KR0169021B1 - 스펙트럼확산통신용 데이타복조회로 및 방법 - Google Patents

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KR0169021B1
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히데시 무라이
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기따오까 다까시
미쯔비시덴끼 가부시끼가이샤
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Abstract

스펙트럼확산통신용 데이타복조회로에 관한 것으로써 검파후 잔존하는 반송파 오프세트의 영향을 제거하고, 타이밍이 다른 파일럿신호가 부가하는 간섭을 제거하여 복조특성을 개선시키기 위해 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호는 각각의 수신타이밍에서 동작하고 있는 데이타복조회로에 입력되고, 위상차 정보추출수단은 입력신호에서 위상차정보를 추출하며 지연수단은 추출되는 위상차정보와 평균 위상회전량이 동등하게 되도록 수신신호를 지연시키고, 주파수 위상보상수단은 추출된 위상차정보를 사용해서 반송파 오프세트의 영향을 제거하고 캔슬러를 갖는 데이타복조수단은 간섭량 산출수단 출력에서 부가되는 타이밍이 다른 파일럿신호의 간섭을 제거한다.
이와 같은 장치를 사용하는 것에 의해 간단한 구성으로 특성이 우수한 최대비 다이버시티 수신동작을 실현할 수 있다.

Description

스펙트럼확산통신용 데이타복조회로 및 방법
제1도는 본 발명의 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제2도는 평균화부의 구성도.
제3도는 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제4도는 다이버시티 컴바이너회로의 구성도.
제5도는 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제6도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제7도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제8도는 제어량산출부의 구성도.
제9도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제10도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제11도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제12도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제13도는 간섭량산출부의 구성도.
제14도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제15도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제16도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제17도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제18도는 레벨검출기의 구성도.
제19도는 다른 간섭량산출부의 구성도.
제20도는 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제21도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제22도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제23도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제24도는 다른 간섭량산출부의 구성도.
제25도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성도.
제26도는 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성도.
제27도는 다른 다이버시티 컴바이너회로의 구성도.
제28도는 또 다른 실시예에 따른 데이타복조회로의 구성도.
제29도는 또 다른 간섭량산출부의 구성도.
제30도는 심볼타이밍을 설명하기 위한 도면.
제31도는 종래의 송수신기의 블록도.
제32도는 종래의 송수신기에서 사용된 데이터복조회로의 구성도.
제33도는 다른 종래의 장치를 구성하는 위상차정보추출부 및 위상보상회로의 구성도.
제34도는 다른 종래의 장치내에 포함되는 위상차정보추출부 및 위상보상회로의 구성도.
본 발명은 일반적으로 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로에 관한 것으로써 특히 셀사이트(기지국)로부터 송신되는 데이타가 변조되어 있지 않는 파일럿신호를 사용하여 검출후 잔존하는 반송파 오프세트의 영향을 제거하는 데이터복조회로 및 방법에 관한 것이다.
또한, 본 발명은 타이밍이 다른 파일럿신호에 기인한 간섭을 제거하는 데이터복조회로 및 방법에 관한 것으로 특히 다수의 데이터복조회로 및 방법에 의해서 다이버시티 수신하는 데이터복조회로 및 방법에 관한 것이다.
직접시퀀스(DS)방식의 스펙트럼확산통신방식(이하, SS방식이라고 한다)는 내간섭성, 내주파수선택패딩성, 다원접속성등의 각종 이점을 갖고 있기 때문에, 자동차전화, 셀룰러전화, 코드리스전화 및 무선LAN을 포함하는 이동체통신을 위한 통신방식의 하나로써 개발되고 있다. 다음의 설명에 있어서, 심볼이라는 것은 데이터변조형식에 의해 결정된 정보알파벳중의 하나를 의미한다. BPSK(2상PSK)변조시에 있어서, 심볼은 데이터와 마찬가지로 고려할 수 있다.
제31도는 USP(미국특허)5103459호에 개시된 CDMA(코드분할다중액세스)셀룰러전화시스템의 이동전화기의 개략적 구성을 도시한 도면이다. 이 이동 CDMA전화시스템은 디플렉서(2)를 거쳐서 아날로그수신기(3) 및 파워엠프(4)에 접속되어 있는 안테나(1)을 포함하고 있다. 안테나(1)은 기지국으로부터 SS신호를 수신하고, 디플렉서(2)를 거쳐서 아날로그수신기(3)으로 수신신호를 공급한다. 아날로그수신기(3)은 입력된 수신신호를 베이스밴드(기저대)신호로 변환하고, 다음에 A/D(아날로그/디지탈)변환기에 의해 디지털신호로 변환하는 다운변환기를 포함한다. 디지털신호로 변환된 베이스밴드신호는 서처리시버(5)와 디지털데이타수신기(데이타복조회로)(6) 및 (7)에 공급된다.
SS신호가 다수의 경로를 거쳐서 수신기에 도달하면 각 경로의 각각의 신호마다 타이밍차가 발생하게 된다. 데이터복조회로(6) 및 (7)은 어느 경로의 신호를 트랙하고, 수신할지를 선택할 수 있다. 제31도에 도시한 바와 같이 2개의 데이터복조회로가 존재하는 경우에는 2개의 분리된 경로가 평행하게 트랙된다.
한편, 제어프로세서(8)로 부터의 제어신호에 따라서, 서처리시버(5)는 기지국으로 부터의 수신다중경로신호(다수의 경로를 거쳐서 수신되는 신호)에 포함되는 각각의 파일럿신호를 검출하기 위해, 수신파일럿신호의 기준타이밍 근방의 시간영역을 주사한다. 그리고, 거처리시버(5)는 수신파일럿신호의 강도를 서로 비교하고, 제어프로세서(8)로 강도신호를 출력하고, 강도가 강한 신호를 지시한다.
그리고, 제어프로세서(8)은 데이터복조회로(6) 및 (7)에 제어신호를 공급하여 다른 강도가 가장 강한 신호중의 하나를 각각 처리한다.
데이터복조회로(6) 및 (7)의 기능은 수신신호를 송신측에서 사용된 PN의사잡음부호와 서로 상관시키는 것이다. 제32도는 마찬가지로 USP 5103459호에 개시된 데이터복조회로의 상세도이다. 데이터복조회로(6) 및 (7)은 수신경로신호중 하나에 대응해서 동상축용 및 직교축용의 PN부호 PNI(t) 및 PNQ(t)를 각각 발생하는 PN발생기(516),(518)을 포함한다. 또 데이터복조회로(6) 및 (7)은 각각 기지국에서 이 이동기와 통신하기에 적당한 Walsh(왈시)함수를 발생시키는 왈시함수발생기(520)을 포함한다. 왈시함수발생기(520)은 제어프로세서로 부터의 선택신호에 따라서 할당된 왈시함수에 대응하는 부호시퀀스를 발생한다. 콜세트업메시지(call set-up message)의 일부로써 기지국에서 이동기로 선택신호가 송신된다. PN발생기(516) 및 (518)로 부터 출력된 PN부호 PNI(t) 및 PNQ(t)는 각각 입력으로써 EX-OR게이트(522) 및 (524)에 공급된다. 왈시함수발생기(520)은 그의 출력을 EX-OR을 연산하는 EX-OR게이트(522) 및 (524)에 공급하고, 시퀀스PNI'(t) 및 PNQ'(t)를 발생한다.
시퀀스PNI'(t) 및 PNQ'(t)는 PN QPSK(4상PSK)상관기(526)에 입력되어 처리되고, 상관기(526)의 출력I 및 Q는 대응하는 어큐뮬레이터(528) 및 (530)에 공급된다.
그 결과, PN QPSK상관기(526)과 각각의 어큐뮬레이터에 의해 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 따른 각각의 상관이 연산된다. 어큐뮬레이터의 출력은 위상회전기(533)에 공급된다. 또한 위상회전기(532)는 제어프로세서(8)로 부터의 파일럿신호의 위상도 수신한다. 수신심볼의 위상은 파일럿신호의 위상에 따라서 회전된다. 수신심볼의 위상은 파일럿신호의 위상에 따라서 회전된다. 파이럿신호의 위상은 서처리시버와 제어프로세서에 의해서 결정된다. 위상회전기(532)의 출력은 동상축데이타(23)으로써, 컴바이너 디코더회로(9)에 공급된다.
컴바이너 디코더회로(9)는 다이버시티 컴바이너회로와 FEC디코더회로로 이루어져 있다.
다이버시티 컴바이너회로는 2개의 수신심볼의 타이밍을 동시에 되도록 조정하고, 2개의 심볼을 각각의 상대적인 신호강도에 대응하는 값으로 승산한 후, 그들을 동시에 가산한다. 이 조작에 의해 최대비합성 다이버시티수신이 실행된다. 또한, CDMA셀룰러시스템에 있어서의 다이버시티 수신방식에 대해서는 PCT/US 90/06417에 개시되어 있다.
상술한 바와 같이, 종래의 수신기는 수신신호를 베이스밴드 디지털 신호로 다운변환하는 단일의 아날로그수신기에 의해 모든 경로신호를 공통으로 처리하는 구성으로 되어 있다. 단, 각 수신경로신호는 각각 독립된 반송파 위상을 갖고 있다. 단일의 경로신호에 대해서는 예를 들면 코스터스 루프등의 반송파 재생회로에 의해 아날로그수신기(3)에 있어서 수신신호의 위상을 제어하는 방법이 J.K.HOLMES저, COHERENT SPREAD SPECTRUM SYSTEM, (Hohn Wiley ＆ Son 사 발행)에 개시되어 있다. 그러나, 다수의 경로신호의 경우, 다수의 수신경로신호의 다른 위상을 동시에 제어하는 것은 곤란하다.
따라서, 데이터복조기로의 입력신호는 필연적으로 수신경로의 반송파와 다운변환용으로 사용되는 국부반송파 사이의 위상차(다운변환후의 잔류위상차)를 포함하게 된다.
즉, USP 5103459호에 개시된 변조방식과 마찬가지로, 데이터 및 사용자식별을 위한 왈시함수에 의한 변조가 BPSK(2상PSK)이고 확산을 위한 변조가 QPSK(4상PSK)인 경우 송신신호의 복고엔벌로프S(t)는
로 얻어진다. 여기에서, W(t)는 각 사용자에게 송신하는 SS신호 및 파일럿신호가 다중화된 다중화신호이고, i번째의 사용자에게 di(t), Wi(t) 및 αi를 각각 변조데이타, 왈시함수 및 전력배분에 관한 정수로 하고, N을 다중화수로 하면, 이때 W(T)는
(단, ∑는 i=O~N의 합계이고, i=0은 파일럿신호에 대응)
으로 된다.
다음에, 수신경로신호의 수신진폭을 ρ, 수신경로신호의 반송파와 다변환에 사용되는 국부반송파 사이의 위상차(다운변환후의 위상차)를 θ로 하면, 아날로그수신기의 출력에서 복조할 수신경로신호중 하나의 복소엔벨로프 RX(t)는 다음과 같다.
즉, 동상축 수신신호 RXI(t)는 RX(t)의 실수성분, 즉
이고, 직교축 수신신호는 RX(t)의 허수성분, 즉
이다. 이들 동상축 수신신호 및 직교축수신신호는 입력으로써 PN QPSK상관기에 공급된다.
제32도에 있어서 위상회전기(532)는 위상차의 영향을 제거하기 위해 사용된다. USP 5103459 호는 위상회전기의 기준위상인 파일럿신호위상의 결정방법에 대해선 상세하게 개시하고 있지 않지만, 또 서처리시버는 파일럿신호에 관한 PN QPSK상관기와 어큐뮬레이터도 갖고 있으므로, 위상은 연산을 tan-1(sinθ/cosθ)로 실행하는 것에 의해서 결정된다고 고려된다. 또, 위상회전조작은 위상보상황 exp(-jθ)=cosθ-j sinθ의 곱조작으로써 간주된다. 그러나 이와 같은 위상회전조작은 θ를 구하기 위해 tan-1연산을 실행하고, 이렇게 얻어진 θ로부터 다시 cosθ와 sinθ를 구하는 등의 복잡한 처리가 필요로 된다.
또, 다수의 수신경로를 주사하기 때문에, 서처리시버는 단일의 경로 신호에 의해 위상을 결정하는 경우에 비해 주사하는 시간주기에 비례해서 잡음의 영향을 줄이기 위한 평균화시간이 짧아지므로, 기준위상이 잡음의 영향을 받기 쉽다고 하는 문제가 있었다(즉, 잡음은 랜덤하기 때문에 평균화시간을 길게 하면 잡음의 영향은 경감되지만, 평균화시간을 짧게 하면 잡음영향의 경감효과는 그다지 기대 할 수 없게 된다). 한편, 충분한 잡음경감의 효과를 확보하기 위해 평균화시간을 길게 하면, 전체시간영역의 주사결과를 얻기까지 필요한 시간이 길어지게 되어, 길어진 시간동안 이동기의 이동에 따른 회선조건의 변화에 의해서 위상차를 정확하게 얻을 수 없는 경우가 있다.
이에 반해 일본국 특허공개공보 평성5-149369호에는 데이터복조회로에 의해 복조되는 특정의 수신경로신호에 포함되는 파일럿신호를 상관처리하고, 위상차정보를 추출하여 위상차의 영향을 보상하는 데이터복조회로를 개시하고 있다. 제33도는 일본국 특허공개공보 평성5-14369호에 개시된 데이터복조회로를 구성하는 위상차정보 추출부 및 위상보상부를 도시한 것이다. 제33도에 있어서, (20a),(20b),(20c) 및 (20d)는 각각 입력신호에 대해서 시간평균조작을 실행하는 평균화부이다. 이들 각 부는 동상축수신 신호 및 직교축수신신호에 대해서 도면에 도시된 처리를 실행하는 것에 의해 평균화부 출력으로써 위상차에 관한 성분 ρα0cosθ 또는 ρα0sinθ를 출력한다.
α0은 파일럿신호의 전력배분에 관한 정수이다. 평균화부에 의해 실행된 1심볼시간을 넘는 시간평균조작에 의해, 승산기(11),(12),(13) 및 (14)의 출력에 포함되는 PNI와 PNQ사이의 상호관계의 영향은 충분히 억제할 수 있다.
여기에서, 상술한 바와 같이 위상차가 존재하는 경우의 수신신호는 RX(t)=ρS(t)exp[jθ]로 정의되므로, RX(t)를 위상 보상항 exp[-jθ]로 승산하는 것에 의해 위상차의 영향을 제거할 수 있다. 즉,
로 된다. 여기에서 수신신호를 동상축수신신호와 직교축수신신호로 분리하고, 위상보상항을 승산하면 다음과 같이 된다.
즉, 상기 식의 우변에 착안하면, 제1항은 동상축수신신호를 cosθ로 승산한 항과 직교축수신신호를 sinθ로 승산한 항의 합의 형태이고, 제2항은 동상축수신신호에 -sinθ를 승산한 항과 직교축수신신호에 cosθ를 승산한 항의 합으로 되어 있다. 한편, 평균화부 mean(20a),(20b),(20c),(20d)의 출력은 각각 ρα0cosθ, -ρα0sinθ, ρα0sinθ 및 ρα0cosθ이다. 따라서 제33도에 도시된 바와 같은 조합으로 평균화부 mean(20a),(20b),(20c),(20d)의 출력과 RXI, RXQ를 승산하고 그 결과를 가감산하는 것에 의해, 계수 ρα0를 제외하면 상기 식과 동일한 신호처리가 실현된다.
제33도에 있어서, cosθ에 관한 2가지의 성분은 평균화부mean(20a) 및(20d)에서 얻어지고, sinθ에 관한 2가지의 성분은 각각 평균화부mean(20b) 및 (20c)에서 얻어진다. 제34도는 마찬가지로 일본국 특허공개공보 평성5-149369호에 개시된 데이터복조회로의 위상보상부를 도시한 것이다. 회로의 간략화를 도모하기 위해, 위상보상부를 도시한 것이다. 회로의 간략화를 도모하기 위해, 위상보상부에 하나의 승산기 및 하나의 평균화부를 마련하여 conθ 및 sinθ에 관한 성분을 추출하고자 한다.
이와 같이 제32도의 구성에서는 tan-1연산, 위상회전조작과 같은 복잡한 처리를 필요로 하거나, 또는 다수의 수신파일럿신호를 주사하는 서처리시버에 의한 파일럿위상을 사용하기 때문에 기준위상이 잡음의 영향을 받기 쉽다는 문제가 있었다. 또, 제33도의 회로는 이들의 과제를 해결하기 위한 의도와 관계없이 용장의 구성으로 되어 있다. 제34도에 도시된 구성은 제33도의 구성의 용장성을 제거하도록 고안되었지만, 수신신호중에 포함되는 위상차정보에 관한 성분중 1/2만을 사용하기 때문에, 잡음의 영향을 받기 쉽다고 하는 문제는 남아 있었다.
또, 다이버시티수신을 위해서 다수의 데이터복조회로를 사용하기 때문에 각각의 데이터복조회로의 구성 및 처리가 복잡하게 되면, 수신기 전체의 복잡도도 한층 증대한다고 하는 문제가 발생한다.
또, 데이터복조회로를 구성하는 위상보상수단의 잡음의 영향이 커지면 데이터복조회로의 복조특성이 저하한다. 따라서, 다이버시티수신의 복조특성을 한층 향상시키기 위해서 각각의 데이터복조회로의 복조특성을 개선해야 한다는 문제가 남는다.
또, 최대비합성 다이버시티수신의 성능을 최대한으로 실현하기 위해서는 각각의 데이터복조회로의 출력의 위상을 정확하게 맞추고, 신호강도에 대응한 값으로 가중해야 할 필요가 있다. 그러나, 서처리시버에 의해 얻어지는 파일럿신호위상 및 파일럿신호레벨을 사용하면 잡음의 영향이 커지기 때문에 다이버시티수신의 성능을 최대한으로 실현하는 것이 어렵게 된다. 여기에서 위상을 맞춘다라는 것은 위상보상이 정확하게 실행된다는 것을 의미한다.
또, 기지국 송신기에서 사용되는 송신반송주파수와 이동기내의 다운변환에 사용되는 국부발진기 출력주파수 사이에는 일반적으로 주파수 편차가 존재한다.
상술한 다운변환후에 잔존하는 위상차θ는 시간적 변동이 없다고 간주할 수 있지만, 수신경로신호의 반송파와 다운변환에 사용되는 국부발진기출력 사이에 주파수편차가 존재하는 경우에는 다음과 같은 식이 나타난다.
여기에서, δω=2πδf 이고, δf가 주파수편차이다. 이하, 상기 식에서 표시한 Φ를 반송파 오프세트라고 한다.
잡음은 랜덤한 동작을 하므로 평균화부에서의 평균화시간이 길어지면 잡음에 의한 영향은 저감되지만, δω에 의한 시간 변동 때문에 반송파 오프세트보상(주파수 및 위상보상)을 할 수 없게 된다. 시간 t를 짧게 하면 δω의 영향은 작아지지만 반면 평균화시간이 짧아져서 평균화에 의한 잡음의 저감효과가 억제된다. 따라서 종래의 위상보상수단에서는 잡음에 의한 영향이 증가되는 문제가 남는다.
또, 데이터복조회로의 위상보상수단은 잡음에 의한 영향이 커지면, 데이터복조회로의 복조특성이 저하한다. 따라서, 다이버시티수신의 복조특성을 한층 향상시키기 위해서 각각의 데이터복조회로의 복조특성을 개선해야 한다는 문제가 남는다. 또한, 다이버시티수신의 성능을 충분히 얻기 위해 각각의 데이터복조회로의 출력의 위상을 맞추어야한다는 과제도 남는다.
반송파오프세트에 대한 보상수단으로써는 예를 들면 다까하시, 다께시, 오니시등의 보고(IEEE 1993년 춘계전국대회A-204)가 있다(단, 변조방식은 USP 5103459호와 다르다). 고정된 위상차를 얻기 위해서 이 방법은 각 역확산심볼마다 tan-1연산을 실행하고, 각 심볼에 대한 위상 및 연속하는 위상간의 차분을 구하고, 위상의 차분을 평균화해서 주파수오프세트에 상당하는 위상회전량을 구하고, 각 심볼마다 구한 위상에 상당하는 위상회전량을 감산하여 그 결과를 최종적으로 평균화하는 스텝을 포함한다.
즉, n번째의 역확산심볼에서 얻어진 위상을 Φ(n), 심볼시간을 T, 평균화수를 N, δφ=δωT로 하면,
의 처리에 의해 δφ 및θ이 구해진다.
여기에서 Σ는 n=1~n의 합계이다. 역확산심볼(제32도)의 어큐뮬레이터(528) 및 (530)의 출력에 상당한다)은 exp(-jΦ)로 승산된다. 그러나 tan-1연산 및 위상회전조작이 필요로 되어 처리가 복잡하게 된다.
또, 다수의 데이터복조회로를 사용하는 다이버시티수신의 경우, 각각의 데이터복조회로에 복잡한 처리가 요구되면 수신기전체의 복잡도도 한층 증대한다고 하는 문제가 발생한다.
또, USP 5103459호에 개시된 통신시스템을 사용하는 경우, 수신다중 경로신호가 서로 간섭하여 수신특성이 저하한다고 하는 문제가 있다. 즉, 기지국으로부터 송신된 신호가 다수의 경로를 통해서 수신되는 경우, 각각의 경로신호의 수신타이밍에 차분이 발생한다. S(t)는 왈시함수에 따른 직교다중화신호이고, 직교다중화신호의 직교성은 각각의 수신타이밍이 동일한 경우에만 성립하고, 수신타이밍이 각기 다른 경우에는 간섭성분으로 되어 복조특성이 저하한다. 따라서 간섭성분에 의한 데이터복조회로의 복조특성의 저하를 개선해야 한다는 문제가 남는다. 또, 다이버시티수신에 의한 복조특성을 한층 향상시키기 위해 간섭성분에 의한 각각의 데이터복조회로의 복조특성의 저하를 감소시켜야 한다는 문제도 남게 된다.
본 발명은 상기 종래기술이 갖는 문제에 착안해서 이루어진 것이다.
본 발명의 목적은 보다간단한 구성으로 다운변환후에 잔존하는 반송파오프세트의 영향을 제거하는 것에 의해 복조특성을 향상시킬 수 있는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 타이밍이 다른 파일럿신호에 기인한 간섭을 제거하는 것에 의해, 복조특성을 향상시킬 수 있는 스펙트럼확산 통신용 데이터복조회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 간단한 구성으로 다수의 데이터복조회로를 사용해서 다이버시티수신하는것에 의해 복조특성을 한층 향상시킬 수 있는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제1의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해, 직접시퀀스 방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펫트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 상기 데이터복조회로는 동상축의 수신신호 및 직교축의 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 위상차정보 추출수단, 상기 위상차정보 추출수단에서 얻어진 위상차정보를 사용하여 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 위상차의 영향을 보상하는 위상보상수단 및 상기 위상보상 수단의 출력에서 송신데이타를 복조하는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제2의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 각각 다른 타이밍을 갖는 특허청구의 범위 제1항에 따른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기타이밍조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이파판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제3의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호 각각에 송신축에서 사용된 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는위상차정보추출수단, 동상축수신신호 및 직교축수신신호를 일정한 시간주기 동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 및 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제4의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이타복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 각각 다른 타이밍을 갖는 특허청구의 범위 제3항에 다른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제5의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신축에서 사용된 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 위상차정보 추출수단, 도상축수신신호 및 직교축수신신호를 일정한 시간주기 동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보의 레벨을 제어하는 레벨제어수단, 상기레벨제어수단에 의해 레벨제어된 위상차정보를 사용하여, 상기 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는주파수 위상보상수단 및 상기 주파수위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제6의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상촉 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 각각 타이밍이 다른 특허청구의 범위 제5항에 따른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍조정수단에 의해 타이밍 조정된 상기 다수의 데이터복조회로의 상기 출력의 레벨을 조정하는 레벨조정수단, 상기 레벨조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제7의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용된 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 위상차정보 추출수단, 동상축수신신호 및 직교축수신신호를 일정한 시간주기 동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여, 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 상기 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수위상오프세트를 보상하는 위상보상수단, 타이밍이 다른 파일럿신호에 의해 상기 주파수위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하는 간섭량산출수단 및 상기 주파수위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 캔슬러를 갖는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제8의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 각각 타이밍이 다른 특허청구의 범위 제7항에 따른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍조정수단의 출력을 가산하는 가산수단, 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터판정수단을 포함하는 것을 특징으로한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제9의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조호로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신축에서 사용된 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 위상차정보 추출수단, 동상축수신신호 및 직교축수신신호를 일정한 시간주기 동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여, 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 상기 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 추출된 위상차정보의 레벨을 검출하는 레벨검출수단, 타이밍이 다른 파일럿신호에 의해 상기 주파수 위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하고, 상기 레벨검출수단에 의해 검출된 레벨에 따라서 상기 산출의 결과를 제어하고, 상기 제어의 결과에 따라서 간섭량을 선택적으로 출력하는 선택적 간섭량산출수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 선택적 간섭량산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 캔슬러를 갖는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제10의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 각각 타이밍이 다른 특허청구의 범위 제9항에 따른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제11의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용된 의사잡음부호를 송신하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 위상차정보 추출수단, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호를 일정 시간주기 동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보의 레벨을 제어하는 레벨제어수단, 상기 위상차정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여, 상기 지연시간에 의해 시간 지연된 상기 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단, 타이밍이 다른 파일럿신호에 의해 상기 주파수 위상보상수단의 상기 레벨제어된 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하는 간섭량산출수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 켄슬러를 갖는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제12의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이타복조회로는 각각 타이밍이 다른 특허청구의 범위 제11항에 따른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍 조정수단에 의해 타이밍 조정된 상기 다수의 데이터복조회로의 상기 출력의 레벨을 저정하는 레벨조정수단, 상기 레벨조정수단의 출력을 가산하는 가산수단, 상기 가산수단의 출력에 의해 송신데이타를 판정하는 데이터판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제13의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용된 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 위상차정보 추출수단, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호를 일정 시간주기 동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출 수단에 의해 얻어진 위상차정보의 레벨을 제어하는 레벨제어수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여, 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 상기 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단, 다른 타이밍을 갖는 파일럿신호에 의해 상기 주파수 위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하고, 제어된 가변산출처리를 통해서 상기 레벨검출수단에 의해 검출된 레벨에 따라서 상기 산출의 결과를 제어하고, 상기 제어의 결과에 따라서 간섭량을 선택적으로 출력사는 선택적 간섭량 산출수단 및 상기 선택적 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 켄슬러를 갖는 데이터복조수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제14의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를각각 복조하고, 상기 데이터복조회로는 각각 타이밍이 다른 특허청구의 범위 제13항에 따른 다수의 스펙트럼확산통신용 데이터복조호로, 상기 다수의 데이터복조회로의 출력의 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍 조정수단에 의해 타이밍 조정된 상기 다수의 데이터복조회로의 상기 출력의 레벨을 조정하는 레벨조정수단, 상기 레벨조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단이 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제15의 특징에 따르면 스펙트럼확산통신용 복조장치의 데이터복조방법은 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하고, 상기 방법은 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용된 의사잡음부호를 승산하는 스텝, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하는 스텝, 가감산결과를 평균화하여 위상차의 정보를 추출하는 스텝 및 위상차정보를 사용하여 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 위상차의 영향을 보상하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제16의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제15항 기재의 데이터복조방법은 보상스텝전에 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호를 일정 시간주시 동안 지연시키는 스텝을 또 포함하고, 상기 보상스텝은 위상차정보를 사용하여 지연스텝에 의해 시간 지연된 직교축 수신신호에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제17의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제16항 기재의 데이터복조방법은 보상스텝전에 위상차정보의 레벨을 제어하는 스텝을 또 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제18의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제16항 기재의 데이터복조방법은 타이밍이 다른 파일럿신호에 의해 주파수 위상보상에 영향을 미치는 간섭량을 산출하는 스텝과 간섭량을 감산하는 것에 의해 송신데이타를 복조하는 스텝을 또 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제19의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제18항 기재의 데이터복조방법은 산출스텝전에 위상차정보의 레벨을 검출하는 스텝과 위상차정보의 레벨에 따른 간섭량을 선택하는 스텝을 또 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제20의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제18항 기재의 데이터복조방법은 보상스텝전에 위상차정보의 레벨을 제어하는 스텝을 또 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제21의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제20항 기재의 데이터복조방법은 보상스텝전에 위상차정보의 레벨에 따른 간섭량을 선택하는 스텝을 또 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 제22의 특징에 따르면 특허청구의 범위 제15항 기재의 데이터복조방법은 다수의 복조장치의 출력의 타이밍을 조정하는 스텝, 다수의 복조장치의 출력을 가산하는 스텝 및 송신데이타를 판정하는 스텝을 또 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하, 도면을 사용하면서 본 발명에 관한 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로의 실시예를 설명한다.
[실시예 1]
우선, 도면중 제1도는 본 발명에 다른 데이터복조회로의 구성도이다. 제1도에 있어서, 위상차정보추출수단(10)에는 동상축의 의사잡음부호PN1및 직교축의의사잡음부호PNQ와 함께 동상축수신신호RXI및 직교축수신신호RXQ가 입력되고, 평균화부meanC(20) 및 meanS(25)에 의해 위상차에 관한 정보가 추출된다.
위상보상수단(30)은 다운변환후에, 이와 같이 추출된 위상차정보를 사용해서 RXI(t) 및 RXQ(t)에 잔존하는 위상차의 영향을 보상하고, 위상보상된 동상축성분 및 직교성분을 출력한다. 데이터복조수단(40)에 있어서 동상축성분 및 직교축성분은 각각 동상축의 의사잡음부호PNI및 직교축성분의 의사잡음부호PNQ에 의해 승산되고, 각각의 승산결과는 가산기(43)을 통해서 함께 가산된다. 가산기(43)출력은 이동기에 할당된 왈시함수에 의해 승산되고, 승산결과는 어큐뮬레이터(45)를 통해서 1심볼시간 동안 어큐뮬레이트된다. 명세서 전체에 걸쳐서, 어큐뮬레이터(45)의출력은 데이터를 판정하는 데이터판전수단에 공급되거나 또는 다이버시티 컴바이너회로에 공급되고, 다이버시티수신후에 또 데이터판정수단에 공급되는 것을 알 수 있다.
이하, 제1도에 도시된 데이터복조회로의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 단, 상술한 본 발명의 목적중 여기에서 얻어지는 목적은 검파후에, 잔존하는 위상차θ를 간단한 구성으로 편리하게 보상하는 것이므로 여기에서는 δω가 충분히 작은 경우(Φ=θ)에 대해서 설명한다. 도 다수의 수신경로신호가 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 포함되어 있지만, 데이터복조회로가 트랙하여 수신하고 있는 경로신호에 대해서만 고려한다. 또, 다른 타이밍을 갖는 수신경로신호에 의해 발생되는 간섭은 복조시에 (어큐뮬레이터 출력에 있어서) 가우스잡음과 같이 동작하는 것이 보고되어 있다(저자 : ALLEN SALMASI,KLEIN S.GILHOUSEN, 문서명 : ON THE SYSTEM DESIGN ASPECTS OF CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS(CDMA)APPLIED TO DIGITAL CELLULAR
AND PRESONAL COMMUNICATION NETSORKS,41st IEEE VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE).
종래의 기술에서 설명한 바와 같이, 동상축수신신호RXI(t) 및 직교축수신신호RXQ(t)는 각각
이다. 승산기(11) 및 (13)의 출력은 각각 RXI(t) PNI(t) 및 RXQ(t) PNQ로 된다. 따라서 가산기(15)의 출력은 PNI 2(t)=PNQ 2(t)=1이므로,
로 된다. 마찬가지로 승산기(12) 및 (14)의 출력은 각각 -RXI(t)PNQ(t) 및 RXQ(t)PNI로 된다.
따라서, 가산기(16)의 출력은
로 된다. 가산기(15) 및 (16)의 출력은 각각 입력으로서 평균화부meanC(20), meanS(25)에 공급된다. 또, 제33도 및 제34도에 도시된 종래의 구성과 비교하면, cosθ가 추출되는 성분과 sinθ가 추출되는 성분은 각각 가산기에 의해 일괄적으로(벡터적으로 동일방향으로) 가산된 후에, 평균화부에 입력된다.
한편, 각각의가산기에 입력되는 잡음은 서로 독립적이므로 랜덤하게 가산된다. 따라서, 동일한 평균화시간이라도 잡음의 영향이 적은 위상차정보를 추출할 수 있다.
제2도는 평균화부meanC(20) 및 meanS(25)의 구성을 상세하게 도시한 도면이다. 가산기(15) 또는 (16)의 출력은 평균화부meanC(20) 또는 meanS(25)내에 구비된 어큐뮬레이터(21)에 입력되고, 1심볼시간 T에 걸쳐서 적분(누적가산)된다.
평균화부meanC(20)의 적분은
으로 된다(여기에서 ∫는 1심볼시간에 걸친 적분). 적분시간이 심볼시간T이면 적분결과는 왈시함수의 직교성에 의해 W0(t)[=1]이외에 제로로 된다. 그리고, I=0은 무변조(d0=1)인 파일럿신호에 할당된 왈시함수이므로 평균화부meanC(20)의 출력은 2Tρα0cosθ로 된다. 마찬가지로, meanS(25)의 출력은 2Tρα0sinθ로 된다.
또, 어큐뮬레이터(21)의 출력은 다른 다중경로신호 또는 열잡음 등에서 발생하는 잡음성분도 포함하므로, 어큐뮬레이터 출력은 시프트레지스터(23a) 및 (23b)에 공급되고, 공급된 내용은 가산기(24)를 통해서 가산되고, 평균화되어 잡음의 영향을 감소시킨다. 시프트레지스터는 T간격으로 입력되는 어큐뮬레이터 출력을 순차로 시프트해 간다. 이 실시예에서는 2단 시프트레지스터를 사용해서 설명했지만 단수는 신호강도와 이동기의 이동에 따른 수신신호의 위상변동등에 따라서 최적하게 설정해야 한다. 또, 승산기(22)는 어큐뮬레이터(21)과 시프트레지스터(23a) 사이에 삽입되어 있고, 정규화를 위해 가산기(24)로의 입력수를 m(레지스터단수=m-1) 계수를 1/(2T·m)으로 하는 가중회로이다.
잡음의 영향이 경감된 가산기(24)의 출력은 평균화부meanC(20) 및 meanS(25)의 출력 ρα0cosθ, ρ0siinθ, 즉 위상차정보 추출수단의 출력이다.
제33도 및 제34도에 도시된 종래예와 마찬가지로 위상차정보 추출수단에 의해 추출된 위상차정보를 사용하여 수신신호에 포함되는 다운변환후의 전류위상의 영향을 보상하는 동작을 한다. 상술한 바와 같이, 가산기(35)는 ρSI(t)에 계수 ρα0을 가산해서 얻은 ρ2α0SI(t)를 출력하고, 마찬가지로 가산기(36)은 ρ2α0SQ(t)를 출력한다. 가산기(35) 및 (36)의 출력은 위상차의 영향이 제거된 동상축성분 및 직교축성분으로 이루어지고, 위상보상수단의 출력으로서 데이터복조수단에 입력된다.
데이터복조수단에 있어서, 동상축성분에는 PNI(t)가 승산되고, 직교축성분에는 PNQ(t)가 승산되고, 이와 같이 해서 얻어진 승산결과는 모두 가산되어 이하의 출력을 얻는다.
그리고, 승산기(44)는 가산기(43)의 출력에 이동기에 할당된 왈시함수Wi(t)를 승산하고,
을 어큐뮬레이터(45)에 출력한다. 어큐뮬레이터(45)에서는 승산기(44)의 출력의 누적을 실행한다. 오라시함수의 직교성에 의해 어큐뮬레이터 출력에서의 다중화신호중 αidi(t) Wi(t)만이 추출되고, 그 결과 데이터복조수단의 출력이 2ρ2α0αidi(t)로 된다.
또, 여기에서는 어큐뮬레이터와 시프트레지스터 사이에서 승산기(22)에 으해 정규화를 실행하는 방법에 대해 개시하였지만, 정규화는 어큐뮬레이터 입력 또는 가산기 출력에서 실행해도 좋고, 또는 다수의 장소로 나누어 실행해도 좋다. 정규화는 디지털데이타의 양자화비트수 또는 시프트레지스터의 단수등에 따라서 양자화오차의 영향이 최소로 되는 장소등의 최적 장소에서 실행할 수 있다.
[실시예 2]
다음에, 제3도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 제1 및 제2의 데이터복조회로(600),(610)의 동작은 실시예 1과 실질적으로 동일하고, 각각 제1 및 제2수신경로신호에 대해서 동작한다. PNI1,PNQ1및 Wi1은 각각 제1의 수신경로신호의 의사잡음부호와 왈시함수이고, PNI2, PNQ2, 및 WI2는 각각 제2의 수신경로신호의 의사잡음부호와 왈시함수이다. 동일한 기지국으로부터 전송된 제1 및 제2의 수신경로신호는 동일한 의사잡음부호 및 왈시함수를 갖지만, 타이밍은 서로 다르다. 이동기와 기지국의 위치관계에 따라서는 다수의 기지국에서 동일한 이동기로의 신호의 동시송신이 가능하다. 그러나, 이와 같은 경우에 PNI1, PNQ1및 Wi1은 제1의 기지국에서 사용되는 의사잡음부호와 왈시함수로 되고, PNI2, PNQ2및 WI2는 제2의 기지국에서 사용되는 의사잡음부호와 왈시함수로 된다. 이들의 관계는 다음에 기술하는 실시예에도 적용하여 설명할 수 있다.
데이터복조회로(600) 및 (610)의 출력 D1및 D2는 각각 제4도에 도시된 다이버시티 컴바이너회로에 공급되고, 여기에서 출력 D1과 D2는 타이밍이 동일하게 되도록 지연수단(601) 및 (602)에 의해 시간지연된다. 각각의 지연시간 T1및 T2는 동일 수신기내의 서처리시버(5) 또는 데이터복조회로(600),(610) 및 제어프로세서(8)등에 의해 결정된다. 지연회로의출력은 가산기(603)에 의해 가산된 후, 데이터판정을 위해 데이터판정수단(604)에 공급된다. 이 다이버시티 컴바이너회로에 있어서, 데이터복조회로(600) 및 (610)의 위상보상수단(30)에 의해 위상이 보상될 때, 계수 ρ1α0및ρ1α0은 동시에 승산된다. 여기에서 ρ1및 ρ2는 각각 제1 및 제2의 수신경로신호의 수신진폭이다. 즉, 가중은 최대비합성 다이버시티 수신의 실행에 필요로 되는 수신레벨에 따라서 이미 실행되어 있으므로 다이버시티 컴바이너회로에서는 타이밍 지연된 출력을 가산하는 것만으로 좋고, 이것에 의해 회로가 매우 간소화된다. 또한 진폭에 대응한 가중과 위상보상은 각각의 데이터복조회로에서 복조할 수신경로신호에 포함되는 단일의 파일럿신호만을 평균화하는 것에 의해 얻어지는 결과를 사용한다. 따라서, 평균화부의 시프트레지스터에서의 단수가 최적으로 설정되어 있으면, 최대비합성에 필요한 위상보상 및 레벨에 대한 최적한 가중을 확보할 수 있으므로, 서처리시버로 부터의 잡음의 영향이 큰 위상정보 및 진폭정보를 사용하는 경우에 비해서 잡음의 영향이 충분히 감소된 최대비 합성다이버시티 수신을 실현할 수 있다. 따라서, 바람직한 다이버시티수신의 효과를 확보하여 데이타복조특성을 크게 향상시킬 수 있게 된다.
[실시예 3]
제5도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성도이고, 지연수단(50) 및 (51)이 부가되어 있는 점이 제1실시예와 다르다. 위상차정보추출수단(10) 및 데이터복조수단(40)은 실시예 1과 실질적으로 동일하다. 또 주파수 위상보상수단(60)은 위상보상수단(30)과 완전히 동일한 구성이지만, 전자는 주파수편차도 보상할 수 있으므로, 명칭을 다르게 한다. 상술한 목적중 본 발명의 목적은 단순한 구성으로 검출 후에 잔류하는 반송파 오프세트의 영향을 간편하게 제거하는 것이다. 이하, 제5도의 실시예의 원리에 대해서 설명한다.
반송파 오프세트가 존재하는 경우, 동상축 수신신호와 직교축 수신신호는 각각 다음과 같이 된다.
여기에서 Φ=δω+θ는 시간함수이다. 제30도에 도시한 바와 같이, 제n번째의 심볼이 시간(n-1/2)T에서 (n+1/2)T 기간에 걸쳐서 존재하는 경우, 제n번째의 심볼의 평균위상각Φ(n)은
로 된다. 제2도에 있어서, 어큐뮬레이터(21)이 가산기(24)에 의해 평균화를 실행하지 않고, 주파수 위상보상수단(60)으로 직접 출력한 경우에도 어큐뮬레이터(21)은 RXI(t) 및 RXQ(t)에 포함되는 반송파 오프세트Φ(n+1) 사이에 δφ만큼의 위상차가 발생하게 되므로 연산시가 T를 필요로 한다. 가산기(24)는 잡음의 영향을 경감하기 위한 것이지만, Φ(n), Φ(n-1) 및 Φ(n-2)의 위상을 평균화하기 위해 2단 시프트레지스터를 사용하는 경우, RXI(t) 및 RXQ(t)에 포함되는 잔류반송파 오프세트Φ(n+1)에 대한 위상차가 더욱 증대하는 경향이 있다. 그러나 위상축정보 추출수단으로부터 추출되는 위상차정보에 따라서 RXI(t) 및 RXQ(t) 대신 RX1(t) 및 RXQ(t)를 2심볼시간 지연시키는 것에 의해 얻어지는 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 위상보상을 실행하면, 2심볼전의 전류반송파 오프세트는Φ(n-1)일 때 가산기(24)의 출력에서 얻어진 반송파오프세트와 일치하게 된다. 즉, 지연수단(50) 및 (51)의 지연시간 Td가 2T이면, 주파수편차에 의해 위상회전δφ가 발생하더라도 반송파 오프세트의 영향을 제거할 수 있다.
본 실시예에서는 주파수편차에 대해서 tan-1연산을 실행하지 않고, 단지 지연수단을 마련하는 것만이므로, 구성이 간단하고 동작량도 작게 된다. 단, 지연수단은 적어도 1칩시간마다 시프트되어야 하고 칩시간간격과 지연시간에 따른 단수를 구비한 시프트레지스터등으로 구성되어 있다.
다음에, 제5도의 실시예의 동작에 대해서 설명한다. 시프트레지스터(23)이 2단인 경우,
인 관계를 사용하는 것에 의해, 평균화부meanC(20)내의 가산기(24)의 출력은
마찬가지로 해서
인 관계를 사용하는 것에 의해, 평균화부meanS(25)내의 가산기(24)의 출력은
로 된다. 따라서, 지연수단(50) 및 (51)의 지연시간 Td를 2T(2심볼시간)으로 하면, 다운변환후에 잔류하는 반송파 오프세트는 Φ(n-1)일 때 가산기(24)에서 얻어진 출력과 일치하게 돈다. 따라서, 실시예 1의 경우와 마찬가지로, 계수ρα0(1/3)[1+2cos(δφ)]를 제외하고, 주파수 위상보상수단을 통해서 반송파 오프세트의 영향을 제거할 수 있다.
계수중 성분 (1/3)[1+2cos(δφ)]는 δφ에 따른 손실로써 간주되며 평균화동작에 의해서 발생된다. δφ=0(Φ=θ)인 경우, 계수는 ρα0(손실이 아님)이고, 위상차θ만을 갖는 반송파 오프세트는 실시예 1의 경우와 완전히 동일한 효과를 얻는다. δφ가 증대하면 계수의 값은 감소하고 δφ=+2π/3일 때 결국 0으로 되고, 위상차정보는 추출되지 않게 된다. 따라서, 2단 시프트레지스터의 경우, 보상한계는 δφ(심볼당 위상회전량)=2π/3rad로 정의된다.
보상한계는 시프트레지스터의 단수에 따라 변화한다. 시프트레지스터의 단수가 예를들어 4(즉, 가산기에서의 가산수가 5)인 경우에 평균화부meanC(20) 및 meanS(25)의 출력은 각각
로 된다. 이때, 지연수단(50) 및 (51)의 지연시간 Td는 4T로 설정할 필요가 있다. 이 경우, 평균화단수가 증대하면 잡음의 영향이 보다 경감된다. 단, 보상한계인 δφ는 0.4πrad이므로, 보상할 수 있는 최대주파수 오프세트량은 감소한다.
한편, 시프트레지스터의 단수가 1인 경우에는 평균화부 meanC20 및 meanS25의 출력은 각각
로 된다. 이 때, 지연수단(50) 및 (51)의 지연시간 Td는 1.5T로 설정할 필요가 있다. 이 경우, 평균화단수가 감소하면 잡음의 영향은 증대하지만, 보상한계인 δφ는 π이므로, 보상할 수 있는 최대주파수 오프세트량은 증대한다. 또, 위상차정보추출수단(10)의 출력은 2단 시프트레지스터의 경우와 마찬가지로 삼각함수의 합의 공식에서 얻을 수 있다.
상기의 설명에 있어서는 보상한계를 위상차정보 추출수단(10)의 출력이 0으로 되는 δφ인 것으로 설명하였지만 위상차정보추출수단(10)은 보상한계에 근접함에 따라 출력값을 서서히 감소하여 간다. 또, 반송파오프세트가 커지면, 평균화부 meanC(20) 및 meanS(25)내의 어큐뮬레이터(21)의 출력(상관값)도 감소한다. 출력에서의 감소량은 예를 들면 IEICE 의 학회논문지, V0l.J69-B No.11,pp.1540~1547에 보고되어 있다. 한편, 어큐뮬레이터(21)의 출력에 포함되는 잡음성분은 반송파오프세트와 독립되어 있으므로 평균화동작에 따른 손실과 어큐뮬레이터 출력의 저하에 의해, 잡음의 영향은 서서히 증대한다. 이동기에 있어서, 시프트레지스터의 단수를 결정할 때, 상기한 것에 주의해야만 한다. 이를 위해 손실의 정도, 어큐뮬레이터출력(상관값)의 저하, 시프트레지스터의 단수의 증가에 따른 잡음영향저감효과 및 반송파오프세트의 보상한계등을 고려하면서 실제의 시스템에 맞도록 결정하는 것이 바람직하다. 이 명세서 전체에 걸쳐서 (50) 및 (51)등의 지연수단을 사용하는 경우, 데이터복조수단(40)에 사용되는의사잡음부호가 지연시간Td에 따라서 시간지연되는 것을 알 수 있다.
[실시예 4]
제6도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 제1 및 제2의 데이터복조회로 (620), (630)의 동작은 실시예 3과 실질적으로 동일하다. 각각의 데이터복조회로(620) 및 (630)내에 지연수단(50) 및 (51)이 마련되어 있기 때문에, 제4도에 도시되는 다이버시티 컴바이너회로에 입력하는것에 의해 실시예 2의 효과에 부사해서 주파수편차가 존재하는 경우에도 동일한 효과를 얻을 수 있으므로 간단한 구성으로 반송파오프세트의영향을 제거하고 또한 바람직한 최대비 합성 다이버시티 동작을 실현할 수 있다.
[실시예 5]
제7도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의구성을 도시한 도면이고, 위상차정보추출수단(10)과 주파수 위상보상수단(60) 사이에 레벨제어수단(70)이 삽입되어 있는 점이 실시예 3과 다르고, 그 밖의 구성요소는 실시예 3과 동일하다. 실시예 3에서는 시프트레지스터의 단수가 2인 경우, 평균화부 meanC(20), meanS(25)출력은 각각
로 되었다. 이들 중, 참의 위상차정보는 cos{Φ(n-1)} 및 sin{Φ(n-1)}이고, 계수부분은주파수 위상보상수단출력에 있어서 동상축성분과 직교축성부과의승산에 사용된다. A/D변환기에 의해 디지털신호로 변환되는 디지털데이타형태인 RXI및 RXQ는 디지탈데이타를 나타내는 비트수에 적합하도록 아날로그부에 있어서 AGC자동이득제어등의 조작이 실행된 후 A/D변환된다. 따라서, 비트수의 여유분이 부족한 경우에는 반송파오프세트의 보상을 실행할 때 계수의승산에 의해 진폭이 볼합리하게 변환되면, 양자화오차의 영향이 증가될 수 있다. 특히, 이동기는 하드웨어 규모의 감소 및 저소비전력화등의관점에서 일반적으로 최소비트수를 갖도록 설계된다. 따라서, 이 실시예 5에 개시되는 데이터복조회로는 반송파 오프세트에 대한 보상에 대해서는 실시예 3과 실질적으로 동일한 효과를 얻을 수 있고, 또한 보상시에 어떠한 진폭변환도 이루어지지 않도록 구성되어 있다.
레벨제어수단(70)은 상술한 것보다 비트수가 작은 경우에 대응할 수 있도록 마련된 것으로, 위상차정보 추출수단의 출력에서 제어량을 산출하는 제어량산출부(80)을 포함하고, 이와 같이 해서 얻어진 제어량을 위상차정보추출수단출력에 승산하는 승산기(71) 및 (72)를 포함하여 하상 입력에 일정한 레벨을 유지하도록 할 수 있다. 제8도는 제어량산출부(80)의 구성을 상세하게 도시한 도면이다. 위상차정보 추출수단의 출력은 각각 2승기(81),(82)에 공급되고, 가산기(83)에 의해 2승합이 구해진다.
평균화부meanC(20) 및 meanS(25)의 출력에 있어서, 위상차정보를 자리올림하는 cos,sin의 계수는 동일하므로 2승합을 구하는 것에 의해 가산기출력으로서 계수의 2승값이 얻어진다. 다음 2승 루트 산출수단(84)는 계수의 2승값의 2승루트를 산출하고 여기에서계수의 크기가 구해진다. 또, 2승 루트 산출수단은 레벨모니터로써 이용된다. 그리고, 역수회로(85)는 계수의 크기의 역수를 구하고 제어량을 산출한다. 그러므로, 계수의 크기의 역수인 제어량 산출부의 출력은 승산기(71) 및 (72)를 통해서 위상차정보추출수단의 출력과 승산되므로, 계수의 영향이 배제된 위상차정보가 주파수 위상보상수단으로 출력된다.
[실시예 6]
제9도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로서, 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 5와 다르다. 이러한 구성은 δφ가 충분히 작고, 반송파오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δφ가 충분히 작은 경우는 예를 들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δφ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우 등이다. 이 경우에는 지연수단을 마련할 필요가 없어 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 7]
제10도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 제1 및 제2의 데이터복조회로(640) 및 (650)의 동작은 실시예 5와 실질적으로 동일하다. 데이터복조회로(640) 및 (650)은 각각 레벨조정수단(70)을 구비하고, 주파수 위상보상수단(60)에 있어서, 진폭이 변화하지 않는 구성으로 되어 있으므로, 양자화비트수의 감소에 관계없이 유요하게 동작한다. 단, 최대비합성 다이버시티동작을 실현할 때, 다이버시티 컴바이너회로는 진폭에 비례한 계수의 승산을 실행해야만 한다. 제27도에는 데이터복조회로 (640) 및 (650)의 출력으로부터 최대비합성 다이버시티수신을 실현하도록 동작하는 다이버시티 컴바이너회로가 도시되어 있다. 다이버시티컴바이너회로는 타임조정지연수단(771),(772)와 가산기(775) 사이에 각각 삽입된 승산기(773) 및 (774)를 포함하고, 진폭에 비례한 계수의 승산을 실행한다는 점이 제4도와 다르다. 진폭에 비례하는 계수는 제8도에 도시된 제어량 산출부의 2승루트 산출수단(84)에서 얻어지므로, 수단 및 처리를 추가하지 않고, 최대비합성 다이버시티동작을 용이하게 실현할 수 잇다. 또, 지연수단(771)과 승산기(773) 사이의 위치관계는 반대로 해도 좋다. 마찬가지로 지연수단(772)와 승산기(774)의 위치관계도 반배로 해도 좋다.
[실시예 8]
제11도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 이 실시예 7과 다르다. 이러한 구성은 δφ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δφ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분이 좋은 경우 또는 δφ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이다. 이 경우에는 지연수단을 마련할 필요가 없어 회로 규모를 축소할 수 있다.
[실시예 9]
제12도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다.
실시예 1~실시예 8에서는 수신경로신호에만 착안하였지만, 실제로는 타이밍이 다른 경로신호 또는 다른 기지국에서 송신된 신호등도 존재한다. 이들은 데이터복조특성을 저하시키는 랜덤한 잡음으로 간주된다. 그러나, 복조시에 잡음량을 산출하는 것은 팽대한 연산처리를 필요로 하기 때문에 곤란하다. 그러나 이동기는 적어도 고레벨을 갖는 파일럿신호의 수신타이밍, 위상등의 정보를 얻기 위해 수신경로신호에 포함되는 파일럿신호를 항상 계속 모니터한다. 상기 목적 중 이 실시예의 목적은 파일럿신호의 수신타이밍, 위상 등의 정보에 따라서 타이밍이 다른 파일럿신호에 의해 발생되는 간섭량을 계산하고, 간섭량을 제거할 수 있는 복조수단을 포함하는 복조회로를 제공하는 것이다. 제12도는 간섭량산출수단과 간섭량을 제거하는 캔슬러(91)을 갖는 캔슬러가 부착된 데이터복조수단을 포함하는 점이 실시예 3의 제5도와 다르다. 위상차정보 추출수단(10), 주파수 위상보상수단(60) 및 지연수단(50),(51) 등의 다른 구성요소는 실시예 3의구성과 실질적으로 동일하다.
우선, 타이밍이 다른 파일럿신호에 따른 간섭에 대해서 설명한다.
여기에서는 수신기가 타이밍이 다른 2개의 경로신호를 수신하는 경우를 고려한다. 빠른 타이밍신호 및 느린 타이밍신호를 각각 선행파와 지연파라고 한다.데이타복조회로에 입력으로서 공급되는 신호의 복소엔벌로프RX(t)는
로 된다. 여기에서 ρ1,Φ1은 각각 선행파의 수신진폭과 반송파 오프세트이고, ρ2,Φ2는 각각 지연파의 수신진폭과 반송파 오프세트이고, τ는 선행파와 지연파 사이의 타이밍차이다.
제12도의 복조회로가 선행파에 대해서 동작하고 잇는 것으로 하면, 실시예 3에서 설명한 바와 같이 주파수 위상보상수단(10)은 RX(t)에 대해서 RX(t)×ρ1α0exp(-jΦ1)인 동작을 실행하고, 그 결과 주파수 위상보상수단(10)의 출력은
로 된다. 여기에서, 상기 식의 제1항은 희망성분이고, 제2항은 타이밍이 다른 경로신호에 의한 간섭요인이다. 이하, 희망성분은 실시예 1에서 설명하였으므로, 간섭요인인 제2항의동작에 대해서 설명한다.
제2항은 다음과 같이 정리할 수 있다.
상기 식에 있어서, 실수성분은 승산기(41)의 입력이고, 허수성분은 승산기(42)의 입력이며 XΦ=Φ2-Φ1이다. 캔슬러가 부착된 데이터복조수단에 있어서, 승산기(41)은 간섭요인에 대해서 승산기의 이력에 PNI(t)를 승산하므로 출력은
로 된다.
마찬가지로 승산기(42)의 출력은
로 된다.
이후, 다음과 같이 표기하는 것으로 한다. 파일럿신호는 무변조이고, 여기에서 W(t+τ)에 포함되는 파일럿신호W2는 모두 1이고, 또 전력배분계수은 α0이다. 따라서, 승산기(41) 및 (42)의 출력에 포함되는 간섭요인 중, 지연파 파일럿신호에 의한 간섭성분은 각각
로 된다. 그리고, 가산기(43)의출력에 포함되는 간섭요인중 지연파 파일럿신호에 의한 간섭량 IDFI은 양식의 합으로 된다.
마찬가지로, 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로내의 가산기(43)의 출력에 포함되는 간섭요인중 지연파 파일럿신호에 의해 발생하는 간섭량 I-DFZ도 구할 수 있다.
즉 이동기의 조건하에서 내부에서 IDF(=IDFI=IDFZ)를 산출할 수 있는 선행파에 대해서 동작하는 데이터복조회로의 가산기(43)의 출력에서 IDF를 감산하는 것에 의해서 지연파 파일럿신호의 간섭을 제거할 수 있고, 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로의 가산기(43)의 출력에서 IDF를 감산하는 것에 의해서 선행파 파일럿신호의 간섭을 제거할 수 있으므로, 복조특성의 개선을 도모할 수 있다.
그런데, ρ1α0cosΦ1및 ρ1α0sinΦ1은 각각 선행파에 대해서 동작하는 데이터복조회로내의 위상차 정보추출수단(10)을 구성하는 평균화부meanC(20) 및 meanS(25)에서 얻어지고, ρ2α0cosΦ2및 ρ2α0cosΦ2는 각각 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로내의 위상차정보 추출수단(10)을 구성하는 평균화부meanC(20) 및 meanS(25)에서 얻어진다. 또, 여기에서는 실시예 3에서 설명한 바와 같이 반송파 오프세트에 의한 평균화조작에 따른 손실이 충분히 작은 경우에 대해서 설명한다. 또, 도면중에는 도시되어 있지 않지만, PNI1및 PNQ1은 선행파에 대해서 동작하는 데이터복조회로의 타이밍 재생시스템에서 얻어지고, PNI2및 PNQ2는 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로의 타이밍 재생시스템에서 얻어지고, 이들 모두는 지연시간 Td에 영향을 받는다.
이상에서 제13도에 도시한 간섭량 산출수단에 의해 IDF를 구하는 것이 가능하게 된다. 또, 제13도는 상기한 각각의 성분에서 IDF를 구하는 수학적 조작을 도시한 것이지만, 소프트웨어 산출에 의해서도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
[실시예 10]
제14도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로, 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 9와 다르다. 이러한 구성은 δψ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주되는 경우에 얻어진다. δψ가 충분히 작은 경우에는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δψ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등으로, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 11]
제15도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 일반적으로, (680), (690)은 각각 선행파와 지연파에 대해서 동작하는 제1 및 제2의 데이터복조회로이다. 데이터복조회로(680) 및 (690)의 동작은 실시예 9와 실질적으로 동일하다. 즉 제13도의 ρ1α0cosΦ1및 ρ1α0sinΦ1은 회로(680)의 위상차정보 추출수단에 의해 얻어지고, ρ2α0cosΦ2및 ρ2α0sinΦ2는 회로(690)의 위상차정보 추출수단에서 얻어진다. 마찬가지로, PNI1및 PNQ1은 회로(680)의 타이밍 재생계시스템에서 얻어지고, PNI2및 PNQ2는 회로(690)의 타이밍 재생시스템에서 얻어진다. 데이터복조회로(680), (690)의 출력 D1, D2는 각각의 켄셀된 파일럿 신호 간섭을 포함하므로 제4도에 도시한 다이버시티 컴바이너 회로를 사용하는 것에 의해 간단한 구성으로 실시예 4에 비해서 타이밍이 다른 수신경로신호에 포함되는 파일럿 신호의 전력에 따라서 복조특성을 한층 향상시킬 수 있다.
[실시예 12]
제16도에는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 11과 다르다. 이러한 구성은 δψ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δψ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δψ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 13]
제17도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로 위상차정보추출수단(10)과 주파수 위상보상수단(60) 사이에 레벨검출수단(140)을 포함하고 있는 점이 실시예 9의 제12도와 다르다. 또, 본 실시예에 있어서의 간섭량산출수단은 제19도의 구성으로 되고, 제어부(160) 및 셀렉터(200)을 포함하고 있는 점이 실시예 9의 제13도와 다르다.
위상차 추출수단(10)의 출력에서 잡음의 영향이 충분히 감소된 경우에는 간섭을 제거할 수 있지만, 예를들어 신호레벨이 낮은 등의 경우에는 잡음의 영향이 증대하고, 위상차정보 추출수단(10)의 출력은 잡음의 영향을 크게 받는다. 이러한 경우에, 간섭량 산출수단에 의해서 얻어지는 간섭량도 잡음의 영향을 크게 받으므로, 제17도의 가산기(92)에 있어서 IDF를 감산하면 수신특성을 저하시키는 경우도 있다.
이러한 수신특성의 저하를 방지하기 위해, 레벨검출수단(140)에 의해서 검출된 레벨을 제19도의 제어부(160)에 입력한다.
그리고, 선행파 및 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로의 검출레벨 ρ1α0및 ρ2α0중 어느하나가 제어부에 동시에 입력되는 스레시홀드레벨(L0)이하로 되면 제어부에서 승산기와 가감산부(170), (180) 및 (190)로 제어신호가 출력되어 산술연산을 정지시킨다. 산술연산이 정지되면, 소비전력이 저막된다.
동시에 셀렉터(200)은 선택신호를 수신하고, 그 경우 간섭량 산출수단은 IDF=0을 출력한다. IDF=0이 입력으로써 가산기(91)에 공급되면 실효적으로 갠슬동작이 정지되어 특성의 저하를 방지한다. 제18도에는 레벨검출을 실행하고 2승합수단 및 2승 루트 산출수단만을 구비한 레벨검출기(150)의 구성을 상세하게 도시한다.
[실시예 14]
제20도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 13과 다르다. 이러한 구성은 δθ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상 오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δθ가 충분히 작은 경우에는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δθ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 15]
제21도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 일반적으로 (720) 및 (730)은 각각 선행파 및 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로이고, 이들의 동작은 실시예(13)과 실질적으로 동일하다. 즉 제19도의 ρ1α0cosΦ1및 ρ1α0sinΦ1은 회로(720)을 구성하는 위상차정보 추출수단으로부터 공급되고, ρ2α0cosΦ2및 ρ2α0sinΦ2는 회로(730)을 구성하는 위상차정보 추출수단으로부터 공급된다. 마찬가지로, PNI1PNQ1는 회로(720)의 타이밍 재생시스템에서 얻어지고, PNI2PNQ2는 회로(730)의 타이밍 재생시스템에서 얻어진다. 또, ρ1α0및 ρ2α0은 각각 회로(720) 및 (730)의 레벨검출수단에서 공급된다. 또, 스레시홀드레벨 L0은 간섭의 제거를 기대할 수 없는 값을 고려하여 수신 S/N비 또는 α0의 크기등에서 적절하게 결정된다.
데이터복조회로(720)및 (730)의 출력은 제4도의 다이버시티 컴바이너회로에 공급되고, 실시예(11)의 제15도의 동작에 부가해서 어느 것인가의 수신경로신호의 레벨이 작은 경우에 캔슬동작을 정지하여 캔슬동작이 반대로 데이터복조특성을 저하시키는 것을 방지한다.
[실시예 16]
제22도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 15와 다르다. 이러한 구성은 δψ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다.
δθ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 다른 수단에 의해 δψ가 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 17]
제23도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 이 실시예는 실시예 5의 제7도의 구성에 부가해서 제24도에 도시되는 간섭량 산출수단을 포함하고, 이것에 캔슬러를 갖는 데이터복조수단(90)을 구성하는 가산기(91)을 통해서 간섭량 IDF2를 제거하는 구성으로 되어 있다. 제23도에 도시된 회로가 선행파에 대해서 동작하는 경우에는 IDF1이 입력되고, 지연파에 대해서 동작하는 경우에는 IDF2가 입력된다. 즉, 데이터복조회로가 레벨제어수단을 갖는 경우, 간섭량 IDF1및 IDF2는 레벨제어수단을 갖지 않는 실시예 9의 제12도와는 다른 값을 갖는다. 그러나 레벨제어수단의 출력이 RX(t)에 대해서 각각 ρ1α0exp(-jΦ1) 및 ρ2α0exp(-jΦ2)가 아니라 exp(-jΦ1) 및 exp(-jΦ2)인 것에 주목하면 실시예 9에서 설명한 방법으로부터 IDF1및 IDF2을 간단하게 구할 수 있다.
따라서, 제24도에 도시한 간섭량 산출수단에 의해 IDF1및 IDF2을 구할 수 있다. 제24도는 상기한 각각의 성분에서 IDF1및 IDF2를 구하기 위한 수학적 조작을 도시한 것이고, 소프트웨어연산에 의해서도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
[실시예 18]
제25도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않는 점이 실시예 17과 다르다. 이러한 구성은 δΦ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δΦ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충부히 좋은 경우 또는 δΦ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 19]
제26도는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 이 실시예는 선행파 및 지연파에 대해서 동작하는 데이터복조회로(760)및 (770)을 포함하고, 이들의 동작은 실시예 17과 실질적으로 동일하다. 즉 회로(760)의 레벨제어수단은 제24도의 cosΦ1, 및 sinΦ1을 출력하고, 회로(770)의 레벨제어수단은 cosΦ2, 및 sinΦ2를 출력한다.
마찬가지로 복조회로(760)의 타이밍 재생시스템은 PNI1및 PNQ1을 출력하고, 회로(770)과 관계된 타이밍 재생시스템은 PNI2및 PNQ2를 출력한다. 또한, ρ1α0및 ρ2α0은 각각회로 (760) 및 (770)을 구성하는 레벨제어수단내의 제어량 산출부에 의해 얻어진다. 제8도에는 제어량산출부의 구성을 도시한다. 데이터복조회로의 출력은 입력으로서 제27도에 도시된 다이버시티 컴바이너에 공급되고, 최대비합성 다이버시티수신을 실현한다.
이와같이 제23도 또는 제26도의 구성에 의해 레벨제어된 주파수 위상보상수단을 사용하여 타이밍이 다른 파일럿신호에 의해 발생하는 간섭량을 구하고, 캔슬러를 갖는 데이터복조수단내에서 그것을 캔슬하는 것에 의해서 복조특성을 향상시킬 수 있다. 즉 양자화비트수가 작은 경우에도 반송파 오프세트 및 타이밍이 다른 파일럿신호에 의한 간섭에 대해서 유효하게 동작하므로, 적절한 최대비합성 다이버시티수신이 가능하게 된다.
[실시예 20]
제28도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로, 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않는 점이 실시예 19와 다르다. 이러한 구성은 δψ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δψ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δψ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 21]
제23도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 실시예 17과 실시예 21 사이의 관계는 실시예 9와 실시예 13사이의 관계와 유사하다. 즉, 실시예 21의 목적은 실시예 19의 레벨제어수단에 의해 얻어진 레벨에 따라서 캔슬동작이 수신특성을 반대로 저하시키는 경우에 실효적으로 캔슬동작을 정지하는 것에 의해, 특성저하를 방지할 수 있는 데이터 복조회로를 제공하는 것이다. 따라서, 제29도에 도시되는 간섭량 산출수단이 사용된다. 제29도의 간섭량 산출수단은 제24도의 간섭량산출수단에 제어부(160)과 셀렉터(230)이 부가된 것이다. 어느 것인가의 검출레벨이 레벨제어수단내의 제어량 산출부에서 얻어진 검출레벨ρ1α0및 ρ2α0에 대해서 스레시홀드레벨(L0)이하로 되면, 제어부(160)은 승산가갑산부분(170), (180), (190) 및 (220)으로 제어신호를 출력하고, 연산을 정지시킨다. 동시에 제어부(160)은 셀렉터(230)으로 선택신호를 출력하고, 캔슬동작의 효과적인 정지를 위해 IDF1및 IDF2는 α0을 출력하므로, 특성의 저하를 방지할 수 있다.
또, 스레시홀드레벨L0은 간섭제거를 기대할 수 없는 값을 고려하여 수신 S/N비 또는 α0의 크기등에서 적절하게 결정된다.
[실시예 22]
제25도 및 제29도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면으로, 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 21과 다르다. 이러한 구성은 δψ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δψ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δψ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
[실시예 23]
제26도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 도면이다. 단, 제1 및 제2의 데이터복조회로(760), (770)에 사용되는 간섭량 산출수단의 구성은 제29도와 동일하고, 데이터복조회로의 동작은 실시예 21과 동일하다.
따라서 데이터복조회로의 출력을 제27도에 도시한 다이버시티 컴바이너회로에 공급하는 것에 의해, 비트수가 작은 것에 상관없이 반송과 오프세트의 영향을 제거하고, 타이밍이 다른 파일럿 신호에 의해 발생하는 간섭의 영향을 캔슬하고, 또 수신경로신호의 레벨이 낮은 경우에 있어서 캔슬동작이 특성을 저하시키는 것을 방지한다.
[실시예 24]
제28도는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터복조회로의 구성을 도시한 것으로, 지연수단(50) 및 (51)을 갖고 있지 않은 점이 실시예 23과 다르다. 이러한 구성은 δψ가 충분히 작고, 반송파 오프세트가 위상오프세트θ로 간주된 경우에 얻어진다. δψ가 충분히 작은 경우는 예를들면 국부발진기의 정밀도가 충분히 좋은 경우 또는 δΦ가 다른 수단에 의해 보정되는 경우등이고, 회로규모를 축소할 수 있다.
또, 상기 실시예에 있어서는 선행파 및 지연파의 2개의 수신경로에 대해서만 설명하였지만, 강도가 큰 3개 이상의 경로인 경우에도 동일한 구성에 의해, 간섭량을 산출하여 타이밍이 다른 파일럿에 의해 발생하는 간섭의 영향을 제거할 수 있다. 즉, 상기 실시예에서 설명한 방법과 동일한 방법으로 제1경로신호에 대해서 동작하는 데이터복조회로에 대해서 제2경로신호에 포함되는 파일럿신호에 의한 간섭량 및 제3경로신호에 포함되는 파일럿신호에 의한 간섭량을 개별적으로 간섭량 산출수단에 의해 계산하고, 그 결과를 제1경로신호에 대해서 동작하는 복조회로의 가산기(91)에 입력하는 것에 의해, 간섭량을 제거할 수 있다.
제2 및 제3경로신호에 대해서 동작하는 데이터복조회로에 대해서도 마찬가지이다.
또, 데이터복조회로의 총합이 제한되어 있는 경우에 있어서, 데이터복조회로에 대해서 각각의 실시예에 대응하는 간섭량 산출수단을 사용하여 간섭량을 산출하고, 그 결과를 입력으로써 가산기(19)에 공급하는 것에 의해 데이터복조회로가 할당되어 있지 않은 수신경로 신호에 포함되는 파일럿신호에 의한 간섭량을 제거할 수 있다.
또한, 의사잡음부호 타이밍재생수단(실시예 5~12), 위상차 정보추출수단(10)(실시예 5~12), 레벨검출수단(140)(실시예 7~8) 및 레벨제어수단(70)(실시예 9~12)등으로 설정하는 것에 의해 간섭량의 산출에 필요한 성분을 얻을 수 있다.
이 명세서에서는 동상축 및 적교축을 구성하는 2개에 축에 따라서 스펙트럼확산변조된 신호(QPSK스펙트럼확산신호)용 데이터복조회로에 대해서 설명하였지만 적교축 확산심볼에 관한 처리시스템을 생략하는 것에 의해 스펙트럼확산변조된 신호가 동상축뿐인 경우라도 실질적으로 동일한 효과를 갖는 데이터복조회로를 얻을 수 있다.
이 경우의 동작에 대해서는 명세어에 기재한 내용중 PNQ, PNQ1PNQ2를 모두 0이라고 고려하면 용이하게 이해할 수 있을 것이다. 상기 실시예에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로에 의하면, 동상축 수신번호 및 직교축 수신신호에 동상축 확산부호 및 직교축 확산부호를 각각 승상하고, 그 결과를 가감산한 후 평균화 하는 것에 의해, 간단한 구성으로 잡음에 대해 내성이 증가하는 위상차정보를 추출할 수 있다.
또, 상대적으로 주파수 편차에 의한 위상회전량이 동일하게 되도록 주파수 위상보상수단이 일정 시간 지연된 수신신호에 대해서 동작하므로, tan-1연산 및 위상회전조작등의 복잡한 처리의 실행을 필요로 하지 않고, 지연수단만을 사용하는 것에 의해 주파수편차에 의한 영향을 제거할 수 있다.
또, 레벨제어수단은 주파수 위상보상수단이 일정한 레벨로 실행되도록 하므로, 양자화 비트수가 제한된 경우에도 효과적으로 동작할 수 있다.
또, 간섭량 산출수단 및 캔슬러를 갖는 데이터복조수단은 다이밍이 다른 파일럿신호에 의해 발생하는 간섭량을 제거하도록 작용하므로 복조특성을 향상시킬 수 있다.
또, 간섭량 산출수단의 동작은 레벨검출량에 따라서 제어되도록 작용하므로, 레벨이 작을 때 간섭의 제거에 의한 특성의 저하를 방지할 수 있다. 또, 최대비합성 디이버시티수신을 다수의 데이터복조회로를 통해서 다이버시티 컴바이터회로에 의해 실행하므로 간단한 구성으로 상기 효과를 포함한 특성이 우수한 최대비 다이버시티 수신동작을 실현할 수 있다.

Claims (22)

  1. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 적접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사잡음부호를 승상하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정보추출수단, 상기 위상차 정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 위상차의 영향을 보상하는 위상보상수단 및 상기 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하는 데이터복조수단을 포함하는 스펙트럼 확산통신용 데이터 복조회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍 조정수단, 상기 타이밍 조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터 판정수단을 더 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  3. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼 확산통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사 잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정보추출수단, 상기 동상축 수신신호 및 상기 직교축 수신신호를 일정한 시간주기동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차 정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하는 데이터복조수단을 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터 복조회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍 조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터 판정수단을 더 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  5. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각복조하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사 잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정보추출수단, 상기 동상축 수신신호 및 상기 직교축 수신신호를 일정한 시간주기동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보의 레벨을 제어하는 레벨제어수단, 상기 레벨제어수단에 의해 레벨제어된 위상차정보를 사용하여 상기 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하는 데이터복조수단을 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터 복조회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍조정수단, 상기 타이밍 조정수단에 의해 타이밍 조정된 상기 다수개의 데이터복조회로의 상기 출력 레벨을 조정하는 레벨조정수단, 상기 레벨조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터 판정수단을 더 포함하는 스펙트럼 확산통신용 데이터복조회로.
  7. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼 확산통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정보추출수단, 상기 동상축 수신신호 및 상기 직교축 수신신호를 일정한 시간주기동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차 정부추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보장하는 주파수 위상보상수단, 타이밍이 다른 파일럿신호가 상기 주파수 위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하는 간섭량 산출수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 캔슬러를 갖는 데이터 복조수단을 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  8. 제7항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍 조정수단, 상기 타이밍 조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터 판정수단을 더 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  9. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 적접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 소신측에서 사용되는 의사 잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 경균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정보추출수단, 상기 동상축 수신신호 및 상기 직교축 수신신호를 일정한 시간주기동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차 정부추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 추출된 위상차정보의 레벨을 감출하는 레벨검출수단, 타이밍이 다른 파일럿신호가 상기 주파수 위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하고, 상기 레벨검출수단에 의해 검출된 레벨에 따라서 상기 산출결과를 제어하고, 상기 제어결과에 따라서 간섭량을 선택적으로 출력하는 선택적 간섭량 산출수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 선택적 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 캔슬러를 갖는 데이터 복조수단을 포함하는 스펙트럼 확산 통신용 데이터 복조회로.
  10. 제9항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍 조정수단, 상기 타이밍 조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터 판정수단을 더 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  11. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼 확산 통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사 잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정부추출수단, 상기 동상축 수신신호 및 상기 직교축 수신신호를 일정한 시간주기동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보의 레벨을 제어하는 레벨제어수단, 상기 위상차 정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단, 타이밍이 다른 파일럿 신호가 상기 레벨제어된 상기 주파수 위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하는 간섭량 산출수단 및 상기 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 캔슬러를 갖는 데이터 복조수단을 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  12. 제11항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍 조정수단, 상기 타이밍 조정수단에 의해 타이밍 조정된 상기 다수개의 데이터 복조회로의 상기 출력 레벨을 조정하는 레벨조정수단, 상기 레벨조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에 의해 송신데이타를 판정하는 데이터복조회로.
  13. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 의해 직접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사 잡음부호를 승산하고, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하고 상기 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 위상차 정보추출수단, 상기 동상축 수신신호 및 상기 직교축 수신신호를 일정한 시간주기동안 지연시키는 지연수단, 상기 위상차정보 추출수단에 의해 얻어진 위상차정보의 레벨을 제어하는 레벨제어수단, 상기 위상차 정보추출수단에 의해 얻어진 위상차정보를 사용하여 상기 지연수단에 의해 시간 지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 주파수 위상보상수단, 타이밍이 다른 파일럿 신호가 상기 주파수 위상보상수단의 출력에 영향을 미치는 간섭량을 산출하고, 상기 레벨검출수단에 의해 제어량 가변 산출과정을 거쳐서 검출된 레벨에 따라서 상기 산출결과를 제어하고, 상기 제어결과에 따라서 간섭량을 선택적으로 출력하는 선택적 간섭량 산출수단 및 상기 선택적 주파수 위상보상수단의 출력에서 송신데이타를 복조하고, 상기 선택적 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 감산하는 캔슬러를 갖는 데이터 복조수단을 포함하는 스펙트럼 확산통신용 데이터복조회로.
  14. 제13항에 있어서, 상기 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로는 다수개 마련되고 그의 타이밍이 각각 다르며, 또한 상기 다수개의 데이터 복조회로의 출력 타이밍을 조정하는 타이밍 조정수단, 상기 타이밍 조정수단에 의해 타이밍 조정된 상기 다수개의 데이터 복조회로의 상기 출력레벨을 조정하는 레벨조정수단, 상기 레벨조정수단의 출력을 가산하는 가산수단 및 상기 가산수단의 출력에서 송신데이타를 판정하는 데이터 판정수단을 더 포함하는 스펙트럼확산통신용 데이터복조회로.
  15. 동상축의 의사잡음부호 및 직교축의 의사잡음부호에 직접 시퀀스방식으로 동상축 및 직교축에 대해서 스펙트럼확산 변조된 수신신호에서 데이터를 각각 복조하는 스펙트럼확산통신용 복조장치의 데이터복조방법에 있어서, 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호의 각각에 송신측에서 사용되는 의사 잡음부호를 승산하는 스텝, 2개의 결과를 소정의 조합으로 가감산하는 스텝, 가감산 결과를 평균화하여 위상차에 관한 정보를 추출하는 스텝 및 상기 위상차정보를 사용하여 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 위상차의 영향을 보상하는 스텝을 포함하는 데이터복조방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 보상스탭전에 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호를 일정시간주기동안 지연시키는 스텝을 더 포함하고, 상기 보상스텝은 위상차정보를 사용하여 상기 자연스텝에 의해 시간 지연 된 직교축 수신신호에 의해 시간지연된 동상축 수신신호 및 직교축 수신신호에 잔존하는 주파수 위상오프세트의 영향을 보상하는 데이터복조방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 보상스텝전에 상기 위상차정보의 레벨을 제어하는 스텝을 더 포함하는 데이터복조방법.
  18. 제16항에 있어서, 타이밍이 다른 파일럿 신호가 주파수 위상보상에 영향을 미치는 간섭량을 산출하는 스텝과 상기 간섭량을 감산하는 것에 의해 송신데이타를 복조하는 스텝을 더 포함하는 데이터 복조방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 산출스텝전에 상기 위상차정보의 레벨을 검출하는 스텝과 상기 위상차정보의 레벨에 따른 간섭량을 선택하는 스텝을 더 포함하는 데이터복조방법.
  20. 제18항에 있어서, 상기 보상스텝전에 상기 위상차정보의 레벨을 제어하는 스텝을 더 포함하는 데이터복조방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 복조스탭전에 상기 위상차정보의 레벨에 따른 간섭량을 선택하는 스텝을 더 포함하는 데이터복조방법.
  22. 제15항에 있어서, 상기 다수개의 복조장치의 출력 타이밍을 조정하는 스텝, 상기 다수개의 복조장치의 출력을 가산하는 스텝 및 상기 송신데이타를 판정하는 스텝을 더 포함하는 데이타복조방법.
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0776105B1 (en) * 1995-06-13 2004-08-25 NTT DoCoMo, Inc. Cdma demodulator
US5978413A (en) * 1995-08-28 1999-11-02 Bender; Paul E. Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions
JP3200547B2 (ja) * 1995-09-11 2001-08-20 株式会社日立製作所 Ｃｄｍａ方式移動通信システム
JP3452735B2 (ja) * 1996-08-09 2003-09-29 株式会社鷹山 スペクトル拡散通信のパスダイバシティ受信方法および装置
JPH1070497A (ja) * 1996-08-27 1998-03-10 Saitama Nippon Denki Kk ダイバーシチ方式無線装置の受信信号合成方法
US6335954B1 (en) * 1996-12-27 2002-01-01 Ericsson Inc. Method and apparatus for joint synchronization of multiple receive channels
US5982809A (en) * 1997-01-23 1999-11-09 Cwill Telecommunications, Inc. Method and apparatus for carrier recovery and compensation in spread spectrum communications
US6125136A (en) * 1997-12-31 2000-09-26 Sony Corporation Method and apparatus for demodulating trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals
US6389085B1 (en) * 1998-01-14 2002-05-14 Wavecom Electronics Inc. Receiver combiner for spatial diversity digital communications
US6498784B1 (en) 1998-10-20 2002-12-24 Interdigital Technology Corporation Cancellation of pilot and traffic signals
CA2282800C (en) * 1998-11-09 2007-07-31 Lucent Technologies Inc. A coherent combining/noncoherent detection (ccnd) method and apparatus for detecting a pilot signal in a wireless communication system
US6470005B1 (en) * 1998-12-29 2002-10-22 Thomson Licensing Sa Transceiver prerotation based on carrier offset
IL128262A0 (en) * 1999-01-28 1999-11-30 Israel State Dsss receiver
JP3904754B2 (ja) * 1999-02-25 2007-04-11 富士通株式会社 符号分割多重通信における送信装置、受信装置及びその方法
US6480528B1 (en) * 1999-06-11 2002-11-12 Qualcomm Incorporated Automatic gain control for improved decoding of multi-carrier signal
US6570909B1 (en) 1999-07-09 2003-05-27 Nokia Mobile Phones Interference suppression in a CDMA receiver
ATE269607T1 (de) * 2000-04-07 2004-07-15 Cit Alcatel Empfänger für ein cdma mobilfunkkommunikationssystem
US7346135B1 (en) 2002-02-13 2008-03-18 Marvell International, Ltd. Compensation for residual frequency offset, phase noise and sampling phase offset in wireless networks
US7263153B2 (en) 2002-10-09 2007-08-28 Marvell International, Ltd. Clock offset compensator
US7246192B1 (en) 2003-01-10 2007-07-17 Marvell International Ltd. Serial/parallel ATA controller and converter
KR100575938B1 (ko) * 2003-03-13 2006-05-02 한국과학기술원 이동통신시스템에서 주파수 오프셋 보상장치 및 방법
US8930583B1 (en) 2003-09-18 2015-01-06 Marvell Israel (M.I.S.L) Ltd. Method and apparatus for controlling data transfer in a serial-ATA system
US20060200510A1 (en) * 2005-01-31 2006-09-07 Wang Cindy C Precision cordic processor
CN1333533C (zh) * 2005-05-16 2007-08-22 北京北方烽火科技有限公司 直接序列扩频移动通信系统的频率补偿方法
US20070111111A1 (en) * 2005-11-15 2007-05-17 Yokogawa Electric Corporation Light measurement apparatus and light measurement method
CN101779509A (zh) * 2007-08-14 2010-07-14 松下电器产业株式会社 无线通信系统、调度方法、无线基站装置以及无线终端装置
WO2009137957A1 (zh) 2008-05-16 2009-11-19 Yang Shitong 精密电阻焊点焊机
CN101610108B (zh) * 2009-07-15 2012-07-04 电信科学技术第一研究所 改善数字扩频接收机载波相位抖动和波形畸变的方法
CN115567169A (zh) * 2022-12-06 2023-01-03 成都航天通信设备有限责任公司 一种低编码速率下的解调译码方法、系统、设备及存储介质

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4901307A (en) * 1986-10-17 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters
JPH03145833A (ja) * 1989-10-31 1991-06-21 Mitsubishi Electric Corp スペクトル拡散信号の復調装置
GB2240240A (en) * 1990-01-19 1991-07-24 Philips Electronic Associated Radio receiver for direct sequence spread spectrum signals
US5103459B1 (en) * 1990-06-25 1999-07-06 Qualcomm Inc System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system
DE4127501A1 (de) * 1990-09-07 1992-03-12 Telefunken Systemtechnik Verfahren zur erkennung der frequenzablage bei digitalen nachrichtenuebertragungen
JP2771757B2 (ja) * 1992-06-29 1998-07-02 三菱電機株式会社 スペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路
US5224122A (en) * 1992-06-29 1993-06-29 Motorola, Inc. Method and apparatus for canceling spread-spectrum noise
US5276705A (en) * 1993-01-06 1994-01-04 The Boeing Company CCD demodulator/correlator

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EP0671820B1 (en) 2002-09-25
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NO950745L (no) 1995-09-11

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