JPH11186946A - ダイバーシチ受信機およびこれら受信機に使用するａｇｃ回路 - Google Patents
ダイバーシチ受信機およびこれら受信機に使用するａｇｃ回路Info
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- JPH11186946A JPH11186946A JP9355178A JP35517897A JPH11186946A JP H11186946 A JPH11186946 A JP H11186946A JP 9355178 A JP9355178 A JP 9355178A JP 35517897 A JP35517897 A JP 35517897A JP H11186946 A JPH11186946 A JP H11186946A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】第１のＢＰＦの選択度が十分とれず、目的とす
る受信チャネルの受信信号に対して過大な隣接チャネル
妨害波の混入が発生した場合でも、目的とする受信信号
の電力に比例した重み付けをした受信信号のダイバーシ
チ合成を行なうように、受信信号に受信電力に比例した
重み付けを行なうダイバーシチ受信機を提供する。 【解決手段】第１のＢＰＦと、ＡＧＣ回路と、移相器
と、遅延回路を備えた重み付け回路と、乗算回路とを有
する複数の受信機と、位相検波回路と、合成回路とを具
備するダイバーシチ受信機において、帯域制限された受
信信号を出力する狭帯域なＢＰＦと、狭帯域なＢＰＦで
帯域制限された受信信号の電力に比例した電圧を変換し
出力する電力−電圧変換回路と、受信信号の電力に比例
した電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
受信信号の電力を表すディジタル信号に受信信号との信
号経路の差による遅延時間差の補正を行なう遅延回路を
備え、遅延時間の補正をされた重み付け信号を乗算回路
へ出力する重み付け回路とを有する複数の受信機を具備
する。
る受信チャネルの受信信号に対して過大な隣接チャネル
妨害波の混入が発生した場合でも、目的とする受信信号
の電力に比例した重み付けをした受信信号のダイバーシ
チ合成を行なうように、受信信号に受信電力に比例した
重み付けを行なうダイバーシチ受信機を提供する。 【解決手段】第１のＢＰＦと、ＡＧＣ回路と、移相器
と、遅延回路を備えた重み付け回路と、乗算回路とを有
する複数の受信機と、位相検波回路と、合成回路とを具
備するダイバーシチ受信機において、帯域制限された受
信信号を出力する狭帯域なＢＰＦと、狭帯域なＢＰＦで
帯域制限された受信信号の電力に比例した電圧を変換し
出力する電力−電圧変換回路と、受信信号の電力に比例
した電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
受信信号の電力を表すディジタル信号に受信信号との信
号経路の差による遅延時間差の補正を行なう遅延回路を
備え、遅延時間の補正をされた重み付け信号を乗算回路
へ出力する重み付け回路とを有する複数の受信機を具備
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、少なくとも２ブラ
ンチの受信ダイバーシチ構成を有するダイバーシチ受信
機、特に、線形変調方式を使用した狭帯域な無線通信を
行なうディジタル無線機に好適なダイバーシチ受信機お
よびこれら受信機に使用するのに好適なように改善され
たＡＧＣ回路に関するものである。
ンチの受信ダイバーシチ構成を有するダイバーシチ受信
機、特に、線形変調方式を使用した狭帯域な無線通信を
行なうディジタル無線機に好適なダイバーシチ受信機お
よびこれら受信機に使用するのに好適なように改善され
たＡＧＣ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル移動体無線通信におい
て、周波数利用効率向上の観点から線形変調方式の検
討、あるいは、フェージング対策の観点からダイバーシ
チ受信方式の検討が行なわれている。周知のように、線
形変調方式の送信波を受信し処理する受信機は、受信信
号の線形増幅を必要とするため、中間周波数による処理
の段階において、ＡＧＣ（Automatic Gain Control：自
動利得制御）回路を使用して、受信機で受信した受信信
号の電力が所定電力を維持するように利得制御を行な
う。また、ダイバーシチ受信方式としては、複数の受信
機（ブランチ）で受信したそれぞれの受信信号に、それ
ぞれの受信電力に比例した重み付けを行ない、同相とし
て合成し、受信誤り率を改善する技術が周知である。
て、周波数利用効率向上の観点から線形変調方式の検
討、あるいは、フェージング対策の観点からダイバーシ
チ受信方式の検討が行なわれている。周知のように、線
形変調方式の送信波を受信し処理する受信機は、受信信
号の線形増幅を必要とするため、中間周波数による処理
の段階において、ＡＧＣ（Automatic Gain Control：自
動利得制御）回路を使用して、受信機で受信した受信信
号の電力が所定電力を維持するように利得制御を行な
う。また、ダイバーシチ受信方式としては、複数の受信
機（ブランチ）で受信したそれぞれの受信信号に、それ
ぞれの受信電力に比例した重み付けを行ない、同相とし
て合成し、受信誤り率を改善する技術が周知である。
【０００３】まず、従来技術によるダイバーシチ受信機
の一例を図２に示し説明をする。図２に示したダイバー
シチ受信機は、２つの受信機を使用した（２ブランチ）
構成の場合の例である。まず、第１の受信機３９−１で
は、送信波を受信したアンテナ(図示していない)からの
受信信号を中間周波数に変換した受信信号が、受信信号
入力端子２１−１から第１のＢＰＦ（Band Pass Filte
r）２２−１に入力される。第１のＢＰＦ２２−１は、
入力された受信信号を帯域制限して、隣接する無線チャ
ネルからの妨害波を除去し、帯域制限した受信信号を線
形増幅するＡＧＣ回路を構成する可変利得増幅器２３−
１へ出力する。可変利得増幅器２３−１は、入力された
帯域制限した受信信号を、別途、ＡＧＣ制御回路２８−
１から入力された利得制御信号により所定信号電力とな
るように増幅し、所定信号電力に利得制御された受信信
号を第１のＡ／Ｄ変換器２４−１へ出力する。第１のＡ
／Ｄ変換器２４−１は、入力された所定信号電力の受信
信号をディジタルの受信信号に変換し、ディジタルに変
換した受信信号を第２のＢＰＦ２５−１とＡＧＣ検波回
路２９−１とへ出力する。
の一例を図２に示し説明をする。図２に示したダイバー
シチ受信機は、２つの受信機を使用した（２ブランチ）
構成の場合の例である。まず、第１の受信機３９−１で
は、送信波を受信したアンテナ(図示していない)からの
受信信号を中間周波数に変換した受信信号が、受信信号
入力端子２１−１から第１のＢＰＦ（Band Pass Filte
r）２２−１に入力される。第１のＢＰＦ２２−１は、
入力された受信信号を帯域制限して、隣接する無線チャ
ネルからの妨害波を除去し、帯域制限した受信信号を線
形増幅するＡＧＣ回路を構成する可変利得増幅器２３−
１へ出力する。可変利得増幅器２３−１は、入力された
帯域制限した受信信号を、別途、ＡＧＣ制御回路２８−
１から入力された利得制御信号により所定信号電力とな
るように増幅し、所定信号電力に利得制御された受信信
号を第１のＡ／Ｄ変換器２４−１へ出力する。第１のＡ
／Ｄ変換器２４−１は、入力された所定信号電力の受信
信号をディジタルの受信信号に変換し、ディジタルに変
換した受信信号を第２のＢＰＦ２５−１とＡＧＣ検波回
路２９−１とへ出力する。
【０００４】第２のＢＰＦ２５−１は、第１のＡ／Ｄ変
換器２４−１から入力されたディジタルの受信信号を所
要の受信帯域特性となるように帯域制限し、帯域制限し
たディジタルの受信信号を移相器２６−１と位相検波回
路３０とへ出力する。移相器２６−１は、第２のＢＰＦ
２５−１から入力された帯域制限したディジタルの受信
信号を、別途、位相検波回路３０から入力された位相制
御信号により位相調整し、位相調整されたディジタルの
受信信号を乗算回路２７−１へ出力する。
換器２４−１から入力されたディジタルの受信信号を所
要の受信帯域特性となるように帯域制限し、帯域制限し
たディジタルの受信信号を移相器２６−１と位相検波回
路３０とへ出力する。移相器２６−１は、第２のＢＰＦ
２５−１から入力された帯域制限したディジタルの受信
信号を、別途、位相検波回路３０から入力された位相制
御信号により位相調整し、位相調整されたディジタルの
受信信号を乗算回路２７−１へ出力する。
【０００５】ＡＧＣ検波回路２９−１は、第１のＡ／Ｄ
変換器２４−１から入力されたディジタルの受信信号を
包絡線検波し、検波した包絡線電力値をＡＧＣ制御回路
２８−１へ出力する。ＡＧＣ制御回路２８−１は、入力
された包絡線電力値を所定の基準電力値と比較し、検波
され入力されてくる包絡線電力値と基準電力値とが同一
電力値となるように、利得制御信号を前記可変利得増幅
器２３−１へ出力し、可変利得増幅器２３−１の利得を
制御するとともに、同時に、この利得制御信号を遅延回
路３３−１へも出力している。
変換器２４−１から入力されたディジタルの受信信号を
包絡線検波し、検波した包絡線電力値をＡＧＣ制御回路
２８−１へ出力する。ＡＧＣ制御回路２８−１は、入力
された包絡線電力値を所定の基準電力値と比較し、検波
され入力されてくる包絡線電力値と基準電力値とが同一
電力値となるように、利得制御信号を前記可変利得増幅
器２３−１へ出力し、可変利得増幅器２３−１の利得を
制御するとともに、同時に、この利得制御信号を遅延回
路３３−１へも出力している。
【０００６】遅延回路３３−１は、入力された利得制御
信号を所定時間遅延させ、所定時間遅延した利得制御信
号を逆数回路３４−１へ出力する。逆数回路３４−１
は、入力された所定時間遅延した利得制御信号（例え
ば、利得Ｇ倍）を、逆利得に比例した利得補正値（例え
ば、ａ／Ｇ倍、但し、ａは正の定数）を持つ逆利得信号
として、乗算回路２７−１へ出力する。なお、遅延回路
３３−１で遅延させる所定時間の遅延は、可変利得増幅
器２３−１から乗算回路２７−１までの受信信号メイン
パスと、ＡＧＣ制御回路２８−１から乗算回路２７−１
までの受信信号補正値パスとの遅延時間差を一致させる
ために設定される。
信号を所定時間遅延させ、所定時間遅延した利得制御信
号を逆数回路３４−１へ出力する。逆数回路３４−１
は、入力された所定時間遅延した利得制御信号（例え
ば、利得Ｇ倍）を、逆利得に比例した利得補正値（例え
ば、ａ／Ｇ倍、但し、ａは正の定数）を持つ逆利得信号
として、乗算回路２７−１へ出力する。なお、遅延回路
３３−１で遅延させる所定時間の遅延は、可変利得増幅
器２３−１から乗算回路２７−１までの受信信号メイン
パスと、ＡＧＣ制御回路２８−１から乗算回路２７−１
までの受信信号補正値パスとの遅延時間差を一致させる
ために設定される。
【０００７】上記位相検波回路３０は、第２のＢＰＦ２
５−１から入力された帯域制限したディジタルの受信信
号の他に、他の同様のすべての受信機から帯域制限した
ディジタルの受信信号が入力されており（図２において
は、第２のＢＰＦ２５−２から）、すべての受信機から
入力されたそれぞれの受信信号の位相を検波し比較し
て、すべての受信信号の位相が同相となるように位相制
御する位相制御信号を、移相器２６−１をはじめ、すべ
ての受信機のそれぞれの移相器（図２においては、移相
器２６−２）へ出力している。
５−１から入力された帯域制限したディジタルの受信信
号の他に、他の同様のすべての受信機から帯域制限した
ディジタルの受信信号が入力されており（図２において
は、第２のＢＰＦ２５−２から）、すべての受信機から
入力されたそれぞれの受信信号の位相を検波し比較し
て、すべての受信信号の位相が同相となるように位相制
御する位相制御信号を、移相器２６−１をはじめ、すべ
ての受信機のそれぞれの移相器（図２においては、移相
器２６−２）へ出力している。
【０００８】上記乗算回路２７−１は、移相器２６−１
から入力された同相となるように位相調整したディジタ
ルの受信信号と、別途、逆数回路３４−１から入力され
た逆利得補正値を持つ逆利得信号とを乗算して、ＡＧＣ
制御されたディジタルの受信信号の信号電力をＡＧＣ制
御する前の受信信号の信号電力に比例するように重み付
けをし、受信信号の信号電力に比例する重み付けをした
ディジタルの受信信号を合成回路３１へ出力する。合成
回路３１は、乗算回路２７−１から入力された受信信号
の信号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信
信号を、他の受信機の乗算回路から入力された受信信号
の信号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信
信号と合成し、合成した受信信号を出力端子３２より復
調回路へ出力する。なお、第２の受信機３９−２も、送
信波を受信したアンテナ（図示していない）からの受信
信号が受信信号入力端子２１−２から入力され、乗算回
路２７−２から受信信号の信号電力に比例する重み付け
をしたディジタルの受信信号を合成回路３１へ出力する
までの動作は、上述の第１の受信機３９−１の動作と、
まったく同様であるので説明を省略する。
から入力された同相となるように位相調整したディジタ
ルの受信信号と、別途、逆数回路３４−１から入力され
た逆利得補正値を持つ逆利得信号とを乗算して、ＡＧＣ
制御されたディジタルの受信信号の信号電力をＡＧＣ制
御する前の受信信号の信号電力に比例するように重み付
けをし、受信信号の信号電力に比例する重み付けをした
ディジタルの受信信号を合成回路３１へ出力する。合成
回路３１は、乗算回路２７−１から入力された受信信号
の信号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信
信号を、他の受信機の乗算回路から入力された受信信号
の信号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信
信号と合成し、合成した受信信号を出力端子３２より復
調回路へ出力する。なお、第２の受信機３９−２も、送
信波を受信したアンテナ（図示していない）からの受信
信号が受信信号入力端子２１−２から入力され、乗算回
路２７−２から受信信号の信号電力に比例する重み付け
をしたディジタルの受信信号を合成回路３１へ出力する
までの動作は、上述の第１の受信機３９−１の動作と、
まったく同様であるので説明を省略する。
【０００９】つぎに、上述のダイバーシチ受信機にも使
用されているＡＧＣ回路について、さらに説明をする。
ディジタル移動体無線通信では、一般に、多値ＱＡＭ等
の線形変調方式を採用している。この多値ＱＡＭ等の線
形変調方式を使用した送信波を受信する受信機は、上述
のように、フェージングによって受信電力が低下した場
合に、Ａ／Ｄ変換器における量子化雑音の増加による受
信品質の低下を回避するため、フェージングによる受信
電力の変動を補償して、受信信号の電力が所定電力値と
なるように自動的に制御するＡＧＣ回路を使用してい
る。
用されているＡＧＣ回路について、さらに説明をする。
ディジタル移動体無線通信では、一般に、多値ＱＡＭ等
の線形変調方式を採用している。この多値ＱＡＭ等の線
形変調方式を使用した送信波を受信する受信機は、上述
のように、フェージングによって受信電力が低下した場
合に、Ａ／Ｄ変換器における量子化雑音の増加による受
信品質の低下を回避するため、フェージングによる受信
電力の変動を補償して、受信信号の電力が所定電力値と
なるように自動的に制御するＡＧＣ回路を使用してい
る。
【００１０】図５に、ディジタル無線機の受信機に使用
されている従来技術のフィードバック方式のＡＧＣ回路
の一例を示す。ＡＧＣ回路では、送信波を受信したアン
テナからの受信信号が中間周波数の受信信号に周波数変
換され、中間周波数に周波数変換した受信信号が入力端
子７１からＢＰＦ７２に入力される。ＢＰＦ７２は、入
力された受信信号を帯域制限して、混入している目的と
する受信チャネル以外の妨害波を除去した後、帯域制限
した受信信号を可変利得増幅器７３へ出力する。可変利
得増幅器７３は、入力された帯域制限した受信信号を、
別途、Ｄ／Ａ変換器７７から入力された利得制御信号に
より所定信号電力となるように増幅し、所定信号電力に
利得制御した受信信号をＡ／Ｄ変換器７５へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器７５は、入力された利得制御した受信信号
を、ディジタル信号に変換して、ディジタルの受信信号
を、ＡＧＣ検波回路８０へ出力するとともに、出力端子
８１から復調回路（図示していない）へ出力する。
されている従来技術のフィードバック方式のＡＧＣ回路
の一例を示す。ＡＧＣ回路では、送信波を受信したアン
テナからの受信信号が中間周波数の受信信号に周波数変
換され、中間周波数に周波数変換した受信信号が入力端
子７１からＢＰＦ７２に入力される。ＢＰＦ７２は、入
力された受信信号を帯域制限して、混入している目的と
する受信チャネル以外の妨害波を除去した後、帯域制限
した受信信号を可変利得増幅器７３へ出力する。可変利
得増幅器７３は、入力された帯域制限した受信信号を、
別途、Ｄ／Ａ変換器７７から入力された利得制御信号に
より所定信号電力となるように増幅し、所定信号電力に
利得制御した受信信号をＡ／Ｄ変換器７５へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器７５は、入力された利得制御した受信信号
を、ディジタル信号に変換して、ディジタルの受信信号
を、ＡＧＣ検波回路８０へ出力するとともに、出力端子
８１から復調回路（図示していない）へ出力する。
【００１１】ＡＧＣ検波回路８０は、Ａ／Ｄ変換器７５
から入力されたディジタルの受信信号を包絡線検波し、
検波した包絡線の電力値を加算器７９の負の信号入力へ
出力する。加算器７９は、負の信号入力へ入力された受
信信号を検波し算出した電力値の他に、別途、正の信号
入力に入力端子８１から所定の基準電力値Ｐ0 が入力さ
れており、２つの電力値を加算し、差分信号をループフ
ィルタ７８へ出力する。ループフィルタ７８は、入力さ
れた差分信号を積分処理して利得誤差を表す利得制御信
号とし、積分処理して得た利得制御信号をＤ／Ａ変換器
７７へ出力する。Ｄ／Ａ変換器７７は、入力された利得
制御信号をアナログの利得制御信号に変換して可変利得
増幅器７３へ出力する。このように、ＡＧＣ回路では、
Ａ／Ｄ変換器７５に入力される受信信号の電力値と、入
力端子８１から入力される所定の基準電力値Ｐ0 とが同
一値となるように利得制御を行なうため、２つの電力値
の誤差信号をＤ／Ａ変換器７７で利得制御信号として可
変利得増幅器７３へ出力（フィードバック）すること
で、Ａ／Ｄ変換器７５に入力する受信信号電力が所定電
力となるように可変利得増幅器７３をフィードバック制
御をしている。
から入力されたディジタルの受信信号を包絡線検波し、
検波した包絡線の電力値を加算器７９の負の信号入力へ
出力する。加算器７９は、負の信号入力へ入力された受
信信号を検波し算出した電力値の他に、別途、正の信号
入力に入力端子８１から所定の基準電力値Ｐ0 が入力さ
れており、２つの電力値を加算し、差分信号をループフ
ィルタ７８へ出力する。ループフィルタ７８は、入力さ
れた差分信号を積分処理して利得誤差を表す利得制御信
号とし、積分処理して得た利得制御信号をＤ／Ａ変換器
７７へ出力する。Ｄ／Ａ変換器７７は、入力された利得
制御信号をアナログの利得制御信号に変換して可変利得
増幅器７３へ出力する。このように、ＡＧＣ回路では、
Ａ／Ｄ変換器７５に入力される受信信号の電力値と、入
力端子８１から入力される所定の基準電力値Ｐ0 とが同
一値となるように利得制御を行なうため、２つの電力値
の誤差信号をＤ／Ａ変換器７７で利得制御信号として可
変利得増幅器７３へ出力（フィードバック）すること
で、Ａ／Ｄ変換器７５に入力する受信信号電力が所定電
力となるように可変利得増幅器７３をフィードバック制
御をしている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術のダイ
バーシチ受信機において、周波数利用効率を向上させる
ために、信号帯域および無線チャネル間隔について狭帯
域化を行なった場合、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２
に従来と同様な選択度（隣接する無線チャネルからの妨
害を抑圧するための減衰量）が得られるように配分する
と、ＢＰＦの狭帯域化によって、受信信号の通過域特性
における群遅延歪みが増大して、受信誤り率特性が劣化
することになるため、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２
の減衰特性を十分にとることができない。（なお、この
場合の減衰量の不足分は、第２のＢＰＦ２５−１、２５
−２に配分している） したがって、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２の出力信
号には、目的とする受信信号と第１のＢＰＦ２２−１、
２２−２で十分に減衰させることができなかった妨害波
の合成が出力されることになる。例えば、図３（ａ）に
示すような目的とする受信チャネルの受信信号（搬送波
周波数＝ｆ0 ）の電力に比較して、大きな電力の隣接チ
ャネル妨害波（搬送波周波数＝ｆ1 ）が受信機に混入し
て中間周波数の受信信号入力端子２１−１、２１−２に
入力した場合、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２の出力
信号は、図３（ｂ）に示すように、目的とする受信信号
の電力に対して隣接チャネル妨害波の電力が無視でき
ず、ＡＧＣ制御回路がこの妨害波電力の影響を受けてし
まう。
バーシチ受信機において、周波数利用効率を向上させる
ために、信号帯域および無線チャネル間隔について狭帯
域化を行なった場合、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２
に従来と同様な選択度（隣接する無線チャネルからの妨
害を抑圧するための減衰量）が得られるように配分する
と、ＢＰＦの狭帯域化によって、受信信号の通過域特性
における群遅延歪みが増大して、受信誤り率特性が劣化
することになるため、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２
の減衰特性を十分にとることができない。（なお、この
場合の減衰量の不足分は、第２のＢＰＦ２５−１、２５
−２に配分している） したがって、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２の出力信
号には、目的とする受信信号と第１のＢＰＦ２２−１、
２２−２で十分に減衰させることができなかった妨害波
の合成が出力されることになる。例えば、図３（ａ）に
示すような目的とする受信チャネルの受信信号（搬送波
周波数＝ｆ0 ）の電力に比較して、大きな電力の隣接チ
ャネル妨害波（搬送波周波数＝ｆ1 ）が受信機に混入し
て中間周波数の受信信号入力端子２１−１、２１−２に
入力した場合、第１のＢＰＦ２２−１、２２−２の出力
信号は、図３（ｂ）に示すように、目的とする受信信号
の電力に対して隣接チャネル妨害波の電力が無視でき
ず、ＡＧＣ制御回路がこの妨害波電力の影響を受けてし
まう。
【００１３】いま、目的とする受信チャネルの受信信号
の電力をＰs 、第１のＢＰＦから出力される妨害波の電
力をＰe 、妨害波が無い場合のＡＧＣ制御利得をＧ0
（倍）、妨害波が有る場合のＡＧＣ制御利得をＧ1
（倍）、ＡＧＣ制御用の基準電力をＰ0 とすると、 Ｇ0 ＝Ｐ0 ／Ｐs ・・・（１） Ｇ1 ＝Ｐ0 ／（Ｐs ＋Ｐe ） ＜ Ｇ0 ・・・（２） 逆数回路から出力される利得補正値は、 ａ／Ｇ＝ａ／Ｇ1 ＞ ａ／Ｇ0 ・・・（３） 但し ａ：正の定数 となり、目的とする受信チャネルの受信信号の電力に対
する妨害波が無い場合の真の利得補正値（ａ／Ｇ0 ）に
対して、妨害波が有る場合の利得補正値（ａ／Ｇ1 ）が
重み付けをされるため、ダイバーシチ効果が劣化すると
いう問題がある。
の電力をＰs 、第１のＢＰＦから出力される妨害波の電
力をＰe 、妨害波が無い場合のＡＧＣ制御利得をＧ0
（倍）、妨害波が有る場合のＡＧＣ制御利得をＧ1
（倍）、ＡＧＣ制御用の基準電力をＰ0 とすると、 Ｇ0 ＝Ｐ0 ／Ｐs ・・・（１） Ｇ1 ＝Ｐ0 ／（Ｐs ＋Ｐe ） ＜ Ｇ0 ・・・（２） 逆数回路から出力される利得補正値は、 ａ／Ｇ＝ａ／Ｇ1 ＞ ａ／Ｇ0 ・・・（３） 但し ａ：正の定数 となり、目的とする受信チャネルの受信信号の電力に対
する妨害波が無い場合の真の利得補正値（ａ／Ｇ0 ）に
対して、妨害波が有る場合の利得補正値（ａ／Ｇ1 ）が
重み付けをされるため、ダイバーシチ効果が劣化すると
いう問題がある。
【００１４】また、上述の従来技術のＡＧＣ回路におい
て、図７（ａ）に示すように目的とする受信チャネルの
受信信号（搬送波周波数＝ｆ0 ）の電力に比較して大き
な電力の隣接チャネル妨害波（搬送波周波数＝ｆ1 ）が
受信機に混入して中間周波数の受信信号入力端子７１に
入力した場合、第１のＢＰＦ７２が出力する信号の電力
Ｐ1 は、図７（ｂ）に示すように目的とする受信信号成
分（電力：Ｐs ）と第１のＢＰＦ７２で十分に抑圧でき
なかった妨害波成分（電力：Ｐe ）の合成となり、この
合成電力が可変利得増幅器７３に入力されるため、ＡＧ
Ｃ回路では合成電力Ｐ1 （＝Ｐs ＋Ｐe ）が所定の基準
値Ｐ0 に一致するように利得制御を行なうことになる。
その結果、Ａ／Ｄ変換器７５の入力では、隣接チャネル
妨害波が無い場合に比べて妨害波電力Ｐe の分だけ目的
とする受信信号の電力が相対的に低下するため、Ａ／Ｄ
変換器７５における量子化雑音が増加し、目的とする受
信信号のＳ／Ｎが劣化することになり、受信機の選択度
を越えるような大きな隣接チャネル妨害波が発生した場
合には受信特性（例えば、受信符号誤り率）が著しく劣
化する。また、周波数利用効率を向上させるために、信
号帯域および無線チャネル間隔について狭帯域化したデ
ィジタル無線機の受信機では、第１のＢＰＦ７２の通過
域特性の群遅延歪みによる受信信号の劣化を避けるため
に、第１のＢＰＦ７２の隣接チャネルに対する減衰量を
十分大きく設計することが難しいことから、従来の受信
機に比較して隣接チャネル妨害波の影響がより大きくな
るという問題がある。
て、図７（ａ）に示すように目的とする受信チャネルの
受信信号（搬送波周波数＝ｆ0 ）の電力に比較して大き
な電力の隣接チャネル妨害波（搬送波周波数＝ｆ1 ）が
受信機に混入して中間周波数の受信信号入力端子７１に
入力した場合、第１のＢＰＦ７２が出力する信号の電力
Ｐ1 は、図７（ｂ）に示すように目的とする受信信号成
分（電力：Ｐs ）と第１のＢＰＦ７２で十分に抑圧でき
なかった妨害波成分（電力：Ｐe ）の合成となり、この
合成電力が可変利得増幅器７３に入力されるため、ＡＧ
Ｃ回路では合成電力Ｐ1 （＝Ｐs ＋Ｐe ）が所定の基準
値Ｐ0 に一致するように利得制御を行なうことになる。
その結果、Ａ／Ｄ変換器７５の入力では、隣接チャネル
妨害波が無い場合に比べて妨害波電力Ｐe の分だけ目的
とする受信信号の電力が相対的に低下するため、Ａ／Ｄ
変換器７５における量子化雑音が増加し、目的とする受
信信号のＳ／Ｎが劣化することになり、受信機の選択度
を越えるような大きな隣接チャネル妨害波が発生した場
合には受信特性（例えば、受信符号誤り率）が著しく劣
化する。また、周波数利用効率を向上させるために、信
号帯域および無線チャネル間隔について狭帯域化したデ
ィジタル無線機の受信機では、第１のＢＰＦ７２の通過
域特性の群遅延歪みによる受信信号の劣化を避けるため
に、第１のＢＰＦ７２の隣接チャネルに対する減衰量を
十分大きく設計することが難しいことから、従来の受信
機に比較して隣接チャネル妨害波の影響がより大きくな
るという問題がある。
【００１５】本発明は、前記問題を解決し、線形変調方
式を使用した狭帯域ディジタル無線用ダイバーシチ受信
機において、第１のＢＰＦの選択度が十分とれず、目的
とする受信チャネルの受信信号に対して過大な隣接チャ
ネル妨害波の混入が発生した場合でも、目的とする受信
信号の電力に比例した重み付けをした受信信号のダイバ
ーシチ合成を行なうように、受信信号に受信信号の電力
に比例した重み付けを行なうダイバーシチ受信機を提供
することを目的とする。また、本発明の他の目的は、目
的とする受信チャネルの受信信号の電力に比較して大き
な隣接チャネル妨害波の混入が発生した場合でも、混入
した妨害波にＡＧＣ回路が影響を受けて受信特性を劣化
させるのを軽減し、受信機の耐妨害波特性を改善するＡ
ＧＣ回路を提供することにある。
式を使用した狭帯域ディジタル無線用ダイバーシチ受信
機において、第１のＢＰＦの選択度が十分とれず、目的
とする受信チャネルの受信信号に対して過大な隣接チャ
ネル妨害波の混入が発生した場合でも、目的とする受信
信号の電力に比例した重み付けをした受信信号のダイバ
ーシチ合成を行なうように、受信信号に受信信号の電力
に比例した重み付けを行なうダイバーシチ受信機を提供
することを目的とする。また、本発明の他の目的は、目
的とする受信チャネルの受信信号の電力に比較して大き
な隣接チャネル妨害波の混入が発生した場合でも、混入
した妨害波にＡＧＣ回路が影響を受けて受信特性を劣化
させるのを軽減し、受信機の耐妨害波特性を改善するＡ
ＧＣ回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明のダイバーシチ受信機は、中間周波数の受信
信号を帯域制限し、帯域制限された受信信号を出力する
第１のＢＰＦと、該第１のＢＰＦで帯域制限された受信
信号の電力を利得制御し、所定電力の受信信号を出力す
るＡＧＣ回路と、該ＡＧＣ回路で利得制御された所定電
力の受信信号の位相を位相制御信号により制御し、位相
制御された受信信号を出力する移相器と、信号経路の差
による受信信号との遅延時間差の補正を行なう遅延回路
を備え、受信信号の電力に比例した重み付け補正を行な
う重み付け信号を出力する重み付け回路と、前記移相器
で位相制御された受信信号と前記重み付け回路で遅延時
間の補正をされた重み付け信号とを乗算し、重み付けを
された受信信号を出力する乗算回路とを有する複数の受
信機と、該複数の受信機のそれぞれの所定電力の受信信
号の位相差を検出し、すべての所定電力の受信信号の位
相が同相となるように位相制御する位相制御信号を前記
複数の受信機のそれぞれの移相器へ出力する位相検波回
路と、前記複数の受信機のそれぞれが出力する重み付け
をされた受信信号を加算する合成回路とを具備するダイ
バーシチ受信機において、中間周波数の受信信号を帯域
制限し、帯域制限された受信信号を出力する狭帯域なＢ
ＰＦと、該狭帯域なＢＰＦで帯域制限された受信信号の
電力を、電力に比例した電圧に変換し出力する電力−電
圧変換回路と、該電力−電圧変換回路で変換された受信
信号の電力に比例した電圧を、受信信号の電力を表すデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換
器で変換された受信信号の電力を表すディジタル信号
を、信号経路の差による受信信号との遅延時間差の補正
を行なう前記遅延回路とを備え、遅延時間の補正をされ
た重み付け信号を前記乗算回路へ出力する前記重み付け
回路を有する複数の受信機を具備するものである。
に、本発明のダイバーシチ受信機は、中間周波数の受信
信号を帯域制限し、帯域制限された受信信号を出力する
第１のＢＰＦと、該第１のＢＰＦで帯域制限された受信
信号の電力を利得制御し、所定電力の受信信号を出力す
るＡＧＣ回路と、該ＡＧＣ回路で利得制御された所定電
力の受信信号の位相を位相制御信号により制御し、位相
制御された受信信号を出力する移相器と、信号経路の差
による受信信号との遅延時間差の補正を行なう遅延回路
を備え、受信信号の電力に比例した重み付け補正を行な
う重み付け信号を出力する重み付け回路と、前記移相器
で位相制御された受信信号と前記重み付け回路で遅延時
間の補正をされた重み付け信号とを乗算し、重み付けを
された受信信号を出力する乗算回路とを有する複数の受
信機と、該複数の受信機のそれぞれの所定電力の受信信
号の位相差を検出し、すべての所定電力の受信信号の位
相が同相となるように位相制御する位相制御信号を前記
複数の受信機のそれぞれの移相器へ出力する位相検波回
路と、前記複数の受信機のそれぞれが出力する重み付け
をされた受信信号を加算する合成回路とを具備するダイ
バーシチ受信機において、中間周波数の受信信号を帯域
制限し、帯域制限された受信信号を出力する狭帯域なＢ
ＰＦと、該狭帯域なＢＰＦで帯域制限された受信信号の
電力を、電力に比例した電圧に変換し出力する電力−電
圧変換回路と、該電力−電圧変換回路で変換された受信
信号の電力に比例した電圧を、受信信号の電力を表すデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換
器で変換された受信信号の電力を表すディジタル信号
を、信号経路の差による受信信号との遅延時間差の補正
を行なう前記遅延回路とを備え、遅延時間の補正をされ
た重み付け信号を前記乗算回路へ出力する前記重み付け
回路を有する複数の受信機を具備するものである。
【００１７】また、さらに詳しくは、本発明のダイバー
シチ受信機の重み付け回路が備える狭帯域なＢＰＦは、
第１のＢＰＦよりも狭帯域で高選択度特性を有するＢＰ
Ｆである。また、本発明のダイバーシチ受信機の受信信
号の電力を比例した電圧に変換し出力する電力−電圧変
換回路は、入力信号の電力に比例した電圧を出力するＲ
ＳＳＩ回路である。
シチ受信機の重み付け回路が備える狭帯域なＢＰＦは、
第１のＢＰＦよりも狭帯域で高選択度特性を有するＢＰ
Ｆである。また、本発明のダイバーシチ受信機の受信信
号の電力を比例した電圧に変換し出力する電力−電圧変
換回路は、入力信号の電力に比例した電圧を出力するＲ
ＳＳＩ回路である。
【００１８】また、本発明のＡＧＣ回路は、受信信号の
信号電力が所定信号電力となるように利得制御信号によ
り制御して所定信号電力の受信信号を出力する可変利得
増幅器と、利得制御された所定信号電力の受信信号を検
波して利得制御された受信信号の電力値を出力するＡＧ
Ｃ検波回路と、受信信号の電力値と所定の基準電力値と
を加算して差分信号を出力する加算器と、差分信号を積
分処理して利得誤差信号を出力するループフィルタとを
備え、受信信号の電力を利得制御して所定電力の受信信
号を出力するフィードバック方式のＡＧＣ回路におい
て、差分信号の利得制御をし積分処理して利得誤差信号
を出力する積分器と利得設定部とを備えた前記ループフ
ィルタと、前記ＡＧＣ回路に入力する受信信号の電力を
検出して電力を表す電圧を出力する第１の電力検出器
と、前記ＡＧＣ回路に入力する受信信号に混入した妨害
波を除去する隣接チャネルに対して高選択度特性を持つ
狭帯域のＢＰＦと、該狭帯域のＢＰＦから出力される隣
接チャネルの妨害波を除去した受信信号の電力を検出し
て電力を表す電圧を出力する第２の電力検出器と、前記
第１の電力検出器と前記第２の電力検出器とから出力さ
れるそれぞれの電力を表す電圧を加算して差分信号を出
力する妨害波レベル検出器と、該妨害波レベル検出器か
ら出力される差分信号の大きさに対応した制御信号を出
力するループ利得制御部とを備えたループフィルタ制御
手段とを有し、該ループフィルタ制御手段のループ利得
制御部から出力する制御信号により前記ループフィルタ
の利得設定部の利得を制御し、受信信号の電力変動を補
償するものである。
信号電力が所定信号電力となるように利得制御信号によ
り制御して所定信号電力の受信信号を出力する可変利得
増幅器と、利得制御された所定信号電力の受信信号を検
波して利得制御された受信信号の電力値を出力するＡＧ
Ｃ検波回路と、受信信号の電力値と所定の基準電力値と
を加算して差分信号を出力する加算器と、差分信号を積
分処理して利得誤差信号を出力するループフィルタとを
備え、受信信号の電力を利得制御して所定電力の受信信
号を出力するフィードバック方式のＡＧＣ回路におい
て、差分信号の利得制御をし積分処理して利得誤差信号
を出力する積分器と利得設定部とを備えた前記ループフ
ィルタと、前記ＡＧＣ回路に入力する受信信号の電力を
検出して電力を表す電圧を出力する第１の電力検出器
と、前記ＡＧＣ回路に入力する受信信号に混入した妨害
波を除去する隣接チャネルに対して高選択度特性を持つ
狭帯域のＢＰＦと、該狭帯域のＢＰＦから出力される隣
接チャネルの妨害波を除去した受信信号の電力を検出し
て電力を表す電圧を出力する第２の電力検出器と、前記
第１の電力検出器と前記第２の電力検出器とから出力さ
れるそれぞれの電力を表す電圧を加算して差分信号を出
力する妨害波レベル検出器と、該妨害波レベル検出器か
ら出力される差分信号の大きさに対応した制御信号を出
力するループ利得制御部とを備えたループフィルタ制御
手段とを有し、該ループフィルタ制御手段のループ利得
制御部から出力する制御信号により前記ループフィルタ
の利得設定部の利得を制御し、受信信号の電力変動を補
償するものである。
【００１９】また、さらに詳しくは、本発明のＡＧＣ回
路の妨害波レベル検出器は、第１の電力検出器と第２の
電力検出器とから出力されるそれぞれの電力を表す電圧
をディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、該
２つのＡ／Ｄ変換器から出力されるそれぞれのディジタ
ル信号を加算し差分信号を出力する加算器とを備えるも
のである。また、本発明のＡＧＣ回路の妨害波レベル検
出器は、第１の電力検出器と第２の電力検出器とから出
力されるそれぞれの電力を表す電圧を加算し差分信号を
出力する加算器と、該加算器から出力される差分信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを備えるもの
である。また、本発明のＡＧＣ回路のループフィルタ制
御手段が備えるループ利得制御部は、目的とする受信信
号の電力に対する妨害波の電力の相対値の大きさに応じ
て、ループフィルタが備える利得設定部の利得を低減す
る制御信号を出力するものである。
路の妨害波レベル検出器は、第１の電力検出器と第２の
電力検出器とから出力されるそれぞれの電力を表す電圧
をディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、該
２つのＡ／Ｄ変換器から出力されるそれぞれのディジタ
ル信号を加算し差分信号を出力する加算器とを備えるも
のである。また、本発明のＡＧＣ回路の妨害波レベル検
出器は、第１の電力検出器と第２の電力検出器とから出
力されるそれぞれの電力を表す電圧を加算し差分信号を
出力する加算器と、該加算器から出力される差分信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを備えるもの
である。また、本発明のＡＧＣ回路のループフィルタ制
御手段が備えるループ利得制御部は、目的とする受信信
号の電力に対する妨害波の電力の相対値の大きさに応じ
て、ループフィルタが備える利得設定部の利得を低減す
る制御信号を出力するものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明によるダイバーシチ受信機
の実施の形態を図１に示し、説明をする。図１に示す本
発明によるダイバーシチ受信機の実施例は、２つの受信
機を使用した（２ブランチ）ダイバーシチ受信機の場合
である。図１において、２−１、２−２は受信信号に混
入する隣接チャネルの妨害波を除去する第１のＢＰＦ
（Band Pass Filter）、３−１、３−２は受信信号を利
得制御信号により所定信号電力となるように利得制御す
る可変利得増幅器、４−１、４−２はアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換回路、５−
１、５−２は所要の帯域特性となるように帯域制限する
第２のＢＰＦ、６−１、６−２は受信信号を位相制御信
号により位相調整する移相器、７−１、７−２はＡＧＣ
制御された受信信号と入力受信信号とを乗算して重み付
けをする乗算回路、８−１、８−２は、可変利得増幅器
３−１、３−２を利得制御する利得制御信号を出力する
ＡＧＣ制御回路、９−１、９−２は受信信号を包絡線検
波して包絡線電力値を出力するＡＧＣ検波回路、１０は
複数の受信機から入力された受信信号の位相を検波し比
較して、すべての受信信号の位相が同相となるように位
相制御する位相位相制御信号を出力する位相検波回路、
１１は、乗算回路７−１、７−２で重み付けをした受信
信号を合成する合成回路、１３−１、１３−２は、第１
のＢＰＦ２−１、２−２よりも高い選択度特性（隣接チ
ャネル周波数における減衰量が大きい）を有する第３の
ＢＰＦ、１４−１、１４−２は入力信号の電力に比例し
た電圧を出力する電力−電圧変換回路、例えばＲＳＳＩ
（Received Signal Strength Indicator）回路、１５−
１、１５−２はアナログ信号をディジタル信号に変換す
る第２のＡ／Ｄ変換回路、１６−１、１６−２は入力信
号を所定時間遅延して出力する遅延回路を示す。
の実施の形態を図１に示し、説明をする。図１に示す本
発明によるダイバーシチ受信機の実施例は、２つの受信
機を使用した（２ブランチ）ダイバーシチ受信機の場合
である。図１において、２−１、２−２は受信信号に混
入する隣接チャネルの妨害波を除去する第１のＢＰＦ
（Band Pass Filter）、３−１、３−２は受信信号を利
得制御信号により所定信号電力となるように利得制御す
る可変利得増幅器、４−１、４−２はアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換回路、５−
１、５−２は所要の帯域特性となるように帯域制限する
第２のＢＰＦ、６−１、６−２は受信信号を位相制御信
号により位相調整する移相器、７−１、７−２はＡＧＣ
制御された受信信号と入力受信信号とを乗算して重み付
けをする乗算回路、８−１、８−２は、可変利得増幅器
３−１、３−２を利得制御する利得制御信号を出力する
ＡＧＣ制御回路、９−１、９−２は受信信号を包絡線検
波して包絡線電力値を出力するＡＧＣ検波回路、１０は
複数の受信機から入力された受信信号の位相を検波し比
較して、すべての受信信号の位相が同相となるように位
相制御する位相位相制御信号を出力する位相検波回路、
１１は、乗算回路７−１、７−２で重み付けをした受信
信号を合成する合成回路、１３−１、１３−２は、第１
のＢＰＦ２−１、２−２よりも高い選択度特性（隣接チ
ャネル周波数における減衰量が大きい）を有する第３の
ＢＰＦ、１４−１、１４−２は入力信号の電力に比例し
た電圧を出力する電力−電圧変換回路、例えばＲＳＳＩ
（Received Signal Strength Indicator）回路、１５−
１、１５−２はアナログ信号をディジタル信号に変換す
る第２のＡ／Ｄ変換回路、１６−１、１６−２は入力信
号を所定時間遅延して出力する遅延回路を示す。
【００２１】なお、図１において、可変利得増幅器３−
１、３−２とＡＧＣ検波回路９−１、９−２とＡＧＣ制
御回路８−１、８−２とはＡＧＣ回路を構成し、ＢＰＦ
１３−１、１３−２と電力−電圧変換回路１４−１、１
４−２とＡ／Ｄ変換回路１５−１、１５−２と遅延回路
１６−１、１６−２とは重み付け回路を構成している。
１、３−２とＡＧＣ検波回路９−１、９−２とＡＧＣ制
御回路８−１、８−２とはＡＧＣ回路を構成し、ＢＰＦ
１３−１、１３−２と電力−電圧変換回路１４−１、１
４−２とＡ／Ｄ変換回路１５−１、１５−２と遅延回路
１６−１、１６−２とは重み付け回路を構成している。
【００２２】つぎに、動作の説明をする。まず、第１の
受信機１９−１では、送信波を受信した第１のアンテナ
（図示していない）からの受信信号を中間周波数に変換
した受信信号が、受信信号入力端子１−１から第１のＢ
ＰＦ２−１に入力される。第１のＢＰＦ２−１は、入力
された受信信号を帯域制限して、隣接する無線チャネル
からの妨害波を除去し、帯域制限した受信信号を線形増
幅するＡＧＣ回路を構成する可変利得増幅器３−１と第
３のＢＰＦ１３−１とへ出力する。可変利得増幅器３−
１は、入力された帯域制限した受信信号を、別途、ＡＧ
Ｃ制御回路８−１から入力された利得制御信号により所
定信号電力となるように制御し、所定信号電力に利得制
御された受信信号を第１のＡ／Ｄ変換器４−１へ出力す
る。第１のＡ／Ｄ変換器４−１は、入力された所定信号
電力の受信信号をディジタルの受信信号に変換し、ディ
ジタルに変換した受信信号を第２のＢＰＦ５−１とＡＧ
Ｃ検波回路９−１とへ出力する。
受信機１９−１では、送信波を受信した第１のアンテナ
（図示していない）からの受信信号を中間周波数に変換
した受信信号が、受信信号入力端子１−１から第１のＢ
ＰＦ２−１に入力される。第１のＢＰＦ２−１は、入力
された受信信号を帯域制限して、隣接する無線チャネル
からの妨害波を除去し、帯域制限した受信信号を線形増
幅するＡＧＣ回路を構成する可変利得増幅器３−１と第
３のＢＰＦ１３−１とへ出力する。可変利得増幅器３−
１は、入力された帯域制限した受信信号を、別途、ＡＧ
Ｃ制御回路８−１から入力された利得制御信号により所
定信号電力となるように制御し、所定信号電力に利得制
御された受信信号を第１のＡ／Ｄ変換器４−１へ出力す
る。第１のＡ／Ｄ変換器４−１は、入力された所定信号
電力の受信信号をディジタルの受信信号に変換し、ディ
ジタルに変換した受信信号を第２のＢＰＦ５−１とＡＧ
Ｃ検波回路９−１とへ出力する。
【００２３】第２のＢＰＦ５−１は、第１のＡ／Ｄ変換
器４−１から入力されたディジタルの受信信号を所要の
受信帯域特性となるように帯域制限し、帯域制限したデ
ィジタルの受信信号を移相器６−１と位相検波回路１０
とへ出力する。移相器６−１は、第２のＢＰＦ５−１か
ら入力された帯域制限したディジタルの受信信号を、別
途、位相検波回路１０から入力された位相制御信号によ
り位相調整し、位相調整されたディジタルの受信信号を
乗算回路７−１へ出力する。
器４−１から入力されたディジタルの受信信号を所要の
受信帯域特性となるように帯域制限し、帯域制限したデ
ィジタルの受信信号を移相器６−１と位相検波回路１０
とへ出力する。移相器６−１は、第２のＢＰＦ５−１か
ら入力された帯域制限したディジタルの受信信号を、別
途、位相検波回路１０から入力された位相制御信号によ
り位相調整し、位相調整されたディジタルの受信信号を
乗算回路７−１へ出力する。
【００２４】上記ＡＧＣ検波回路９−１は、第１のＡ／
Ｄ変換器４−１から入力されたディジタルの受信信号を
包絡線検波し、検波した包絡線電力値をＡＧＣ制御回路
８−１へ出力する。ＡＧＣ制御回路８−１は、入力され
た包絡線電力値を所定の基準電力値と比較し、検波した
包絡線電力値と所定の基準電力値とが同一電力値となる
ように、利得制御信号を前記可変利得増幅器３−１へ出
力し、可変利得増幅器３−１の利得を制御している。
Ｄ変換器４−１から入力されたディジタルの受信信号を
包絡線検波し、検波した包絡線電力値をＡＧＣ制御回路
８−１へ出力する。ＡＧＣ制御回路８−１は、入力され
た包絡線電力値を所定の基準電力値と比較し、検波した
包絡線電力値と所定の基準電力値とが同一電力値となる
ように、利得制御信号を前記可変利得増幅器３−１へ出
力し、可変利得増幅器３−１の利得を制御している。
【００２５】また、上記位相検波回路１０は、第２のＢ
ＰＦ５−１から入力された帯域制限したディジタルの受
信信号の他に、他の同様のすべての受信機から帯域制限
したディジタルの受信信号が入力されており（図１にお
いては、第２のＢＰＦ５−２から）、すべての受信機か
ら入力されたそれぞれの受信信号の位相を検波し比較し
て、すべての受信信号の位相が同相となるように位相制
御する位相制御信号を、移相器６−１をはじめ、すべて
の受信機のそれぞれの移相器（図１においては、移相器
６−２）へ出力している。
ＰＦ５−１から入力された帯域制限したディジタルの受
信信号の他に、他の同様のすべての受信機から帯域制限
したディジタルの受信信号が入力されており（図１にお
いては、第２のＢＰＦ５−２から）、すべての受信機か
ら入力されたそれぞれの受信信号の位相を検波し比較し
て、すべての受信信号の位相が同相となるように位相制
御する位相制御信号を、移相器６−１をはじめ、すべて
の受信機のそれぞれの移相器（図１においては、移相器
６−２）へ出力している。
【００２６】一方、重み付け回路を構成する上記第３の
ＢＰＦ１３−１は、前記第１のＢＰＦ２−１より高選択
度特性を備えており、入力された受信信号を帯域制限し
て、隣接する無線チャネルからの妨害波を大きく減衰さ
せ除去し、帯域制限した受信信号を電力−電圧変換回
路、例えばＲＳＳＩ回路１４−１へ出力する。ＲＳＳＩ
回路１４−１は、入力された帯域制限した受信信号を、
受信信号の電力に比例した電圧に変換し、受信信号電力
に比例して変換した電圧を第２のＡ／Ｄ変換器１５−１
へ出力する。第２のＡ／Ｄ変換器１５−１は、入力され
た受信信号電力に比例して変換した電圧をディジタル信
号に変換し、受信信号電力を表すディジタル信号とし、
遅延回路１６−１へ出力する。遅延回路１６−１は、入
力された受信信号電力を表すディジタル信号を所定時間
遅延させ、所定時間遅延した受信信号電力を表すディジ
タル信号の重み付け信号を乗算回路７−１へ出力する。
なお、遅延回路１６−１で遅延させる所定時間の遅延
は、第１のＢＰＦ２−１から乗算回路７−１までの受信
信号メインパスと、第３のＢＰＦ１３−１から乗算回路
７−１までの受信信号補正値パスとの遅延時間差を一致
させるために設定される。
ＢＰＦ１３−１は、前記第１のＢＰＦ２−１より高選択
度特性を備えており、入力された受信信号を帯域制限し
て、隣接する無線チャネルからの妨害波を大きく減衰さ
せ除去し、帯域制限した受信信号を電力−電圧変換回
路、例えばＲＳＳＩ回路１４−１へ出力する。ＲＳＳＩ
回路１４−１は、入力された帯域制限した受信信号を、
受信信号の電力に比例した電圧に変換し、受信信号電力
に比例して変換した電圧を第２のＡ／Ｄ変換器１５−１
へ出力する。第２のＡ／Ｄ変換器１５−１は、入力され
た受信信号電力に比例して変換した電圧をディジタル信
号に変換し、受信信号電力を表すディジタル信号とし、
遅延回路１６−１へ出力する。遅延回路１６−１は、入
力された受信信号電力を表すディジタル信号を所定時間
遅延させ、所定時間遅延した受信信号電力を表すディジ
タル信号の重み付け信号を乗算回路７−１へ出力する。
なお、遅延回路１６−１で遅延させる所定時間の遅延
は、第１のＢＰＦ２−１から乗算回路７−１までの受信
信号メインパスと、第３のＢＰＦ１３−１から乗算回路
７−１までの受信信号補正値パスとの遅延時間差を一致
させるために設定される。
【００２７】乗算回路７−１は、移相器６−１から入力
された同相となるように位相調整したディジタルの受信
信号と、別途、遅延回路１６−１から入力された受信信
号電力を表すディジタル信号の重み付け信号とを乗算し
て、ＡＧＣ制御されたディジタルの受信信号の信号電力
を本来の受信信号の信号電力に比例するように重み付け
をし、受信信号の信号電力に比例する重み付けをしたデ
ィジタルの受信信号を合成回路１１へ出力する。合成回
路１１は、乗算回路７−１から入力された受信信号の信
号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信信号
を、他の受信機の乗算回路から入力された受信信号の信
号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信信号
と合成し、合成した受信信号を出力端子１２より復調回
路へ出力する。なお、第２の受信機１９−２も、送信波
を受信した第２のアンテナ（図示していない）からの受
信信号を中間周波数に変換した受信信号が受信信号入力
端子１−２から入力され、乗算回路７−２から受信信号
の信号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信
信号を合成回路１１へ出力するまでの動作は、上述の第
１の受信機１９−１の動作と、まったく同様であるので
説明を省略する。
された同相となるように位相調整したディジタルの受信
信号と、別途、遅延回路１６−１から入力された受信信
号電力を表すディジタル信号の重み付け信号とを乗算し
て、ＡＧＣ制御されたディジタルの受信信号の信号電力
を本来の受信信号の信号電力に比例するように重み付け
をし、受信信号の信号電力に比例する重み付けをしたデ
ィジタルの受信信号を合成回路１１へ出力する。合成回
路１１は、乗算回路７−１から入力された受信信号の信
号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信信号
を、他の受信機の乗算回路から入力された受信信号の信
号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信信号
と合成し、合成した受信信号を出力端子１２より復調回
路へ出力する。なお、第２の受信機１９−２も、送信波
を受信した第２のアンテナ（図示していない）からの受
信信号を中間周波数に変換した受信信号が受信信号入力
端子１−２から入力され、乗算回路７−２から受信信号
の信号電力に比例する重み付けをしたディジタルの受信
信号を合成回路１１へ出力するまでの動作は、上述の第
１の受信機１９−１の動作と、まったく同様であるので
説明を省略する。
【００２８】上述のように、高い選択度特性を備えた第
３のＢＰＦの出力信号から得られた受信信号の電力値デ
ータは、隣接する無線チャネルからの妨害波の電力に影
響を受けてない目的とする受信チャネルの受信信号の電
力に比例したものであるため、乗算回路において、第２
のＢＰＦで所要の受信帯域特性となるように帯域制限し
た受信信号に重み付けをし、合成回路で合成すること
で、妨害波によるダイバーシチ効果への影響を回避する
ことができる。なお、本実施例では、２つの受信機を使
用した２ブランチ・ダイバーシチ受信機の構成を示した
が、ｎ個の受信機を使用したｎブランチ・ダイバーシチ
構成の場合も、ｎ個の受信機を並列接続するだけで他の
構成は同じであることは言うまでもない。
３のＢＰＦの出力信号から得られた受信信号の電力値デ
ータは、隣接する無線チャネルからの妨害波の電力に影
響を受けてない目的とする受信チャネルの受信信号の電
力に比例したものであるため、乗算回路において、第２
のＢＰＦで所要の受信帯域特性となるように帯域制限し
た受信信号に重み付けをし、合成回路で合成すること
で、妨害波によるダイバーシチ効果への影響を回避する
ことができる。なお、本実施例では、２つの受信機を使
用した２ブランチ・ダイバーシチ受信機の構成を示した
が、ｎ個の受信機を使用したｎブランチ・ダイバーシチ
構成の場合も、ｎ個の受信機を並列接続するだけで他の
構成は同じであることは言うまでもない。
【００２９】つぎに、上述のダイバーシチ受信機にも使
用されているＡＧＣ回路について、さらに、本発明によ
るＡＧＣ回路の実施の形態を図４に示し、説明をする。
ＡＧＣ回路では、送信波を受信したアンテナからの受信
信号が中間周波数の受信信号に周波数変換され、中間周
波数に周波数変換した受信信号が入力端子４１から第１
のＢＰＦ４２に入力される。第１のＢＰＦ４２は、通過
域の群遅延特性が平坦なＢＰＦで、入力された受信信号
を帯域制限して、混入している目的とする受信チャネル
以外の妨害波を除去した後、帯域制限した受信信号を、
可変利得増幅器４３と十分に高い選択度特性を有する第
２のＢＰＦ５４と電力検出器５５とへ出力する。可変利
得増幅器４３は、入力された帯域制限した受信信号を、
別途、Ｄ／Ａ変換器４７から入力された利得制御信号に
より所定信号電力となるように制御し、所定信号電力に
利得制御した受信信号をＡ／Ｄ変換器４５へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４５は、入力された利得制御した受信信号
をディジタル信号に変換して、ディジタルの受信信号を
ＡＧＣ検波回路５１へ出力するとともに、出力端子４６
から復調回路（図示していない）へ出力する。
用されているＡＧＣ回路について、さらに、本発明によ
るＡＧＣ回路の実施の形態を図４に示し、説明をする。
ＡＧＣ回路では、送信波を受信したアンテナからの受信
信号が中間周波数の受信信号に周波数変換され、中間周
波数に周波数変換した受信信号が入力端子４１から第１
のＢＰＦ４２に入力される。第１のＢＰＦ４２は、通過
域の群遅延特性が平坦なＢＰＦで、入力された受信信号
を帯域制限して、混入している目的とする受信チャネル
以外の妨害波を除去した後、帯域制限した受信信号を、
可変利得増幅器４３と十分に高い選択度特性を有する第
２のＢＰＦ５４と電力検出器５５とへ出力する。可変利
得増幅器４３は、入力された帯域制限した受信信号を、
別途、Ｄ／Ａ変換器４７から入力された利得制御信号に
より所定信号電力となるように制御し、所定信号電力に
利得制御した受信信号をＡ／Ｄ変換器４５へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４５は、入力された利得制御した受信信号
をディジタル信号に変換して、ディジタルの受信信号を
ＡＧＣ検波回路５１へ出力するとともに、出力端子４６
から復調回路（図示していない）へ出力する。
【００３０】ＡＧＣ検波回路５１は、Ａ／Ｄ変換器４５
から入力されたディジタルの受信信号を包絡線検波し、
検波した包絡線の電力値を加算器５２の負の信号入力へ
出力する。加算器５２は、負の信号入力に入力された受
信信号を検波し算出した電力値の他に、別途、正の信号
入力に入力端子５３から所定の基準電力値Ｐ0 を入力さ
れており、検波した電力値と所定の基準電力値とを加算
し、差分信号をループフィルタ４８へ出力する。ループ
フィルタ４８は、制御信号によってループ利得μを設定
する利得設定部５０と積分器４９とから構成されてお
り、入力された差分信号を利得μの積分器で積分処理し
て利得誤差信号とし、積分処理して得た利得誤差を表す
利得制御信号をＤ／Ａ変換器４７へ出力する。Ｄ／Ａ変
換器４７は、入力された利得制御信号をアナログ信号と
し、アナログの利得制御信号として可変利得増幅器４３
へ出力する。このように、可変利得増幅器４３は、入力
された受信信号の電力を、Ｄ／Ａ変換器４７から入力さ
れた利得制御信号により所定の基準電力値Ｐ0 と同一と
なるように制御され、所定の電力に利得制御した受信信
号を出力している。
から入力されたディジタルの受信信号を包絡線検波し、
検波した包絡線の電力値を加算器５２の負の信号入力へ
出力する。加算器５２は、負の信号入力に入力された受
信信号を検波し算出した電力値の他に、別途、正の信号
入力に入力端子５３から所定の基準電力値Ｐ0 を入力さ
れており、検波した電力値と所定の基準電力値とを加算
し、差分信号をループフィルタ４８へ出力する。ループ
フィルタ４８は、制御信号によってループ利得μを設定
する利得設定部５０と積分器４９とから構成されてお
り、入力された差分信号を利得μの積分器で積分処理し
て利得誤差信号とし、積分処理して得た利得誤差を表す
利得制御信号をＤ／Ａ変換器４７へ出力する。Ｄ／Ａ変
換器４７は、入力された利得制御信号をアナログ信号と
し、アナログの利得制御信号として可変利得増幅器４３
へ出力する。このように、可変利得増幅器４３は、入力
された受信信号の電力を、Ｄ／Ａ変換器４７から入力さ
れた利得制御信号により所定の基準電力値Ｐ0 と同一と
なるように制御され、所定の電力に利得制御した受信信
号を出力している。
【００３１】一方、上記第２のＢＰＦ５４は、十分に高
い選択度特性を備えており、第１のＢＰＦ４２から入力
された帯域制限した受信信号をさらに帯域制限して、隣
接する無線チャネルからの妨害波を十分に大きく減衰さ
せて除去し、帯域制限した目的とする受信チャネルの受
信信号を電力検出器５６へ出力する。電力検出器５６
は、入力された妨害波が十分に減衰されるように帯域制
限した受信信号の電力を検出して、検出した帯域制限し
た受信信号の電力を表す信号をＡ／Ｄ変換器５９へ出力
する。同様に、上記電力検出器５５は、第１のＢＰＦ４
２から入力された帯域制限した受信信号の電力を検出し
て、検出した帯域制限した受信信号の電力を表す信号を
Ａ／Ｄ変換器５８へ出力する。前記電力検出器５５およ
び５６は、図８に示すような、例えば、入力した受信信
号の電力を検出して、検出した電力値に比例した電圧
（ＲＳＳＩ電圧という）を出力するＲＳＳＩ回路で構成
されている。電力検出器５５は、第１のＢＰＦ４２から
入力された受信信号の電力Ｐl ［ｄＢｍ］を検出してＲ
ＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）［Ｖ］を出力し、電力検出器５６
は、第２のＢＰＦ５４から入力された受信信号の電力Ｐ
s ［ｄＢｍ］を検出してＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐs ）［Ｖ］
を出力し、それぞれのＲＳＳＩ電圧を妨害波レベル検出
器５７へ出力する。
い選択度特性を備えており、第１のＢＰＦ４２から入力
された帯域制限した受信信号をさらに帯域制限して、隣
接する無線チャネルからの妨害波を十分に大きく減衰さ
せて除去し、帯域制限した目的とする受信チャネルの受
信信号を電力検出器５６へ出力する。電力検出器５６
は、入力された妨害波が十分に減衰されるように帯域制
限した受信信号の電力を検出して、検出した帯域制限し
た受信信号の電力を表す信号をＡ／Ｄ変換器５９へ出力
する。同様に、上記電力検出器５５は、第１のＢＰＦ４
２から入力された帯域制限した受信信号の電力を検出し
て、検出した帯域制限した受信信号の電力を表す信号を
Ａ／Ｄ変換器５８へ出力する。前記電力検出器５５およ
び５６は、図８に示すような、例えば、入力した受信信
号の電力を検出して、検出した電力値に比例した電圧
（ＲＳＳＩ電圧という）を出力するＲＳＳＩ回路で構成
されている。電力検出器５５は、第１のＢＰＦ４２から
入力された受信信号の電力Ｐl ［ｄＢｍ］を検出してＲ
ＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）［Ｖ］を出力し、電力検出器５６
は、第２のＢＰＦ５４から入力された受信信号の電力Ｐ
s ［ｄＢｍ］を検出してＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐs ）［Ｖ］
を出力し、それぞれのＲＳＳＩ電圧を妨害波レベル検出
器５７へ出力する。
【００３２】妨害波レベル検出器５７は、２つのＡ／Ｄ
変換器５８および５９と１つの加算器６０とで構成され
ており、Ａ／Ｄ変換器５８および５９は、それぞれに入
力されたのＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＶ（Ｐs ）とをそ
れぞれディジタル信号に変換して、ディジタル化したＲ
ＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＶ（Ｐs ）とを加算器６０の正
の入力および負の入力へそれぞれ出力している。加算器
６０は、正の入力および負の入力に入力したディジタル
化したＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＶ（Ｐs ）とを加算
し、差分信号Ｖ（Ｐe ）をループ利得制御部６１へ出力
する。このループ利得制御部６１へ出力される差分信号
Ｖ（Ｐe ）は、第１のＢＰＦ４２出力における目的とす
る受信チャネルの受信信号電力に対する混入する妨害波
の受信信号電力の相対値を表している。ループ利得制御
部６１は、入力された差分信号Ｖ（Ｐe ）に応じてルー
プフィルタ４８の利得を調整する制御信号Ｃを、ループ
利得μを設定するループフィルタ４８の利得設定部５０
へ出力し、利得設定部５０の利得をμ（Ｃ）に設定し
て、妨害波レベルが大きくなるにしたがってループフィ
ルタ４８のループ利得を下げるように制御する。
変換器５８および５９と１つの加算器６０とで構成され
ており、Ａ／Ｄ変換器５８および５９は、それぞれに入
力されたのＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＶ（Ｐs ）とをそ
れぞれディジタル信号に変換して、ディジタル化したＲ
ＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＶ（Ｐs ）とを加算器６０の正
の入力および負の入力へそれぞれ出力している。加算器
６０は、正の入力および負の入力に入力したディジタル
化したＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＶ（Ｐs ）とを加算
し、差分信号Ｖ（Ｐe ）をループ利得制御部６１へ出力
する。このループ利得制御部６１へ出力される差分信号
Ｖ（Ｐe ）は、第１のＢＰＦ４２出力における目的とす
る受信チャネルの受信信号電力に対する混入する妨害波
の受信信号電力の相対値を表している。ループ利得制御
部６１は、入力された差分信号Ｖ（Ｐe ）に応じてルー
プフィルタ４８の利得を調整する制御信号Ｃを、ループ
利得μを設定するループフィルタ４８の利得設定部５０
へ出力し、利得設定部５０の利得をμ（Ｃ）に設定し
て、妨害波レベルが大きくなるにしたがってループフィ
ルタ４８のループ利得を下げるように制御する。
【００３３】さらに、図７および図９を使用して説明を
する。例えば、図７（ａ）に示すような目的とする受信
チャネルの受信信号（搬送波周波数＝ｆ0 ）の電力に比
較して、大きな電力の隣接チャネル妨害波（搬送波周波
数＝ｆ1 ）が受信機に入力された場合、第１のＢＰＦ４
２の出力信号は、図７（ｂ）に示すように、目的とする
受信チャネルの受信信号の電力Ｐs と、第１のＢＰＦ４
２で抑圧できなかった隣接チャネル妨害波の電力Ｐe の
合成であるから、電力検出器５５から出力されるＲＳＳ
Ｉ電圧Ｖ（Ｐl ）は、下記式（４）となる。 Ｖ（Ｐl ）＝Ｖ（Ｐs ＋Ｐe ）＝Ｖ（Ｐs ）＋Ｖ（Ｐe ）・・・（４） 一方、このときの第２のＢＰＦ５４の出力信号は、図７
（ａ）に示すように隣接チャネル妨害波が十分減衰され
るため、図７（ｂ）に示すように、目的とする受信チャ
ネルの受信信号成分Ｐs のみとなり、電力検出器５６か
ら出力されるＲＳＳＩ電圧はＶ（Ｐs ）である。したが
って、下記式（５）に示すように、２つのＲＳＳＩ電圧
の差分を求めることにより、目的とする受信チャネルの
受信信号の電力に対する隣接チャネル妨害波の電力の相
対値Ｖ（Ｐe ）を算出することができる。 Ｖ（Ｐl ）−Ｖ（Ｐs ）＝Ｖ（Ｐe ） ・・・（５）
する。例えば、図７（ａ）に示すような目的とする受信
チャネルの受信信号（搬送波周波数＝ｆ0 ）の電力に比
較して、大きな電力の隣接チャネル妨害波（搬送波周波
数＝ｆ1 ）が受信機に入力された場合、第１のＢＰＦ４
２の出力信号は、図７（ｂ）に示すように、目的とする
受信チャネルの受信信号の電力Ｐs と、第１のＢＰＦ４
２で抑圧できなかった隣接チャネル妨害波の電力Ｐe の
合成であるから、電力検出器５５から出力されるＲＳＳ
Ｉ電圧Ｖ（Ｐl ）は、下記式（４）となる。 Ｖ（Ｐl ）＝Ｖ（Ｐs ＋Ｐe ）＝Ｖ（Ｐs ）＋Ｖ（Ｐe ）・・・（４） 一方、このときの第２のＢＰＦ５４の出力信号は、図７
（ａ）に示すように隣接チャネル妨害波が十分減衰され
るため、図７（ｂ）に示すように、目的とする受信チャ
ネルの受信信号成分Ｐs のみとなり、電力検出器５６か
ら出力されるＲＳＳＩ電圧はＶ（Ｐs ）である。したが
って、下記式（５）に示すように、２つのＲＳＳＩ電圧
の差分を求めることにより、目的とする受信チャネルの
受信信号の電力に対する隣接チャネル妨害波の電力の相
対値Ｖ（Ｐe ）を算出することができる。 Ｖ（Ｐl ）−Ｖ（Ｐs ）＝Ｖ（Ｐe ） ・・・（５）
【００３４】そこで、妨害波レベル検出器５７で、前記
の式（５）と同様な信号処理を行なって妨害波の相対値
Ｖ（Ｐe ）を出力し、ループ利得制御部６１が妨害波の
相対値Ｖ（Ｐe ）の値に対して図９に示すループ利得制
御特性の一例にしたがってループフィルタ４８の利得設
定部５０の利得μを設定する。図９に示すループ利得制
御特性において、妨害波レベルＶ（Ｐe ）に対して設定
されているＶTHは、受信機の耐妨害波特性に対する閾値
を示しており、例えば、ディジタル無線通信用受信機の
受信誤り率が、隣接チャネル妨害波によって規定値（例
えば、受信符号誤り率１％）を割ってしまうときの目的
とする受信チャネルの受信信号電力に対する隣接チャネ
ル妨害波電力の相対値を表している。したがって、図９
に示すループ利得制御特性により、検出された妨害波の
レベルＶ（Ｐe ）が閾値ＶTH未満であれば、ループ利得
μを従来の利得値μ0 に設定し、妨害波レベルＶ（Ｐ
e ）が閾値ＶTH以上であれば、ＡＧＣ回路のループ利得
を図９に示す制御特性１のように単調減少、あるいは、
図９に示す制御特性２のようにステップ状に減少させる
ようにループ利得制御部６１がループフィルタ４８の利
得設定部５０を制御する。
の式（５）と同様な信号処理を行なって妨害波の相対値
Ｖ（Ｐe ）を出力し、ループ利得制御部６１が妨害波の
相対値Ｖ（Ｐe ）の値に対して図９に示すループ利得制
御特性の一例にしたがってループフィルタ４８の利得設
定部５０の利得μを設定する。図９に示すループ利得制
御特性において、妨害波レベルＶ（Ｐe ）に対して設定
されているＶTHは、受信機の耐妨害波特性に対する閾値
を示しており、例えば、ディジタル無線通信用受信機の
受信誤り率が、隣接チャネル妨害波によって規定値（例
えば、受信符号誤り率１％）を割ってしまうときの目的
とする受信チャネルの受信信号電力に対する隣接チャネ
ル妨害波電力の相対値を表している。したがって、図９
に示すループ利得制御特性により、検出された妨害波の
レベルＶ（Ｐe ）が閾値ＶTH未満であれば、ループ利得
μを従来の利得値μ0 に設定し、妨害波レベルＶ（Ｐ
e ）が閾値ＶTH以上であれば、ＡＧＣ回路のループ利得
を図９に示す制御特性１のように単調減少、あるいは、
図９に示す制御特性２のようにステップ状に減少させる
ようにループ利得制御部６１がループフィルタ４８の利
得設定部５０を制御する。
【００３５】図４に示し説明した妨害波レベル検出器５
７に換えて、図６に示す構成の妨害波レベル検出器６５
を使用してもよい。妨害波レベル検出器６５は、１つの
加算器６７と１つのＡ／Ｄ変換器６８とで構成されてい
る。電力検出器５５から出力されるＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐ
l ）を、入力端子６６−１から加算器６７の正の入力部
に、電力検出器５６から出力されるＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐ
s ）を、入力端子６６−２から加算器６７の負の入力部
に入力する。加算器６７は、例えば、ＯＰアンプで構成
することもでき、ＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＲＳＳＩ電
圧Ｖ（Ｐs ）とを加算して差分信号を検出して、Ａ／Ｄ
変換器６８へ出力し、Ａ／Ｄ変換器６８でディジタル信
号に変換して、ループ利得制御部６１へ出力する。この
ときの妨害波レベルＶ（Ｐe ）は、図１に示す妨害波レ
ベル検出器５７が出力する妨害波レベルＶ（Ｐe ）とま
ったく同じであることは言うまでもない。さらに、図１
におけるＢＰＦ１３−１、１３−２、ＲＳＳＩ回路１４
−１、１４−２およびＡ／Ｄ変換器１５−１、１５−２
と、図４におけるＢＰＦ５４、電力検出器５６およびＡ
／Ｄ変換器５９は機能的に同一のものであり、共通化で
きることは言うまでもない。
７に換えて、図６に示す構成の妨害波レベル検出器６５
を使用してもよい。妨害波レベル検出器６５は、１つの
加算器６７と１つのＡ／Ｄ変換器６８とで構成されてい
る。電力検出器５５から出力されるＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐ
l ）を、入力端子６６−１から加算器６７の正の入力部
に、電力検出器５６から出力されるＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐ
s ）を、入力端子６６−２から加算器６７の負の入力部
に入力する。加算器６７は、例えば、ＯＰアンプで構成
することもでき、ＲＳＳＩ電圧Ｖ（Ｐl ）とＲＳＳＩ電
圧Ｖ（Ｐs ）とを加算して差分信号を検出して、Ａ／Ｄ
変換器６８へ出力し、Ａ／Ｄ変換器６８でディジタル信
号に変換して、ループ利得制御部６１へ出力する。この
ときの妨害波レベルＶ（Ｐe ）は、図１に示す妨害波レ
ベル検出器５７が出力する妨害波レベルＶ（Ｐe ）とま
ったく同じであることは言うまでもない。さらに、図１
におけるＢＰＦ１３−１、１３−２、ＲＳＳＩ回路１４
−１、１４−２およびＡ／Ｄ変換器１５−１、１５−２
と、図４におけるＢＰＦ５４、電力検出器５６およびＡ
／Ｄ変換器５９は機能的に同一のものであり、共通化で
きることは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、線形変調方式を使用し
た狭帯域ディジタル無線用ダイバーシチ受信機におい
て、第１のＢＰＦの選択度が十分とれず、目的とする受
信チャネルの受信信号に対して過大な隣接チャネル妨害
波の混入が発生した場合でも、目的とする受信信号の電
力に比例した重み付けをした受信信号のダイバーシチ合
成を行なうように、受信信号に受信信号の電力に比例し
た重み付けを行なうダイバーシチ受信機を提供すること
ができる。また、目的とする受信チャネルの受信信号の
電力に比較して大きな隣接チャネル妨害波の混入が発生
した場合でも、混入した妨害波にＡＧＣ回路が影響を受
けて受信特性を劣化させるのを軽減し、受信機の耐妨害
波特性を改善するＡＧＣ回路を提供することができる。
た狭帯域ディジタル無線用ダイバーシチ受信機におい
て、第１のＢＰＦの選択度が十分とれず、目的とする受
信チャネルの受信信号に対して過大な隣接チャネル妨害
波の混入が発生した場合でも、目的とする受信信号の電
力に比例した重み付けをした受信信号のダイバーシチ合
成を行なうように、受信信号に受信信号の電力に比例し
た重み付けを行なうダイバーシチ受信機を提供すること
ができる。また、目的とする受信チャネルの受信信号の
電力に比較して大きな隣接チャネル妨害波の混入が発生
した場合でも、混入した妨害波にＡＧＣ回路が影響を受
けて受信特性を劣化させるのを軽減し、受信機の耐妨害
波特性を改善するＡＧＣ回路を提供することができる。
【図１】本発明のダイバーシチ受信機のブロック図。
【図２】従来技術のダイバーシチ受信機のブロック図。
【図３】妨害波が混入した場合の第１のＢＰＦの入出力
信号の電力説明図。
信号の電力説明図。
【図４】本発明のＡＧＣ回路のブロック図。
【図５】従来技術のＡＧＣ回路のブロック図。
【図６】本発明のＡＧＣ回路に使用する他の妨害波レベ
ル検出器のブロック図。
ル検出器のブロック図。
【図７】妨害波が混入した場合の第１および第２のＢＰ
Ｆの入出力信号の電力説明図。
Ｆの入出力信号の電力説明図。
【図８】電力検出器の入出力特性の一例。
【図９】ループ利得制御部および利得設定部の制御特性
の一例。
の一例。
１、２１、４１、７１…入力端子、２、５、１３、２
２、２５、４２、５４、７２…ＢＰＦ、３、２３、４
３、７３…可変利得増幅器、４、１５、２４、４５、５
８、５９、６８、７５…Ａ／Ｄ変換器、６、２６…移相
器、７、２７…乗算回路、８、２８…ＡＧＣ制御回路、
９、２９、５１、８０…ＡＧＣ検波回路、１０、３０…
位相検波回路、１１、３１…合成回路、１２、３２、４
６、７６…出力端子、１４…ＲＳＳＩ回路、１６、３３
…遅延回路、１９、３９…受信機、３４…逆数回路、４
７、７７…Ｄ／Ａ変換器、４８、７８…ループフィル
タ、４９…積分器、５０…利得制御部、５２、６０、６
７、７９…加算器、５３、８１…基準電力値入力端子、
５５、５６…電力検出器、５７、６５…妨害波レベル検
出器、６１…ループ利得制御部。
２、２５、４２、５４、７２…ＢＰＦ、３、２３、４
３、７３…可変利得増幅器、４、１５、２４、４５、５
８、５９、６８、７５…Ａ／Ｄ変換器、６、２６…移相
器、７、２７…乗算回路、８、２８…ＡＧＣ制御回路、
９、２９、５１、８０…ＡＧＣ検波回路、１０、３０…
位相検波回路、１１、３１…合成回路、１２、３２、４
６、７６…出力端子、１４…ＲＳＳＩ回路、１６、３３
…遅延回路、１９、３９…受信機、３４…逆数回路、４
７、７７…Ｄ／Ａ変換器、４８、７８…ループフィル
タ、４９…積分器、５０…利得制御部、５２、６０、６
７、７９…加算器、５３、８１…基準電力値入力端子、
５５、５６…電力検出器、５７、６５…妨害波レベル検
出器、６１…ループ利得制御部。
Claims (7)
- 【請求項１】 中間周波数の受信信号を帯域制限し、帯
域制限された受信信号を出力する第１のＢＰＦと、該第
１のＢＰＦで帯域制限された受信信号の電力を利得制御
し、所定電力の受信信号を出力するＡＧＣ回路と、該Ａ
ＧＣ回路で利得制御された所定電力の受信信号の位相を
位相制御信号により制御し、位相制御された受信信号を
出力する移相器と、信号経路の差による受信信号との遅
延時間差の補正を行なう遅延回路を備え、受信信号の電
力に比例した重み付け補正を行なう重み付け信号を出力
する重み付け回路と、前記移相器で位相制御された受信
信号と前記重み付け回路で遅延時間の補正をされた重み
付け信号とを乗算し、重み付けをされた受信信号を出力
する乗算回路とを有する複数の受信機と、 該複数の受信機のそれぞれの所定電力の受信信号の位相
差を検出し、すべての所定電力の受信信号の位相が同相
となるように位相制御する位相制御信号を前記複数の受
信機のそれぞれの移相器へ出力する位相検波回路と、 前記複数の受信機のそれぞれが出力する重み付けをされ
た受信信号を加算する合成回路とを具備するダイバーシ
チ受信機において、 中間周波数の受信信号を帯域制限し、帯域制限された受
信信号を出力する狭帯域なＢＰＦと、 該狭帯域なＢＰＦで帯域制限された受信信号の電力を、
電力に比例した電圧に変換し出力する電力−電圧変換回
路と、 該電力−電圧変換回路で変換された受信信号の電力に比
例した電圧を、受信信号の電力を表すディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器で変換された受信信号の電力を表すディ
ジタル信号を、受信信号との信号経路の差による遅延時
間差の補正を行なうために遅延させる前記遅延回路とを
備え、遅延時間の補正をされた重み付け信号を前記乗算
回路へ出力する前記重み付け回路を有する複数の受信機
を具備することを特徴とするダイバーシチ受信機。 - 【請求項２】 請求項１記載のものにおいて、重み付け
回路が備える狭帯域なＢＰＦは、第１のＢＰＦよりも狭
帯域で高選択度特性を有するＢＰＦであることを特徴と
するダイバーシチ受信機。 - 【請求項３】 請求項１記載のものにおいて、受信信号
の電力を電力に比例した電圧に変換し出力する電力−電
圧変換回路は、入力信号の電力に比例した電圧を出力す
るＲＳＳＩ回路であることを特徴とするダイバーシチ受
信機。 - 【請求項４】 受信信号の信号電力が所定信号電力とな
るように利得制御信号により制御して所定信号電力の受
信信号を出力する可変利得増幅器と、利得制御された所
定信号電力の受信信号を検波して利得制御された受信信
号の電力値を出力する検波回路と、受信信号の電力値と
所定の基準電力値とを加算して差分信号を出力する加算
器と、差分信号を積分処理して利得制御信号を出力する
ループフィルタとを備え、受信信号の電力を利得制御し
て所定電力の受信信号を出力するフィードバック方式の
ＡＧＣ回路において、 前記加算器が出力する差分信号の利得制御をし積分処理
して利得制御信号を出力する積分器と利得設定部とを備
えた前記ループフィルタと、 前記ＡＧＣ回路に入力する受信信号の電力を検出して電
力を表す電圧を出力する第１の電力検出器と、前記ＡＧ
Ｃ回路に入力する受信信号に混入した妨害波を除去する
隣接チャネルに対して高選択度特性を持つ狭帯域のＢＰ
Ｆと、該狭帯域のＢＰＦから出力される隣接チャネルの
妨害波を除去した受信信号の電力を検出して電力を表す
電圧を出力する第２の電力検出器と、前記第１の電力検
出器と前記第２の電力検出器とから出力されるそれぞれ
の電力を表す電圧を加算して差分信号を出力する妨害波
レベル検出器と、該妨害波レベル検出器から出力される
差分信号の大きさに応じた制御信号を出力するループ利
得制御部とを備えたループフィルタ制御手段とを有し、 該ループフィルタ制御手段のループ利得制御部から出力
する制御信号により前記ループフィルタの利得設定部の
利得を制御し、受信信号の電力変動を補償することを特
徴とするＡＧＣ回路。 - 【請求項５】 請求項４記載のものにおいて、妨害波レ
ベル検出器は、第１の電力検出器と第２の電力検出器と
から出力されるそれぞれの電力を表す電圧をディジタル
信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、 該２つのＡ／Ｄ変換器から出力されるそれぞれのディジ
タル信号を加算し差分信号を出力する加算器とを備える
ことを特徴とするＡＧＣ回路。 - 【請求項６】 請求項４記載のものにおいて、妨害波レ
ベル検出器は、第１の電力検出器と第２の電力検出器と
から出力されるそれぞれの電力を表す電圧を加算し差分
信号を出力する加算器と、 該加算器から出力される差分信号をディジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換器とを備えることを特徴とするＡＧＣ
回路。 - 【請求項７】 請求項４記載のものにおいて、ループフ
ィルタ制御手段が備えるループ利得制御部は、目的とす
る受信信号の電力に対する妨害波の電力の相対値の大き
さに応じて、ループフィルタが備える利得設定部の利得
を低減する制御信号を出力することを特徴とするＡＧＣ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9355178A JPH11186946A (ja) | 1997-12-24 | 1997-12-24 | ダイバーシチ受信機およびこれら受信機に使用するａｇｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9355178A JPH11186946A (ja) | 1997-12-24 | 1997-12-24 | ダイバーシチ受信機およびこれら受信機に使用するａｇｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11186946A true JPH11186946A (ja) | 1999-07-09 |
Family
ID=18442407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9355178A Pending JPH11186946A (ja) | 1997-12-24 | 1997-12-24 | ダイバーシチ受信機およびこれら受信機に使用するａｇｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11186946A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006067899A1 (ja) * | 2004-12-24 | 2006-06-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | ダイバーシチ受信装置 |
| JP2006287899A (ja) * | 2005-03-09 | 2006-10-19 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | ダイバーシチ受信装置 |
| JP2013201713A (ja) * | 2012-03-26 | 2013-10-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | ダイバーシチ受信機 |
-
1997
- 1997-12-24 JP JP9355178A patent/JPH11186946A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006067899A1 (ja) * | 2004-12-24 | 2006-06-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | ダイバーシチ受信装置 |
| JP2006287899A (ja) * | 2005-03-09 | 2006-10-19 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | ダイバーシチ受信装置 |
| JP2013201713A (ja) * | 2012-03-26 | 2013-10-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | ダイバーシチ受信機 |
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