JPH05183534A

JPH05183534A - スペクトラム拡散通信装置

Info

Publication number: JPH05183534A
Application number: JP3163191A
Authority: JP
Inventors: Yoshitaka Uchida; 吉孝内田; Mamoru Endo; 守遠藤; Masahiro Hamatsu; 昌宏浜津; Shigeo Akazawa; 茂男赤沢
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1990-06-14
Filing date: 1991-01-31
Publication date: 1993-07-23
Anticipated expiration: 2014-05-31
Also published as: JP2896817B2

Abstract

(57)【要約】【構成】送信側において、送信データはシリアル−パ
ラレル変換器１０１により複数のパラレルデータに変換
され、ＰＮコード発生器１０５とセレクタ１０２によっ
てスペクトラム拡散変調が行なわれ、その各変調出力は
サウンダチャンネルとその位相を基準として遅延器１０
３により遅延される。各遅延出力及びサウンダチャンネ
ル出力とは加算器１０４で加算され多重化して送信され
る。受信側において、受信信号と参照信号との相関が相
関器２０１によってとられ、その相関出力より相関パル
スを得て、サウンダ検出回路２０９、サンプリングパル
ス生成回路２１０、情報検出回路２１１によってこの相
関パルスよりデータ復調を行なう。【効果】ＳＳ通信において単一の相関器によって性能
のよいデータ復調を行なうことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散通信装
置に係り、特にそのスペクトラム拡散受信機において単
一の相関器の使用によるデータ復調を可能にするための
改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】高速データ通信を行う従来のスペクトル
拡散通信方式による多重通信装置の一例を図６及び図７
に示す。図６は送信機で、１はシリアル−パラレル変換
器、２−１〜２−ｎは掛け算器、３−１〜３−ｎはＰＮ
符号発生器、４−１〜４−ｎはＢＰＳＫ変調器、５は加
算器である。

【０００３】上記送信機において、入力された高速のデ
ータ（ア）は、シリアル−パラレル変換器１によりパラ
レルデータ（イ１），（イ２），……（イｎ）に変換さ
れる。パラレルデータ（イ１)，(イ２），……（イｎ）
は掛け算器２−１，２−２，……２−ｎの一方の入力に
入力される。一方、掛け算器２−１，２−２，……２−
ｎの他方の入力にはＰＮ符号発生器３−１，３−２，…
…３−ｎから出力される異なるＰＮ符号（ウ１），（ウ
２），……（ウｎ）が入力される。掛け算器２−１，２
−２，……２−ｎの出力（エ１），（エ２），……（エ
ｎ）は夫々ＢＰＳＫ変調器４−１，４−２，……４−ｎ
に入力され、高周波キャリア信号（オ）を変調する。そ
して、ＢＰＳＫ変調器４−１，４−２，……４−ｎから
は高周波の信号(カ１)，（カ２），……（カｎ）が出力
され、加算器５に入力される。加算器５からはｎ多重さ
れたスペクトル拡散信号(キ)が出力されて送信される。
図７は受信機で、７−１〜７−ｎはコンボルバ、８−１
〜８−ｎは掛け算器、９−１〜９−ｎはＰＮ符号発生
器、１０−１〜１０−ｎは検波器、１２はデータ復調器
である。

【０００４】上記受信機において、受信信号（ケ）は分
配され、コンボルバ７−１，７−２，……７−ｎの一方
の入力にそれぞれ入力される。一方、ＰＮ符号発生器９
−１，９−２，……９−ｎより出力されるＰＮ符号(コ
１)，(コ２)，……（コｎ）は掛け算器８−１，８−
２，……８−ｎの一方の入力に付加される。掛け算器８
−１，８−２，……８−ｎのもう一方の入力には高周波
のキャリア信号(ス)が入力される。掛け算器８−１，８
−２，……８−ｎの出力（サ１)，(サ２），……（サ
ｎ）は、コンボルバ７−１，７−２，……７−ｎのもう
一方の入力に印加される。

【０００５】コンボルバの出力（シ１），（シ２），…
…（シｎ）は夫々検波器１０−１，１０−２，１０−ｎ
に入力される。この時、コンボルバからの出力には各デ
ータチャンネルから同じタイミングで相関スパイクが発
生する。検波器１０−１，１０−２，１０−ｎの出力
（ソ１），（ソ２），（ソｎ）はデータ復調器１２に入
力される。データ復調器１２からは、復調されたデータ
（タ）が出力される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】さて上述した従来の多
重通信装置では、キャリア信号の同期を必要とし、又、
相関器としてのコンボルバ（又はマッチドフィルタ）を
複数必要とする欠点がある。

【０００７】

【発明の目的】従って本発明の目的は、従来の多重通信
装置では複数の相関器を必要とするという欠点を改良
し、単一の相関器で復調できる多重通信装置を提供する
ことにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本願の第１の発明は上記
目的を達成するため、シリアルな送信データを複数のパ
ラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換手段
と、該複数のパラレルデータによりスペクトラム拡散変
調を行う拡散変調手段と、上記複数のパラレルデータに
依存しないスペクトラム拡散変調信号と該スペクトラム
拡散変調信号の位相を基準として上記拡散変調手段の各
出力を夫々遅延せしめる遅延手段と、上記スペクトラム
拡散変調信号と上記各遅延手段出力とを加算する加算手
段と、該加算手段出力を高周波変調する高周波変調器
と、を含む送信機及び、受信された受信信号と参照信号
との相関をとる相関器と、該相関器の出力信号をベース
バンド情報帯域の信号に変換する変換手段と、該変換手
段の出力をデジタル信号に変換する２値化回路と、該デ
ジタル信号よりデータ復調せしめるデータ復調手段とを
含む受信機よりなることを要旨とする。

【０００９】また本願の第２の発明は、シリアルな送信
データを複数のパラレルデータに変換する手段と、該複
数のパラレルデータをスペクトラム拡散変調する拡散変
調手段と、該拡散変調手段から出力されるスペクトラム
拡散変調信号と上記送信データに依存しないスペクトラ
ム拡散変調信号とを合成して多重化スペクトラム拡散変
調信号を出力する手段と、を備えた送信機と、上記多重
化スペクトラム拡散変調信号と参照信号との相関をとる
相関器と、該相関器の出力をベースバンド情報帯域の信
号に変換しかつ２値化することにより相関パルスを生成
する手段と、上記相関パルスから、前記送信データに依
存しないスペクトラム拡散変調信号に対応する相関パル
ス成分を検出する検出手段と、前記相関パルスより上記
相関パルス成分に基づいて前記データを復調する手段
と、から成ることを要旨とする。

【００１０】

【作用】上記構成の多重通信装置において、送信側では
基準信号（ＰＮ符号をデータで変調しない、即ちデータ
に依存しない、例えば“全部１”の状態、これをサウン
ダーと呼ぶ）と情報信号（データ）を合成して送信す
る。送信側では入力された高速データをシリアル−パラ
レル変換をし、各々のチャンネル毎に拡散変調をする。
そして、これらの変調された信号を、上記データに依存
しないスペクトラム拡散変調信号、例えば、サウンダの
位相を基準として各チャンネルに順次遅延をかけ、サウ
ンダであるスペクトラム拡散変調信号と各々の遅延信号
を合成し、それに高周波キャリア信号をかけ送信する。

【００１１】受信側では受信信号を単一の相関器で相関
を取る。相関器の基準信号に使用するＰＮ符号は、例え
ばデータが“１”の時、相関スパイクがでるように選択
する。相関器の出力は従来の方式と異なり、例えば先頭
にサウンダによる相関スパイクが出力され、続いて遅延
されたデータチャンネルの相関スパイクがシリアルに出
力される。

【００１２】

【実施例】以下図面に示す実施例を参照して本発明を説
明する。図１及び図２は夫々本発明によるスペクトラム
拡散（ＳＳ）通信装置の一実施例を構成する、送信機及
び受信機である。図１に示すように、送信機は、シリア
ル−パラレル変換回路１０１、セレクタ群１０２、遅延
器群１０３、加算器１０４、ＰＮ符号（コード）発生器
１０５、高周波キャリア発生器１０６、掛け算器１０７
から構成されている。

【００１３】図２に示すように、受信機は、相関器のコ
ンボルバ２０１、掛け算器２０２、高周波キャリア発生
器２０３、ＰＮ符号（コード）発生器２０４、ハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）２０５、増幅器２０６、検波器２０
７、２値化回路２０８、サウンダパルス検出回路２０
９、サンプリングパルス生成回路２１０、情報検出回路
２１１、パラレル−シリアル変換回路２１２から構成さ
れる。

【００１４】次に上記実施例の動作を説明する。まず、
送信機において、送信データａはシリアル−パラレル変
換回路１０１により、複数のチャンネルの信号に変換さ
れる。ここでは、説明を簡単化するためにチャンネル数
をＮとする。また、送信データａは、シリアル−パラレ
ル変換回路１０１により、その各出力は、よりおそい伝
送速度に変換される。例えば、１／Ｎの伝送速度、また
は送信データａの伝送速度よりも任意におそい伝送速度
のパラレルデータに変換される。シリアル−パラレル変
換回路１０１からの各チャンネルの信号の極性に応じた
スペクトラム拡散変調（ＳＳ変調）が行われる。

【００１５】なお、上記ＳＳ変調は、例えば以下の２通
りの方式を用いている。ＣＳＫ（Code Shift Keying）方式：データ（信
号）の極性に応じて２種類のＰＮ符号（ＰＮ１とＰＮ
２）を選択して出力する方式。ＯＯＫ（On Off Keying）方式：データ（信号）の
極性に応じてＰＮ符号（ＰＮ１）を出力するかしないか
を選択する方式。

【００１６】以上の２つの方式のＳＳ変調動作を実現す
るために、ＰＮ符号（ＰＮ１及びＰＮ２）発生用にＰＮ
コード発生器１０５及びシリアル−パラレル変換回路１
０１の各出力による上記選択を行うための各セレクタ群
１０２をもって拡散変調器を構成している。次に、拡散
変調器の各セレクタの出力は遅延器群１０３の夫々の遅
延器に入力される。各遅延器の出力は、データ復調用同
期信号となるサウンダチャンネルのＰＮ符号（ここでは
ＰＮ１とする）の位相を基準として、各々異なる任意の
遅延量が設定されたＳＳ変調信号（情報チャンネル）が
得られる。この様子を図３に示す。なお図３において、
情報チャンネルは１１〜１４の４とした場合の異なる遅
延量（τ₁〜τ₄）でのＣＳＫ方式及びＯＯＫ方式の違い
を表している。またＳはサウンダチャンネルである。ま
た、送信データの伝送速度が各情報チャンネルのおそい
伝送速度に変換されているのも表す。ここでは、１／４
の伝送速度に変換されている。各遅延器より得られたＮ
個の情報チャンネルのＳＳ変調信号とサウンダチャンネ
ルの信号とを加算器１０４でアナログ加算（多重化）を
行い、加算器１０４の出力を掛け算器１０７によって高
周波キャリア発生器１０６の出力との掛け算を行い、多
重化ＳＳ信号を得る。

【００１７】次に受信機において、送信機で得られた多
重化ＳＳ信号がコンボルバ２０１の一方の入力端子に受
信信号とし入力される。コンボルバのもう一方の入力端
子には、ＰＮコード発生器２０４で得られるＰＮ符号
（ここでは、送信機で用いられているＰＮ符号（ＰＮ
１）と時間的に反転した関係にあるＰＮ符号（ＰＮ１）
を用いている）を掛け算器２０２にて高周波キャリア発
生器２０３の出力との掛け算を行い高周波変調されたＰ
Ｎ符号を参照信号とし入力する。コンボルバ２０１で
は、受信信号と参照信号の相関演算が行われ、高周波の
相関出力を得る（図４参照）。なお、この説明における
コンボルバのゲート長（処理時間）は２Ｔに相当する。

【００１８】図４において、図３で説明されたサウンダ
チャンネルのＰＮ符号の位相を基準にし、各情報チャン
ネルの異なる位相関係にある各ＰＮ符号に対応した時間
的に分離した相関ピークが得られる。ここでは、サウン
ダチャンネル及び全ての情報チャンネルで自己相関であ
る相関ピークが得られた状態を示す。従って、ＣＳＫ方
式及びＯＯＫ方式のいずれにおいて自己相関が得られな
い場合(ＣＳＫ方式…相互相関、ＯＯＫ方式…無相関)
は、相関ピークは発生しない。

【００１９】なお、上記実施例では相関器にコンボルバ
を用いた場合について述べているが、マッチドフィルタ
を使用しても何ら問題ない。但し、参照信号を生成する
箇所は、マッチドフィルタ上のパターンに置き換わり不
要である。次にコンボルバ出力をハイパスフィルタ２０
５及び増幅器２０６を介し、検波器２０７において検波
しベースバンド情報帯域の信号に変換して２値化回路２
０８にてロジックレベルのパルス列を得る。

【００２０】なお、２値化回路２０８においては、相関
ピークとスプリアスレベルとを最適に分離できるように
しきい値を設定している。サウンダチャンネルに対応す
る相関出力は、常に周期的な相関ピークを発生するた
め、相関ピークをサウンダパルス検出回路２０９におい
て検出し基準時間信号を得る。このような基準とされる
時間信号を必要とする目的は、通常のＤＳ−ＳＳ方式に
おける拡散符号同期を不必要とするためである。

【００２１】すなわち、本発明においては、コンボルバ
上における受信信号のＰＮ符号の位相と参照信号のＰＮ
符号の位相同期を行い、データ復調をする方式ではな
く、単なる符号同期過程を省いた非同期方式を実現して
いる。このサウンダパルス検出回路２０９の出力である
基準時間信号を基にサンプリングパルス生成回路２１０
において各情報チャンネルに対応した相関出力をサンプ
リングするためのサンプリングパルスを生成する。

【００２２】なお、コンボルバを相関器として使用する
場合、コンボルバに入力される受信信号と参照信号は、
対応するため、相関ピークは、ゲート遅延時間／２で発
生する。すなわち、これより図３に示される送信側にお
けるサウンダチャンネルのＰＮ符号の位相を基準とした
各情報チャンネルの遅延量（τ₁〜τ₄）に対応する相関
出力もτ₁／２〜τ₄／２ほど時間的に分離し発生するこ
とになる。

【００２３】従って、サンプリングパルスは上記を考慮
して生成している。これより、サンプリングパルスを基
に、情報検出回路２１１において、各情報チャンネルに
対応した相関出力をサンプリングして、各情報チャンネ
ルのデータ列を復調する。ここで得られるデータは、送
信側においてシリアル−パラレル変換された後の遅い伝
送速度と等しい伝送速度のデータである。次に、このＮ
個のパラレルのデータ列を、パラレル−シリアル変換回
路２１２において、シリアルデータに変換することで、
送信データを復元する。

【００２４】この一連の動作の概略を図５に示す。上述
したように、受信機において、相関器によって相関演算
が行なわれ、その相関出力を検波し、２値化して、ロジ
ックレベルの相関パルス列を得る。その相関パルス列信
号からサウンダ検出回路によってサウンダチャンネルに
対応する相関パルス成分を検出するが、このような情報
チャンネルの基準信号であるサウンダチャンネルの検出
は広義の意味での初期同期過程と言えるのであり、次に
サウンダ検出回路の具体例について説明する。

【００２５】サウンダチャンネルに対応する相関出力
は、常に周期的に発生するように送信機において、サウ
ンダチャンネルのＰＮ符号を設定する。例えば、前記Ｐ
Ｎ１を連続して設定する。このようにすれば、常に周期
的に発生するという周期性を利用することによりサウン
ダ検出が可能になる。図８はサウンダ検出回路の一構成
例を示す。同図において、３００−１〜３００−ｎは遅
延器、３０１は加算器、３０２は基準値発生回路、３０
３は比較器である。

【００２６】上述したように、サウンダチャンネルに対
応する相関パルス成分の発生周期が既知であるとして、
各遅延器３００−１〜３００−ｎの遅延時間はその周期
に設定されている。そして各遅延器３００−１〜３００
−ｎの出力は加算器３０１によってアナログ加算され
る。これにより相関パルス成分発生周期毎にその時のパ
ルスの数が得られる。例えば、遅延器が４個であると、
検出可能最大パルス数は５となる。

【００２７】加算器３０１の出力は比較器３０３により
基準値発生回路３０２からの基準値（５）と比較され、
一致した場合に、比較器３０３より出力信号が得られ
る。この信号が得られた場合は、周期性のある信号が入
力された、即ちサウンダパルスが検出されたと判断す
る。なお、前記遅延器の段数を多くすれば信号判断精度
を向上させることができるが、回路的規模もしくはその
使用環境を考慮して適正な段数とする。

【００２８】前記比較器３０３の出力信号は、前述した
ようにサンプリングパルス生成回路に送られ、該回路よ
り得られるサンプリングパルスによって、各情報チャン
ネルに対応する相関パルスをサンプリングして情報を再
生する。なお、上述したサウンダ検出に際し、送信機に
おいて多重化ＳＳ信号を得るに当たり、送信データとし
て１が連続するようなデータである場合、即ち、ＳＳ変
調において連続してＰＮ１が出力された形で多重化ＳＳ
信号を得て出力した場合、前記相関器出力において各情
報チャンネルに対応する相関パルスは、サウンダチャン
ネルと同様に連続して周期的に発生することになる。こ
の場合、サウンダパルス検出回路はサウンダチャンネル
もしくは情報チャンネルに対応する相関パルスのどちら
に対しても検出判断を下す可能性がある。

【００２９】その結果、情報チャンネルのいずれかに応
じてサウンダチャンネルを検出できなかった場合、情報
チャンネルに対応する相関パルスをサンプリングするこ
とがなくなり、誤ったデータを復調することになる。こ
の問題を解決する方法としては次の（イ）又は（ロ）の
方法がある。

【００３０】（イ）送信したいデータ（情報）が発生し
た場合、送信データを多重化し多重化ＳＳ信号を出力す
る前に、図９（ａ）のようにサウンダチャンネルのみを
出力する。なお、その送出期間としては、サウンダ検出
回路によってサウンダチャンネルに対応する相関パルス
成分が検出できるのみ十分な時間とする。この場合、送
信機に入力する側、即ち、送信したいデータが発生した
側（例えば、パソコン間通信などであれば、パーソナル
コンピュータ）と送信機間において、高度なハンドシェ
ークが無いときには、例えば、図１０に示すようにシリ
アル−パラレル変換回路１０１の前段に、遅延器４００
を設けて送信したいデータ（情報）は、発生開始からそ
の送出期間分だけ、遅延させる。

【００３１】（ロ）送信したいデータ（情報）が発生し
た場合、送信機において図９（ｂ）に示すように送信デ
ータをコーディングして多重化し多重化ＳＳ信号を出力
する。なお、このコーディング方法としては、サウンダ
検出回路によってサウンダチャンネルに対応する相関パ
ルスが確実に検出できるように、１が連続する送信デー
タの所々にあらかじめ決められたアルゴリズムで０を挿
入する方法等がある。これにより１が連続しなくなるの
でサウンダ検出回路において誤検出がなくなる。

【００３２】また、受信機でのデータ復調においては、
送信データを再生して出力する前にデコードする、即
ち、送信側の処理とは逆に、挿入された０をあらかじめ
決められたアルゴリズムで取り除くことにより送信デー
タをコーディングしたものに復元する。その場合の送信
機と受信機の主要部の構成例を図１１（ａ）及び（ｂ）
に示す。同図において、５００はコード化回路、５０１
はデコード化回路で、他の構成は図１（ａ），（ｂ）に
示す通りである。

【００３３】而して上述したサウンダ検出は通常のＤＳ
−ＳＳ方式における拡散符号同期を不要とする。即ち、
非同期方式を実現するためのものである。従ってこの場
合、確実にコンボルバにて相関ピークが出力されなけれ
ばならない訳で、そのために情報チャンネルはコンボル
バのゲート長よりも長くする必要がある。即ち、コンボ
ルバのゲート長（処理時間）は２Ｔ（Ｔは送信データ伝
送速度）に相当する。従って各情報チャンネルは送信デ
ータの伝送速度の２倍よりも遅い伝送速度（例えば１／
４）に変換するのがよい。これにより、各情報チャンネ
ル１ビットにおけるコンボルバからの相関ピークは複数
（例えば４つ）発生することとなる。しかし実際は、デ
ータの変化点における相関ピークのレベルは不定である
ことから、上述のようにした場合、情報チャンネルデー
タ１ビット長の中の確実な相関ピーク点を検出する必要
がある。

【００３４】このような確実な相関ピーク点の検出方法
としては、データの変化点を認識して回避する方法をと
ればよい。即ち、データ「０」の場合、その前後のデー
タの変化点においては、相関出力が発生しないのにもか
かわらず、なんらかのレベルを生じる。従って送信した
いデータが発生した時に、その前に、情報チャンネル長
に等しく最適な点が検出できるためのデータの変化点を
有する任意のダミーデータを送出する。なお、このダミ
ーデータも、通常のデータと同様にシリアル−パラレル
変換されるので、最終的に得られる多重化ＳＳ信号のど
こかの情報チャンネルの１つにダミーデータをのせ、受
信機においてはそのチャンネルのみを見て検出する。

【００３５】その場合、１つの情報チャンネルに、例え
ば、１，０，１，０，１，０，…というオルタネートパ
ターンなどが作られるように多重化数を考慮して送信デ
ータの前に、ダミーデータは送出しなければならない。
図２（ａ）及び（ｂ）は上述した相関ピーク点の検出方
法をとる場合の送信機及び受信機の主要部の構成例を示
す。図２（ａ）において、６００は遅延器、６０１はダ
ミーデータ生成回路、６０２は上記遅延器と同等な時間
のカウンタ（又は遅延器）、６０４は選択器で、該選択
器以降の構成は図１（ａ）又はこれに図１０又は図１１
（ａ）の回路を加えた構成とする。図２（ｂ）は、受信
機における情報検出回路２１１の構成例を示す。同図に
おいて、７００はシフトレジスタ、７０１−１，７０１
−２，７０１−３…７０１−ｎは遅延器、７０２はパタ
ーン補正回路、７０３は基準値発生回路、７０４は比較
器、７０５は加算器である。パターン補正回路７０２
は、例えば、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を含む。

【００３６】図２（ａ）の送信機において、例えば、情
報の多重化数が４の場合、ダミーデータ生成回路６０１
により生成された１０００００００１０００００００…
というダミーデータを、送信データスタート信号に応答
して選択器６０４によって送信データの前に入力させ、
シリアル−パラレル変換した後、ＳＳ変調器等を介して
多重化ＳＳ信号を得る。このダミーデータ送出期間中、
送信したいシリアルな送信データはその期間と同等な時
間、遅延器６００で遅延させるので何ら問題なく、その
期間経過後、選択器６０４によってカウンタ６０２の出
力に応答してダミーデータから送信データに切り換え
る。

【００３７】図２（ｂ）の受信機において、２値化回路
２０８からの相関パルスはシフトレジスタ７００により
サンプリングパルスでサンプルされ、その相関パルスの
情報チャンネルの１つに対応する相関パルスを遅延器７
０１−１，７０１−２，…７０１−ｎに入力する。ここ
で各遅延器の遅延時間は情報チャンネル長に等しく設定
されている。各遅延器の出力はパターン補正回路７０２
を介して加算器７０５によりアナログ加算される。パタ
ーン補正回路７０２では、例えば、１０１０１０…とい
うオルタネートパータンが得られることから遅延器１つ
おきにインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を設けている。こ
うすることで適する点で１０１０１０…のパターンは１
１１１１１…と同極性となる。このようにして比較器７
０４により基準値との最終の比較出力が得られたとき
が、データの最適点、即ち、サンプリングをしてデータ
復調をするのに適する点となる。なお、ダミーパターン
は何でもよいが、受信機のパターン補正回路のインバー
タをダミーパターンに応じて設定する。但し、ダミーパ
ターン長は遅延器群７０１の最大遅延時間以上、即ち、
検出するのに十分な時間でなければならない。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、多
重化されたスペクトラム拡散通信を行なっても相関器が
一つでよく、回路の簡略化が可能となる。そして、相関
器としてコンボルバやマッチドフィルタを用いる場合、
相関器の処理時間により扱えるデータの伝送レートの上
限が決まってしまうが、その限界を越えて高速のデータ
伝送が行なえるようになる。且つ、高速データ伝送を行
なってもＰＮ符号のクロックを上げる必要がないので、
通信帯域が広がることもなく、他の通信系への干渉は無
い。また、データに依存しないスペクトラム拡散変調信
号を基準時間信号として多重化変調しているので、相関
器においてＰＮ符号の位相同期を必要とせず、従って相
関器の処理弛緩を考慮することなく高速のデータ伝送が
可能となる。さらには、確実にデータ復調時の基準とな
るサウンダチャンネルに対応する相関パルスを検出する
ことができると共に確実なデータサンプリング点を検出
できるので、データ復調性能が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による装置の送信機及び受信機の一実施
例を示すブロック図である。

【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図である。

【図３】上記送信機の動作説明図である。

【図４】上記受信機の動作説明図である。

【図５】上記受信機の動作説明図である。

【図６】従来装置の一例を示すブロック図である。

【図７】従来装置の一例を示すブロック図である。

【図８】サウンダ検出回路の構成例を示すブロック図で
ある。

【図９】確実なデータサンプリング方法の一例の説明図
である。

【図１０】この方法を実施するための構成例を示すブロ
ック図である。

【図１１】この方法を実施するための構成例を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１０２セレクタ群１０３遅延器群１０４加算器１０５ＰＮコード発生器１０７高周波変調器２０１相関器２０４ＰＮコード発生器２０７検波器２０８２値化回路２０９サウンダパルス検出回路２１０サンプリングパルス生成回路２１１情報検出回路２１２パラレル−シリアル変換回路

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【手続補正書】

【提出日】平成４年１１月２４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図４】

【図２】

【図３】

【図１０】

【図５】

【図１１】

【図６】

【図７】

【図８】

【図９】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者赤沢茂男東京都文京区白山５丁目35番２号クラリオン株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】シリアルな送信データを複数のパラレル
データに変換するシリアル−パラレル変換手段と、該複
数のパラレルデータによりスペクトラム拡散変調を行う
拡散変調手段と、上記複数のパラレルデータに依存しな
いスペクトラム拡散変調信号と該スペクトラム拡散変調
信号の位相を基準として上記拡散変調手段の各出力を夫
々遅延せしめる遅延手段と、上記スペクトラム拡散変調
信号と上記各遅延手段出力とを加算する加算手段と、該
加算手段出力を高周波変調する高周波変調器と、を含む
送信機及び、受信された受信信号と参照信号との相関をとる相関器
と、該相関器の出力信号をベースバンド情報帯域の信号
に変換する変換手段と、該変換手段の出力をデジタル信
号に変換する２値化回路と、該デジタル信号よりデータ
復調せしめるデータ復調手段とを含む受信機よりなるこ
とを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項２】上記拡散変調手段は、上記複数のパラレ
ルデータの各データの極性に応じて２種類の拡散符号を
選択することを特徴とする請求項１に記載のスペクトラ
ム拡散通信装置。
【請求項３】上記拡散変調手段は、上記複数のパラレ
ルデータの各データの極性に応じて１つの拡散符号を出
力するかしないかを選択することを特徴とする請求項１
に記載のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項４】上記データ復調手段は、上記相関器から
の出力信号の上記スペクトラム拡散変調信号に対応した
相関ピークを上記２値化回路を介して検出する検出手段
を有することを特徴とする請求項１に記載のスペクトラ
ム拡散通信装置。
【請求項５】上記データ復調手段は、上記検出手段の
出力信号より、上記相関器からの出力信号の上記複数の
パラレルデータに対応した相関ピークを上記２値化回路
を介してサンプリングするサンプリングパルス生成手段
を有することを特徴とする請求項１に記載のスペクトラ
ム拡散通信装置。
【請求項６】上記データ復調手段は、上記サンプリン
グパルス生成手段より得られるサンプリングパルスによ
り、上記相関器からの出力信号の上記複数のパラレルデ
ータに対応した相関ピークを上記２値化回路を介してサ
ンプリングし、上記複数のパラレルデータを復調する情
報検出手段と、該情報検出手段で得られる複数のパラレ
ルデータより送信データを復調するパラレル−シリアル
変換手段とを含むことを特徴とするスペクトラム拡散通
信装置。
【請求項７】シリアルな送信データを複数のパラレル
データに変換する手段と、上記複数のパラレルデータをスペクトラム拡散変調する
拡散変調手段と、上記拡散変調手段から出力されるスペクトラム拡散変調
信号と上記送信データに依存しないスペクトラム拡散変
調信号とを合成して多重化スペクトラム拡散変調信号を
出力する手段と、を備えた送信機と、上記多重化スペクトラム拡散変調信号と参照信号との相
関をとる相関器と、上記相関器の出力をベースバンド情報帯域の信号に変換
しかつ２値化することにより相関パルスを生成する手段
と、上記相関パルスから、前記送信データに依存しないスペ
クトラム拡散変調信号に対応する相関パルス成分を検出
する検出手段と、前記相関パルスより上記相関パルス成分に基づいて前記
データを復調する手段と、を備えた受信機と、から成ることを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項８】前記検出手段が、複数の遅延器と、これ
ら遅延器の各出力をアナログ加算する加算器と、該加算
器の出力と基準値とを比較する比較器と、から成ること
を特徴とする請求項７に記載のスペクトラム拡散通信装
置。
【請求項９】前記送信機において、前記シリアルな送
信データを前記複数のパラレルデータに変換する前に、
上記データを所定時間遅延させる遅延手段を設けたこと
を特徴とする請求項１又は７に記載のスペクトラム拡散
通信装置。
【請求項１０】前記送信機において、前記シリアルな
送信データを前記複数のパラレルデータに変換する前
に、所定のアルゴリズムに従って、上記データをコード
化するコード化手段を設けると共に前記受信機におい
て、前記データ復調に際し、復調されたデータをデコー
ディングして前記シリアルな送信データを復元するデコ
ード手段を設けたことを特徴とする請求項１又は７に記
載のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項１１】前記送信機において、前記シリアルな
送信データを前記複数のパラレルデータに変換する前
に、任意のダミーデータを発生する手段と、上記送信デ
ータとダミーデータを選択的に出力する手段とを設ける
と共に前記受信機において、前記相関パルスより前記ダ
ミーデータを検出するダミーデータ検出手段を設けたこ
とを特徴とする請求１又は７に記載のスペクトラム拡散
通信装置。
【請求項１２】前記ダミーデータ検出手段が、情報チ
ャンネルの１つに対応する相関パルスを遅延する複数の
遅延器と、これら遅延器の各出力を補正するパターン補
正手段と、該パターン補正手段の各出力をアナログ加算
する加算器と、該加算器の出力と基準値とを比較する比
較器と、から成ることを特徴とする請求項【１１】に記載のスペクトラム拡散通信装置。