DE69213411T2

DE69213411T2 - Kontrollsystem für impulskompression

Info

Publication number: DE69213411T2
Application number: DE69213411T
Authority: DE
Inventors: Asao Komata; Eikichi Ota
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1991-06-10
Filing date: 1992-06-04
Publication date: 1997-02-20
Anticipated expiration: 2012-06-05
Also published as: WO1992022825A1; EP0546188A1; JPH04363686A; US5389932A; DE69213411D1; EP0546188A4; EP0546188B1; JP2835789B2

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Impulskompressions-Steuersystem unter Verwendung einer doppelten Modulation, das auf einen Radarübertragungsimpuls, einen synchronen Impuls für eine Kommunikation oder dergleichen angewendet wird, und eine Verwendung einer Codeabfolge mit niedrigen Seitenkeulen in einer Autokorrelationsfunktion.
Durch Übertragen von modulierten Impulsen durch eine codeabfolge mit einer Länge N, deren Autokorrelation einen steilen Spitzenwert an einem Punkt bezeichnet und durch Empfangen und Demodulieren dieses Impulses und Ermitteln der Autokorrelation kann eine Kompression von 1/N in der Impulsbreite und eine N-fache Expansion in einer Amplitude ausgeführt werden. Wenn diese Technik auf ein Radar durch Übertragen des Impulses bei einer elektrischen Leistung mit einem niedrigen Maximum, durch Empfangen des reflektierten Impulses und durch Komprimieren des Impulses angewendet wird, kann deshalb die Auflösung ansteigen. Durch Anwenden auf verschiedene Informationsübertragungen kann auch ein richtiger synchroner Punkt erfaßt werden.

STAND DER TECHNIK

Es ist bekannt, daß die Codeabfolge, die im Vergleich mit dem Hauptspitzenwert der Autokorrelationsfunktion niedrige Seitenkeulen aufweist, beispielsweise ein Barker-Code ist.
Beispielsweise wird ein Impuls mit einer Breite von T durch den Barker-Code "1110010" phasenmoduliert, der durch 7-Bit gebildet ist, wobei eine Bitlänge T/7 ist. Das heißt, ein Code " 1" wird auf eine Trägerphase von 0º phasenmoduliert und ein Code "0" wird auf eine Phase von 180º phasenmoduliert und dann wird ein codierter phasenmodulierter Impuls erhalten. Der codierte modulierte Impuls wird als ein Radarimpuls übertragen.
Der codierte phasenmodulierte Impuls wird von einem Zielobjekt oder dergleichen reflektiert, empfängt den reflektierten Impuls und wird phasensynchron erfaßt, um den Erfassungsausgang +1, +1, +1, -1, -1, +1, -1 in einem Term T zu ermitteln, wenn beispielsweise das Signal mit der Trägerphase von 0º +1 ist und das Signal mit einer Trägerphase von 180º -1 ist. Das erfaßte Ausgangssignal selbst oder das invertierte detektierte Signal wird bei einer bestimmten zeitgabe addiert und dann kann das Ausgangssignal mit einem Amplitudenpegel von 7 einmal erhalten werden. In dem anderen Fall sind Amplituden 0 oder -1. Wenn ein übertragungsimpuls mit einer Impulsbreite von T verwendet wird, ist durch Verwenden des Ausgangssignals mit der Amplitude von 7 demzufolge die Auflösung die gleiche, wie wenn der Übertragungsimpuls mit einer Impulsbreite von T/7 verwendet wird.
Es wurde festgestellt, daß es ungefähr 9 Barker-Codes mit nur Seitenkeulen bei 0 oder + 1 zwischen N = 2 und N = 6084 gibt, in dem Fall von N = 2 gibt es nämlich 2, im Fall von N = 3 gibt es 1, im Fall von N = 4 gibt es 2, im Fall von N = 5 gibt es 1, im Fall von N = 7 gibt es die voranstehend erwähnte 1, im Fall von N = 11 gibt es 1, und im Fall von N = 13 gibt es 1.
Ferner ist eine M-Abfolge (Maximallängenabfolge) als eine Codeabfolge bekannt, die auf ein codiertes Impulsradar anwendbar ist. Im Fall, bei dem die Periode L 7 ist, umfassen die M-Abfolgen beispielsweise eine Codeabfolge von "1110100" außer der obigen Barker-Code-Abfolge. Im Fall, daß beispielsweise L = 15 ist, sind auch die Codeabfolgen "111100010011010" und "111101011001000" bekannt. Ferner sind für den Fall von L = 31 sechs Codeabfolgen gefunden worden.
Wie voranstehend erwähnt, existieren in den Barker-Abfolgen oder den M-Abfolgen wenige Codeabfolgen, deren Autokorrelationsfunktion ein scharfes Maximum an einem Punkt aufweisen, und deshalb weist das codierte Impulsradar unter Verwendung einer identischen Codeabfolge eine große Störung auf, und es ist schwierig für das codierte Impulsradar, in einer extrem dichten Umgebung zu arbeiten.
Im Fall, daß es in einem Mehrfachzugriffs-Kommunikationssystem oder dergleichen angewendet wird, ist es schwierig, die Anzahl von Teilnehmern, die das System verwenden, zu erhöhen, da wenige Codeabfolgen vorhanden sind, durch die ein synchroner Impuls moduliert wird.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Arten von verwendbaren Codeabfolgen durch Zulassen einer gewissen Menge von Seitenkeulen in einem Impulskompressionssystem zu erhöhen, welches Codeabfolgen mit einer scharfen Spitze an einem Punkt seiner Autokorrelationsfunktion verwendet und niedrige Seitenkeulen aufweist.
Ein Impulskompressions-Steuersystem in dieser Erfindung umfaßt eine Modulationseinrichtung erster Ordnung zum Modulieren eines Impulses unter Verwendung einer Übertragungscodeabfolge, die im Vergleich mit einer idealen Codeabfolge, bei der die Autokorrelationsfunktion eine scharfe Spitze an einem Punkt aufweist und geringe Seitenkeulen aufweist, vergleichsweise große Autokorrelationsseitenkeulen aufweist, und zum Übertragen des modulierten Impulses; eine Demodulationseinrichtung zum Demodulieren des modulierten Impulses von der Modulationseinrichtung erster Ordnung, um eine Empfangscodeabfolge zu erhalten; eine Modulationseinrichtung zweiter Ordnung zum Modulieren der Empfangscodeabfolge von der Demodulationseinrichtung, um die ideale Codeabfolge zu sein; und eine Autokorrelations-Verarbeitungseinrichtung, wobei durch die Autokorrelations-Verarbeitungseinrichtung der Autokorrelationsprozeß der idealen Codeabfolge, die von der Modulationseinrichtung zweiter Ordnung ausgegeben wird, ausgeführt wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1A, Fig. 1B und Fig. 1C Diagramme, die eine Impulskompression erläutern;
Fig. 2 ein Blockschaltbild, das eine Zusammenfassung eines Impulskompressions-Steuersystems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung erläutert;
Fig. 3 ein Blockschaltbild, das die Einzelheiten des Systems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 4 ein Schaltbild, das einen Codeerfassungsabschnitt und einen Codeumwandlungsabschnitt des Systems in Fig. 3 zeigt;
Fig. 5A und Fig. 5B Erklärungsdiagramme, die Codesequenzen von 13 Bit zeigen;
Fig. 6 ein Diagramm, das ein Autokorrelations-Seitenkeulenmuster einer Codeabf olge A in Fig. 5B zeigt;
Fig. 7 ein Diagramm, das ein Autokorrelations-Seitenkeulenmuster eine Codeabf olge B in Fig. 5A zeigt;
Fig. 8 ein Diagramm, das ein Autokorrelations-Seitenkeulenmuster einer Codeabfolge C in Fig. 5B zeigt;
Fig. 9 ein Diagramm, das ein Autokorrelations-Seitenkeulenmuster einer Codeabfolge D in Fig. 5B zeigt.

BEVORZUGTE VORGEHENSWEISE ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG

Vor den Erläuterungen der Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Stand der Technik zusätzlich unter Bezugnahme auf die Fig. 1A, 1B und Fig. 1C erläutert.
Wie voranstehend erwähnt ist der Barker-Code als Codeabfolgen bekannt, die ausreichend niedrige Seitenkeulen aufweisen, und zwar im Vergleich mit einem Hauptmaximumwert der Autokorrelationsfunktion. Fig. 1A, Fig. 1B und Fig. 1C sind Erklärungsdiagramme, die eine Impulskompression für den Fall zeigen, das ein Barker-Code "1110010" verwendet wird. Zunächst wird ein Impuls mit einer Impulsbreite T in der Phase unter Verwendung des Barker-Codes von 7-Bit moduliert, wobei die Länge eines Bits davon T/7 ist. Wenn beispielsweise der Code "1" als 0º einer Trägerphase moduliert wird und der Code "0" als 180º einer Trägerphase moduliert wird, werden die codierten phasenmodulierten Impulse erhalten, so wie in der oberen Stufe von Fig. 1A qezeigt. Die codierten modulierten Impulse werden als ein Radarimpuis übertragen.
Der codierte phasenmodulierte Impuls wird durch ein Zielobjekt oder dergleichen reflektiert, empfangen und in der Phase synchron erfaßt, so daß beispielsweise die Trägerphase 0º + 1 wird und die Trägerphase 180º -1 wird und dann, wie in der unteren Stufe von Fig. 1A gezeigt, werden die Erfassungsausgänge +1, +1, +1, -1, -1, +1, -1 während der Zeit T erhalten. Das detektierte Ausgangssignal wird an einen Eingangsanschluß IN des Impulskompressionsabschnitts geliefert, der in Fig. 1B gezeigt ist. Der Impulskompressionsabschnitt umfaßt eine Verzögerungsschaltung 51, eine Additionsschaltung 52 und Polaritätsinversionsschaltungen 53, 54 und 55. Bei einer Zeitgabe, wenn die Codeabfolge "1110010" (= +1, +1, +1, -1, -1, +1, -1) von der Übertragungsseite an jeden Abgriff und den Eingangsanschluß IN der Verzögerungsschaltung 51 wie in der Figur gezeigt geliefert wird, wird der Additionsschaltung 52 eine "1" (= +1) insgesamt in sieben Bits eingegeben und dann wird der Ausgangspegel von 7 durch den Ausgangsanschluß ausgegeben. Das heißt, wie in Fig. 1C gezeigt, es wird ein Ausgangssignal mit der Amplitude von 7 erhalten. Ferner werden die Autokorrelations-Seitenkeulenpegel 0 oder -1 in dem Amplitudenpegel bei einer anderen Zeitgabe als der, zu der der Spitzenwert der Autokorrelationsfunktion 7 wird. Durch Verwenden des Ausgangssignals mit einer Amplitude von 7, selbst bei Verwenden des Übertragungsimpulses mit einer Impulsbreite T, kann demzufolge die gleiche Auflösung wie in dem Fall erhalten werden, bei dem der Übertragunqsimpuls mit der Breite von T/7 verwendet wird.
Auch in dem Fall, bei dem die in der oberen Stufe von Fig. 1A gezeigten codierten phasenmodulierten Impulse an den Eingangsanschluß IN von Fig. 1B geliefert werden, wenn die Polaritätsinversionsschaltungen 53, 54 und 55 durch Phasenschieber von 180º ersetzt werden, da die Additionsschaltung 52 mit einem identischen Phasensignal bei einer bestimmten Zeitgabe versorgt wird, kann zu dieser Zeitgabe, wie in dem voranstehend erwähnten Fall, das Ausgangssignal mit einer Amplitude von 7 durch den Ausgangsanschluß AUS erhalten werden.
Als nächstes wird die Zusammenfassung der Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die Fig. 2 erläutert.
Obwohl in den Barker-Codes und den M-Abfolgecodes nur wenige Arten von idealen codierten Abfolgen existieren, ist es bekannt, daß viele Codeabfolgen existieren, die eine Autokorrelationsseitenkeule aufweisen, die größer als diejenige des genannten ist. Durch Verwenden dieser Codeabfolgen als eine Übertragungscodeabfolge wird der Impuls in einem Modulationsabschnitt 1 erster Ordnung moduliert und der modulierte Impuls wird als ein Radarimpuls oder ein synchroner Impuls übertragen. Die Autokorrelationsfunktion der durch Empfangen und Demodulieren des modulierten Impulses ermittelten Empfangscodeabfolge weist ein scharfes Maximum an einem Punkt auf, da jedoch der Autokorrelationsseitenkeulenpegel größer als derjenige der idalen Codeabfolge ist, ist es möglich, einen Erkennungsfehler in dem Spitzenpunkt zu erzeugen. Deshalb wird die Codeabfolge auf die ideale Codeabfolge in einem Modulationsabschnitt 3 zweiter Ordnung moduliert und durch Verwenden der idealen Codeabfolge wird die Autokorrelation ermittelt, um den Impuls in einem Autokorrelationsverarbeitungsabschnitt 4 zu komprimieren. Da in der obigen Verarbeitung die Codeabfolge an der Übertragungsseite und der Empfangsseite moduliert wird, wird die Codeabfolge doppelt moduliert. Selbst bei Verwenden von anderen Übertragunqscodeabfolgen als die idealen Codeabfolgen können somit die Übertragungscodeabfolgen auf die idealen Codeabfolgen umgewandelt werden; dementsprechend kann der Impuls in ähnlicher Weise wie zu dem Fall komprimiert werden, bei dem der Impuls durch Verwenden der idealen Codeabfolgen moduliert wird.
In dem Modulationsabschnitt 3 zweiter Ordnung kann eine Umwandlung von der Empfangscodeabfolge auf die ideale Codeabfolge durch Verwenden einer Schlüsselcodeabfolge ausgeführt werden, die eine Differenz zwischen der idealen Codeabfolge und der Übertragungscodeabfolge darstellt. Selbst wenn die Übertragungscodeabfolge sich gemäß einem Zeitablauf verändert, verändert sich dementsprechend die Schlüsselcodeabfolge und somit ist eine einfache Umwandlung auf eine ideale Codeabfolge möglich.
Die Übertragungscodeabfolgen werden beispielsweise in der folgenden Weise ermittelt. Zunächst werden Pseudozufalls-Codes unter Verwendung eines mathematischen Chaos-Phänomens erzeugt, deren Autokorrelationsfunktion wird ermittelt und die Codeabfolgen werden extrahiert, die weniger als der Pegel zwei in dem Autokorrelations-Seitenkeulenpegel sind. Es werden nämlich Codeabfolgen verwendet, die im Vergleich mit der idealen Codeabfolge in dem Autokorrelations-Seitenkeulenpegel ungefähr mehr als ein Pegel eins sind. Infolgedessen können viele Arten von verwendbaren Codeabfolgen zur Verfügung gestellt werden.
Der Modulationsabschnitt 3 zweiter Ordnung umfaßt einen Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt zum Erzeugen der Schlüsselcodeabfolge, die eine Differenz zwischen der idealen Codeabfolge und der Übertragungscodeabfolge darstellt, und einen Schaltungsaufbau zum Modulieren der Empfangscodeabfolge von einem Demodulationsabschnitt 2 unter Verwendung der Schlüsselcodeabfolgen von dem schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt, um so die ideale Codeabfolge zu bilden.
Die Übertragungscodeabfolge, die an den Modulationsabschnitt 1 erster Ordnung geliefert wird, kann Codeabfolgen wählen, die geringer als ein Pegel zwei in dem Autokorrelations-Seitenkeulenpegel sind. In diesem Fall bedeutet weniger als ein Pegel zwei, daß die Codeabfolgen größere Seitenkeulenpegel (weniger als einen Rang) aufweisen, und zwar im Vergleich mit idealen Codeabfolgen, die Seitenkeulen mit einen Pegel eins aufweisen.
Einzelheiten der Ausführungsform der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die Fig. 3 bis 9 beschrieben.
Fig. 3 ist ein ausführliches Blockschaltbild der Ausführungsform der Erfindung und die auf ein codiertes Impulsradar angewendete Ausführungsform ist dargestellt, und 11 ist ein Impulserzeugungsabschnitt, 12 ist ein Phasenmodulationsabschnitt, 13 ist ein Übertragungsverstärkerabschnitt, 14 ist eine Übertragungsantenne, 15 ist ein Codeausgabeabschnitt, 16 ist ein Schlüsselcodeerzeugungsabschnitt, 17 ist ein Idealcode-Erzeugungsabschnitt, 20 ist ein Zielobjekt, 21 ist eine Empfangsantenne, 22 ist ein Empfangsverstärkerabschnitt, 23 ist ein Phasendemodulationsabschnitt, 24 ist ein Codeerfassungsabschnitt, 25 ist ein Codeumwandlungsabschnitt, 26 ist ein Autokorrelationsverarbeitungsabschnitt und 27 ist ein Anzeigeabschnitt.
Der Impulserzeugungsabschnitt 11, der Phasenmodulationsabschnitt 12, der Übertragungsverstärkerabschnitt 13, die Übertragungsantenne 14 und der Idealcode-Erzeugungsabschnitt 17 bilden einen Übertragungsabschnitt eines gewöhnlichen Radars mit codierten Impulsen. Die Empfangsantenne 21, der Empfangsverstärkerabschnitt 22, der Phasendemodulationsabschnitt 23, der Autokorrelationsverarbeitungsabschnitt 26 und der Anzeigeabschnitt 27 bilden einen Empfangsabschnitt des gewöhnlichen Radars mit codierten Impulsen. In dieser Ausführungsform sind der Codeausgabeabschnitt 15, der Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt 16, der Code-Erfassungsabschnitt 24 und der Code-Umwandlungsabschnitt 25 zu dem obigen gewöhnlichen Aufbau hinzugefügt. Der Phasenmodulationsabschnitt 12 entspricht einem teilweisen Aufbau des Modulationsabschnitts 1 erster Ordnung in Fig. 1 und der Codeumwandlungsabschnitt 25 entspricht dem Modulationsabschnitt 3 zweiter Ordnung. Die Übertragungsantenne 14 und die Empfangsantenne 21 werden allgemein gemeinsam verwendet, jedoch sind sie zur Übersichtlichkeit getrennt dargestellt.
Der Code-Ausgabeabschnitt 15 gibt eine der Codeabfolgen aus, die ein scharfes Maximum an einem Punkt in der Autokorrelationsfunktion aufweisen und den Autokorrelations-Seitenkeulenpegel von weniger als einen Pegel zwei aufweisen, nämlich gemäß einem Codewählsignal CS. Die gewählte und ausgegebene Codeabfolge wird dem Phasenmodulationsabschnitt 12 als eine Übertragungscodeabfolge hinzugefügt und der Impuls von dem Impulserzeugungsabschnitt 11 wird phasenmoduliert. Der Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt 16 addiert die Differenz der Codeabf olge zwischen der idealen Codeabfolge von dem Idealcode-Erzeugungsabschnitt 17 und der Codeabfolge von dem Codeausgabeabschnitt 15 zu dem Codeumwandlungsabschnitt 25 als die Schlüsselcodeabfolge.
Der Codeerfassungsabschnitt 24 und der Codeumwandlungsabschnitt 25 weisen beispielsweise Konstruktionen auf, wie in Fig. 4 gezeigt, und 31 ist ein Eingangsschieberegister, 32 ist ein Referenzregister, 33 ist eine Additionsschaltung, 34 ist eine Entscheidungsschaltung, 35 ist eine Exclusiv-NOR-Schaltung, 41 ist ein Schlüsselcoderegister, 42 ist ein Zähler, 43 ist ein Flip-Flop, 44 ist eine UND-Schaltung und 45 ist eine Exclusiv-ODER-Schaltung. Ein Demodulationssignal a von dem Phasenmodulationsabschnitt 23 (s. Fig. 3) wird dem Eingangsschieberegister 31 eingegeben, sequentiell verschoben und eine Ubertragungscodeabfolge b von dem Codeausgabeabschnitt 15 wird dem Referenzregister 32 zum Einstellen eingegeben. Jedes Ausgangssignal des Eingangsschieberegisters 31 und jedes Ausgangssignal des Referenzregisters 32 werden dann an die Exclusiv-NOR-Schaltungen 35 geliefert; die Ausgangssignale jeder Exclusiv-NOR-Schaltung 35 werden an die Additionsschaltung 33 geliefert und das Ausgangssignal c wird mit einem Einstellwert d in der Entscheidungsschaltung 34 verglichen.
In dem Codeumwandlungsabschnitt 25 wird die Schlüsselcodeabfolge k von dem Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt 16 eingegeben und in dem Schlüsselcoderegister 41 eingestellt, und eine Bitnummer g der Codeabfolge wird in dem Zähler 42 eingestellt. Ein Entscheidungsausgangssignal f von der Entscheidungsschaltung 34 in dem Codeerfassungsabschnitt 24 wird als ein Zählstartsignal des Zählers 42 zugeführt und die Zählung des Taktsignals (nicht gezeigt) beginnt. Das Entscheidungsausgangssignal f wird an einen J-Anschluß des Flip-Flops 43 geliefert und ein Ausgangssignal i des Anschlusses Q des Flip-Flops 43 wird "1". Die "1" in dem Ausgangssignal i wird als ein Verschiebemodussignal des Schlüsselcoderegisters 41 eingegeben, die Schlüsselcodeabfolge j wird sequentiell an die UND-Schaltung 44 von dem Schlüsselcoderegister 41 geliefert, eine Schlüsselcodeabfolge m, die von der UND-Schaltung 44 ausgegeben wird, und eine Eingangscodeabfolge e, die von dem Eingangsschieberegister 31 in den Codeerfassungsabschnitt 24 ausgegeben wird, werden der Exclusiv-ODER-Schaltung 45 eingegeben und in eine ideale Codeabfolge n für einen Ausgang umgewandelt.
Wenn die Codeabfolge 13 Bit ist, werden Codeabf olgen aus Zufallscodeabfolgen extrahiert, die unter Verwendung des mathematischen Chaos-pHänomens erhalten werden, so daß der Autokorrelations-Seitenkeulenpegel kleiner als -15 dB wird und dann wie in Fig. 5A und Fig. 5B gezeigt, existieren viele Codeabfolgen. Eine achtzehnte Codeabfolge A darin ("1111100110101") entspricht dem Barker-Code und der Autokorrelations-Seitenkeulenpegel wird -22,2638 dB. Diese Codeabfolge A wird von dem Idealcode-Erzeugungsabschnitt 17 als eine ideale Codeabfolge erzeugt. Eine zwölfte Codeabfolge A' wird von der Codeabfolge A in der Sequenz und im Code invertiert. Da die Codeabfolge A' auch -22,2638 dB in dem Autokorrelations-Seitenkeulenpegel wird, wird die Codeabfolge A' die ideale Codeabfolge.
In dieser Ausführungsform wird eine der in den Fig. 5A und 5B gezeigten Codeabfolgen von dem Codeausgabeabschnitt 15 (s. Fig. 3) durch das Codeauswahlsignal CS ausgegeben. In dem herkömmlichen Beispiel, wenn die Codeabfolge 13 Bit ist, da nur die ideale Codeabfolge verwendet wird, werden nämlich die zwei Codeabfolgen A und A' extrahiert, jedoch können in dieser Ausführungsform, wie voranstehend erwähnt, mehrere zehn Arten von Codeabfolgen verwendet werden.
Die Autokorrelations-Seitenkeulen-Muster in der voranstehend erwähnten achtzehnten Idealcodeabfolge A in Fig. 5A und Fig. 5B sind in Fig. 6 gezeigt. Das heißt, der Autokorrelations-Seitenkeulenpegel ist -22,2638 dB und ist ein Pegel eins. Da der Autokorrelations-Seitenkeulenpegel gering ist, ist eine Erfassung des Spitzenwerts einfach. Die jeweiligen Autokorrelations-Seitenkeulenmuster der 8-ten Codeabfolge B, der 30-sten Codeabfolge C und der 17-ten Codeabfolge D in den Codeabfolgen mit dem Autokorrelations-Seitenkeulenpegel von -16,2472 dB in Fig. 5A und Fig. 5B sind in Fig. 7, Fig. 8 und Fig. 9 gezeigt. Das heißt, die zwei Pegel von -16,2472 dB und -22,2638 dB werden verwendet. Die jeweiligen Autokorrelations-Seitenkeulenmuster der Codeabfolgen der anderen 1-ten bis 7-ten, 9-ten bis 11-ten, 13-ten bis 16-ten oder dergleichen erreichen ein Muster eines Pegels zwei.
Der Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt 16 (s. Fig. 3) liefert die Differenz "1000101101010" zwischen der Idealcodeabfolge A von dem Idealcode-Erzeugungsabschnitt 17 und z.B. die Codeabfolge B von dem Codeausgabeabschnitt 25 an den Codeumwandlungsabschnitt 25 als eine Schlüsselcodeabfolge K. Die Codeabfolge B ("0111001011111") von dem Codeausgabeabschnitt 15 wird an den Phasenmodulationsabschnitt 12 geliefert, der Impuls von dem Impulserzeugungsabschnitt 11 wird durch die Übertragungscodeabfolge B mit 13 Bit phasenmoduliert, wird durch den Übertragungsverstärkerabschnitt 13 verstärkt und wird von der Übertragungsantenne 14 übertragen.
Ein reflektierter Impuls von einem Zielobjekt 20 wird durch die Empfangsantenne 21 empfangen, wird durch den Empfangsverstärkerabschnitt 22 verstärkt und wird durch den Phasendemodulationsabschnitt 23 demoduliert, um an den Codeerfassungsabschnitt 24 geliefert zu werden. In dem Codeerfassungsabschnitt 24 wird, wie voranstehend erwähnt, die Übertragungscodeabfolge b an dem Referenzregister 32 (siehe Fig. 4) eingestellt, das demodulierte Signal a wird dem Eingangsregister 31 zum sequentiellen Verschieben eingegeben, die zwei Signale werden in jedem Bit verglichen und wenn alle 13 Bits übereinstimmen, dann wird das Ausgangssignal c von der Additionsschaltung 33 '13', und wenn der eingestellte Wert d beispielsweise '10' ist, wird das Ausgangssignal f von der Entscheidungsschaltung 34 "1". Der eingestellte Wert d wird auf eine mögliche Spitzenerfassung eingestellt, wenn das Spitzenausgangssignal c von der Additionsschaltung 33 als eine Folge von Rauschanteilen oder dergleichen ideal nicht '13' ist, jedoch können andere Übereinstimmungserfassungseinrichtungen verwendet werden.
Da die Codeabfolge aus 13 Bit besteht, wird 13 an dem Zähler 42 als eine Bitzahl g eingestellt. Wenn das Ausgangssignal f von der Entscheidungsschaltung 34 "1" ist, wird das Ausgangssignal i am Q-Anschluß von dem Flip-Flop 43 "1" und der Zähler 42 beginnt das Taktsignal zu zählen. Wenn ferner das Ausgangssignal 1 am Q-Ausgang von dem Flip-Flop 43 "1" ist, erreicht das Schlüsselcoderegister 41 einen Verschiebernodus, die voranstehend erwähnte Schlüsselcodeabfolge wird sequentiell zur Ausgabe verschoben und wird an die Exclusiv-ODER-Schaltung 45 durch die UND-Schaltung 44 geliefert. Wenn die Schlüsselcodeabfolge von 13 Bit verschoben und von dem Schlüsselcoderegister 41 ausgegeben ist, da der Zähler 42 '0' durch eine 13-fache Abwärtszählung wird, wird das Ausgangssignal i am Q-Anschluß vondem Flip-Flop 43 durch das Ausgangssignal h davon "0".
An die Exclusiv-ODER-Schaltung 45 wird auch das Ausgangssignal e von dem Eingangsschieberegister 31 geliefert, und da die Empfangscodeabfolge identisch zu der Übertragungscodeabfolge B ist, wird das Ausgangssignal n von der Exclusiv-ODER-Schaltung 45 wie folgt und das Ausgangssignal wird auf die ideale Codeabfolge A umgewandelt. Hierbei bezeichnet (+) eine exclusive logische Addition.
"0111001011111" - Empfangscodeabfolge = Übertragungscodeabfolge B)
(+) "1000101101010" -/"1111100110101" - (Schlüsselcodeabfolge K) (Idealcodeabfolge A)
Die Idealcodeabfolge A von dem Codeumwandlungsabschnitt 25 wird an den Autokorrelationsverarbeitungsabschnitt 26 geliefert, ermittelt eine Autokorrelation mit der Idealcodeabfolge A von dem Idealcodeerzeugungsabschnitt 17, der Impuls wird kompremiert und an den Anzeigeabschnitt 27 geliefert und die Position des Zielobjekts wird durch einen hellen Punkt oder dergleichen angezeigt.
Wenn die Übertragungscodeabfolge eine Codeabfolge C ist, die eine 30-ste in Fig. 5B ist, ist die Schlüsselcodeabfolge K "0101011010001". Wenn die Übertragungscodeabfolge eine Codeabfolge D ist, die eine 17-te ist, ist die Schlüsselcodeabfolge K "0000010101111". Wenn eine andere Codeabfolge gewählt wird, um die Übertragungscodeabfolge zu sein, ist die Differenz zwischen der Übertragungscodeabfolge und der Idealcodeabfolge A die Schlüsselcodeabfolge K und in dem Codeumwandlungsabschnitt 25 kann die Empfangscodeabfolge durch Verwendung der Schlüsselcodeabfolge K in die Idealcodeabfolge A umgewandelt werden. Deshalb kann in dem Autokorrelations-Verarbeitungsabschnitt 26 die Impulskompression gemäß der gleichen Verarbeitung durchgeführt werden, wie in dem Fall, bei dem die Idealcodeabfolge A die Übertragungscodeabfolge ist.
Wenn die Übertragungsperiode des codierten Phasenmodulationsimpulses, der durch die aus 13 Bits bestehende übertragungscodeabfolge moduliert wird, beispielsweise 20 µs bis 100 µs ist, und wenn die Länge von 1 Bit der Übertragungscodeabfolge 0,2 µs beträgt, weist der Übertragungsimpuls eine Impulsbreite von 2,6 µs auf, wie voranstehend erwähnt. Zum Empfangen des Reflexionsimpulses des Übertragungsimpulses und zum Erfassen der Übereinstimmung des demodulierten Empfangsabfolgecodes und der Übertragungscodeabfolge durch den Codeerfassungsabschnitt 24 wird Zeit benötigt, in der die Codeabfolge von 13 Bit in dem Eingangsschieberegister 31 verschoben wird, nämlich der Zeitbetrag, welcher der Übertragungsimpulsbreite gleicht. Da ferner in dem Codeumwandlungsabschnitt 25 die Codeumwandlung durch sequentielles Verschieben der aus 13 Bits bestehenden Schlüsselcodeabfolge K in dem Schlüsselcoderegister 41 ausgeführt wird, wird ein Zeitbetrag gleich zu der Übertragungsimpulsbreite in dem Codeumwandlungsabschnitt 25 benötigt. Dementsprechend werden 2,6 µs für die Erfassung der Übertragungscodeabfolge und für den Umwandlungsprozeß auf die Idealcodeabfolge benötigt und somit kann der Prozeß im Vergleich mit der Übertragungsperiode während einer ausreichend kurzen Zeit ausgeführt werden.
Obwohl die Codeabfolge in der obigen Ausführungsform durch 13 Bit gebildet ist, ist natürlich die Verwendung einer anderen Codeabfolge möglich, die mit einer anderen Bitanzahl aufgebaut ist, beispielsweise wird eine Autokorrelationsfunktion der Codeabfolgen mit einer gewünschten Bitlänge in der Zufallscodeabfolge, die das mathematische Chaos-Phänomen verwendet, erhalten, der Seitenkeulenpegel davon, der kleiner als z.B. -15 dB ist, wird extrahiert und die extrahierte Codeabfolge kann die Übertragungscodeabfolge sein. Da ferner in dem codierten Impulsradar in einem Zustand mit hoher Dichte viele Arten von verwendbaren Übertragungscodeabfolgen existieren, ist eine Unterscheidung untereinander möglich, indem die jeweiligen unterschiedlichen Arten von Codeabfolgen gewählt werden.
Die obige Ausführungsform kann auf einen synchronen Impuls für eine Kommunikation angewendet werden. Wenn der durch eine Zeitteilung multiplizierte synchrone Impuls durch jeweilige unterschiedliche Übertragungscodeabfolgen moduliert und übertragen wird, stellt nur der Empfangsabschnitt, der die Idealcodeabfolge mit der Übertragungscodeabfolge vorhergehend einstellt, eine Synchronisation her und der Empfangsprozeß kann ausgeführt werden. Auch durch Umwandlung auf die Idealcodeabfolge kann in diesem Fall die zuverlässige synchrone Zeitgabe durch die Impulskompression gefunden werden. Ferner ist durch Ändern der Übertragungscodeabfolge in jeder Kommunikation oder gemäß des Zeitablaufes eine Verarbeitung möglich, die ähnlich zu einer Geheimkommunikation unter Verwendung einer Chiffnerung ist. Zusätzlich ist die folgende Erfindung nicht auf nur die obige Ausführungsform beschränkt, sondern verschiedene Hinzufügungen oder Änderungen sind möglich.
Da diese Erfindung wie voranstehend erwähnt die Codeabfolge verwendet, die im Vergleich mit der Idealcodeabfolge als eine Übertragungscodeabfolge einen größeren Autokorrelations-Seitenkeulenpegel aufweist, werden viele verwendbare Arten von Übertragungscodeabfolgen verwendet. Wenn diese Erfindung demzufolge auf ein codiertes Impulsradar in einem Zustand hoher Dichte angewendet wird, ist eine Unterscheidung untereinander möglich. Wenn diese Erfindung ferner auf ein synchrones Signal in einem Mehrfachzugriffs-Kommunikationssystem angewendet wird, nehmen Empfangsteilnehmer zu.
Da der Impuls, der durch die Übertragungscodeabfolge moduliert wird, empfangen und demoduliert wird, und der demodulierte Impuls unter Verwendung der Schlüsselcodeabfolge in die Idealcodeabfolge umgewandelt wird, um die Autokorrelation zu verarbeiten, ist es noch möglich, eine Idealimpulskompression zu erzeugen, selbst wenn die Codeabfolge verwendet wird, die einen größeren Autokorrelations-Seitenkeulenpegel aufweist. TABELLE VON BEZUGSZEICHEN UND TEILEN

Claims

1. Impulskompressions-Steuersystem, umfassend:

eine Modulationseinrichtung (1) erster Ordnung zum Modulieren eines Impulses unter Verwendung einer Übertragungscodeabfolge, die im Vergleich mit einer Idealcodeabfolge, bei der die Autokorrelationsfunktion ein scharfes Maximum an einem Punkt aufweist und niedrige Seitenkeulen aufweist, vergleichsweise große Autokorrelations-Seitenkeulen aufweist und zum Übertragen des modulierten Impulses;

eine Demodulationseinrichtung (2) zum Demodulieren des modulierten Impulses, um eine Empfangscodeabfolge zu erhalten;

eine Modulationseinrichtung (3) zweiter Ordnung zum Modulieren der Empfangscodeabfolge von der Demodulationseinrichtung (2), um so die Idealcodeabfolge zu sein; und

eine Autokorrelations-Verarbeitungseinrichtung (4), wodurch durch die Autokorrelations-Verarbeitungseinrichtung (4) der Autokorrelationsprozeß der Idealcodeabfolge ausgeführt wird, die von der Modulationseinrichtung (3) zweiter Ordnung ausgegeben wird.

2. Impulskompressions-Steuersystem nach Anspruch 1, wobei

die Modulationseinrichtung (3) umfaßt:

einen Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt zum Zuführen der Codeabfolge der Differenz zwischen der Idealcodeabfolge und der Übertragungscodeabfolge als eine Schlüsselcodeabfolge, und eine Modulationseinrichtung zum Modulieren der Empfangscodeabfolge von der Demodulationseinrichtung (2) unter Verwendung der Schlüsselcodeabfolge von dem Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt.

3. Impulskompressions-Steuersystem nach Anspruch 1, wobei die Übertragungscodeabfolge, die zu der Modulationseinrichtung (1) erster Ordnung hinzugefügt ist, gewählt ist, um die Codeabfolge zu sein, die eine Autokorrelations-Seitenkeule von nicht mehr als einen Pegel zwei aufweist.

4. Impulskompressions-Steuersystem nach Anspruch 1, wobei

die Modulationseinrichtung (1) erster Ordnung umfaßt:

einen Codeausgabeabschnitt (15) zum Ausgeben einer der Codeabfolgen, die ein scharfen Spitzenmaximum an einem Punkt in der Autokorrelationsfunktion davon und einen Autokorrelations-Seitenkeulenpegel von nicht mehr als einen Pegel zwei aufweist, gemäß einem Codewählsignal (CS); und

einen Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt (16) zum Zuführen der Codeabfolge der Differenz zwischen der Idealcodeabfolge und der Codeabfolge von dem Codeausgabeabschnitt (15) als eine Schlüsselcodeabfolge an die Modulationseinrichtung (3) zweiter Ordnung;

die Modulationseinrichtung (3) zweiter Ordnung umfaßt:

einen Codeerfassungsabschnitt (24) zum Addieren der Empfangscodeabfolge von der Demodulationseinrichtung (2) und des Ausgangs von dem Codeausgabeabschnitt (15) und zum Ausgeben eines Entscheidungsergebnisses des addierten Werts; seinen Codeumwandlungsabschnitt (25) zum Empfangen des Ausgangs von dem Schlüsselcode-Erzeugungsabschnitt (16) und des Ausgangs des Codeerfassungsabschnitts (24) und zum Umwandeln dieser in eine Idealcodeabfolge.

5. Ein codiertes Impulsradar unter Verwendung eines Impulskompressions-Steuersystems, umfassend eine Modulationseinrichtung (1) erster Ordnung zum Modulieren eines Impulses unter Verwendung einer Übertragungscodeabfolge, die im Vergleich mit einer Idealcodeabfolge, bei der die Autokorrelationsfunktion ein scharfes Maximum an einem Punkt aufweist und niedrige Seitenkeulen aufweist, vergleichsweise große Autokorrelations-Seitenkeulen aufweist, und zum Übertragen des modulierten Impulses; eine Demodulationseinrichtung (2) zum Demodulieren des modulierten Impulses, um eine Empfangscodeabfolge zu erhalten; eine Modulationseinrichtung (3) zweiter Ordnung zum Modulieren der Empfangscodeabfolge von der Demodulationseinrichtung (2), um so die Idealcodeabfolge zu sein; und eine Autokorrelations-Verarbeitungseinrichtung (4), wodurch durch die Autokorrelations-Verarbeitungseinrichtung (4) der Autokorrelationsprozeß der Idealcodeabfolge, die von der Modulationseinrichtung (3) zweiter Ordnung ausgegeben wird, ausgeführt wird.