JP2835789B2 - パルス圧縮制御方式 - Google Patents
パルス圧縮制御方式Info
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- JP2835789B2 JP2835789B2 JP3137561A JP13756191A JP2835789B2 JP 2835789 B2 JP2835789 B2 JP 2835789B2 JP 3137561 A JP3137561 A JP 3137561A JP 13756191 A JP13756191 A JP 13756191A JP 2835789 B2 JP2835789 B2 JP 2835789B2
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
- G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
- G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
- G01S13/284—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses
- G01S13/288—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses phase modulated
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、レーダの送信パルスや
通信用の同期パルス等に適用できる二重変調による低サ
イドローブのパルス圧縮制御方式に関する。自己相関関
数が或る一点で鋭いピーク値を示す長さＮの符号系列で
パルスを変調して送信し、このパルスを受信復調して自
己相関を求めることにより、パルス幅を１／Ｎに圧縮す
ることができ、且つ振幅をＮ倍に伸張することができ
る。従って、レーダに適用して、低尖頭電力でパルス送
出を行い、反射パルスを受信してパルス圧縮処理を行う
ことにより、分解能を向上することができる。又各種の
情報の伝送に適用して、正確な同期点を検出することが
できる。
通信用の同期パルス等に適用できる二重変調による低サ
イドローブのパルス圧縮制御方式に関する。自己相関関
数が或る一点で鋭いピーク値を示す長さＮの符号系列で
パルスを変調して送信し、このパルスを受信復調して自
己相関を求めることにより、パルス幅を１／Ｎに圧縮す
ることができ、且つ振幅をＮ倍に伸張することができ
る。従って、レーダに適用して、低尖頭電力でパルス送
出を行い、反射パルスを受信してパルス圧縮処理を行う
ことにより、分解能を向上することができる。又各種の
情報の伝送に適用して、正確な同期点を検出することが
できる。
【０００２】
【従来の技術】自己相関関数の主ピーク値に比較して充
分に低いサイドローブとなる符号系列は、例えば、バー
カ符号（Ｂarker code）が知られている。図１０は、こ
のバーカ符号の“１１１００１０”を用いた場合のパル
ス圧縮の説明図であり、パルス幅Ｔのパルスを、１ビッ
トの長さがＴ／７の７ビット構成のバーカ符号で位相変
調する。例えば、“１”で搬送波位相を０°、“０”で
搬送波位相を１８０°に位相変調すると、図１０の
（ａ）に示す符号化位相変調パルスが得られる。この符
号化変調パルスをレーダパルスとして送出する。
分に低いサイドローブとなる符号系列は、例えば、バー
カ符号（Ｂarker code）が知られている。図１０は、こ
のバーカ符号の“１１１００１０”を用いた場合のパル
ス圧縮の説明図であり、パルス幅Ｔのパルスを、１ビッ
トの長さがＴ／７の７ビット構成のバーカ符号で位相変
調する。例えば、“１”で搬送波位相を０°、“０”で
搬送波位相を１８０°に位相変調すると、図１０の
（ａ）に示す符号化位相変調パルスが得られる。この符
号化変調パルスをレーダパルスとして送出する。
【０００３】この符号化位相変調パルスが目標物等から
反射されて受信され、位相同期検波により、例えば、搬
送波位相０°を＋１、搬送波位相１８０°を−１とする
と、図１０の（ｂ）に示すように時間Ｔの期間内に、＋
１，＋１，＋１，−１，−１，＋１，−１となる検波出
力が得られる。この検波出力信号は図１０の（ｃ）に示
すパルス圧縮部の入力端子ＩＮに加えられる。このパル
ス圧縮部は、遅延回路５１と加算回路５２と極性反転回
路５３，５４，５５とからなり、送信側の符号系列の
“１１１００１０”（＝＋１，＋１，＋１，−１，−
１，＋１，−１）が遅延回路５１の各タップ及び入力端
子ＩＮに図示のように加えられたタイミングに於いて、
加算回路５２には７ビット総てが“１”（＝＋１）とな
って入力されるから、出力端子ＯＵＴから振幅レベル７
の出力信号がえられる。即ち、図１０の（ｄ）に示すよ
うに振幅７の出力信号が得られる。又この自己相関関数
のピーク値が７となるタイミング以外の自己相関サイド
ローブレベルは、０又は−１の振幅レベルとなる。従っ
て、この振幅７の出力信号を利用することにより、パル
ス幅Ｔの送信パルスを用いても、パルス幅Ｔ／７の送信
パルスを用いた場合と同様な分解能を得ることができ
る。
反射されて受信され、位相同期検波により、例えば、搬
送波位相０°を＋１、搬送波位相１８０°を−１とする
と、図１０の（ｂ）に示すように時間Ｔの期間内に、＋
１，＋１，＋１，−１，−１，＋１，−１となる検波出
力が得られる。この検波出力信号は図１０の（ｃ）に示
すパルス圧縮部の入力端子ＩＮに加えられる。このパル
ス圧縮部は、遅延回路５１と加算回路５２と極性反転回
路５３，５４，５５とからなり、送信側の符号系列の
“１１１００１０”（＝＋１，＋１，＋１，−１，−
１，＋１，−１）が遅延回路５１の各タップ及び入力端
子ＩＮに図示のように加えられたタイミングに於いて、
加算回路５２には７ビット総てが“１”（＝＋１）とな
って入力されるから、出力端子ＯＵＴから振幅レベル７
の出力信号がえられる。即ち、図１０の（ｄ）に示すよ
うに振幅７の出力信号が得られる。又この自己相関関数
のピーク値が７となるタイミング以外の自己相関サイド
ローブレベルは、０又は−１の振幅レベルとなる。従っ
て、この振幅７の出力信号を利用することにより、パル
ス幅Ｔの送信パルスを用いても、パルス幅Ｔ／７の送信
パルスを用いた場合と同様な分解能を得ることができ
る。
【０００４】又図１０の（ｃ）の入力端子ＩＮに、
（ａ）に示す符号化位相変調パルスが入力される場合
は、極性反転回路５３，５４，５５を１８０°移相器と
することにより、加算回路５２には総て同相の信号が入
力されるタイミングがあるから、そのタイミングに於い
て、前述の場合と同様に、出力端子ＯＵＴから振幅７の
出力信号を得ることができる。
（ａ）に示す符号化位相変調パルスが入力される場合
は、極性反転回路５３，５４，５５を１８０°移相器と
することにより、加算回路５２には総て同相の信号が入
力されるタイミングがあるから、そのタイミングに於い
て、前述の場合と同様に、出力端子ＯＵＴから振幅７の
出力信号を得ることができる。
【０００５】このようなバーカ符号は、Ｎ＝２からＮ＝
６０８４までの間に、サイドローブが０又は±１となる
ものは、Ｎ＝２の場合に２個、Ｎ＝３の場合に１個、Ｎ
＝４の場合に２個、Ｎ＝５の場合に１個、Ｎ＝７の場合
に前述の符号系列の１個、Ｎ＝１１の場合に１個、Ｎ＝
１３の場合に１個の合計９個程度が見つかっているに過
ぎない。
６０８４までの間に、サイドローブが０又は±１となる
ものは、Ｎ＝２の場合に２個、Ｎ＝３の場合に１個、Ｎ
＝４の場合に２個、Ｎ＝５の場合に１個、Ｎ＝７の場合
に前述の符号系列の１個、Ｎ＝１１の場合に１個、Ｎ＝
１３の場合に１個の合計９個程度が見つかっているに過
ぎない。
【０００６】又符号化パルスレーダに適用できる符号系
列として、Ｍ系列符号が知られている。例えば、周期長
Ｌを７とした場合に、前述のバーカ符号と同一の符号系
列の外に、“１１１０１００”の符号系列が含まれる。
又Ｌ＝１５とした場合に、例えば、“１１１１０００１
００１１０１０”と“１１１１０１０１１００１００
０”との符号系列が知られている。又Ｌ＝３１の場合に
は６個の符号系列が見つかっている。
列として、Ｍ系列符号が知られている。例えば、周期長
Ｌを７とした場合に、前述のバーカ符号と同一の符号系
列の外に、“１１１０１００”の符号系列が含まれる。
又Ｌ＝１５とした場合に、例えば、“１１１１０００１
００１１０１０”と“１１１１０１０１１００１００
０”との符号系列が知られている。又Ｌ＝３１の場合に
は６個の符号系列が見つかっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする問題点】前述のように、自己
相関関数が或る一点で鋭いピークを持つ符号系列は、バ
ーカ符号やＭ系列符号に於いて僅かな個数が存在するに
過ぎないものであるから、同一の符号系列を用いた符号
化パルスレーダの場合には、干渉の影響が大きくなっ
て、過密度環境下で使用することが困難となる欠点があ
る。
相関関数が或る一点で鋭いピークを持つ符号系列は、バ
ーカ符号やＭ系列符号に於いて僅かな個数が存在するに
過ぎないものであるから、同一の符号系列を用いた符号
化パルスレーダの場合には、干渉の影響が大きくなっ
て、過密度環境下で使用することが困難となる欠点があ
る。
【０００８】又マルチアクセス通信方式等に適用した場
合に於いても、同期パルスを変調する符号系列の種類が
少ないから、利用可能加入者数を増加することが困難で
ある欠点があった。本発明は、低サイドローブであると
共に、使用可能の符号系列の種類を増加できるようにす
ることを目的とする。
合に於いても、同期パルスを変調する符号系列の種類が
少ないから、利用可能加入者数を増加することが困難で
ある欠点があった。本発明は、低サイドローブであると
共に、使用可能の符号系列の種類を増加できるようにす
ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のパルス圧縮制御
方式は、図１を参照して説明すると、自己相関関数が或
る一点で鋭いピークを持ち、且つ低サイドローブのバー
カ符号等の符号系列を理想符号系列とし、この理想符号
系列に比較して自己相関サイドローブが大きい送信符号
系列を用いてパルスを変調し、この変調パルスを送信す
る一次変調部１と、この一次変調部１からの変調パルス
を受信復調して受信符号系列を得る復調部２と、この復
調部２からの受信符号系列を理想符号系列となるように
変調する二次変調部３と、自己相関処理部４とを備え、
この自己相関処理部４に於いて二次変調部３から出力さ
れる理想符号系列の自己相関処理によりパルス圧縮を行
うものである。
方式は、図１を参照して説明すると、自己相関関数が或
る一点で鋭いピークを持ち、且つ低サイドローブのバー
カ符号等の符号系列を理想符号系列とし、この理想符号
系列に比較して自己相関サイドローブが大きい送信符号
系列を用いてパルスを変調し、この変調パルスを送信す
る一次変調部１と、この一次変調部１からの変調パルス
を受信復調して受信符号系列を得る復調部２と、この復
調部２からの受信符号系列を理想符号系列となるように
変調する二次変調部３と、自己相関処理部４とを備え、
この自己相関処理部４に於いて二次変調部３から出力さ
れる理想符号系列の自己相関処理によりパルス圧縮を行
うものである。
【００１０】又二次変調部３は、理想符号系列と送信符
号系列との差の符号系列をキー符号系列とするキー符号
発生部と、このキー符号発生部からのキー符号系列を用
いて復調部２からの受信符号系列を変調して、理想符号
系列とする構成を有するものである。
号系列との差の符号系列をキー符号系列とするキー符号
発生部と、このキー符号発生部からのキー符号系列を用
いて復調部２からの受信符号系列を変調して、理想符号
系列とする構成を有するものである。
【００１１】又一次変調部１に加える送信符号系列は、
自己相関サイドローブレベルが２レベル以下の符号系列
を選択することができる。
自己相関サイドローブレベルが２レベル以下の符号系列
を選択することができる。
【００１２】
【作用】理想符号系列は、バーカ符号及びＭ系列符号に
於いて僅かな種類が存在するに過ぎないが、それより自
己相関サイドローブが大きい符号系列は多数存在するこ
とが判った。このような符号系列を送信符号系列として
一次変調部１に於いてパルスを変調し、レーダパルスや
同期パルスとして送信する。この変調パルスを受信復調
して得られる受信符号系列の自己相関関数は或る一点で
鋭いピークを持つが、自己相関サイドローブレベルが理
想符号系列に比較して大きいから、このピーク点の識別
誤りが生じる可能性がある。そこで、二次変調部３に於
いて変調して理想符号系列とし、この理想符号系列を用
いて自己相関処理部４に於いて自己相関を求めてパルス
圧縮を行うものであり、送信側で変調し、受信側でも変
調するから、二重変調に相当することになり、理想符号
系列以外の送信符号系列を用いても、理想符号系列に変
換することができるから、理想符号系列によりパルスを
変調した場合と同様なパルス圧縮結果が得られる。
於いて僅かな種類が存在するに過ぎないが、それより自
己相関サイドローブが大きい符号系列は多数存在するこ
とが判った。このような符号系列を送信符号系列として
一次変調部１に於いてパルスを変調し、レーダパルスや
同期パルスとして送信する。この変調パルスを受信復調
して得られる受信符号系列の自己相関関数は或る一点で
鋭いピークを持つが、自己相関サイドローブレベルが理
想符号系列に比較して大きいから、このピーク点の識別
誤りが生じる可能性がある。そこで、二次変調部３に於
いて変調して理想符号系列とし、この理想符号系列を用
いて自己相関処理部４に於いて自己相関を求めてパルス
圧縮を行うものであり、送信側で変調し、受信側でも変
調するから、二重変調に相当することになり、理想符号
系列以外の送信符号系列を用いても、理想符号系列に変
換することができるから、理想符号系列によりパルスを
変調した場合と同様なパルス圧縮結果が得られる。
【００１３】二次変調部３に於ける受信符号系列から理
想符号系列への変換は、理想符号系列と送信符号系列と
の差をキー符号系列とし、このキー符号系列を用いて行
うことができるものであり、従って、送信符号系列を時
間の経過に伴って変更する場合でも、それに伴ってキー
符号系列が変更されるから、容易に理想符号系列へ変換
することができる。
想符号系列への変換は、理想符号系列と送信符号系列と
の差をキー符号系列とし、このキー符号系列を用いて行
うことができるものであり、従って、送信符号系列を時
間の経過に伴って変更する場合でも、それに伴ってキー
符号系列が変更されるから、容易に理想符号系列へ変換
することができる。
【００１４】又送信符号系列は、例えば、数学的カオス
現象を利用して擬似ランダム符号を発生させ、その自己
相関関数を求め、自己相関サイドローブレベルが２レベ
ル以下の符号系列を抽出する。即ち、理想符号系列に比
較して自己相関サイドローブレベルが１レベル程度大き
い符号系列を採用することにより、使用可能の符号系列
の種類が非常に多くなる。
現象を利用して擬似ランダム符号を発生させ、その自己
相関関数を求め、自己相関サイドローブレベルが２レベ
ル以下の符号系列を抽出する。即ち、理想符号系列に比
較して自己相関サイドローブレベルが１レベル程度大き
い符号系列を採用することにより、使用可能の符号系列
の種類が非常に多くなる。
【００１５】
【実施例】図２は本発明の実施例のブロック図であり、
符号化パルスレーダに適用した場合を示し、１１はパル
ス発生部、１２は位相変調部、１３は送信増幅部、１４
は送信アンテナ、１５は符号出力部、１６はキー符号発
生部、１７は理想符号発生部、２０は目標物、２１は受
信アンテナ、２２は受信増幅部、２３は位相復調部、２
４は符号検出部、２５は符号変換部、２６は自己相関処
理部、２７は表示部である。
符号化パルスレーダに適用した場合を示し、１１はパル
ス発生部、１２は位相変調部、１３は送信増幅部、１４
は送信アンテナ、１５は符号出力部、１６はキー符号発
生部、１７は理想符号発生部、２０は目標物、２１は受
信アンテナ、２２は受信増幅部、２３は位相復調部、２
４は符号検出部、２５は符号変換部、２６は自己相関処
理部、２７は表示部である。
【００１６】パルス発生部１１と位相変調部１２と送信
増幅部１３と送信アンテナ１４と理想符号発生部１７と
により、通常の符号化パルスレーダの送信部が構成さ
れ、受信アンテナ２１と受信増幅部２２と位相復調部２
３と自己相関処理部２６と表示部２７とにより通常の符
号化パルスレーダの受信部が構成される。この実施例に
於いては、前述の通常の構成に対して符号出力部１５と
キー符号発生部１６と符号検出部２４と符号変換部２５
とを付加するものである。又位相変調部１２が図１に於
ける一次変調部１の一部の構成に相当し、符号変換部２
５が二次変調部３に相当する。又送信アンテナ１４と受
信アンテナ２１とは送受共用のアンテナとする場合が一
般的であるが、説明の便宜上、分けて図示している。
増幅部１３と送信アンテナ１４と理想符号発生部１７と
により、通常の符号化パルスレーダの送信部が構成さ
れ、受信アンテナ２１と受信増幅部２２と位相復調部２
３と自己相関処理部２６と表示部２７とにより通常の符
号化パルスレーダの受信部が構成される。この実施例に
於いては、前述の通常の構成に対して符号出力部１５と
キー符号発生部１６と符号検出部２４と符号変換部２５
とを付加するものである。又位相変調部１２が図１に於
ける一次変調部１の一部の構成に相当し、符号変換部２
５が二次変調部３に相当する。又送信アンテナ１４と受
信アンテナ２１とは送受共用のアンテナとする場合が一
般的であるが、説明の便宜上、分けて図示している。
【００１７】符号出力部１５は、自己相関関数が或る一
点で鋭いピーク値を持ち、且つ自己相関サイドローブレ
ベルが２レベル以下となる符号系列の中の一つを、符号
選択信号ＣＳに従って出力する構成を有し、選択出力さ
れた符号系列は、位相変調部１２に対して送信符号系列
として加えられ、パルス発生部１１からのパルスの位相
変調が行われる。又キー符号発生部１６は、理想符号発
生部１７からの理想符号系列と符号出力部１５からの符
号系列との差の符号系列をキー符号系列として符号変換
部２５に加えるものである。
点で鋭いピーク値を持ち、且つ自己相関サイドローブレ
ベルが２レベル以下となる符号系列の中の一つを、符号
選択信号ＣＳに従って出力する構成を有し、選択出力さ
れた符号系列は、位相変調部１２に対して送信符号系列
として加えられ、パルス発生部１１からのパルスの位相
変調が行われる。又キー符号発生部１６は、理想符号発
生部１７からの理想符号系列と符号出力部１５からの符
号系列との差の符号系列をキー符号系列として符号変換
部２５に加えるものである。
【００１８】又符号検出部２４と符号変換部２５とは、
例えば、図３に示す構成を有するもので、３１は入力シ
フトレジスタ、３２は参照レジスタ、３３は加算回路、
３４は判定回路、３５は排他的ノア回路、４１はキー符
号レジスタ、４２はカウンタ、４３はフリップフロッ
プ、４４はアンド回路、４５は排他的オア回路である。
位相復調部２３（図２参照）からの復調信号ａが入力シ
フトレジスタ３１に入力されて順次シフトされ、参照レ
ジスタ３２に符号出力部１５からの送信符号系列ｂが入
力されてセットされる。そして、入力シフトレジスタ３
１の各段の出力信号と参照レジスタ３２の各段の出力信
号とが排他的ノア回路３５に加えられ、各排他的ノア回
路３５の出力信号が加算回路３３に加えられ、その出力
信号ｃは判定回路３４に於いて設定値ｄと比較される。
例えば、図３に示す構成を有するもので、３１は入力シ
フトレジスタ、３２は参照レジスタ、３３は加算回路、
３４は判定回路、３５は排他的ノア回路、４１はキー符
号レジスタ、４２はカウンタ、４３はフリップフロッ
プ、４４はアンド回路、４５は排他的オア回路である。
位相復調部２３（図２参照）からの復調信号ａが入力シ
フトレジスタ３１に入力されて順次シフトされ、参照レ
ジスタ３２に符号出力部１５からの送信符号系列ｂが入
力されてセットされる。そして、入力シフトレジスタ３
１の各段の出力信号と参照レジスタ３２の各段の出力信
号とが排他的ノア回路３５に加えられ、各排他的ノア回
路３５の出力信号が加算回路３３に加えられ、その出力
信号ｃは判定回路３４に於いて設定値ｄと比較される。
【００１９】符号変換部２５に於いては、キー符号レジ
スタ４１にキー符号発生部１６からのキー符号系列ｋが
入力されてセットされ、又カウンタ４２に符号系列のビ
ット数ｇがセットされる。そして、符号検出部２４の判
定回路３４の判定出力信号ｆがカウンタ４２のカウント
開始信号として加えられ、図示を省略したクロック信号
のカウントが開始される。又判定出力信号ｆはフリップ
フロップ４３のＪ端子に加えられて、フリップフロップ
４３のＱ端子出力信号ｉは“１”となる。この“１”の
出力信号ｉはキー符号レジスタ４１のシフトモード信号
として入力され、キー符号レジスタ４１からキー符号系
列ｊが順次アンド回路４４に加えられ、このアンド回路
４４から出力されるキー符号系列ｍと、符号検出部２４
の入力シフトレジスタ３１から出力される入力符号系列
ｅとが排他的オア回路４５に入力されて、理想符号系列
ｎに変換されて出力される。
スタ４１にキー符号発生部１６からのキー符号系列ｋが
入力されてセットされ、又カウンタ４２に符号系列のビ
ット数ｇがセットされる。そして、符号検出部２４の判
定回路３４の判定出力信号ｆがカウンタ４２のカウント
開始信号として加えられ、図示を省略したクロック信号
のカウントが開始される。又判定出力信号ｆはフリップ
フロップ４３のＪ端子に加えられて、フリップフロップ
４３のＱ端子出力信号ｉは“１”となる。この“１”の
出力信号ｉはキー符号レジスタ４１のシフトモード信号
として入力され、キー符号レジスタ４１からキー符号系
列ｊが順次アンド回路４４に加えられ、このアンド回路
４４から出力されるキー符号系列ｍと、符号検出部２４
の入力シフトレジスタ３１から出力される入力符号系列
ｅとが排他的オア回路４５に入力されて、理想符号系列
ｎに変換されて出力される。
【００２０】符号系列を１３ビット構成とした場合、数
学的カオス現象を利用して得られるランダム符号系列に
ついて、自己相関サイドローブレベルが−１５ｄＢ以下
となる符号系列を抽出したところ、図４及び図５に示す
ように、多数の符号系列が存在した。その中の１８番目
の符号系列Ａ（“１１１１１００１１０１０１”）がバ
ーカ符号に相当し、自己相関サイドローブレベルが−２
２．２６３８ｄＢとなる。この符号系列Ａを理想符号系
列として理想符号発生部１７から発生させる。又１２番
目の符号系列Ａ´は、符号系列Ａの順序と符号とを反転
したもので、この符号系列Ａ´も自己相関サイドローブ
レベルが−２２．２６３８ｄＢとなるから、理想符号系
列となる。
学的カオス現象を利用して得られるランダム符号系列に
ついて、自己相関サイドローブレベルが−１５ｄＢ以下
となる符号系列を抽出したところ、図４及び図５に示す
ように、多数の符号系列が存在した。その中の１８番目
の符号系列Ａ（“１１１１１００１１０１０１”）がバ
ーカ符号に相当し、自己相関サイドローブレベルが−２
２．２６３８ｄＢとなる。この符号系列Ａを理想符号系
列として理想符号発生部１７から発生させる。又１２番
目の符号系列Ａ´は、符号系列Ａの順序と符号とを反転
したもので、この符号系列Ａ´も自己相関サイドローブ
レベルが−２２．２６３８ｄＢとなるから、理想符号系
列となる。
【００２１】又図４及び図５に示す符号系列の中の一つ
の符号系列を、符号選択信号ＣＳによって符号出力部１
５（図２参照）から出力するものである。即ち、従来例
に於いては、１３ビット構成の符号系列とした時、理想
符号系列のみを用いるものであるから、２種類の符号系
列Ａ，Ａ´のみであったが、本発明に於いては、前述の
ように数１０種類の符号系列を使用することができる。
の符号系列を、符号選択信号ＣＳによって符号出力部１
５（図２参照）から出力するものである。即ち、従来例
に於いては、１３ビット構成の符号系列とした時、理想
符号系列のみを用いるものであるから、２種類の符号系
列Ａ，Ａ´のみであったが、本発明に於いては、前述の
ように数１０種類の符号系列を使用することができる。
【００２２】図４及び図５に於ける前述の１８番目の理
想的な符号系列Ａの自己相関サイドローブパターンは、
図６に示すものとなる。即ち、自己相関サイドローブレ
ベルは−２２，２６３８ｄＢで、１レベルとなり、自己
相関サイドローブレベルが低いので、ピーク値の検出が
容易となる。又図４及び図５に於ける自己相関サイドロ
ーブレベルが−１６．２４７２ｄＢの符号系列の中の８
番目の符号系列Ｂと、３０番目の符号系列Ｃと、１７番
目の符号系列Ｄとのそれぞれ自己相関サイドローブパタ
ーンは図７，図８，図９に示すものとなる。即ち、−１
６．２４７２ｄＢと−２２．２６３８ｄＢとの２レベル
となる。又他の１番目乃至７番目、９番目乃至１１番
目、１３番目乃至１６番目等の符号系列の自己相関サイ
ドローブパターンは、それぞれ２レベルのパターンとな
る。
想的な符号系列Ａの自己相関サイドローブパターンは、
図６に示すものとなる。即ち、自己相関サイドローブレ
ベルは−２２，２６３８ｄＢで、１レベルとなり、自己
相関サイドローブレベルが低いので、ピーク値の検出が
容易となる。又図４及び図５に於ける自己相関サイドロ
ーブレベルが−１６．２４７２ｄＢの符号系列の中の８
番目の符号系列Ｂと、３０番目の符号系列Ｃと、１７番
目の符号系列Ｄとのそれぞれ自己相関サイドローブパタ
ーンは図７，図８，図９に示すものとなる。即ち、−１
６．２４７２ｄＢと−２２．２６３８ｄＢとの２レベル
となる。又他の１番目乃至７番目、９番目乃至１１番
目、１３番目乃至１６番目等の符号系列の自己相関サイ
ドローブパターンは、それぞれ２レベルのパターンとな
る。
【００２３】キー符号発生部１６（図２参照）は、理想
符号発生部１７からの理想符号系列Ａと、符号出力部１
５からの例えば符号系列Ｂとの差の“１００００００１
１０１０１”をキー符号系列Ｋとして、符号変換部２５
に加える。又符号出力部１５からの符号系列Ｂ（“０１
１１００１０１１１１１”）は位相変調部１２に加えら
れて、パルス発生部１１からのパルスが１３ビット長の
送信符号系列Ｂにより位相変調され、送信増幅部１３に
より増幅されて、送信アンテナ１４から送出される。
符号発生部１７からの理想符号系列Ａと、符号出力部１
５からの例えば符号系列Ｂとの差の“１００００００１
１０１０１”をキー符号系列Ｋとして、符号変換部２５
に加える。又符号出力部１５からの符号系列Ｂ（“０１
１１００１０１１１１１”）は位相変調部１２に加えら
れて、パルス発生部１１からのパルスが１３ビット長の
送信符号系列Ｂにより位相変調され、送信増幅部１３に
より増幅されて、送信アンテナ１４から送出される。
【００２４】目標物２０からの反射パルスが受信アンテ
ナ２１により受信され、受信増幅部２２により増幅さ
れ、位相復調部２３により復調されて符号検出部２４に
加えられる。符号検出部２４に於いては、前述のよう
に、送信符号系列ｂを参照レジスタ３２（図３参照）に
セットし、復調信号ａを入力レジスタ３１に入力して順
次シフトし、ビット対応の比較を行い、１３ビットの総
てが一致すると、加算回路３３の出力信号ｃは「１３」
となり、設定値ｄを例えば「１０」とすれば、判定回路
３４の出力信号ｆは“１”となる。この設定値ｄは、ノ
イズ等により、加算回路３３のピーク出力信号ｃが理想
的に「１３」とならない場合に於いても、ピーク検出が
可能となるように設定するものであるが、他の一致検出
手段を採用することも可能である。
ナ２１により受信され、受信増幅部２２により増幅さ
れ、位相復調部２３により復調されて符号検出部２４に
加えられる。符号検出部２４に於いては、前述のよう
に、送信符号系列ｂを参照レジスタ３２（図３参照）に
セットし、復調信号ａを入力レジスタ３１に入力して順
次シフトし、ビット対応の比較を行い、１３ビットの総
てが一致すると、加算回路３３の出力信号ｃは「１３」
となり、設定値ｄを例えば「１０」とすれば、判定回路
３４の出力信号ｆは“１”となる。この設定値ｄは、ノ
イズ等により、加算回路３３のピーク出力信号ｃが理想
的に「１３」とならない場合に於いても、ピーク検出が
可能となるように設定するものであるが、他の一致検出
手段を採用することも可能である。
【００２５】符号系列が１３ビット構成であるから、カ
ウンタ４２にビット数ｇとして１３がセットされる。そ
して、判定回路３４の出力信号ｆが“１”となると、フ
リップフロップ４３のＱ端子出力信号ｉは“１”とな
り、又カウンタ４２はクロック信号のカウントを開始す
る。そして、フリップフロップ４３のＱ端子出力信号ｉ
が“１”となることにより、キー符号レジスタ４１はシ
フトモードとなり、前述のキー符号系列が順次シフト出
力され、アンド回路４４を介して排他的オア回路４５に
加えられる。キー符号レジスタ４１から１３ビットのキ
ー符号系列がシフト出力されると、カウンタ４２は１３
回のダウンカウントにより「０」となるから、その出力
信号ｈによりフリップフロップ４３のＱ端子出力信号ｉ
は“０”となる。
ウンタ４２にビット数ｇとして１３がセットされる。そ
して、判定回路３４の出力信号ｆが“１”となると、フ
リップフロップ４３のＱ端子出力信号ｉは“１”とな
り、又カウンタ４２はクロック信号のカウントを開始す
る。そして、フリップフロップ４３のＱ端子出力信号ｉ
が“１”となることにより、キー符号レジスタ４１はシ
フトモードとなり、前述のキー符号系列が順次シフト出
力され、アンド回路４４を介して排他的オア回路４５に
加えられる。キー符号レジスタ４１から１３ビットのキ
ー符号系列がシフト出力されると、カウンタ４２は１３
回のダウンカウントにより「０」となるから、その出力
信号ｈによりフリップフロップ４３のＱ端子出力信号ｉ
は“０”となる。
【００２６】排他的オア回路４５には、入力シフトレジ
スタ３１からの出力信号ｅも入力され、受信符号系列が
送信符号系列Ｂと同一であるから、排他的オア回路４５
の出力信号ｎは、 となり、理想符号系列Ａに変換されることになる。な
お、（＋）は排他的論理和を示す。
スタ３１からの出力信号ｅも入力され、受信符号系列が
送信符号系列Ｂと同一であるから、排他的オア回路４５
の出力信号ｎは、 となり、理想符号系列Ａに変換されることになる。な
お、（＋）は排他的論理和を示す。
【００２７】符号変換部２５からの理想符号系列Ａは自
己相関処理部２６に加えられ、理想符号発生部１７から
の理想符号系列Ａとの自己相関が求められ、パルス圧縮
されて表示部２７に加えられ、目標物の位置が輝点等に
より表示される。
己相関処理部２６に加えられ、理想符号発生部１７から
の理想符号系列Ａとの自己相関が求められ、パルス圧縮
されて表示部２７に加えられ、目標物の位置が輝点等に
より表示される。
【００２８】又送信符号系列を前述の図５の３０番目の
符号系列Ｃとした場合は、キー符号系列Ｋは、“０１０
１０１１０１０００１”となる。又１７番目の符号系列
Ｄとした場合は、キー符号系列Ｋは、“０００００１０
１０１０１１”となる。他の符号系列を選択して送信符
号系列とした場合に於いても、同様に、理想符号系列Ａ
との差をキー符号系列Ｋとし、符号変換部２５により受
信符号系列をキー符号系列Ｋにより理想符号系列Ａに変
換することができる。従って、自己相関処理部２６に於
いては、理想符号系列Ａを送信符号系列とした場合と同
様な処理によってパルス圧縮を行うことができる。
符号系列Ｃとした場合は、キー符号系列Ｋは、“０１０
１０１１０１０００１”となる。又１７番目の符号系列
Ｄとした場合は、キー符号系列Ｋは、“０００００１０
１０１０１１”となる。他の符号系列を選択して送信符
号系列とした場合に於いても、同様に、理想符号系列Ａ
との差をキー符号系列Ｋとし、符号変換部２５により受
信符号系列をキー符号系列Ｋにより理想符号系列Ａに変
換することができる。従って、自己相関処理部２６に於
いては、理想符号系列Ａを送信符号系列とした場合と同
様な処理によってパルス圧縮を行うことができる。
【００２９】前述のように、１３ビット構成の送信符号
系列で変調した符号化位相変調パルスの送出周期を例え
ば２０μｓ〜１００μｓとし、送信符号系列の１ビット
長を０．３μｓとすると、送信パルスは１．６μｓのパ
ルス幅となる。この送信パルスの反射パルスを受信して
復調された受信系列符号と送信符号系列との一致を符号
検出部２４により検出するには、入力シフトレジスタ３
１に１３ビット構成の符号系列がシフトされる時間、即
ち、送信パルス幅の時間を要することになり、又符号変
換部２５に於いて、キー符号レジスタ４１から１３ビッ
ト構成のキー符号系列Ｋを順次シフト出力して符号変換
するから、この符号変換部２５に於いても送信パルス幅
の時間を要することになる。従って、２．６μｓで送信
符号系列の検出及び理想符号系列への変換処理が済むこ
とになり、送出周期に比較して充分に短い時間で処理す
ることができる。
系列で変調した符号化位相変調パルスの送出周期を例え
ば２０μｓ〜１００μｓとし、送信符号系列の１ビット
長を０．３μｓとすると、送信パルスは１．６μｓのパ
ルス幅となる。この送信パルスの反射パルスを受信して
復調された受信系列符号と送信符号系列との一致を符号
検出部２４により検出するには、入力シフトレジスタ３
１に１３ビット構成の符号系列がシフトされる時間、即
ち、送信パルス幅の時間を要することになり、又符号変
換部２５に於いて、キー符号レジスタ４１から１３ビッ
ト構成のキー符号系列Ｋを順次シフト出力して符号変換
するから、この符号変換部２５に於いても送信パルス幅
の時間を要することになる。従って、２．６μｓで送信
符号系列の検出及び理想符号系列への変換処理が済むこ
とになり、送出周期に比較して充分に短い時間で処理す
ることができる。
【００３０】前述の実施例に於ける符号系列は１３ビッ
ト構成の場合を示すが、他のビット構成の符号系列を用
いることも勿論可能であり、例えば、数学的カオス現象
を利用したランダム符号系列の所望のビット長の符号系
列の自己相関関数を求め、そのサイドローブレベルが例
えば−１５ｄＢ以下のものを抽出して、送信符号系列と
することができる。又過密状態の符号化パルスレーダの
場合には、使用可能の送信符号系列の種類が多いから、
それぞれ異なる種類の符号系列を選定することにより、
自他識別が可能となる。
ト構成の場合を示すが、他のビット構成の符号系列を用
いることも勿論可能であり、例えば、数学的カオス現象
を利用したランダム符号系列の所望のビット長の符号系
列の自己相関関数を求め、そのサイドローブレベルが例
えば−１５ｄＢ以下のものを抽出して、送信符号系列と
することができる。又過密状態の符号化パルスレーダの
場合には、使用可能の送信符号系列の種類が多いから、
それぞれ異なる種類の符号系列を選定することにより、
自他識別が可能となる。
【００３１】又通信用の同期パルスに対しても適用でき
るものであり、時分割多重化された同期パルスをそれぞ
れ異なる送信符号系列により変調して送信すると、予め
送信符号系列と同一の符号系列を設定した受信部に於い
てのみ同期を確立して受信処理することができる。その
場合も理想符号系列に変換するから、パルス圧縮により
確実な同期タイミングを見つけることができる。又送信
符号系列を通信毎に、或いは時間の経過に従って変更す
ることにより、暗号通信と同様な処理が可能となる。そ
の他、本発明は前述の実施例にのみ限定されるものでは
なく、種々付加変更することができるものである。
るものであり、時分割多重化された同期パルスをそれぞ
れ異なる送信符号系列により変調して送信すると、予め
送信符号系列と同一の符号系列を設定した受信部に於い
てのみ同期を確立して受信処理することができる。その
場合も理想符号系列に変換するから、パルス圧縮により
確実な同期タイミングを見つけることができる。又送信
符号系列を通信毎に、或いは時間の経過に従って変更す
ることにより、暗号通信と同様な処理が可能となる。そ
の他、本発明は前述の実施例にのみ限定されるものでは
なく、種々付加変更することができるものである。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、理想符
号系列に比較して自己相関サイドローブレベルが大きい
符号系列を送信符号系列として用いるものであるから、
使用可能の送信符号系列の種類が非常に多くなる。従っ
て、過密状態の符号化パルスレーダに適用すれば自他識
別を容易とすることができる。又マルチアクセス通信方
式の同期信号に適用すれば、受信加入者数を増加するこ
とが容易となる。
号系列に比較して自己相関サイドローブレベルが大きい
符号系列を送信符号系列として用いるものであるから、
使用可能の送信符号系列の種類が非常に多くなる。従っ
て、過密状態の符号化パルスレーダに適用すれば自他識
別を容易とすることができる。又マルチアクセス通信方
式の同期信号に適用すれば、受信加入者数を増加するこ
とが容易となる。
【００３３】又送信符号系列により変調されたパルスを
受信復調し、キー符号系列により理想符号系列に変換し
て自己相関処理を行うものであるから、自己相関サイド
ローブレベルが大きい符号系列を用いても、理想的なパ
ルス圧縮が可能となる利点がある。
受信復調し、キー符号系列により理想符号系列に変換し
て自己相関処理を行うものであるから、自己相関サイド
ローブレベルが大きい符号系列を用いても、理想的なパ
ルス圧縮が可能となる利点がある。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の実施例のブロック図である。
【図３】本発明の実施例の符号検出部と符号変換部との
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】１３ビットの符号系列の説明図である。
【図５】１３ビットの符号系列の説明図である。
【図６】符号系列Ａの自己相関サイドローブパターンの
説明図である。
説明図である。
【図７】符号系列Ｂの自己相関サイドローブパターンの
説明図である。
説明図である。
【図８】符号系列Ｃの自己相関サイドローブパターンの
説明図である。
説明図である。
【図９】符号系列Ｄの自己相関サイドローブパターンの
説明図である。
説明図である。
【図１０】パルス圧縮の説明図である。
１ 一次変調部 ２ 復調部 ３ 二次変調部 ４ 自己相関処理部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−21328（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−147879（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−159592（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−123483（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−35776（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (3)
- 【請求項１】 自己相関関数が或る一点で鋭いピークを
持ち、且つ低サイドローブの符号系列を理想符号系列と
し、該理想符号系列に比較して自己相関サイドローブが
大きい送信符号系列を用いてパルスを変調し、該変調パ
ルスを送信する一次変調部（１）と、前記変調パルスを
受信復調して受信符号系列を得る復調部（２）と、該復
調部（２）からの受信符号系列を前記理想符号系列とな
るように変調する二次変調部（３）と、自己相関処理部
（４）とを備え、該自己相関処理部（４）に於いて前記
二次変調部（３）から出力される理想符号系列の自己相
関処理を行うことを特徴とするパルス圧縮制御方式。 - 【請求項２】 前記二次変調部（３）は、前記理想符号
系列と前記送信符号系列との差の符号系列をキー符号系
列とするキー符号発生部と、該キー符号発生部からの前
記キー符号系列を用いて前記復調部（２）からの受信符
号系列を変調する構成を備えたことを特徴とする請求項
１記載のパルス圧縮制御方式。 - 【請求項３】 前記一次変調部（１）に加える送信符号
系列は、自己相関サイドローブレベルが２レベル以下の
符号系列を選択することを特徴とする請求項１記載のパ
ルス圧縮制御方式。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3137561A JP2835789B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | パルス圧縮制御方式 |
| PCT/JP1992/000721 WO1992022825A1 (en) | 1991-06-10 | 1992-06-04 | Pulse compression control system |
| DE69213411T DE69213411T2 (de) | 1991-06-10 | 1992-06-04 | Kontrollsystem für impulskompression |
| EP92911401A EP0546188B1 (en) | 1991-06-10 | 1992-06-04 | Pulse compression control system |
| US07/969,150 US5389932A (en) | 1991-06-10 | 1992-06-04 | Pulse compression control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3137561A JP2835789B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | パルス圧縮制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04363686A JPH04363686A (ja) | 1992-12-16 |
| JP2835789B2 true JP2835789B2 (ja) | 1998-12-14 |
Family
ID=15201602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3137561A Expired - Lifetime JP2835789B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | パルス圧縮制御方式 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5389932A (ja) |
| EP (1) | EP0546188B1 (ja) |
| JP (1) | JP2835789B2 (ja) |
| DE (1) | DE69213411T2 (ja) |
| WO (1) | WO1992022825A1 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2268350B (en) * | 1992-05-27 | 1995-10-25 | Roke Manor Research | High range resolution radar |
| US5321409A (en) * | 1993-06-28 | 1994-06-14 | Hughes Missile Systems Company | Radar system utilizing chaotic coding |
| US5497160A (en) * | 1993-09-17 | 1996-03-05 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for improved auto-correlation and range correlation in pseudo-random noise coded systems |
| US6241734B1 (en) * | 1998-08-14 | 2001-06-05 | Kyphon, Inc. | Systems and methods for placing materials into bone |
| US5657021A (en) * | 1994-06-30 | 1997-08-12 | Ehsani Engineering Enterprises, Inc. | System and method for radar-vision for vehicles in traffic |
| DE10041769A1 (de) * | 2000-08-25 | 2002-03-28 | Siemens Ag | 3D-Radarsensor |
| JP3538183B2 (ja) * | 2002-02-14 | 2004-06-14 | 三菱電機株式会社 | パルスレーダ装置 |
| JP4755822B2 (ja) * | 2004-12-16 | 2011-08-24 | 古野電気株式会社 | パルス圧縮装置、探知装置およびパルス圧縮方法 |
| US8928524B1 (en) * | 2009-11-06 | 2015-01-06 | Technology Service Corporation | Method and system for enhancing data rates |
| DE102012103085B4 (de) * | 2011-04-12 | 2023-02-02 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Radarvorrichtung |
| CN103048657A (zh) * | 2012-12-28 | 2013-04-17 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种雷达目标检测方法 |
| JP6945309B2 (ja) * | 2017-03-22 | 2021-10-06 | 古野電気株式会社 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
| CN107733547B (zh) * | 2017-09-26 | 2019-11-08 | 国网山西省电力公司电力科学研究院 | 一种电磁探测的扩频编码信号生成方法及其发生系统 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1474026A (en) * | 1973-08-10 | 1977-05-18 | Marconi Co Ltd | Pulse compression |
| US4379295A (en) * | 1981-02-03 | 1983-04-05 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Low sidelobe pulse compressor |
| JPS58123483A (ja) * | 1982-01-18 | 1983-07-22 | Nec Corp | 符号化パルス圧縮装置 |
| US4513288A (en) * | 1982-03-29 | 1985-04-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Group-complementary code sets for implementing pulse-compression processing with optimum aperiodic autocorrelation and optimum cross-correlation properties |
| US4566010A (en) * | 1982-04-28 | 1986-01-21 | Raytheon Company | Processing arrangement for pulse compression radar |
| US4580139A (en) * | 1983-06-22 | 1986-04-01 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Waveform design for optimized ambiguity response |
| US4626854A (en) * | 1983-09-14 | 1986-12-02 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Method and apparatus for generating a modified P1 code |
| JPS61147175A (ja) * | 1984-12-20 | 1986-07-04 | Mitsubishi Electric Corp | パルス圧縮レ−ダ装置 |
| GB2259820B (en) * | 1985-05-20 | 1993-08-25 | Gec Avionics | A noise radar |
| JPS6479682A (en) * | 1987-09-22 | 1989-03-24 | Sony Corp | Pulse compression circuit |
| US5151702A (en) * | 1991-07-22 | 1992-09-29 | General Electric Company | Complementary-sequence pulse radar with matched filtering following doppler filtering |
| GB2265061B (en) * | 1992-03-06 | 1995-11-22 | Marconi Gec Ltd | Radar apparatus and method |
-
1991
- 1991-06-10 JP JP3137561A patent/JP2835789B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-06-04 EP EP92911401A patent/EP0546188B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-04 WO PCT/JP1992/000721 patent/WO1992022825A1/ja active IP Right Grant
- 1992-06-04 US US07/969,150 patent/US5389932A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-04 DE DE69213411T patent/DE69213411T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0546188A1 (en) | 1993-06-16 |
| WO1992022825A1 (en) | 1992-12-23 |
| DE69213411D1 (de) | 1996-10-10 |
| JPH04363686A (ja) | 1992-12-16 |
| EP0546188B1 (en) | 1996-09-04 |
| US5389932A (en) | 1995-02-14 |
| DE69213411T2 (de) | 1997-02-20 |
| EP0546188A4 (en) | 1993-11-03 |
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