瞬時電力値１６は制御部１
０４に入力される。入力された瞬時電力値１６は一定期
間に渡って、平均値が検出される。この検出された平均
値に基づいて前述のＡ／Ｄ変換器出力の平均値がフルス
ケールの１／２程度になるように利得可変アンプ３の利
得を設定し直す。この設定のための利得制御信号１０５
は制御部１０４にて生成され、Ｄ／Ａ変換器１０６にて
アナログ信号に変換された後、利得制御アンプ３に設定
利得を指示する。
０４に入力される。入力された瞬時電力値１６は一定期
間に渡って、平均値が検出される。この検出された平均
値に基づいて前述のＡ／Ｄ変換器出力の平均値がフルス
ケールの１／２程度になるように利得可変アンプ３の利
得を設定し直す。この設定のための利得制御信号１０５
は制御部１０４にて生成され、Ｄ／Ａ変換器１０６にて
アナログ信号に変換された後、利得制御アンプ３に設定
利得を指示する。
【００１８】上述の様に、本発明は無線バーストに対す
る短時間でのＡＧＣ収束を目的としている。次に図２を
用いて本発明における無線バーストに対するＡＧＣの動
作タイミングの一例について説明する。
る短時間でのＡＧＣ収束を目的としている。次に図２を
用いて本発明における無線バーストに対するＡＧＣの動
作タイミングの一例について説明する。
【００１９】まず始めに無線バースト２００の一構成例
について説明する。
について説明する。
【００２０】先頭は送信電力立ち上げのためのＲ（ラン
プ部）２０１、ＡＧＣの引き込み及びキャリア／クロッ
ク再生のためのＰＲ（プリアンブル部）２０２、フレー
ム同期用のＵＷ（ユニークワード部）２０３、その後に
Ｉ（情報部）２０４が続く。
プ部）２０１、ＡＧＣの引き込み及びキャリア／クロッ
ク再生のためのＰＲ（プリアンブル部）２０２、フレー
ム同期用のＵＷ（ユニークワード部）２０３、その後に
Ｉ（情報部）２０４が続く。
【００２１】次に本発明におけるＡＧＣの動作タイミン
グの一例について説明する。
グの一例について説明する。
【００２２】Ｒ部において送信側では無線バースト送信
のために所定の値まで送信電力を急上昇させる。従っ
て、受信側の受信電界強度検出器出力１０１が安定する
までの応答時間だけ待つ必要がある。その後、安定化し
た受信電界強度信号１０２をもとに受信電力を推定し、
利得可変アンプ３の粗調整を行う。その後、利得可変ア
ンプ３の出力が安定化するまでの応答時間だけ待った
後、一定時間に渡ってＡ／Ｄ９、１０出力をもとにした
瞬時電力値１６を監視し、その最大瞬時電力値に基づい
て利得可変アンプ３の微調整を行うことによりＡＧＣ制
御が完了する。
のために所定の値まで送信電力を急上昇させる。従っ
て、受信側の受信電界強度検出器出力１０１が安定する
までの応答時間だけ待つ必要がある。その後、安定化し
た受信電界強度信号１０２をもとに受信電力を推定し、
利得可変アンプ３の粗調整を行う。その後、利得可変ア
ンプ３の出力が安定化するまでの応答時間だけ待った
後、一定時間に渡ってＡ／Ｄ９、１０出力をもとにした
瞬時電力値１６を監視し、その最大瞬時電力値に基づい
て利得可変アンプ３の微調整を行うことによりＡＧＣ制
御が完了する。
【００２３】本発明の一例として、利得可変アンプの利
得微調整後は利得をバースト内固定とすることを想定し
ている。これは１６ＱＡＭ等の振幅方向に情報が乗って
いる変調方式にも対応するためである。
得微調整後は利得をバースト内固定とすることを想定し
ている。これは１６ＱＡＭ等の振幅方向に情報が乗って
いる変調方式にも対応するためである。
【００２４】最後に本発明の他の一構成例として図３を
用いて説明する。この構成の特徴としては受信ＩＦ信号
をＡ／Ｄ変換器にてディジタル信号とし、その後にディ
ジタル化直交検波器を使用することである。
用いて説明する。この構成の特徴としては受信ＩＦ信号
をＡ／Ｄ変換器にてディジタル信号とし、その後にディ
ジタル化直交検波器を使用することである。
【００２５】受信ＩＦ信号１は帯域制限用のＢＰＦ２を
通過し、利得可変アンプ３にて所定のレベルだけ増幅さ
れる。この増幅された受信信号はまず受信電界強度検出
器１０１にてｄＢ（デシベル）値に変換された受信電界
強度信号１０２を生成した後、Ａ／Ｄ変換器１０３にて
ディジタル信号に変換され制御部１０４に入力される。
制御部では利得可変アンプ３の利得粗調整モードとし
て、上記受信電界強度信号１０２に基づいて利得可変ア
ンプ３の出力が所望の出力レベルとなるであろう利得値
を算出し、利得可変アンプ３の利得を指示する利得制御
信号１０５を生成する。利得制御信号１０５はＤ／Ａ変
換器１０６によってアナログ信号に変換された後、利得
可変アンプ３に対し利得指示を行う。
通過し、利得可変アンプ３にて所定のレベルだけ増幅さ
れる。この増幅された受信信号はまず受信電界強度検出
器１０１にてｄＢ（デシベル）値に変換された受信電界
強度信号１０２を生成した後、Ａ／Ｄ変換器１０３にて
ディジタル信号に変換され制御部１０４に入力される。
制御部では利得可変アンプ３の利得粗調整モードとし
て、上記受信電界強度信号１０２に基づいて利得可変ア
ンプ３の出力が所望の出力レベルとなるであろう利得値
を算出し、利得可変アンプ３の利得を指示する利得制御
信号１０５を生成する。利得制御信号１０５はＤ／Ａ変
換器１０６によってアナログ信号に変換された後、利得
可変アンプ３に対し利得指示を行う。
【００２６】この際の利得設定の目標値は設定後に後段
のＡ／Ｄ変換出力でクリップが起きない程度、即ち振幅
がＡ／Ｄ変換器のフルスケールの１／４〜１／２程度と
する。これにより、後述するＡ／Ｄ変換器出力値を用い
たＡＧＣの微調整時におけるクリップの影響の除去及び
ダイナミックレンジの確保をする。
のＡ／Ｄ変換出力でクリップが起きない程度、即ち振幅
がＡ／Ｄ変換器のフルスケールの１／４〜１／２程度と
する。これにより、後述するＡ／Ｄ変換器出力値を用い
たＡＧＣの微調整時におけるクリップの影響の除去及び
ダイナミックレンジの確保をする。
【００２７】次に、利得可変アンプ３の利得微調整モー
ドについて説明する。
ドについて説明する。
【００２８】利得可変アンプ３にて増幅された受信信号
はＡ／Ｄ変換器３０１にてディジタル化ＩＦ信号３０２
に変換され、その後ディジタル化直交検波器３０３にて
同相成分信号３０４および直交成分信号３０５に分離さ
れる。
はＡ／Ｄ変換器３０１にてディジタル化ＩＦ信号３０２
に変換され、その後ディジタル化直交検波器３０３にて
同相成分信号３０４および直交成分信号３０５に分離さ
れる。
【００２９】前記ディジタル化ＩＦ信号３０２は制御部
１０４に入力される。入力されたディジタル化ＩＦ信号
３０２は一定期間の２乗値の平均値の算出が行われる。
この算出された平均値に基づいて前述のＡ／Ｄ変換器出
力の平均値がフルスケールの１／２程度になるように利
得可変アンプ３の利得を設定し直す。
１０４に入力される。入力されたディジタル化ＩＦ信号
３０２は一定期間の２乗値の平均値の算出が行われる。
この算出された平均値に基づいて前述のＡ／Ｄ変換器出
力の平均値がフルスケールの１／２程度になるように利
得可変アンプ３の利得を設定し直す。
【００３０】この設定のための利得制御信号１０５は制
御部１０４にて生成され、Ｄ／Ａ変換器１０６にてアナ
ログ信号に変換された後、利得制御アンプ３に設定利得
を指示する。
御部１０４にて生成され、Ｄ／Ａ変換器１０６にてアナ
ログ信号に変換された後、利得制御アンプ３に設定利得
を指示する。
【００３１】なお、上述の実施例において粗調整モード
の際に受信電界強度信号の一定期間内における平均値ま
たは最大値を用いてもよい。
の際に受信電界強度信号の一定期間内における平均値ま
たは最大値を用いてもよい。
【００３２】また、上述の実施例において微調整モード
の際に２乗和信号または２乗信号の平均ではなく２乗和
信号または２乗信号の最大値を用いてもよい。
の際に２乗和信号または２乗信号の平均ではなく２乗和
信号または２乗信号の最大値を用いてもよい。
【００３３】また、微調整モードの際に２乗和信号また
は２乗値の平均ではなく最大値または符号なしのＡ／Ｄ
出力の場合には最小値を用いてもよい。
は２乗値の平均ではなく最大値または符号なしのＡ／Ｄ
出力の場合には最小値を用いてもよい。
【００３４】さらに、上述の実施例において利得可変ア
ンプの代わりに可変減衰器を用いても同様の効果があ
る。
ンプの代わりに可変減衰器を用いても同様の効果があ
る。
【００３５】また、広範囲の受信ダイナミックレンジを
確保するために複数の利得可変アンプまたは可変減衰器
を有する場合にも本発明は十分に適用可能である。
確保するために複数の利得可変アンプまたは可変減衰器
を有する場合にも本発明は十分に適用可能である。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、短時間にＡＧＣ動作を
収束させる効果がある。また、これにより無線バースト
内のＡＧＣ用プリアンブル長を短縮することができるた
め、無線リソースの利用効率の向上効果がある。
収束させる効果がある。また、これにより無線バースト
内のＡＧＣ用プリアンブル長を短縮することができるた
め、無線リソースの利用効率の向上効果がある。
【図１】本発明におけるＡＧＣの一構成例を示す図。
【図２】本発明におけるＡＧＣの動作タイミングの一例
を示す図。
を示す図。
【図３】本発明におけるＡＧＣの他の一構成例を示す
図。
図。
【図４】従来例を示す図。
１：受信ＩＦ信号、２：ＢＰＦ、３：利得可変アンプ、
４：直交検波器 ５、６、２２：ＬＰＦ、７：Ｉ信号、８：Ｑ信号 ９、１０、１０３、３０１：Ａ／Ｄ変換器、１１：ディ
ジタル化Ｉ信号 １２：ディジタル化Ｑ信号、１３、１４：乗算器、１
５：加算器 １６：瞬時電力値、１７：平均化回路、１８：平均電力
値 １９：制御テーブル部、２０：利得制御信号、２１、１
０６：Ｄ／Ａ変換器 １０１：受信電界強度検出器、１０２：受信電界強度信
号、１０４：制御部 １０５：利得制御信号、２００：無線バースト、２０
１：ランプ部 ２０２：プリアンブル部、２０３：ユニークワード部、
２０４：情報部 ３０４：同相成分信号、３０５：直交成分信号。
４：直交検波器 ５、６、２２：ＬＰＦ、７：Ｉ信号、８：Ｑ信号 ９、１０、１０３、３０１：Ａ／Ｄ変換器、１１：ディ
ジタル化Ｉ信号 １２：ディジタル化Ｑ信号、１３、１４：乗算器、１
５：加算器 １６：瞬時電力値、１７：平均化回路、１８：平均電力
値 １９：制御テーブル部、２０：利得制御信号、２１、１
０６：Ｄ／Ａ変換器 １０１：受信電界強度検出器、１０２：受信電界強度信
号、１０４：制御部 １０５：利得制御信号、２００：無線バースト、２０
１：ランプ部 ２０２：プリアンブル部、２０３：ユニークワード部、
２０４：情報部 ３０４：同相成分信号、３０５：直交成分信号。
Claims (13)
- 【請求項１】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を上記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を直交検波して分離され
た受信信号の同相成分及び直交成分をもとに上記利得可
変アンプの利得を設定する第２の利得設定手段とを有す
ることを特徴とするディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項２】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を上記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を直交検波して分離され
た受信信号の同相成分及び直交成分の２乗和信号をもと
に上記利得可変アンプの利得を設定する第２の利得設定
手段を有することを特徴とするディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項３】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を上記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を直交検波して分離され
た受信信号の同相成分及び直交成分の２乗和信号を平均
化した信号をもとに上記利得可変アンプの利得を設定す
る第２の利得設定手段を有することを特徴とするディジ
タルＡＧＣ方式。 - 【請求項４】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を上記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を直交検波して分離され
た受信信号の同相成分及び直交成分の２乗和信号の最大
値をもとに上記利得可変アンプの利得を設定する第２の
利得設定手段を有することを特徴とするディジタルＡＧ
Ｃ方式。 - 【請求項５】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を前記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号をもとに上記利得可変ア
ンプの利得を設定する第２の利得設定手段を有すること
を特徴とするディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項６】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を前記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を２乗した信号をもとに
上記利得可変アンプの利得を設定する第２の利得設定手
段を有することを特徴とするディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項７】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を前記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を２乗したのち平均化し
た信号をもとに上記利得可変アンプの利得を設定する第
２の利得設定手段を有することを特徴とする請求項６の
ディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項８】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を前記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号を２乗した信号の最大値
をもとに上記利得可変アンプの利得を設定する第２の利
得設定手段を有することを特徴とするディジタルＡＧＣ
方式。 - 【請求項９】受信信号を所定の利得に設定可能な利得可
変アンプと、 該利得可変アンプの利得を前記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号の最大値をもとに上記利
得可変アンプの利得を設定する第２の利得設定手段を有
することを特徴とするディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項１０】受信信号を所定の利得に設定可能な利得
可変アンプと、 該利得可変アンプの利得を前記受信信号の受信電界強度
信号をもとに設定する第１の利得設定手段と、 上記利得可変アンプの出力信号の最小値をもとに上記利
得可変アンプの利得を設定する第２の利得設定手段を有
することを特徴とするディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項１１】前記第１の利得設定手段が、前記受信電
界強度の平均値に基づいて前記利得可変アンプの利得を
決定することを特徴とする請求項１乃至１０記載のディ
ジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項１２】前記第１の利得設定手段が、所定期間内
の前記受信電界強度の最大値に基づいて前記利得可変ア
ンプの利得を決定することを特徴とする請求項１乃至１
０に記載のディジタルＡＧＣ方式。 - 【請求項１３】前記利得可変アンプの代わりに可変減衰
器を用いたことを特徴とする請求項１乃至１２に記載の
ディジタルＡＧＣ方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21082596A JPH1056343A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | ディジタルａｇｃ方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21082596A JPH1056343A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | ディジタルａｇｃ方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056343A true JPH1056343A (ja) | 1998-02-24 |
Family
ID=16595750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21082596A Pending JPH1056343A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | ディジタルａｇｃ方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1056343A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1996
- 1996-08-09 JP JP21082596A patent/JPH1056343A/ja active Pending
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