KR100441867B1

KR100441867B1 - 원격통신시스템에서의신호처리방법및장치

Info

Publication number: KR100441867B1
Application number: KR1019970007248A
Authority: KR
Inventors: 켈 웨스트만
Original assignee: 노키아 모빌 폰즈 리미티드
Priority date: 1996-03-12
Filing date: 1997-03-05
Publication date: 2004-11-12
Also published as: KR970068211A; FI961143A; CA2198791A1; FI961143A0; US6061385A

Abstract

본 발명의 목적은 확산 스펙트럼 신호 및 주파수 변조된 신호 처리 방법 및 장치이다. 본 발명에 따르면 무선 주파수 신호는 수신되고(1,2), 수신된 신호는 중간 주파수 신호로 변환되고(3,4a,4b), 중간 주파수 신호 처리(6,30,31,40)가 수행되고, 처리된 중간 주파수 신호들은 베이스밴드 신호들로 변환된다(32,42a,42b). 수신된 신호로부터 유도된 신호는 디지털 샘플링된 신호로 변환되고(41), 디지털 샘플링된 신호는 디지털식으로 처리되며(32,42a,42b,111,120,121), 여기서 수신된 확산 스펙트럼 신호로부터 유도된 신호 또는 수신된 주파수 변조 신호로부터 유도된 신호가 각각 디지털 샘플링된 신호로 변환될 신호로서 선택된다(5). 본 발명에 따르면 동일한 중간 주파수 및 베이스밴드 구성요소들(6,7,30,31,40,41)이 확산 스펙트럼 신호 및 주파수 변조된 신호 모두를 처리하는데 이용될 수 있다.

Description

원격통신 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치

본 발명은 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명은 바람직하게는 이동국들에 적용된다.

이동 통신 시스템들은 매우 빠르게 발전하고 성장하여 많은 지역에서 여러가지 다른 표준들에 따른 시스템들이 구축되어져 있거나 구축하에 있다. 따라서, 현재 하나 이상의 시스템에서 사용될 수 있는 이동국들이 요구된다. 예컨대, 미합중국에서는 직접 순차 확산 스펙트럼(DSSS:Direct Sequence Spread Spectrum) 시스템들이 현재 사용중인 주파수 변조(FM) 기술에 근거한 시스템들에 부가하여 구축되려고 한다. 이들 두 시스템 타입들에서 동작하는 수신기들의 특징은 표준 IS-95에 명시되어 있다.

도 1은 전형적인 종래의 이중 모드 송신기/수신기(100)의 개략적인 블럭도를 도시한다. 도 1은 송신기/수신기의 수신부의 일부만을 보다 상세하게 도시하며, 여기서 수신기(100)는 표준 IS-95에 따른 이중 모드 수신기이다. 수신기는 코드 분할 다중 액세스 시스템(CDMA)과 같은 디지털 시스템을 위한 직접 순차 확산 스펙트럼 수신회로인 DSSS 브렌치를 구비하며, 수신기는 진보한 이동 전화 시스템(AMPS)과 같은 아날로그 시스템을 위한 수신회로인 FM 브렌치를 더 구비한다. 수신기 안테나(도 1에 미도시)를 통해 수신된 무선 주파수 신호(Rx)는 필터(101)를 통해 필터링되고, 증폭기(102)를 통해 증폭되고, 중간 주파수로 믹싱되어, 주파수 대역 45MHz의 중간 주파수 신호(IF)를 믹서(103)의 출력에서 얻을 수 있게 된다. 중간 주파수 신호(IF)는 한편 FM 수신 브렌치로 공급되고, 다른 한편 확산 스펙트럼 수신 브렌치인 DSSS 브렌치로 공급된다.

확산 스펙트럼 수신 브렌치인 DSSS 브렌치에서, 중간 주파수 신호(IF)는 필터(112)를 통해 필터링되고 믹서들(114a 및 114b)을 이용하여 베이스밴드로 믹싱된다. 국부 발진 신호(LO)는 믹서(114a)로 공급되고, 90도 위상 편이기(113)를 통해편이된 발진 신호(LOb)는 믹서(114b)로 공급되어, 동상 성분(I)의 베이스밴드 신호 및 직교 성분(Q)의 베이스밴드 신호가 믹싱 결과들로서 얻어진다. 믹서들(114a 및 114b)의 출력으로 각각 얻어진 베이스밴드 신호들은 필터들(115a 및 115b)을 통해 각각 필터링되고, 증폭기들(116a 및 116b)을 통해 각각 증폭되고, 그 후 아날로그-디지털 변환기들(117a 및 117b), 예컨대 5비트 변환기들로 각각 공급된다. 아날로그-디지털 변환기들(117a 및 117b)의 디지털 출력신호들은 상관기들(118a 및 118b)의 제1입력으로 각각 공급된다. 국부 확산 스펙트럼 발생기(119)는 상관기들(118a 및 118b)의 제2입력으로 복합 확산 시퀀스 또는 의사 잡음(PN:Pseudo Noise) 시퀀스를 공급하며, 상관기들의 제1입력으로 공급된 신호들은 이 시퀀스와 각각 승산된다. 상관기들의 출력은 제1입력으로 공급된 디스프레드 신호들을 포함한 디지털 신호들(i 및 q)이다.

수신된 신호들(i 및 q)은 디지털 신호 처리부(120)의 제1입력 및 제2입력으로 각각 공급되고, 디지털 신호 처리부(120)의 출력신호는 CDMA 모드 음성 신호 처리부(121)로 공급된다. 수신기(100)가 CDMA 모드에서 동작할 때, 음성 신호 처리부(121)의 출력신호(D)는 스위치(122)를 거쳐 아날로그-디지털 변환기(123) 예컨대, 여기서는 8비트 변환기로 공급된다. 아날로그-디지털 변환기(123)의 출력신호(Av)는 있을 수 있는 필터링 및 증폭 회로(도 1에 미도시)를 통해 재생을 위하여 전화기의 이어피스(earpiece)로 공급된다. DSSS 시스템 및 CDMA 시스템은 많은 공개물들에 다루어져 있으므로 여기서는 보다 상세하게 설명되지 않을 것이며, 많은 공개물들중에서 [1] 조지 캘하운, 디지털 휴대용 라디오, 1988 및 [2] 특허출원 공개번호 W0 92/00639를 들 수 있다.

FM 브렌치에서, 믹서(103)의 출력으로부터 얻어진 45MHz의 제1중간 주파수 신호(IF)는 밴드패스 필터(104)를 거쳐 믹서(105)로 공급되며, 믹서(105)에서 제1중간 주파수 신호(IF)는 국부 발진기(106)에 의해 발생된 국부 발진 신호를 이용하여 전형적으로 450MHz인 다른 중간 주파수로 믹싱된다. 제2중간 주파수 신호는 필터(107)를 통해 필터링되고, 증폭기(108)를 통해 증폭되고, 복조기(109)를 통해 베이스밴드 신호로 복조되며, 그 후 베이스밴드 신호는 8비트 아날로그-디지털 변환기(110)로 공급된다. 아날로그-디지털 변환기(110)의 샘플링 주파수는 8KHz이고, 변환 결과는 FM 모드 음성 신호 처리부(111)로 공급되는 디지털화된 신호이며, 음성 신호 처리부(111)의 출력신호(F)는 전화기가 FM 모드에서 동작할 때 스위치(122) 및 디지털-아날로그 변환기(123)를 거쳐 출력신호(Av)로서 공급된다.

도 1은 송신 브렌치의 일부를 더 도시하며, 여기서 전화기의 마이크로폰으로부터의 음성 신호는 아날로그-디지털 변환기(125)를 통해 변환된다. 8비트 변환 결과인 디지털화된 음성 신호는 스위치(124)를 거쳐 FM 송신 브렌치인 TX-FX 브렌치로 또는 DSSS 송신 브렌치인 TX-DSSS 브렌치로 공급된다. 송신 브렌치들은 본 기술의 당업자에게 공지되어 있으므로 여기서는 보다 상세하게 도시하지 않는다.

환언하면, 도 1에 따라 음성대역에서의 음성 신호는 아날로그 동작 모드에서 또한 디지털식으로 처리되고, 그 후 수신된 신호(F)는 디지털-아날로그 변환기(123)를 이용하여 아날로그 신호로 변환된다.

이와 대응하게, 마이크로폰으로부터의 음성 신호는 디지털 신호 처리를 위해아날로그-디지털 변환기(125)에서 디지털 신호(Ra)로 변환된다. 음성대역에서 각각 동작하는 D/A 변환기 및 A/D 변환기(123 및 125)는 전형적으로 디지털 확산 스펙트럼 동작 모드 및 아날로그 FM 동작 모드에 모두 공통이다.

제시된 해결책의 주요한 단점은 수신기가 두개의 병렬 신호 경로들, 또는 도 1에 도시된 경로들인 FM 브렌치 및 DSSS 브렌치를 가지므로, 회로는 다수의 구성요소들을 필요로 하고 대응적으로 제조 비용이 크다는 점이다.

다른 단점은 디지털 모드의 선택적 필터링이 복잡하고 값비싸고 고 전력을 소모하는 구성요소들을 필요로 한다는 점이다. 이것은 모든 필터링이 아날로그-디지털 변환 이전에 수행되어야 한다는 사실에 기인하는데, 그 이유는 실질적인 회로장치에 의하면 A/D 변환기들은 이들 변환기에서 사용되는 고 샘플링 주파수로 인해서 제한된 동적 범위 또는 비교적 적은 수의 비트들(본 실시예에서는 5비트 변환기들(117a 및 117b))을 사용해야 하기 때문이다.

또한, 종래 기술의 장치의 단점은 중간 주파수로부터 베이스밴드로의 저역변환 동안에 DC-오프셋 및 그외에 신호들간 진폭 부정합과 직교 부정합이 생길 수 있으므로, 이러한 부적합성은 수신기의 성능에 악영향을 미칠 것이라는 점이다.

결국, 본 발명의 목적은 아날로그 및 디지털 동작 모드가 중간 주파수 신호의 베이스밴드 신호로의 변환을 위해 동일한 신호 경로를 사용하는 수신 방법 및 장치를 제공하는데 있다. 따라서, 본 발명의 목적은 상세하게는 두 동작 모드들을 위해 동일한 구성요소들을 사용하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 수신기 구성의 복잡성을 증가시키지 않고, 저가로 제작될 수 있고 전력을 덜 소모하는 선택성 필터링의 실현을 가능케하는 수신기 아키텍쳐를 제공하는데 있다.

본 발명의 또다른 목적은 전술한 아날로그 믹서 구성요소들에 따른 단점들을 가지지 않는 확산 스펙트럼 수신기를 제공하는데 있다.

도 1은 확산 스펙트럼 신호 및 주파수 변조된 신호의 수신을 위한 종래의 장치의 블럭도이다.

도 2는 확산 스펙트럼 신호 및 주파수 변조된 신호의 수신을 위한 본 발명의 제1실시예에 따른 장치의 블럭도이다.

도 3은 도 2에 도시된 장치의 변환부(15)의 블럭도이다.

도 4는 확산 스펙트럼 신호 및 주파수 변조된 신호의 수신을 위한 본 발명의 제2실시예에 따른 장치의 블럭도이다.

도 5는 확산 스펙트럼 신호 및 주파수 변조된 신호의 수신을 위한 본 발명의 제3실시예에 따른 장치의 블럭도이다.

본 발명에 따른 방법은 확산 스펙트럼 신호로부터 유도된 신호 또는 주파수 변조된 신호로부터 유도된 신호가 디지털 샘플링된 신호로 변환될 신호로서 선택되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 장치는 확산 스펙트럼 신호로부터 유도된 신호 또는 주파수 변조된 신호로부터 유도된 신호를 샘플링 수단의 입력으로 스위칭하는 스위칭 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 바람직한 실시예들은 본 발명의 종속항들에 제시되어 있다.

이하, 본 발명을 보다 상세하게 첨부한 도면들을 참조하여 설명한다.

도 1은 종래 기술의 설명과 관련하여 이미 전술하였다. 이하, 먼저 본 발명의 동작 원리를 설명한 후에, 본 발명의 몇가지 바람직한 실시예들을 설명한다. 본 발명의 제1실시예를 도 2 및 도 3을 참조하여 설명하고, 본 발명의 제2실시예를 도 4를 참조하여 설명하고, 본 발명의 제3실시예를 도 5를 참조하여 설명한다.

DSSS 수신기에서, 중간 주파수 신호(IF)의 베이스밴드로의 믹싱은 수신된 신호에 90도 위상차를 갖는 두개의 사인파 신호들을 승산하는 것을 의미하며, 도 1에서 믹서들(114a 및 114b) 및 위상 편이기(113)로 도시된 바와 같다. 종래 기술에서 이것이 아날로그 회로부로 수행될 경우에, 보통 국부 발진 신호(LO)의 두 형태인 동상 형태(LOa)와 90도 편이된 형태(LOb)간에는 진폭 부정합 및 위상 부정합이 있는데, 환언하면 도 1의 경우에 있어서 위상 편이기(113)는 이상적으로 동작하지 않고, 신호(LOa)에 비교하여 신호(LOb)의 진폭을 약간 변화시키며, 즉 발진 신호에 관련하여 정확히 90도 위상 편이를 수행하지 않는다. 믹싱은 아날로그-디지털 변환 이후에 수행될 수 있고, 그에 따라 국부 발진기 신호들은 디지털식으로 발생될 수 있으므로 보다 정확하게 수행될 수 있다. 더욱이, 이러한 국부 발진 신호들은 항상 정확하게 복사될 수 있고, 아날로그 회로가 그런 경향이 있듯이 온도 또는 부품 노화에 기인하여 변하지 않을 것이다. 부가적으로, 본 발명에 따른 이러한 시도는 도 1의 종래 기술에 따른 두개의 아날로그-디지털 변환기들(117a 및 117b)을 대신하여 단지 하나의 아날로그-디지털 변환기의 사용을 요구한다.

샘플링에 기인한 에일리어싱을 피하기 위해서, 아날로그-디지털 변환기의 샘플링 레이트는 충분히 커야하며, 바람직하게는 수신된 신호에 포함된 최고 주파수의 적어도 두배이어야 한다. 반면, 너무 높은 샘플링 레이트는 매우 복잡한 변환기를 수반하며, 또한 높은 공급전력을 요구한다. 표준 IS-95에 따른 전형적인 해결책에서 샘플링 레이트는 9.8304MHz이며, 이것은 기술적인 실현에 관련하여 상당히 높은 주파수이다. 중간 주파수 신호(IF)와 신호의 반(half) 대역폭의 주파수 합은 반 샘플링 레이트보다 크지 않아야 하며, 또는 전술한 샘플링 레이트가 사용될 경우에 4.915MHz보다 크지 않아야 한다. 표준 IS-95에 따르면, 신호의 반 대역폭은 615KHz이므로 중간 주파수는 4.3MHz까지일 수 있다.

중간 주파수로부터 베이스밴드로의 디지털식으로 실현된 주파수 변환은 각 신호 샘플이 코사인 및 사인 값과 승산된다는 것을 의미한다. 회로부의 복잡성 및 극심한 전력 소모를 피하기 위해서 공지된 방법은 중간 주파수를 샘플링 주파수의 사분의 일이 되도록 선택하는 것이며, 본 실시예에 의하면 중간 주파수는 2.457MHz(= 1/4 * 9.83MHz)로서 선택되어진다. 그렇다면 2.457MHz + 615KHz = 3.072MHz이며, 전술한 요건을 충족한다. 이 경우에 중간 주파수로부터 베이스밴드로의 주파수 변환은 IF신호들(I,Q)에 시퀀스들({1,0,-1,0} 및 {0,-1,0,1})을 각각 승산함으로써 실현될 수 있고, 그에 따라 승산 결과는 신호(R)를 제공하기 때문에, 간단한 과제이다.

불가피하게 베이스밴드로의 저역변환은 주파수 2 * IF의 간섭 스펙트럼을 생성할 것이다. 전형적으로 간섭 스펙트럼은 결과적인 베이스밴드 신호로부터 디지털 필터링에 의해 감쇠되지만, 구체적으로 만일 높은 신호대 간섭비(SIR)가 수신기에 요구된다면 보다 복잡한 과제일 수 있다. IS-95에 따른 디지털 수신기 섹션에서, 요구된 SIR은 신호의 디스프레딩(despreading) 이후에 대략 6 내지 10 dB이다. 즉, 필터의 스톱밴드 감쇠는 10dB보다 커야 한다. 본 발명의 해결책에 따라서, 이러한 스톱밴드 감쇠는 전달 함수 H(z) = z + 1를 갖는 단순한 로우패스 필터에 의해 달성된다. 즉, 필터링은 두개의 연속 샘플들을 합함으로써 수행된다. 저역변환 이후에 매 두번째 샘플은 제로일 것이기 때문에, 필터링은 실제로 비제로 샘플들을 두 배로 함으로써 간단하게 수행될 수 있다. 비제로 샘플들은 다음과 같다.

I(2n) = R(2n), I(2n+1) = R(2n), 및 대응하게,

Q(2n) = -R(2n+1), Q(2n+1) = -R(2n+1)

여기서, n은 샘플의 실행 순번이고, R은 믹싱 이후의 신호이고, I는 동상 신호 성분이고, 그리고 Q는 직교 성분이다.

전술한 저역변환 및 필터링 이후에 얻어진 디지털 신호들(I,Q)의 처리는 전형적으로 칩당 한 샘플만을 사용할 것이다. 따라서 필터링 및 저역변환은 동상 신호(I)에 대해 8개중 한 샘플을 선택하고, 직교 신호(Q)에 대해 다음 샘플을 선택 및 반전시킴으로써 수행될 수 있다.

저역변환 및 필터링 이후에 신호는 복합 신호들(I,Q)에 복합 PN 시퀀스를 승산함으로써 디스프레딩되고, 그 결과 신호들은 소정수의 칩에 걸쳐 합쳐진다. 결과 신호들은 다음과 같다.

Si(8n) = PNi(8n) * I(8n) + PNq(8n) * Q(8n), 및

Sq(8n) = PNq(8n) * I(8n) + PNi(8n) * Q(8n)

여기서, n은 신호의 실행 순번이고, I 및 Q는 각각 전술한 동상 신호 및 직교 신호이고, PNi는 동상 PN 시퀀스이고, PNq는 직교 PN 시퀀스이고, 그리고 Si 및 Sq는 승산으로 얻은 대응 신호들이다.

수학식 1을 수학식 2에 대입하면, 다음과 같다.

Si(8n) = PNi(8n) * R(8n) + PNq(8n) * R(8n+1), 및

Sq(8n) = PNq(8n) * R(8n) + PNi(8n) * R(8n+1)

여기서, R은 다시 변환부로 공급된 신호 샘플이다.

직교 신호를 형성하기 위해 다중비트 신호 샘플인 R(8n+1)을 반전시키기 보다는, 단일비트 직교 PN 시퀀스인 PNq(8n)를 반전시킨다.

도 2는 본 발명에 따른 수신기의 블럭도를 도시한다. 수신된 신호(Rx)는 몇가지 단계들을 거쳐 믹싱 및 필터링되고, 그 결과 중간 주파수 신호(IF)는 5비트 아날로그-디지털 변환부(14)로 공급된다. A/D 변환의 샘플링 레이트(f_S)는 전술한 9.8304MHz이고, 아날로그-디지털 변환부(14)의 출력은 디지털화된 신호(R)로서, DSSS 신호에 관련하여 변환부(15)로 더 공급된다. 도 2에 도시된 블럭도는 이후에 보다 상세하게 설명한다.

도 3은 변환부(15)의 구성 실시예를 개략적인 블럭도로 도시한 것이며, 디지털 시스템의 송신기/수신기의 수신부에서 주파수 저역변환, 필터링 및 전술한 수학식 3에 따른 신호의 디스프레딩을 수행하는데 요구된다.

디지털화된 신호(R)는 복합 신호 처리를 위해 두개의 경로로 분리된다. 먼저, 수학식 1에 따른 연산은 회로(19) 및 회로(20)에 의해 실현된다. 제산기(16)에 의해 제어되어, 회로(19)는 입력 신호(R)로부터 매 8번째의 샘플을 얻고, 선택된 샘플은 또한 다음 칩동안 입력 신호로서 유지된다. 대응하게, 회로(20)는 제산기(18)에 의해 제어되어 입력 신호(R)로부터 매 8번째 샘플을 얻지만, 지연 회로(17)는 제산기(18)에 의해 발생된 제어 신호를 제산기(16)에 의해 발생된 제어 신호에 비교하여 단일 칩(T)만큼 지연한다. 회로(20)에 의해 발생된 신호는 또한 각각의 다음 칩(지연 D)동안 유효하다. 선택 및 홀드 회로들( 19 및 20)은 이제 출력들로서 복합 신호들(I1 및 Q1)을 각각 가지며, 이들은 선택 회로(21)의 두개의 입력들 및 대응하게 선택 회로(22)의 두개의 입력들로 각각 공급된다. 선택 회로(21)의 출력(Rn+1)은 회로(26)의 감산 입력으로 공급되어 선택 회로(24)의 출력에서 얻어진 PN 시퀀스(-PNq(8n))와 승산되고, 승산된 결과에 이전 칩의 승산 결과(=PNi(8n)*R(8n))가 가산된다. 승산 회로의 출력은 지연 회로(27)로 공급되며, 그 출력은 복합 신호의 Q 성분을 제공한다. 회로(27)의 출력 신호(Q)는 또한 회로(26)의 가산 입력으로 공급된다. 선택 회로(24)에 의해서, 회로(26)는 전술한 바와 같이 매 2번째 칩동안 신호(PNi)를 수신하고, 교대의 칩동안 신호(-PNq)를 수신하며, 여기서 감산 기호는 인버터(23)에 의해 발생된다. 대응하게, 선택 회로(22)의 출력(Rn+1)은 회로(28)의 가산 입력으로 공급되고 선택 회로(25)의 출력에서 얻어진 PN 시퀀스(PNi(8n))와 승산되고, 승산된 결과에서 이전 칩의 승산 결과(=PNi(8n)*R(8n))가 감산된다. 승산 회로의 출력은 지연 회로(29)로 공급되며, 그 출력은 복합 신호의 I 성분을 제공한다. 회로(29)의 출력 신호(I)는 또한 회로(28)의 가산 입력으로 공급된다. 선택 회로(25)에 의해서, 회로(28)는 매 2번째 칩동안 신호(PNq)를 수신하고, 교대의 칩동안 신호(PNi)를 수신한다.

도 2는 이중 모드 송신기/수신기의 전체 수신기 섹션의 개략적인 블럭도이다. 여기서, 동일한 부재 번호는 도 1에서와 동일한 구성요소/회로를 지시하는데사용되므로, 이들 기능의 설명은 반복되지 않는다. 안테나(미도시)를 통해 수신기에 의해 수신된 무선 주파수 신호(Rx)는 필터(1)를 통해 필터링되고, 증폭기(2)를 통해 증폭되고, 중간 주파수로 믹싱되어, 주파수 대역 45MHz의 중간 주파수 신호(IF1)를 믹서(3)의 출력에서 얻을 수 있게 된다.

믹서(3)의 출력은 두개의 다른 필터들인 FM 신호를 위한 밴드패스 필터(4a) 및 DSSS 신호를 위한 밴드패스 필터(4b)로 공급된다. 각각의 필터링 결과들은 선택기(5)를 거쳐 제2믹서(6)로 공급되며, 여기서 입력 신호는 국부 발진기(7)에 의해 발생된 신호와 승산되어, 주파수 2.46MHz의 제2중간 주파수 신호(IF2)가 이 믹서의 출력에서 얻어진다. 도 1의 경우에서, FM 브렌치의 제2중간 주파수는 450 KHz였지만, 본 발명에 따라 도 3의 경우에서 제2중간 주파수 신호(IF2)는 2.4576 MHz이다. 여기서 제2중간 주파수 신호(IF2)는 FM 시스템 및 DSSS 시스템의 신호에 대해 이용되며, 따라서 별개의 장치가 확산 스펙트럼 신호의 디지털 주파수 변환을 위해 요구되지 않는다는 것을 주목해야 한다. FM 브렌치에서의 선택성 필터(8)는 약 30KHz의 통과 대역폭을 가져야 한다.

전형적인 종래 기술의 해결책에서, FM신호는 제2중간 주파수로부터 음성대역 신호로 복조되고, 음성대역 신호의 디지털 처리를 위해 아날로그-디지털 변환되어야 한다. 입력 신호의 신호대 잡음비(SNR)는 적합한 디지털 처리를 가지기 위해서 40dB의 오더로 되어야 한다. 이것은 전형적으로 약 8KHz의 샘플링 레이트를 갖는 8비트 아날로그-디지털 변환기를 요구한다. 종래 기술의 해결책은 이러한 목적을 위해 특별히 제작된 아날로그-디지털 변환기를 사용하며, 그 때문에 이러한 목적을위해 사용된 확산 스펙트럼 변환기들은 전술한 바와 같이, 고 샘플링 레이트에도 불구하고 단순한 구성 및 보통의 전력 소모를 유지하기 위해서 겨우 4비트 또는 5비트 변환기들이다.

그러나, 전용 아날로그-디지털 변환기의 사용은 별도의 비용을 의미하므로, 본 발명에 따라서 FM 신호의 샘플링은 동일한 아날로그-디지털 변환기(14)에 의해 수행되며, 이 변환기는 또한 확산 스펙트럼 신호의 아날로그-디지털 변환을 수행한다. 따라서 수신기는 한 개의 아날로그-디지털 변환기만을 요구한다. 여기서 사용된 5비트 A/D 변환기는 본래 약 27dB의 신호대 잡음비를 제공한다. 그러나, 음성대역 신호는 1228.8 × 8 KHz인 주파수(f_S) = 9.8304MHz 즉, 오버샘플링이 1228.8 × 종래 기술의 전용 변환기의 샘플링 레이트인 주파수로 샘플링된다. 이러한 방법으로 샘플링된 신호에 디지털 필터링 및 샘플링 레이트 데시메이션을 적용함으로써, 신호대 잡음비는 30dB로 증가될 수 있다. 즉, FM 모드에서의 전체 신호대 잡음비는 27 + 30 = 57dB일 것이며, 전술한 요구된 40dB의 SNR보다 크다.

전술한 본 발명의 제1실시예의 가능한 단점으로서, FM 모드는 아날로그 FM 복조기를 요구하고, 복조기 및 FM 모드 필터의 동작 주파수는 "비표준" 주파수로 편이된다는 점을 고려할 수 있다. 더욱이, 확산 스펙트럼 모드인 DSSS 모드는 두개의 로우패스 필터들을 대신하여 밴드패스 필터를 요구한다. 이러한 단점을 극복하기 위해서 FM 복조는 본 발명의 제2실시예에서 디지털식으로 수행된다.

도 4는 본 발명의 다른 실시예를 도시한다. FM 신호는 이 실시예에서9.8304MHz의 샘플링 레이트를 갖는 단일 5비트 아날로그-디지털 변환기(14)에 의해 샘플링된다. FM 신호는 신호 처리부(32)에서 디지털식으로 처리되고, 샘플링된 신호는 확산 스펙트럼 신호에 대해서와 유사한 타입의 회로에 의해 베이스밴드로 저역변환된다. 이와 관련하여 저역변환된 신호는 필터링되고, 샘플수는 데시메이팅된다. FM 신호는 신호 처리부(32)로부터 도 4의 실시예에서 8KHz의 주파수의 8비트 샘플들의 출력신호를 갖는 FM 복조기(33)로 공급된다. FM 복조기의 출력신호는 도 1 및 도 2를 참조하여 전술한 바와 같이 신호 처리부(34)를 거쳐 FM 모드 음성 신호 처리부(111)로 공급된다.

도 4의 경우에서 FM신호의 디지털 필터링을 실현하는 신호 처리부(32)는 이제 이전 실시예에서는 중간 주파수 필터에 의해 수행되어야 했던 선택성 필터링을 수행할 수 있다. 따라서 중간 주파수 필터에 대한 요건은 현저하게 감소될 수 있다. 실상, 중간 주파수는 FM 신호를 위해 임의의 별개의 필터(30)를 통한 필터링을 전혀 요구하지 않고, 이 경우에 확산 스펙트럼 신호에 요구되는 필터(30)는 또한 FM 신호를 위해 이용된다.

도 4의 블럭들(32 내지 34)에서의 디지털 필터링은 327배 오버샘플링 비율(또는 9.8304MHz / 0.03MHz = 327.68)에 기인하여 24dB만큼 5비트 아날로그-디지털 변환기(14)의 양자화 잡음을 감소한다.

도 4에 제시된 본 발명의 제2실시예는 FM 모드 수신기가 선형이어야 한다는 점에서 한가지 단점을 가진다. 선형 구성은 다른 대응 구성보다 더 많은 전력을 요구하고, 선형 수신기는 또한 충분한 동적 범위(도 4에 미도시)를 제공하기 위해서자동 이득 조정(AGC)을 갖추어야 한다. 이와 같은 AGC 회로는 확산 스펙트럼 수신을 위해 이미 존재하며, FM 수신기를 위해 또한 용이하게 이용될 수 있으므로, 이점은 이중 모드 수신기에서 문제삼지 않을 것이다.

도 4의 실시예에서 확산 스펙트럼 수신기의 동작에 관련하여, 중간 주파수 필터(30)의 선택성은 확산 스펙트럼 수신기의 전체의 요구되는 선택성의 약 반이어야 한다. 도 2에서 필터(11)의 경우에 예컨대 30KHz이다. 선택성에 대한 요건을 감소시키기 위해서 확산 스펙트럼 수신기는 도 5와 같이 본 발명에 따른 디지털 선택성 필터를 사용할 수 있다.

도 5에 도시된 실시예에서, 수신된 신호는 예컨대 도 2와 관련하여 전술한 바와 동일한 방식으로 블럭들(1 내지 6)을 통해 공급된다. 여기서 제2중간 주파수 2.4567MHz를 위한 필터(30)의 요건은 감소된다. 필터(30)의 출력신호는 이전 실시예에서보다 더 넓은 동적 범위를 가지므로, 비트수는 다감산 아날로그-디지털 변환기(41)에서 반드시 증가된다. 필연적으로 이것은 보다 복잡한 아날로그-디지털 변환기의 구성을 가져온다. 한편, 증가된 비트수는 다른 방식으로 이용될 수 있다; 첫번째, 증가된 비트수는 FM 모드 신호에 보다 넓은 동적 범위를 제공하고, 두번째, 본 발명에 따라서 동일한 아날로그-디지털 변환기는 또한 음성 신호를 처리하는데 이용될 수 있다.

도 5에서 마이크로폰으로부터의 음성 신호는 이제 신호 가산 회로(40)를 거쳐 동일한 아날로그-디지털 변환기(41)로 중간 주파수 신호로서 공급된다. 이때, 도 1, 도 2 및 도 4에 도시된 아날로그-디지털 변환기(125)는 생략될 수 있고, 송신기/수신기 구성요소의 전체수는 감소된다. 본 발명에 따른 해결책은 확산 스펙트럼 신호(DSSS) 및 FM 신호(FM) 모두가 아날로그-디지털 변환기(41)로 공급될 경우에 중간 주파수를 가지기 때문에 가능하다. 따라서 아날로그-디지털 변환기(41)의 입력에서의 신호들은 다른 주파수 대역들을 가지고, 이들은 가산기(40)에서 아날로그 형태로 가산되고, 그 합만이 아날로그-디지털 변환된다. 아날로그-디지털 변환 이후에 음성 신호는 수신된 FM/DSSS 신호로부터 그 자체로는 공지된 단순한 디지털 필터링법에 의해 분리될 수 있다. 수신된 FM 모드 신호는 이전 실시예에서와 같이, 블럭들(32 내지 34)에서 필터링되고 처리된다. 음성 신호는 디지털 필터(44)로 필터링되고, 스위치(124)를 거쳐 각각의 송신 브렌치, FM 모드 또는 확산 스펙트럼 모드 송신 브렌치로 공급된다. 복합 디지털 DSSS 신호는 I,Q 브렌치들에서 전술한 방식으로 처리되며, 디지털 주파수 변환(42a,42b), 디지털 필터링 및 샘플수 감소(43a,43b)를 수행한다. 마지막으로, 도 1과 관련하여 설명된 바와 같이, PN 시퀀스는 승산기들(118a,118b), 신호 처리부(120) 및 음성 신호의 CDMA 모드 처리부에서 처리된다.

음성 신호는 전형적으로 대략 70dB의 동적 범위를 가지며, 보통 8KHz의 샘플링 주파수에서 동작할 경우에 13비트 아날로그-디지털 변환기를 요구한다. 그러나, 도 5에 도시된 본 발명에 따른 해결책에서, 샘플링은 고주파수 9.8304MHz에서 수행되며, 따라서 오버샘플링은 1229(9.8304MHz/0.008MHz)이며, 30dB이상만큼 양자화 잡음을 감소시킨다. 음성 신호에 대한 충분한 동적 범위를 보장하기 위해서 아날로그-디지털 변환기(41)는 도 5에 도시된 바와 같이, 적어도 8비트로 된 샘플링을 요구한다.

디지털 필터링은 도 5에서와 같이 아날로그-디지털 변환된 합신호로부터 신호들을 분리하는데 요구되지만, 디지털 필터링은 어떤 경우에는 선택성 필터링을 위해 요구되기 때문에 FM 신호 또는 DSSS 신호에 관한 별도의 비용을 초래하지 않는다. FM 신호에 관하여 디지털 필터(32)는 또한 양자화 잡음을 감소시킨다. 음성 신호에 관하여 디지털 신호를 위한 분리 필터(44)는 또한 양자화 잡음 필터링을 수행한다.

전술한 실시예의 실현은 상세한 회로 설계 수준으로 제시되지 않는데, 이는 전술한 블럭들이 일반적으로 이용가능한 구성요소로 본 기술의 당업자에게 공지된 방법으로 실현될 수 있기 때문이다.

상기에서는 본 발명에 따른 방법의 몇가지 응용예만을 제시하였다. 본 발명에 따른 방법은 물론 특허청구의 범위의 영역내에서, 예컨대 상세한 실현 및 응용 영역에 관련하여 변형될 수 있다. 특히, 전술한 실시예들의 수많은 조합들이 본 발명의 정신내에서 가능하다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 신호 처리 장치 및 방법은 아날로그 및 디지털 동작 모드가 중간 주파수 신호의 베이스밴드 신호로의 변환을 위해 동일한 신호 브렌치를 사용함으로써 회로 구성요소들을 감소시키고 비용을 절감하며, 선택성 필터링의 실현을 가능케하는 수신기 아키텍쳐에 의해 수신기 구성의 복잡성을 증가시키지 않고 저가로 제작될 수 있고 전력을 덜 소모하며, 아날로그 믹서 구성요소들에 따른 단점들을 가지지 않는 이점이 있다.

Claims

수신된 확산 스펙트럼 신호와 수신된 주파수 변조된 신호를 처리하기 위한 방법으로서,

무선 주파수 신호를 수신하는 단계들(1,2);

상기 수신된 신호를 중간 주파수 신호로 변환하는 단계(3);

중간 주파수 신호 처리를 수행하는 단계들(4a,4b,6,8-12,30,31,40);

처리된 중간 주파수 신호들을 베이스밴드 신호들로 변환하는 단계(15,32,50,42a,42b); 및,

상기 수신된 신호로부터 유도된 신호를 디지털 샘플링된 신호로 변환하고(14,41) 디지털 처리를 수행하는 단계(15,32,33,34,42a,42b,43a,43b,50,111,118a,118b,119,120,121)를 포함하여 이루어지는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 방법에 있어서,

상기 수신된 확산 스펙트럼 신호로부터 유도된 신호 또는 수신된 주파수 변조된 신호로부터 유도된 신호가 각각 디지털 샘플링된 신호로 변환될 신호로서 선택되는 단계(5)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 방법.
수신된 확산 스펙트럼 신호와 수신된 주파수 변조된 신호를 처리하기 위한처리 장치로서,

무선 주파수 신호를 수신하기 위한 수단들(1,2);

상기 수신된 신호들을 중간 주파수 신호들로 변환하기 위한 수단(3);

상기 중간 주파수 신호들을 처리하기 위한 수단들(4a,4b,6,8-12,30,31,40);

상기 중간 주파수 신호들을 베이스밴드 신호들로 변환하기 위한 수단들(15,32,50,42a,42b);

상기 수신된 신호로부터 유도된 신호를 디지털 샘플링된 신호로 변환하기 위한 샘플링 수단들(14,41); 및

상기 디지털 샘플링된 신호를 처리하기 위한 수단들(15,32,33,34,42a,42b,43a,43b,50,111,118a,118b,119,120,121)을 구비하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치에 있어서,

상기 수신된 확산 스펙트럼 신호로부터 유도된 신호 또는 수신된 주파수 변조된 신호로부터 유도된 신호를 각각 상기 샘플링 수단들(14,41)의 입력으로 스위칭하는 스위칭 수단(5)을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제2항에 있어서, 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치는,

수신된 신호의 주파수를 제1중간 주파수(IF1)로 변환하기 위한 수단(3);

주파수 변조된 중간 주파수 신호를 형성하기 위한 제1밴드패스 필터(4a);

제2확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 형성하기 위한 제2밴드패스 필터(4b);

상기 주파수 변조된 중간 주파수 신호 또는 상기 확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 선택하기 위한 제1스위칭 수단(5);

상기 제1스위칭 수단에 의해 선택된 신호 또는 상기 제1스위칭 수단으로부터 유도된 신호를 제2중간 주파수 신호로 변환하기 위한 수단들(6,7);

주파수 변조된 신호를 복조하기 위한 수단(10);

주파수 변조된 중간 주파수 신호 또는 확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 선택하기 위한 제2스위칭 수단(13);

선택된 신호를 샘플링하기 위한 샘플링 수단(14);

확산 스펙트럼 신호를 디지털 베이스밴드 신호로 변환하기 위한 수단(15); 및

상기 디지털 확산 스펙트럼 신호를 필터링하기 위한 수단들(120,121)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제2항에 있어서, 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치는,

수신된 신호의 주파수를 제1중간 주파수(IF1)로 변환하기 위한 수단(3);

주파수 변조된 중간 주파수 신호를 형성하기 위한 제1밴드패스 필터(4a);

제2확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 형성하기 위한 제2밴드패스 필터(4b);

상기 주파수 변조된 중간 주파수 신호 또는 상기 확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 선택하기 위한 제1스위칭 수단(5);

상기 제1스위칭 수단에 의해 선택된 신호 또는 상기 제1스위칭 수단으로부터 유도된 신호를 제2중간 주파수 신호(IF2)로 변환하기 위한 수단들(6,7);

상기 제2중간 주파수 신호를 샘플링하기 위한 샘플링 수단(14);

확산 스펙트럼 신호를 디지털 베이스밴드 신호로 변환하고 확산 스펙트럼을 디스프레딩하기 위한 수단(15); 및

주파수 변조된 신호를 디지털식으로 복조하기 위한 수단(33)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 샘플링 수단(14)은 상기 제2중간 주파수 신호(IF2)의 중간 주파수의 4배인 샘플링 주파수를 가지는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제5항에 있어서, 상기 샘플링 수단의 샘플링 주파수는 확산 스펙트럼 신호의 심볼 주파수의 배수인 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제7항에 있어서, 상기 배수는 8인 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제7항에 있어서, 샘플링된 중간 주파수 확산 스펙트럼 신호를 디스프레드 베이스밴드 신호(despread baseband signal)로 변환하기 위한 수단은,

8개의 샘플들 중에서 2개의 연속 샘플들을 선택하기 위한 수단들(16,20);

제1PN 시퀀스(PN I)에 근거하여, 제1샘플(I1)을 제1레지스터(26)에 가산하거나 제1샘플을 제1레지스터에서 감산하기 위한 수단(26);

제2PN 시퀀스(PN Q)를 반전시키기 위한 수단(23);

제2PN 시퀀스(PN Q)에 포함된 반전된 비트에 근거하여, 제2샘플(Q1)을 제1레지스터(26)에 가산하거나 제2샘플을 제1레지스터에서 감산하기 위한 수단들(21,23,24,26);

제2PN 시퀀스(PN Q)에 근거하여, 제1샘플(I1)을 제2레지스터(28)에 가산하거나 제1샘플을 제2레지스터에서 감산하기 위한 수단들(22,25,28); 및

제1PN 시퀀스(PN I)에 포함된 비트에 근거하여, 제2샘플(Q1)을 제2레지스터(28)에 가산하거나 제2샘플을 제2레지스터에서 감산하기 위한 수단들(22,25,28)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제2항에 있어서, 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치는,

주파수 변조된 중간 주파수 신호를 형성하기 위한 제1밴드패스 필터(4a);

제2확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 형성하기 위한 제2밴드패스 필터(4b);

상기 주파수 변조된 중간 주파수 신호 또는 상기 확산 스펙트럼 중간 주파수 신호를 선택하기 위한 제1스위칭 수단(5);

상기 제1스위칭 수단에 의해 선택된 신호 또는 제1스위칭 수단으로부터 유도된 신호를 제2중간 주파수 신호(IF2)로 변환하기 위한 수단들(6,7);

합 신호를 형성하기 위해서 음성 신호를 상기 제1중간 주파수 신호에 또는 상기 제2중간 주파수 신호에 가산하기 위한 수단(40);

상기 합 신호로부터 샘플링된 신호를 형성하기 위한 샘플링 수단(41);

확산 스펙트럼 신호 또는 주파수 변조된 신호를 베이스밴드 신호로 변환하기 위한 수단들(32,42a,42b);

확산 스펙트럼 신호를 디지털식으로 필터링하기 위한 수단들(43a,43b);

필터링된 확산 스펙트럼 신호의 확산 스펙트럼을 디스프레딩하기 위한 수단들(118a,118b,119);

주파수 변조된 신호를 디지털식으로 복조하기 위한 수단(33); 및

음성 신호를 중간 주파수 신호로부터 분리하기 위해 샘플링된 신호를 필터링하기 위한 수단(44)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 신호 및 수신된 주파수 변조된 신호 처리 장치.
제1항에 따른 방법 또는 제2항 내지 제4항 및 제6항 내지 제9항 중 어느 한항에 따른 장치를 이용하는 이동 전화 시스템(AMPS).