JP2002151987A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】無線レーダの受信装置等から得られる広いダイ
ナミックレンジの高周波信号を後段回路の信号処理に適
切な信号に増幅する自動利得制御回路を提供する。 【解決手段】バンドパスフィルタ１の出力信号を第１増
幅器２、可変減衰器３および第２増幅器４で増幅する。
この可変減衰器３の減衰度を制御する減衰制御部は、バ
ンドパスフィルタ１の出力信号を、高周波遅延線５を介
しておよびリミタ７を介してダブルバランスミキサ６に
同位相で入力して同期検波して得る。
ナミックレンジの高周波信号を後段回路の信号処理に適
切な信号に増幅する自動利得制御回路を提供する。 【解決手段】バンドパスフィルタ１の出力信号を第１増
幅器２、可変減衰器３および第２増幅器４で増幅する。
この可変減衰器３の減衰度を制御する減衰制御部は、バ
ンドパスフィルタ１の出力信号を、高周波遅延線５を介
しておよびリミタ７を介してダブルバランスミキサ６に
同位相で入力して同期検波して得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は自動利得制御回路、
特にチャープ変調信号や間欠的な信号の反射波からの信
号を入力信号とする無線レーダの受信装置等に好適な高
周波信号の自動利得制御回路に関する。
特にチャープ変調信号や間欠的な信号の反射波からの信
号を入力信号とする無線レーダの受信装置等に好適な高
周波信号の自動利得制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線レーダ信号用受信器の自動利得制御
の如き、広いダイナミックレンジの利得制御の観点から
フィードフォワード型の制御技術がある。斯かる技術又
は関連技術に関する従来技術は、例えば特開平１−３１
１７０９号公報の「自動利得制御回路」、特開平８−９
７６４２号公報の「低歪み増幅器、多段増幅器および移
動体通信基地局」、特開平８−２９３７４８号公報の
「自動利得制御装置および移動端末機および自動利得制
御方法」、特開平３−２８０６１０号公報の「自動利得
制御回路」特開平１−１０１７１１号公報の「自動信号
安定化回路」、特開平９−１９１２２１号公報の「自動
ゲイン制御器」、特開平５−１７５７６４号公報の「自
動利得調整回路」および特開平６−２５２６４９号公報
の「同期検波回路」等に開示されている。
の如き、広いダイナミックレンジの利得制御の観点から
フィードフォワード型の制御技術がある。斯かる技術又
は関連技術に関する従来技術は、例えば特開平１−３１
１７０９号公報の「自動利得制御回路」、特開平８−９
７６４２号公報の「低歪み増幅器、多段増幅器および移
動体通信基地局」、特開平８−２９３７４８号公報の
「自動利得制御装置および移動端末機および自動利得制
御方法」、特開平３−２８０６１０号公報の「自動利得
制御回路」特開平１−１０１７１１号公報の「自動信号
安定化回路」、特開平９−１９１２２１号公報の「自動
ゲイン制御器」、特開平５−１７５７６４号公報の「自
動利得調整回路」および特開平６−２５２６４９号公報
の「同期検波回路」等に開示されている。
【０００３】図３は、従来の自動利得制御回路の１つで
あるフィードフォワード型の自動利得制御回路の構成を
示すブロック図である。この従来技術は、バンドパス
（帯域通過）フィルタ１、増幅器２および４、可変減衰
器３、対数レベル検出器３１、サンプリング回路３２、
対数／線形変換器３３、平均化回路３４、線形／対数変
換回路３５および可変減衰器駆動回路３６により構成さ
れる。
あるフィードフォワード型の自動利得制御回路の構成を
示すブロック図である。この従来技術は、バンドパス
（帯域通過）フィルタ１、増幅器２および４、可変減衰
器３、対数レベル検出器３１、サンプリング回路３２、
対数／線形変換器３３、平均化回路３４、線形／対数変
換回路３５および可変減衰器駆動回路３６により構成さ
れる。
【０００４】図３に示す自動利得制御回路において、バ
ンドパスフィルタ１は、ＩＦ（中間周波数）信号を入力
するＩＦ入力端子２１およびＩＦ信号を出力するＩＦ出
力端子２３を有する。このＩＦ出力端子２３に現れるＩ
Ｆ出力信号は、増幅器２および対数レベル検出器３１に
入力される。対数レベル検出器３１乃至可変減衰器駆動
回路３６は、順次縦続接続され、可変減衰器駆動回路３
６の出力は、増幅器２の出力が入力される可変減衰器３
の減衰制御端子に入力される。増幅器４の出力信号は、
ＩＦ出力端子２２から出力される。また、サンプリング
回路３２には、サンプリングクロック３７が入力され
る。
ンドパスフィルタ１は、ＩＦ（中間周波数）信号を入力
するＩＦ入力端子２１およびＩＦ信号を出力するＩＦ出
力端子２３を有する。このＩＦ出力端子２３に現れるＩ
Ｆ出力信号は、増幅器２および対数レベル検出器３１に
入力される。対数レベル検出器３１乃至可変減衰器駆動
回路３６は、順次縦続接続され、可変減衰器駆動回路３
６の出力は、増幅器２の出力が入力される可変減衰器３
の減衰制御端子に入力される。増幅器４の出力信号は、
ＩＦ出力端子２２から出力される。また、サンプリング
回路３２には、サンプリングクロック３７が入力され
る。
【０００５】図３は、典型的なフィードフォワード型の
自動利得制御回路の構成を示しているが、信号の振幅を
検波する部分に一般的な検波器およびフィルタを使用し
ており、本発明の対象としているレーダパルス反射波等
の受信振幅変動の広い変化幅（広いダイナミックレン
ジ）に対する応答および追随性において十分な応答をさ
せることは困難であった。
自動利得制御回路の構成を示しているが、信号の振幅を
検波する部分に一般的な検波器およびフィルタを使用し
ており、本発明の対象としているレーダパルス反射波等
の受信振幅変動の広い変化幅（広いダイナミックレン
ジ）に対する応答および追随性において十分な応答をさ
せることは困難であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】チャープ変調信号又は
間欠的な信号を空中に発射し、対象物からの反射波を受
信する無線レーダの受信装置等での自動利得制御には、
種々の回路が使用されている。図３に示した従来例およ
び上述した従来の特許公開公報に開示する従来技術で
は、レーダ受信信号において著しく信号のレベルが変化
する装置の入力信号強度変化に対する適応が十分ではな
い。これは、装置の入力レベル変動に対する信号振幅の
検出のダイナミックレンジが十分でないことに起因して
いた。また、激しく変化する信号レベルに適応し、最適
なＳ／Ｎ（信号対ノイズ）比が得られるような利得制御
をするためには、後段での信号処理が複雑になってしま
う問題がある。これは、時間的に６０ｄＢ〜７０ｄＢ程
度の大きく変化する信号を検出し、システムがピーク信
号で飽和しない程度で且つ十分高利得で自動的に設定す
るような回路を構成するには、装置の構成が複雑になっ
てしまう。
間欠的な信号を空中に発射し、対象物からの反射波を受
信する無線レーダの受信装置等での自動利得制御には、
種々の回路が使用されている。図３に示した従来例およ
び上述した従来の特許公開公報に開示する従来技術で
は、レーダ受信信号において著しく信号のレベルが変化
する装置の入力信号強度変化に対する適応が十分ではな
い。これは、装置の入力レベル変動に対する信号振幅の
検出のダイナミックレンジが十分でないことに起因して
いた。また、激しく変化する信号レベルに適応し、最適
なＳ／Ｎ（信号対ノイズ）比が得られるような利得制御
をするためには、後段での信号処理が複雑になってしま
う問題がある。これは、時間的に６０ｄＢ〜７０ｄＢ程
度の大きく変化する信号を検出し、システムがピーク信
号で飽和しない程度で且つ十分高利得で自動的に設定す
るような回路を構成するには、装置の構成が複雑になっ
てしまう。
【０００７】例えば、図３に示す従来例回路では、ＩＦ
入力端子２１から入力された受信信号は、バンドパスフ
ィルタ1で必要な帯域制限を受け、その出力端子２３で
２系統に分岐される。一方は、増幅器2に接続され可変
減衰器3で制御され、増幅器4において増幅されＩＦ出力
端子２２から出力される。他方は、ＩＦ出力端子２３の
出力を、対数レベル検出器３１で対数レベル検出され、
サンプリング回路３２において、サンプリングクロック
３７でサンプリングされてデータ化する。この後、対数
／線形変換回路３３で演算され線形化された後、平均化
回路３４で平均化して利得設定すべき値を決定する。線
形／対数変換回路３５で対数化し、可変減衰器駆動回路
３６を介して可変減衰器３の減衰度を決定する。ここ
で、可変減衰器３の減衰度（状態）を設定し、増幅器４
が飽和しない程度で最も利得が高く、出力信号のＳ／Ｎ
比がとれるよう利得制御が行われる。
入力端子２１から入力された受信信号は、バンドパスフ
ィルタ1で必要な帯域制限を受け、その出力端子２３で
２系統に分岐される。一方は、増幅器2に接続され可変
減衰器3で制御され、増幅器4において増幅されＩＦ出力
端子２２から出力される。他方は、ＩＦ出力端子２３の
出力を、対数レベル検出器３１で対数レベル検出され、
サンプリング回路３２において、サンプリングクロック
３７でサンプリングされてデータ化する。この後、対数
／線形変換回路３３で演算され線形化された後、平均化
回路３４で平均化して利得設定すべき値を決定する。線
形／対数変換回路３５で対数化し、可変減衰器駆動回路
３６を介して可変減衰器３の減衰度を決定する。ここ
で、可変減衰器３の減衰度（状態）を設定し、増幅器４
が飽和しない程度で最も利得が高く、出力信号のＳ／Ｎ
比がとれるよう利得制御が行われる。
【０００８】この系において、レベル検出器付きのログ
アンプ（対数レベル検出器）３１を使用しているが、扱
う信号のダイナミックレンジは、このログアンプの性能
に左右されていて、用途によっては不十分であった。ま
た、Ａ／Ｄ変換器（コンバータ）で利用するサンプリン
グ速度が速い場合には、Ａ／Ｄ変換器および周辺回路の
回路自体が高速用の高価で大型のデバイスを使用せざる
を得なく、高価で大型の装置となっていた。
アンプ（対数レベル検出器）３１を使用しているが、扱
う信号のダイナミックレンジは、このログアンプの性能
に左右されていて、用途によっては不十分であった。ま
た、Ａ／Ｄ変換器（コンバータ）で利用するサンプリン
グ速度が速い場合には、Ａ／Ｄ変換器および周辺回路の
回路自体が高速用の高価で大型のデバイスを使用せざる
を得なく、高価で大型の装置となっていた。
【０００９】
【発明の目的】従って、本発明の目的は、入力信号強度
のダイナミックレンジが十分とれ且つ後段での信号処理
が比較的簡単で自由度の高い応答特性の設定が可能な自
動利得制御回路を提供することである。
のダイナミックレンジが十分とれ且つ後段での信号処理
が比較的簡単で自由度の高い応答特性の設定が可能な自
動利得制御回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の自動利得制御回
路は、高周波信号が入力されるバンドパスフィルタ、こ
のバンドパスフィルタの出力信号を増幅する第１増幅
器、この第１増幅器の出力信号を減衰する可変減衰器、
この可変減衰器の出力信号を増幅する第２増幅器および
バンドパスフィルタの出力信号に基づいて可変減衰器の
減衰度を制御する減衰制御部を有する回路であって、減
衰制御部は、バンドパスフィルタの出力信号を同期検波
するダブルバランスミキサおよび複数のサンプルを移動
平均化する移動平均化回路を備える。
路は、高周波信号が入力されるバンドパスフィルタ、こ
のバンドパスフィルタの出力信号を増幅する第１増幅
器、この第１増幅器の出力信号を減衰する可変減衰器、
この可変減衰器の出力信号を増幅する第２増幅器および
バンドパスフィルタの出力信号に基づいて可変減衰器の
減衰度を制御する減衰制御部を有する回路であって、減
衰制御部は、バンドパスフィルタの出力信号を同期検波
するダブルバランスミキサおよび複数のサンプルを移動
平均化する移動平均化回路を備える。
【００１１】また、本発明の自動利得制御回路の好適実
施形態によると、ダブルバランスミキサには、バンドパ
スフィルタの出力信号を遅延させる高周波遅延線および
バンドパスフィルタの出力信号を入力とするリミタから
の同位相の両出力信号が入力される。移動平均化回路で
平均化されるサンプル数は、移動平均化パラメータ設定
回路により適宜設定される。ダブルバランスミキサの後
段に、サンプリングクロックを受けてサンプリングする
Ａ／Ｄコンバータを含む。また、移動平均化回路の後段
および前段の一方又は両方にピーク値を検出して１制御
周期間保持するピーク検出およびホールド回路を設け
る。
施形態によると、ダブルバランスミキサには、バンドパ
スフィルタの出力信号を遅延させる高周波遅延線および
バンドパスフィルタの出力信号を入力とするリミタから
の同位相の両出力信号が入力される。移動平均化回路で
平均化されるサンプル数は、移動平均化パラメータ設定
回路により適宜設定される。ダブルバランスミキサの後
段に、サンプリングクロックを受けてサンプリングする
Ａ／Ｄコンバータを含む。また、移動平均化回路の後段
および前段の一方又は両方にピーク値を検出して１制御
周期間保持するピーク検出およびホールド回路を設け
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、本発明による自動利得制御
回路の好適実施形態の構成および動作を、添付図面を参
照して詳細に説明する。
回路の好適実施形態の構成および動作を、添付図面を参
照して詳細に説明する。
【００１３】最初に、本発明による自動利得制御回路の
機能を説明する。この自動利得制御回路は、周期的且つ
広帯域に周波数を掃引するチャープ変調の反射波の如き
広いレンジにわたって高速でレベルが変化する受信信号
を入力とする無線レーダの受信装置等で使用されること
を想定する。この自動利得制御回路では、広いダイナミ
ックレンジで変化する受信信号を、ピークレベルで歪を
生じない程度の適度なレベルに増幅度を制御し、出力振
幅を一定にするものである。
機能を説明する。この自動利得制御回路は、周期的且つ
広帯域に周波数を掃引するチャープ変調の反射波の如き
広いレンジにわたって高速でレベルが変化する受信信号
を入力とする無線レーダの受信装置等で使用されること
を想定する。この自動利得制御回路では、広いダイナミ
ックレンジで変化する受信信号を、ピークレベルで歪を
生じない程度の適度なレベルに増幅度を制御し、出力振
幅を一定にするものである。
【００１４】次に、図１は、本発明による自動利得制御
回路の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
尚、上述した図３の回路構成要素に対応する構成要素に
は、説明の便宜上同様の参照符号を使用する。この自動
利得制御回路は、バンドパスフィルタ１、増幅器（第１
増幅器）２、可変減衰器３、増幅器（第２増幅器）４、
高周波遅延線５、ダブルバランスミキサ６、リミタ７、
低域通過濾波器８、Ａ/Ｄコンバータ９、移動平均化回
路１０、ピーク検出およびホールド回路１１、可変減衰
器駆動回路１２および移動平均化回路パラメータ設定回
路１３により構成される。ここで、上述した構成回路要
素５〜１３は、可変減衰器３の減衰度を制御する減衰制
御部を構成する。
回路の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
尚、上述した図３の回路構成要素に対応する構成要素に
は、説明の便宜上同様の参照符号を使用する。この自動
利得制御回路は、バンドパスフィルタ１、増幅器（第１
増幅器）２、可変減衰器３、増幅器（第２増幅器）４、
高周波遅延線５、ダブルバランスミキサ６、リミタ７、
低域通過濾波器８、Ａ/Ｄコンバータ９、移動平均化回
路１０、ピーク検出およびホールド回路１１、可変減衰
器駆動回路１２および移動平均化回路パラメータ設定回
路１３により構成される。ここで、上述した構成回路要
素５〜１３は、可変減衰器３の減衰度を制御する減衰制
御部を構成する。
【００１５】次に、図１に示す各回路構成素子の接続関
係等を説明する。バンドパスフィルタ１は、ＩＦ入力端
子２１およびＩＦ出力端子（又は出力分岐部）２３を有
する。また、出力側の増幅器４からの出力信号は、ＩＦ
出力端子２２から出力される。そして、ＩＦ入力端子２
１およびＩＦ出力端子２２間に、バンドパスフィルタ
１、増幅器２、可変減衰器３および増幅器４が縦続接続
されている。また、ＩＦ出力端子２３および可変減衰器
３間に、高周波遅延線５、ダブルバランスミキサ６、低
域通過濾波器８、Ａ／Ｄコンバータ９、移動平均化回路
１０、ピーク検出およびホールド回路１１および可変減
衰器駆動回路１２が縦続接続されている。リミタ７は、
ＩＦ出力端子２３およびダブルバランスミキサ６間に接
続されている。Ａ／Ｄコンバータ９には、サンプリング
のためにサンプリングクロックが入力される。また、移
動平均化回路１０には、移動平均化パラメータ設定信号
２６が入力される移動平均化パラメータ設定回路１３が
接続される。
係等を説明する。バンドパスフィルタ１は、ＩＦ入力端
子２１およびＩＦ出力端子（又は出力分岐部）２３を有
する。また、出力側の増幅器４からの出力信号は、ＩＦ
出力端子２２から出力される。そして、ＩＦ入力端子２
１およびＩＦ出力端子２２間に、バンドパスフィルタ
１、増幅器２、可変減衰器３および増幅器４が縦続接続
されている。また、ＩＦ出力端子２３および可変減衰器
３間に、高周波遅延線５、ダブルバランスミキサ６、低
域通過濾波器８、Ａ／Ｄコンバータ９、移動平均化回路
１０、ピーク検出およびホールド回路１１および可変減
衰器駆動回路１２が縦続接続されている。リミタ７は、
ＩＦ出力端子２３およびダブルバランスミキサ６間に接
続されている。Ａ／Ｄコンバータ９には、サンプリング
のためにサンプリングクロックが入力される。また、移
動平均化回路１０には、移動平均化パラメータ設定信号
２６が入力される移動平均化パラメータ設定回路１３が
接続される。
【００１６】次に、動作を信号の流れに従って説明す
る。ＩＦ入力端子２１から入力された受信信号は、バン
ドパスフィルタ１で必要な帯域制限を受け、そのＩＦ出
力端子２３で3系統に分岐される。1つは増幅器２に入力
され可変減衰器３で制御され、増幅器４により増幅され
てＩＦ出力端子２２から出力される。また、ＩＦ出力端
子２３のＩＦ出力信号は、高周波遅延線５を介してダブ
ルバランスミキサ６に入力される。更に、ＩＦ出力端子
２３のＩＦ出力信号は、高利得の増幅器を主体としたリ
ミタ７を介してダブルバランスミキサ６に高周波遅延線
５の出力信号と位相調整される。
る。ＩＦ入力端子２１から入力された受信信号は、バン
ドパスフィルタ１で必要な帯域制限を受け、そのＩＦ出
力端子２３で3系統に分岐される。1つは増幅器２に入力
され可変減衰器３で制御され、増幅器４により増幅され
てＩＦ出力端子２２から出力される。また、ＩＦ出力端
子２３のＩＦ出力信号は、高周波遅延線５を介してダブ
ルバランスミキサ６に入力される。更に、ＩＦ出力端子
２３のＩＦ出力信号は、高利得の増幅器を主体としたリ
ミタ７を介してダブルバランスミキサ６に高周波遅延線
５の出力信号と位相調整される。
【００１７】ダブルバランスミキサ６における2つの信
号の入力位相は、同相となるように設定され、同期検波
される。即ち、高周波遅延線５は、リミタ７の遅延量に
等しく設定され、レベル検出が入力周波数に依存しない
ようにする。ダブルバランスミキサ６の出力からは、ベ
ースバンド信号を取り出す。低域通過濾波器８で高周波
成分を除去し、Ａ/Ｄコンバータ９でサンプリング（又
はデジタル化）する。そして、数サンプルから数百サン
プルの複数サンプル値間で移動平均をとる移動平均化回
路１０で平均化される。この移動平均化回路１０のパラ
メータは、パラメータ設定回路１３から設定される。こ
の平均化された値は、ピーク検出およびピーク値ホール
ド回路１１で、１制御周期の間保持される。そして、可
変減衰器駆動回路１２により、可変減衰器３の状態（即
ち、減衰度）を設定し、増幅器４が飽和しない程度で且
つ最も利得が高く、出力信号のＳ／Ｎ（信号対ノイズ）
比がとれるよう利得制御が行われる。
号の入力位相は、同相となるように設定され、同期検波
される。即ち、高周波遅延線５は、リミタ７の遅延量に
等しく設定され、レベル検出が入力周波数に依存しない
ようにする。ダブルバランスミキサ６の出力からは、ベ
ースバンド信号を取り出す。低域通過濾波器８で高周波
成分を除去し、Ａ/Ｄコンバータ９でサンプリング（又
はデジタル化）する。そして、数サンプルから数百サン
プルの複数サンプル値間で移動平均をとる移動平均化回
路１０で平均化される。この移動平均化回路１０のパラ
メータは、パラメータ設定回路１３から設定される。こ
の平均化された値は、ピーク検出およびピーク値ホール
ド回路１１で、１制御周期の間保持される。そして、可
変減衰器駆動回路１２により、可変減衰器３の状態（即
ち、減衰度）を設定し、増幅器４が飽和しない程度で且
つ最も利得が高く、出力信号のＳ／Ｎ（信号対ノイズ）
比がとれるよう利得制御が行われる。
【００１８】次に、図２を参照して本発明による自動利
得制御回路の第２実施形態を説明する。図２は、自動利
得制御回路の第２実施形態のブロック図を示す。この自
動利得制御回路は、バンドパスフィルタ１、増幅器２、
可変減衰器３、増幅器４、高周波遅延線５、ダブルバラ
ンスミキサ６、リミタ７、低域通過濾波器８、Ａ／Ｄコ
ンバータ９、ピーク検出およびホールド回路１４、移動
平均化回路１０、ピークホールドおよびホールド回路１
１、可変減衰器駆動回路１２および移動平均化パラメー
タ設定回路１３により構成される。
得制御回路の第２実施形態を説明する。図２は、自動利
得制御回路の第２実施形態のブロック図を示す。この自
動利得制御回路は、バンドパスフィルタ１、増幅器２、
可変減衰器３、増幅器４、高周波遅延線５、ダブルバラ
ンスミキサ６、リミタ７、低域通過濾波器８、Ａ／Ｄコ
ンバータ９、ピーク検出およびホールド回路１４、移動
平均化回路１０、ピークホールドおよびホールド回路１
１、可変減衰器駆動回路１２および移動平均化パラメー
タ設定回路１３により構成される。
【００１９】図２に示す第２実施形態と図１に示す第１
実施形態との相違点は、Ａ／Ｄコンバータ回路９および
移動平均化回路１０間に、第２のピーク検出およびホー
ルド回路１４を挿入し、信号内のピーク値をモニタ（監
視）し、後段の可変減衰器３の制御に使用することであ
る。この第２実施形態の自動利得制御回路は、信号内の
ピーク値に重きをおき、移動平均をとる前のピーク値を
保持すること、繰り返し送出されるパルスからの反射値
の数回の平均を取ることおよびピーク近傍の移動平均を
とることを特徴とする。
実施形態との相違点は、Ａ／Ｄコンバータ回路９および
移動平均化回路１０間に、第２のピーク検出およびホー
ルド回路１４を挿入し、信号内のピーク値をモニタ（監
視）し、後段の可変減衰器３の制御に使用することであ
る。この第２実施形態の自動利得制御回路は、信号内の
ピーク値に重きをおき、移動平均をとる前のピーク値を
保持すること、繰り返し送出されるパルスからの反射値
の数回の平均を取ることおよびピーク近傍の移動平均を
とることを特徴とする。
【００２０】これらに対応する適当な値と組み合わせる
ことにより、ピークで飽和しない利得を求め、可変減衰
器３の減衰度を設定するため、数種類の制御パターンを
選択することができ、制御対象の性質に合わせた制御を
実現することが可能となる。
ことにより、ピークで飽和しない利得を求め、可変減衰
器３の減衰度を設定するため、数種類の制御パターンを
選択することができ、制御対象の性質に合わせた制御を
実現することが可能となる。
【００２１】以上、本発明による自動利得制御回路の好
適実施形態の構成および動作を詳述した。しかし、斯か
る実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発
明を限定するものではないことに留意されたい。本発明
の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変
形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよ
う。
適実施形態の構成および動作を詳述した。しかし、斯か
る実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発
明を限定するものではないことに留意されたい。本発明
の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変
形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよ
う。
【００２２】
【発明の効果】以上の説明から理解される如く、本発明
による自動利得制御回路は、次の如き実用上の顕著な効
果を有する。受信信号の検出方式として同期検波方式を
用い、ダブルバランスミキサと組み合わせた自動利得制
御回路とすることにより、単純な検波方式に比しＳ/Ｎ
比が優れている。その結果、例えば６０〜７０ｄＢとい
う広いダイナミックレンジの信号レベルに対して増幅器
の利得を最適設定するための自動利得制御回路を実現で
きる。ダブルバランスミキサを主体とした高ダイナミッ
クレンジの検波回路と、Ａ／Ｄコンバータと、論理演算
による移動平均化回路と、ピーク検出およびホールド回
路とを組み合わせることにより、信号の性質に合わせた
利得制御特性の自由度のより高い自動利得制御回路を実
現できる。
による自動利得制御回路は、次の如き実用上の顕著な効
果を有する。受信信号の検出方式として同期検波方式を
用い、ダブルバランスミキサと組み合わせた自動利得制
御回路とすることにより、単純な検波方式に比しＳ/Ｎ
比が優れている。その結果、例えば６０〜７０ｄＢとい
う広いダイナミックレンジの信号レベルに対して増幅器
の利得を最適設定するための自動利得制御回路を実現で
きる。ダブルバランスミキサを主体とした高ダイナミッ
クレンジの検波回路と、Ａ／Ｄコンバータと、論理演算
による移動平均化回路と、ピーク検出およびホールド回
路とを組み合わせることにより、信号の性質に合わせた
利得制御特性の自由度のより高い自動利得制御回路を実
現できる。
【図１】本発明による自動利得制御回路の第１実施形態
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明による自動利得制御回路の第２実施形態
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の自動利得制御回路の構成を示すブロック
図である。
図である。
１ バンドパスフィルタ ２、４ 増幅器 ３ 可変減衰器 ５ 高周波遅延線 ６ ダブルバランスミキサ ７ リミタ ８ 低域通過濾波器 ９ Ａ/Ｄコンバータ １０ 移動平均化回路 １１、１４ ピーク検出およびホールド回路 １２ 可変減衰器駆動回路 １３ 移動平均化回路パラメータ設定回路 ２１ ＩＦ入力端子 ２２ ＩＦ出力端子 ２４ 制御信号入力端子 ２５、３７ サンプリングクロック ２６ 移動平均化パラメータ設定信号
Claims (5)
- 【請求項１】高周波信号が入力されるバンドパスフィル
タ、該バンドパスフィルタの出力信号を増幅する第１増
幅器、該第１増幅器の出力信号を減衰する可変減衰器、
該可変減衰器の出力信号を増幅する第２増幅器および前
記バンドパスフィルタの出力信号に基づき前記可変減衰
器の減衰度を制御する減衰制御部を有する自動利得制御
回路において、 前記減衰制御部は、前記バンドパスフィルタの出力信号
を同期検波するダブルバランスミキサおよび複数のサン
プルを移動平均化する移動平均化回路を備えることを特
徴とする自動利得制御回路。 - 【請求項２】前記ダブルバランスミキサには、前記バン
ドパスフィルタの出力信号を遅延させる高周波遅延線お
よび前記バンドパスフィルタの出力信号を入力とするリ
ミタからの同位相の両出力信号が入力されることを特徴
とする請求項１に記載の自動利得制御回路。 - 【請求項３】前記移動平均化回路で平均化されるサンプ
ル数は、移動平均化パラメータ設定回路により適宜設定
されることを特徴とする請求項１又は２に記載の自動利
得制御回路。 - 【請求項４】前記ダブルバランスミキサの後段には、サ
ンプリングクロックを受けてサンプリングするＡ／Ｄコ
ンバータを含むことを特徴とする請求項１、２又は３に
記載の自動利得制御回路。 - 【請求項５】前記移動平均化回路の後段および前段の一
方又は両方に、ピーク値を検出して１制御周期間保持す
るピーク検出およびホールド回路を設けることを特徴と
する請求項１乃至４の何れかに記載の自動利得制御回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000343633A JP2002151987A (ja) | 2000-11-10 | 2000-11-10 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000343633A JP2002151987A (ja) | 2000-11-10 | 2000-11-10 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002151987A true JP2002151987A (ja) | 2002-05-24 |
Family
ID=18817969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000343633A Pending JP2002151987A (ja) | 2000-11-10 | 2000-11-10 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002151987A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009206968A (ja) * | 2008-02-28 | 2009-09-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
| JP2010114481A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Mitsubishi Electric Corp | 基地局装置 |
| JP2012032161A (ja) * | 2010-07-28 | 2012-02-16 | Panasonic Corp | レーダ装置 |
| CN111049487A (zh) * | 2019-12-12 | 2020-04-21 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 自动增益控制电路及控制方法 |
| JP7431485B2 (ja) | 2022-03-12 | 2024-02-15 | 深▲セン▼市華怡豊科技有限公司 | 光電センサ距離測定システムに用いられる開ループ自動利得制御方法及び回路 |
-
2000
- 2000-11-10 JP JP2000343633A patent/JP2002151987A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009206968A (ja) * | 2008-02-28 | 2009-09-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
| JP2010114481A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Mitsubishi Electric Corp | 基地局装置 |
| JP2012032161A (ja) * | 2010-07-28 | 2012-02-16 | Panasonic Corp | レーダ装置 |
| US9194939B2 (en) | 2010-07-28 | 2015-11-24 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Radar apparatus |
| CN111049487A (zh) * | 2019-12-12 | 2020-04-21 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 自动增益控制电路及控制方法 |
| CN111049487B (zh) * | 2019-12-12 | 2023-12-29 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 自动增益控制电路及控制方法 |
| JP7431485B2 (ja) | 2022-03-12 | 2024-02-15 | 深▲セン▼市華怡豊科技有限公司 | 光電センサ距離測定システムに用いられる開ループ自動利得制御方法及び回路 |
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