DE68929538T2 - Vorrichtung mit einer Tastung mit wechselnder Codierung (CSK) und Verfahren zur Spreizspektrumkommunikation - Google Patents

Vorrichtung mit einer Tastung mit wechselnder Codierung (CSK) und Verfahren zur Spreizspektrumkommunikation Download PDF

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Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen eine Vorrichtung mit einer Tastung mit wechselnder Codierung ("Code Shift Keying" – CSK) und ein Verfahren zur Spreizspektrumkommunikation. Die Erfindung ist auf dem Gebiet der Spreizspektrumkommunikation durch CSK-Modulierung und betrifft ein entsprechendes Verfahren und eine Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Kommunikationsverfahren nach einem Modulationssystem mit einer Tastung mit wechselnder Codierung (CSK) und eine Kommunikationsvorrichtung zur Ausführung des Verfahrens.
  • In jüngster Zeit wurden SS-Kommunikationssysteme in den Bereichen der Satellitenkommunikation, Funkkommunikation und Netzkommunikation in extensiver Weise verwendet. Das herkömmliche SS-Kommunikationssystem wird in der Folge mit Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben. An der Signalübertragungsseite werden der Ausgang a eines PN-(Pseudorausch-)Codeseriengenerators 1 und Übertragungsdaten b zu einer EXKLUSIV-ODER-Schaltung 2 geleitet. Der Ausgang c der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 2 wird zu einem Verstärker 3 geleitet. Der Ausgang der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 2 wird als Übertragungssignal zu einem Signalübertragungspfad geleitet. An der Signalempfangsseite wird ein Eingangssignal zu einem Verstärker 4 geleitet. Das verstärkte Signal von dem Ausgang des Verstärkers 4 wird zu einem synchronen PN-Codeseriengenerator 5 geleitet und auch zu einem Korrelator 6, wo es mit dem Ausgang d des synchronen PN-Codeseriengenerators 5 korreliert wird. Der Ausgang des Korrelators 6 stellt einen Korrelationswert (oder ein Signal e) dar, welches von dem Komparator 7 mit einem vorbestimmten Schwellenwert verglichen wird. Der Ausgang des Komparators 7 wird als Empfangsdaten f bereitgestellt.
  • Der Signalübertragungspfad kann drahtlos oder verdrahtet sein; er kann aus jedem Signalübertragungsmedium gebildet sein, das für einen solchen Zweck geeignet ist. Übertragungssignale werden direkt zu einem solchen Signalübertragungsmedium geleitet; häufig werden sie dann für die Übertragung zu Signalen umgewandelt, die tatsächlich durch das Signalübertragungsmedium übertragen werden können. Bei der Netzkommunikation müssen Interfaces zur Isolierung übertragener Signale vom Starkstromnetz bereitgestellt werden. Wie zuvor beschrieben, werden die Systemteile, die auf das Signalübertragungsmedium wirken, durch welche die Übertragungssignale entweder in geeignete, entsprechende Signale zur Übertragung umgewandelt oder vom Strom isoliert werden, als "Signalempfangs-Interface" bzw. "Signalübertragungs-Interface" bezeichnet, abhängig von der Anwendung. Solche Interfaces sind ein Mittel für den Anschluß an das Signalübertragungsmedium.
  • In dem herkömmlichen Kommunikationssystem muß die PN-Serie, die von dem synchronen PN-Codeseriengenerator 5 an der Signalempfangsseite erzeugt wird, mit der PN-Serie synchronisiert werden, die an der Signalübertragungsseite bereitgestellt wird. Zu diesem Zweck ist es wesentlich, einen synchronen Punkt zu suchen. Wenn der Signalübertragungspfad in der Signalübertragungscharakteristik zufriedenstellend ist, zeigt die Korrelationswellenform eine Spitze an dem synchronen Punkt, wie in 3A dargestellt ist. Andererseits ist bei einem Signalübertragungspfad, dessen Signalübertragungscharakteristik deutlich gering ist, wie im Falle der Netzkommunikation, und der einen Einsattlungspunkt in dem Signalübertragungspfad aufweist, wie in 3B und 3C dargestellt, die Korrelationswellenform verschlechtert. In diesem Fall wird das Vorzeichen (+ und –) des Korrelationswertes umgekehrt; das heißt, der Pegel der Daten wird umgekehrt ("1" und "0"). Zusätzlich entsteht durch denselben Zustand ein Nachteil, da die Synchronisierung nicht aufrechterhalten werden kann.
  • Sust und Kowatsch in "Proceedings of melecon '87", Seite 157 ff., beschreiben ein Spreizspektrumkommunikationssystem, das eine digitale, angepaßte Filtertechnik verwendet, um die Pseudorauschcodes und einen Präambelcode zu korrelieren. Der digitalisierte Eingabedatenstrom wird in drei angepaßten Filtern, zwei für die Pseudorauschcodes und einem für den Präambelcode, mit dem Inhalt von Referenzregistern korreliert. Jeder angepaßte Filter gibt die Summe der korrelierten Signale aus. Pseudorauschcodes, und Präambelcodes werden durch Spitzen dieser Summe angezeigt. Das Erfassen einer Präambel ist ein Hinweis auf die Ankunft von Daten-Pseudorauschcodes, die der Präambel folgen. Das System zeigt dann eine adaptive Abtastfenstertechnik an, wobei die Ankunft einer derartigen Präambel zum Starten eines Zeitgebers dient, der ein bekanntes Intervall bestimmt, das der Länge eines Pseudorauschcodes und eines darin enthalten Abtastfensters entspricht, in dem ein Auftreten der Korrelationsspitzen erwartet wird. Die Korrelationsspitzen, die in jedem Abtastfenster erscheinen, werden zur Bestimmung des Wertes des gesendeten Bits verglichen.
  • Kohno et al. beschreiben in "Conference Record Volume 1 of the Global Telecommunications Conference 1987", Seite 16.8.1 ff, ein Spreizspektrum-Mehrfachzugriffssystem. Sie schlagen die Verwendung von Manchester-M-kodierten Pseudorauschsequenzen vor, um die notwendige Hardware durch Streichung der Modulations/Demodulationsschritte zu vereinfachen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine Aufgabe dieser Erfindung, ein Spreizspektrum-(SS-)Kommunikationsverfahren gemäß einem neuartigen CSK-System bereitzustellen, das die zuvor beschriebenen Schwierigkeiten nicht aufweist, die mit einem herkömmlichen SS-Kommunikationssystem verbunden sind, und eine SS-Kommunikationsvorrichtung zur Ausführung dieses Verfahrens bereitzustellen. Diese Aufgabe wird durch das CSK-Verfahren nach dem unabhängigen Anspruch 10, durch die CSK-Empfangsvorrichtung nach dem unabhängigen Anspruch 1, und durch das CSK-System nach Anspruch 6 gelöst. Weitere vorteilhafte Merkmale des Verfahrens und der Vorrichtung gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor.
  • Gemäß einer Ausführungsform des CSK-Kommunikationssystems wird eine von zwei Manchester-M-Serien, die mit einer vorbestimmten Periode und mit gleicher Codelänge erzeugt werden, als Übertragungssignal übertragen; die Wahl hängt davon ab, ob die Übertragungsdaten "1" oder "0" sind. Bei der Manchester-M-Serie, die tatsächlich übertragen werden soll, ist ein maximaler Wert des Absolutwertes ihrer Autokorrelation immer größer als jener der Kreuzkorrelation der beiden Manchester-M-Serien, selbst wenn sich der Wert der Autokorrelation oder Kreuzkorrelation aufgrund des Rauschsignals, einer Verzerrung des Signals oder dergleichen ändert. Das empfangene Signal wird mit den beiden verschiedenen Manchester-M-Serien korreliert, um zwei Korrelationsausgänge zu erhalten; die Empfangsdaten "1" oder "0" werden nach dem Vergleich des Spitzenwertes zwischen den beiden Korrelationsausgängen gebildet.
  • An der Übertragungsseite dieses CSK-Kommunikationssystems wird in jeder vorbestimmten Periode eine der beiden Manchester-M-Serien als Übertragungssignal übertragen; die Wahl hängt davon ab, ob die Übertragungsdaten "1" oder "0" sind. Die entsprechende CSK-Signalübertragungsvorrichtung enthält:
    erste und zweite Manchester-M-Seriengeneratoren zur Erzeugung von zwei Manchester-M-Serien gleicher Codelänge; und einen Schaltkreis zur Übertragung eines der Ausgangssignale des ersten und zweiten Manchester-M-Seriengenerators als Übertragungssignal (die Wahl hängt davon ab, ob die Übertragungsdaten "1" oder "0" sind). Bei der Manchester-M-Serie, die tatsächlich übermittelt werden soll, ist ein maximaler Wert des Absolutwertes ihrer Autokorrelation immer gröber als jener der Kreuzkorrelation der beiden Manchester-M-Serien.
  • An der Empfangsseite wird ein Empfangssignal mit zwei Manchester-M-Serien verglichen, welche dieselben sind wie jene, die an der Signalübertragungsseite verwendet werden, um zwei Korrelationsausgänge zu erhalten; die Empfangsdaten "1" oder "0" werden in Übereinstimmung mit dem Vergleich des Spitzenwertes zwischen den Korrelationsausgängen gebildet. Die entsprechende CSK-Signalempfangsvorrichtung enthält: ein Paar Korrelatoren zum Vergleichen eines empfangenen Signals mit zwei Manchester-M-Serien, welche dieselben wie jene sind, die an der Signalübertragungsseite verwendet wurden, um Korrelationsausgänge zu erhalten; und eine Demodulatorschaltung zur Bildung der empfangenen Daten "1" oder "0" in Übereinstimmung mit dem Vergleich des Spitzenwertes zwischen den Korrelationsausgängen der Korrelatoren.
  • Der Begriff "M-Serie", wie hierin verwendet, soll jene mit der größten Periode einer Reihe von Codeserien bezeichnen, die mit einem Schieberegister mit einer Vielzahl von Stufen und einer linearen arithmetischen Schaltung erzeugt werden. Bei einem Schieberegister mit n Stufen ist die Länge einer erzeugten M-Serie 2n – 1.
  • Der Begriff "Manchester-Code", wie hierin verwendet, bezeichnet einen Code, in dem ein Zyklus einer Rechteckwelle mit einer bestimmten Phase für ein binäres Eingangssignal "1" bereitgestellt wird, und in dem ein Zyklus einer Rechteckwelle mit einer Phase, die der obengenannten entgegengesetzt ist, für ein binäres Eingangssignal "0" bereitgestellt wird.
  • Der Begriff CSK (Tastung mit wechselnder Codierung), wie hierin verwendet, bezeichnet ein Signalmodulationssystem, in dem zwei binäre PN-(Pseudorausch-)Codeserien (einschließlich der M-Serie und der Manchester-M-Serie), die jeweils die gleiche Codelänge haben, binären Werten "0" und "1" der Übertragungsdaten entsprechen, und in dem eine der beiden PN-Codeserien tatsächlich in Übereinstimmung mit den Übertragungsdaten übermittelt wird, wobei die PN-Codeserie, die tatsächlich übermittelt wird, einen maximalen Wert des Absolutwertes ihrer Autokorrelation aufweist, der immer größer als jener der Kreuzkorrelation der beiden PN-Codeserien ist.
  • 1 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches die Anordnung eines herkömmlichen SS-Kommunikationssystems zeigt;
  • 2 ist ein Zeitdiagramm für eine Beschreibung des Betriebs des herkömmlichen SS-Kommunikationssystems, das in 1 dargestellt ist;
  • 3A bis 3C sind Graphiken, welche die Nachteile erklären, die mit einem herkömmlichen SS-Kommunikationssystem verbunden sind;
  • 4 ist ein Blockdiagramm, das ein erstes CSK-Kommunikationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 5 ist ein Blockdiagramm, das ein zweites CSK-Kommunikationssystem der Erfindung zeigt;
  • 6 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein Beispiel eines Modulators zeigt, der in 5 dargestellt ist;
  • 7 ist ein Schaltschema für eine Beschreibung des Betriebs des in 6 dargestellten Modulators;
  • 8 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein anderes Beispiel des Modulators zeigt, der in 6 dargestellt ist;
  • 9 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel des Modulators zeigt;
  • 10 ist ein Zeitdiagramm für eine Beschreibung des Betriebs des Modulators;
  • 11 ist ein Blockdiagramm, das einen Zweiserienmodulator an einer Signalübertragungsseite, wie in 4 dargestellt, zeigt;
  • 12 zeigt ein Verhältnis zwischen Übertragungsdaten und einer Zweiserie an einer Signalübertragungsseite und Wel lenformen demodulierter Signale eines Zweiseriendemodulators an einer Signalempfangsseite;
  • 13 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein Beispiel des in 4 dargestellten Demodulators zeigt, wobei ein SAW-("Surface Acoustic Wave" – akustischer Oberflächenwellen-)Convolver verwendet wird;
  • 14 ist ein Zeitdiagramm, das Demodulierungswellenformen im Falle kurzer Übertragungsdaten zeigt:
  • 15 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein Beispiel eines Korrelators zeigt, der in 11 dargestellt ist;
  • 16 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein anderes Beispiel eines Korrelators zeigt, der in 11 dargestellt ist;
  • 17 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel eines Korrelators zeigt, der in 11 dargestellt ist;
  • 18 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel eines Korrelators zeigt, der in 11 dargestellt ist;
  • 19 ist eine Tabelle, die einen Betrieb für einen Zweirichtungszähler erklärt, der in 18 dargestellt ist;
  • 20 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches eine Gesamtkonstruktion des Korrelators zeigt, der in 11 dargestellt ist;
  • 21 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel eines Korrelators zeigt, der in 11 dargestellt ist;
  • 22 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein Paar von Korrelatoren zeigt, die in 5 dargestellt sind;
  • 23 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches eine Modifizierung der Korrelatoren zeigt, die in 5 dargestellt sind;
  • 24 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel der Korrelatoren zeigt;
  • 25 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel der Korrelatoren zeigt;
  • 26 ist ein Schaltschema, welches ein Beispiel eines Registers zeigt, das in 25 dargestellt ist;
  • 27 ist ein erklärendes Diagramm, das Verhältnisse zwischen einer Manchester-Serie und einer Manchester-M-Serie zeigt;
  • 28 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein Beispiel eines Demodulators zeigt, der in 5 dargestellt ist;
  • 29 ist ein Wellenformdiagramm für eine Beschreibung des Betriebs des Demodulators, der in 28 dargestellt ist;
  • 30 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein Beispiel einer Synchronsteuerschaltung zeigt, die in 5 dargestellt ist;
  • 31 ist ein Wellenformdiagramm für eine Beschreibung eines Spitzenpositionserfassungsvorganges;
  • 32 ist ein Wellenformdiagramm für eine Beschreibung eines Synchronisierungsherstellungsbestimmungsvorganges;
  • 33 ist ein Wellenformdiagramm für eine Beschreibung eines Synchronisierungsnichtherstellungsbestimmungsvorganges;
  • 34 ist ein Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines CSK-Modems zeigt;
  • 35 ist eine graphische Darstellung, die ein Korrelationssignal, ein Datenintervall und Beobachtungsintervalle, die in dem Datenintervall eingestellt sind, zeigt; und
  • 36 ist ein Schaltschema, teilweise in Form eines Blockdiagramms, welches ein weiteres Beispiel der Synchronsteuerschaltung mit einer Synchronnachführschaltung zeigt.
  • I. CSK-Modulationssystem
  • 4 und 5 zeigen zwei verschiedene Systemanordnungen eines SS-Kommunikationssystems unter Verwendung einer CSK-Modulation. Diese beiden Systeme beruhen auf einem einzigen Konzept der vorliegenden Erfindung, in dem eine Mehrzahl von Manchester-M-Serien gleicher Codelänge verwendet wird. Bei der Manchester-M-Serie, die tatsächlich übermittelt wird, ist ein maximaler Wert des Absolutwertes ihrer Autokorrelation immer größer als jener der Kreuzkorrelation der beiden Manchester-M-Serien.
  • 4 zeigt die gesamte Anordnung eines ersten Kommunikationssystems gemäß einem CSK-System, welches Manchestercode-M-Serien verwendet.
  • Die Signalübertragungsseite des Systems hat einen Zweiserienmodulator 11 und ein Übertragungs-Interface 12. Übertragungsdaten a (TXD) werden in den Zweiserienmodulator 11 eingegeben, der eine von zwei PN-(Pseudorausch-)Codeserien als Ausgangssignal b (TXO) ausgibt. Die Übertragungsdaten a bestehen aus binären Signalen ("1" und "0"). Der Zweiserienmodulator 11 gibt eine Serie für einen Pegel digitaler Daten "1" oder "0" aus, und eine weitere Serie für den anderen Pegel. Zum Beispiel, wie später ausführlich in Verbindung mit 12 beschrieben wird, gibt der Zweiserienmodulator 11 eine erste Serie PN1 aus, wenn die Übertragungsdaten a "0" sind und gibt eine zweite Serie PN2 aus, wenn die Übertragungsdaten a "1" sind. Der Ausgang des Zweiserienmodulators 11 wird über das Übertragungs-Interface 12 zu einem Übertragungspfad geleitet.
  • Wie in HINTERGRUND DER ERFINDUNG beschrieben ist, sorgt das Übertragungs-Interface 12 für eine Modulation eines Trägers oder die Zusammensetzung mit dem Netz bei einer Netzübertragung. Im allgemeinen ist sie ein Mechanismus oder Mittel für den Anschluß an das Übertragungsmedium. Ebenso sorgt das Empfangs-Interface 13 für eine Demodulation des Trägers oder die Isolation eines Signals von dem Netz bei der Netzübertragung. Das Empfangs-Interface 13 gibt ein empfangenes Signal c (RXI) aus, das zu einer Zweiseriendemodulierungsvorrichtung 14 geleitet wird, die empfangene Daten e (RXD) ausgibt, die der binären Zahl "0" oder "1" der Übertragungsdaten a (TXD) entsprechen. Die Zweiseriendemodulierungsvorrichtung 14 gibt des weiteren ein Trägererfassungssignal f aus, wenn ein Trägersignal empfangen wird.
  • 5 zeigt die gesamte Anordnung eines zweiten Kommunikationssystems gemäß einem CSK-System, das Manchestercode-M-Serien verwendet. Die Signalübertragungsseite dieses Systems hat einen DSK-Modulator 111, der zwei Manchester-M-Seriengeneratoren 131 und 132 umfaßt, die synchron zwei verschiedene Manchestercode-M-Serien mit vorbestimmter Periode erzeugen. Die beiden Serien haben dieselbe Codelänge, und die Manchester-M-Serie, die tatsächlich übermittelt wird, hat einen maximalen Wert des Absolutwertes ihrer Autokorrelation, der immer größer als jener der Kreuzkorrelation der beiden Manchester-M-Serien ist. Die Codeausgänge der Generatoren 131 und 132 werden zu einem Schaltkreis 133 geleitet, der auch in dem DSK-Modulator 111 enthalten ist. Der Schaltkreis 133 wird unabhängig entsprechend der binären Zahl der Übertragungsdaten ("1" und "0") betrieben. Wenn die Übertragungsdaten zum Beispiel "0" sind, wählt der Schaltkreis 133 den Codeausgang des Generators 131; und wenn sie "1" sind, wählt der Schaltkreis 133 den Codeausgang des Generators 132. Der derart gewählte Codeausgang wird als Übertragungssignal TXO übertragen. Der Betrieb des Schaltkreises 133 wird synchron mit der Periode der erzeugten Manchestercode-M-Serie ausgeführt, und alle Daten mit der binären Zahl ("1" und "0") sind durch eine Manchester-M-Serie einer Periode dargestellt. Das Übertragungssignal TXO wird durch ein Übertragungs-Interface 112A zu einem Signalübertragungspfad oder Signalübertragungsmedium geleitet.
  • Die Schaltungswahl, die zwischen den beiden verschiedenen Manchestercode-M-Serien zu treffen ist, d.h., die Wahl, welche Serie geschaltet wird, wird nach dem Code ("1" oder "0") der zu übermittelnden Daten bestimmt. Daher wird das Modulationssystem als "Modulationssystem mit Tastung mit wechselnder Codierung (CSK)" bezeichnet. Für einen Fachmann ist sofort offensichtlich, daß mit einem CSK-Modulations system die PN-Codeserien, und nicht nur die Manschester-M-Serien, verwendet werden können.
  • Die Signalempfangsseite des in 5 dargestellten Systems umfaßt ein Empfangs-Interface 112B, das für eine Demodulation eines Trägers, eine Trennung eines Signals von dem Netz und eine A/D-(Analog/Digital-)Umwandlung sorgt. Das Empfangs-Interface 112B wandelt ein durch das Signalübertragungsmedium empfangenes Signal in ein digitales, empfangenes Signal RXI um.
  • Die Signalempfangsseite enthält des weiteren eine Signalempfangsvorrichtung 114, die zwei Korrelatoren 121 und 122, einen Demodulator 123, eine Trägererfassungsschaltung 124 und eine Synchronsteuerschaltung 125 umfaßt. Das digitale, empfangene Signal RXI, das von dem Empfangs-Interface 112B ausgegeben wird, wird zu dem ersten und zweiten Korrelator 121 und 122 geleitet. Die Manchestercode-M-Serie, die von dem Manchester-M-Seriengenerator 131 erzeugt wird, wurde in dem ersten Korrelator 131 eingestellt, so daß die derart eingestellte Manchestercode-M-Serie mit dem empfangenen Signal RXI korreliert wird. Ebenso wurde die Manchestercode-M-Serie, die von dem Manchester-M-Seriengenerator 132 erzeugt wird, in dem zweiten Korrelator 132 eingestellt, so daß die derart eingestellte Manchestercode-M-Serie mit dem empfangenen Signal RXI korreliert wird. Die Korrelationsausgänge jedes der Korrelatoren 121 und 122 werden zu dem Demodulator 123 geleitet, in dem ein Demodulierungssignal "1" oder "0" nach den eingegebenen Korrelationswerten gewählt wird; dieses Demodulierungssignal wird als empfangene Daten RXD ausgegeben. Insbesondere wenn der Korrelationsausgang des ersten Korrelators 121 einen größeren Korrelationsspitzenwert aufweist als jener des zweiten Korrelators 122, werden die empfangenen Daten "0" von dem Demodulator 123 bereitgestellt; und wenn der Korrelationsausgang des zweiten Korrelators 122 einen größeren Korrelationsspitzen wert aufweist als jener des ersten Korrelators 121, werden die empfangenen Daten "1" von dem Demodulator 123 bereitgestellt.
  • Die Korrelationsausgänge werden des weiteren zu der Trägererfassungsschaltung 124 und der Synchronsteuerschaltung 125 geleitet. Die Trägererfassungsschaltung 124 erfasst das Vorhandensein oder Fehlen eines Trägers in dem empfangenen Korrelationsausgang, um ein Erfassungssignal zu liefern. Das Erfassungssignal wird zu der Synchronsteuerschaltung 125 geleitet. Das Vorhandensein oder Fehlen des Trägers wird zur Bestimmung verwendet, ob das empfangene Signal RXI empfangen wird oder nicht. Wenn der Träger erfasst wird, bildet die Synchronsteuerschaltung 125 ein Taktsignal zur Demodulation und Trägererfassung, das zu dem Demodulator 123 und der Trägererfassungsschaltung 124 geleitet wird.
  • Wie zuvor beschrieben, werden in dem CSK-Kommunikationssystem die beiden Korrelationsausgänge an der Signalempfangsseite einem Vergleich unterzogen, und die empfangenen Daten "0" oder "1" werden auf der Basis des Unterschiedes bestimmt, der durch diesen Vergleich erfasst wird. Daher ist die Manchester-M-Serie an der Signalempfangsseite nicht immer streng synchron mit jener an der Signalübertragungsseite, und die Daten können ohne Fehler demoduliert werden. Wenn die Ausgänge der Korrelatoren in Form von Absolutwerten verwendet werden, wird des weiteren kein Fehler verursacht, selbst wenn der Signalübertragungspfad, aufgrund seiner nachteiligen Wirkung auf ein Übertragungssignal, den Übertragungsspitzenwert negativ macht. Zusätzlich kann die Verwendung der Manchestercode-M-Serie die Niederfrequenzkomponenten des empfangenen Signals verringern, wodurch die Kopplungsdämpfung, die mit dem Signalübertragungspfad zusammenhängt, deutlich unterdrückt wird.
  • II. Signalübertragungsseite
  • CSK-Modulator 111
  • 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel des CSK-Modulators 111 des in 5 dargestellten Ausführungsbeispieles der Erfindung. Für das in 6 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt 7 die Wellenformen verschiedener Signale an verschiedenen Punkten in diesem.
  • Jeder Manchester-M-Seriengenerator 131, 132 enthält ein Dreistufen-(n = 3)Schieberegister 190, 191. Das Schieberegister 190 des Generators 131 hat die Stufen FF11, FF12 und FF13, und das Schieberegister 191 des Generators 132 hat die Stufen FF21, FF22 und FF23. Diese Schieberegister verschieben Daten mit dem Takt eines Taktsignals CK, das von einem Taktsignalgenerator 134 erzeugt wird. Die Rückkopplungsschaltung des ersten Schieberegisters 190 (FF11 bis FF13) unterscheidet sich von jener des zweiten Schieberegisters (FF21 bis FF23). In dem Schieberegister 190 werden die Codes der zweiten und dritten Stufe FF12 und FF13 zu der Eingangsstufe FF11 durch eine EXKLUSIVE-ODER (EX-ODER)-Schaltung 131a zurückgekoppelt; und in dem Schieberegister 191 werden die Codes der ersten und dritten Stufe FF21 und FF23 zu der Eingangsstufe FF21 durch eine EXKLUSIVE-ODER (EX-ODER)-Schaltung 132a zurückgekoppelt. Die Schieberegister und ihre Rückkopplungsschaltungen bilden die M-Seriengeneratoren (PN-Codegeneratoren, wobei PN "Pseudorauschen" bedeutet). Das Taktsignal CK und der Codeausgang der letzten Stufe FF13 des Schieberegisters 190 werden zu einer EX-ODER-Schaltung 137 geleitet, während das Taktsignal CK und der Codeausgang der letzten Stufe FF23 des Schieberegisters 191 zu einer EX-ODER-Schaltung 138 geleitet werden, so daß die Manchestercodes gebildet werden.
  • Es ist eine Phasensynchronisierungsschaltung vorgesehen, um den Zustand herbeizuführen, daß, wenn sich der Manchester-M-Seriengenerator 131 in einer bestimmten Phase befindet (Dauereins), der Manchester-M-Seriengenerator 132 sich in einer vorbestimmten Phase befindet (Anfangsphase). Die Phasensynchronisierungsschaltung umfaßt eine NAND-Schaltung 136 und eine Anfangsphaseneinstelleinheit 135. Die Anfangsphaseneinstelleinheit 135 soll in den Stufen FF21 bis FF23 des Schieberegisters 191 Anfangscodes einstellen. Sie kann beliebige Codes einstellen (außer Dauernull-Codes). Wenn alle Stufen FF11 bis FF13 des Schieberegisters 190 "1" aufweisen (was einmal pro Periode T der Manchestercode-M-Serie eintritt), wird das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 136 auf "L" gestellt, und bei dem folgenden Anstieg des Taktsignals CK werden die Codes, die von der Anfangsphaseneinstelleinheit 135 eingestellt sind, in die Stufen FF21 bis FF23 des Schieberegisters 191 geladen.
  • Die Ausgänge der Manchester-M-Seriengeneratoren 131 und 132, d.h., die Ausgänge der EX-ODER-Schaltungen 137 und 138 werden zu dem Schaltkreis 133 geleitet. Mit Hilfe der Übertragungsdaten TXD wird der Schaltkreis 133 bei jeder Periode (jedem Datenintervall) T der Manchestercode-M-Serie betrieben. Der Ausgang der NAND-Schaltung 136 wird als Übertragunganforderungssignal zu einem Übertragungsdatenverarbeitungsabschnitt (wie einem Microprozessor) geleitet. Jedesmal, wenn das Übertragungsanforderungssignal zu dem Übertragungsdatenverarbeitungsabschnitt geleitet wird, gibt dieser ein Bit ("1" oder "0") der Übertragungsdaten TXD aus und leitet es zu dem Schaltkreis 133.
  • 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel des CSK-Modulators 111'. Im Gegensatz zu dem in 6 dargestellten CSK-Modulator enthält der CSK-Modulator 111' von 8 keine EX-ODER-Schaltungen 137 und 138 innerhalb des entsprechenden Manchester-M-Seriengenerators 131A und 132A (131 und 132 in 6). Statt dessen ist eine EX-ODER-Schaltung 139, die den Modulationsausgang MDout des Schaltkreises 133 und das Taktsignal CK empfängt, an der Ausgangsseite des Schaltkreises 133 zur Bereitstellung des Manchestercodes vorgesehen. Die Ausgänge der Manchester-M-Seriengeneratoren, die durch die Codes der letzten Stufen der Schieberegister dargestellt sind, werden zu dem Schaltkreis 133 geleitet. Die in 8 dargestellte Anordnung ist vorteilhaft, da die Anzahl von EX-ODER-Schaltungen auf eine verringert ist.
  • Der Schaltkreis 133 schaltet die Ausgänge der Manchester-M-Seriengeneratoren 131A und 131B in jeder Zeitperiode in Übereinstimmung mit der binären Zahl "0" oder "1" der Übertragungsdaten TXD um. In den Zeichnungen wird der Ausgang PN1 des Generators 131A gewählt, wenn die Übertragungsdaten TXD "0" sind, und der Ausgang PN2 des Generators 131B wird gewählt, wenn die Übertragungsdaten TXD "1" sind.
  • Es kann eine Ein-Takt-Speicherschaltung an der Ausgabeseite des Schaltkreises 133 in 6 oder an der Ausgabeseite der EX-ODER-Schaltung 139 in 8 vorgesehen sein, um die Wellenform des Übertragungssignals TXO zu formen.
  • 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiels des CSK-Modulators 111'', und 10 zeigt die Wellenformen verschiedener Signale an verschiedenen Punkten in diesem CSK-Modulator.
  • In dem Ausführungsbeispiel von 9 bestehen die Manchester-M-Seriengeneratoren aus einem Schieberegister mit einer Mehrzahl von Stufen, Rückkopplungsschaltungen, die an das Schieberegister gekoppelt sind, und einer EX-ODER-Schaltung, die den Ausgang des Schieberegister und das Taktsignal empfängt. Insbesondere umfaßt in dem CSK-Modulator, der in 9 dargestellt ist, der erste Manchester-M- Seriengenerator ein Schieberegister 192 mit Stufen FF1, FF2 und FF3, eine EX-ODER-Schaltung 131a, die eine Rückkopplungsschaltung ist, und eine EX-ODER-Schaltung 139 zur Bildung eines Manchestercodes; der zweite Manchester-M-Seriengenerator umfaßt das Schieberegister 192 (FF1, FF2 und FF3), eine EX-ODER-Schaltung 131b, die eine Rückkopplungsschaltung ist, und die EX-ODER-Schaltung 139 zur Bildung eines Manchestercodes. Das Schieberegister 192 (FF1, FF2 und FF3, wobei das Schieberegister drei Stufen aufweist, n = 3) ist beiden Manchester-M-Seriengeneratoren gemeinsam, wie auch die EX-ODER-Schaltung 139 zur Bildung eines Manchestercodes. Mit anderen Worten, das Schieberegister 192 (FF1, FF2 und FF3) und die EX-ODER-Schaltung 131a bilden einen ersten M-Seriengenerator, während dasselbe Schieberegister 192 (FF1, FF2 und FF3) und die EX-ODER-Schaltung 131b einen zweiten M-Seriengenerator bilden; und der erste M-Seriengenerator und die EX-ODER-Schaltung 139 bilden einen ersten Manchester-M-Seriengenerator, während der zweite M-Seriengenerator und die EX-ODER-Schaltung 139 den zweiten Manchester-M-Seriengenerator bilden.
  • Die Rückkopplungsschaltung, das heißt, die EX-ODER-Schaltung 131a, arbeitet, um in der Rückkopplung die Codes der zweiten und dritten Stufe FF2 und FF3 des Schieberegisters 192 mit der Eingangsstufe FF1 zu verbinden; und die EX-ODER-Schaltung 131b arbeitet, um in der Rückkopplung die Codes der erste und zweiten Stufe FF1 und FF2 mit dem Eingang FF1 zu verbinden. Die Rückkopplungsschaltungen der beiden Manchester-M-Seriengeneratoren unterscheiden sich voneinander. Der Schaltkreis 133 ist an die Rückkopplungsschaltungen derart angeschlossen, daß die Ausgänge D1 und D2 der EX-ODER-Schaltungen 131a bzw. 131b zu dem Schaltkreis 133 geleitet werden. Der Ausgang des Schaltkreises 133 wird zu der Eingangsstufe FF1 des Schieberegisters 192 (FF1, FF2 und FF3) geleitet.
  • Der Schaltkreis 133 wird in Übereinstimmung mit dem Übertragungssignal TXD durch den Q-Ausgang (SW) einer D-Flipflop-Schaltung 130 in jeder Periode (jedem Datenintervall) T der Manchestercode-M-Serien betätigt. Das Ausgangstaktsignal CK des Taktsignalgenerators 134 wird zu dem Schieberegister 192 geleitet, um die Taktung der Verschiebeoperation darin zu steuern, und wird zu der D-Flipflop-Schaltung 130 geleitet. Wenn alle Stufen FF1, FF2 und FF3 des Schieberegisters 192 "1" sind (was einmal pro Periode T der Fall ist), wird der Ausgang der NAND-Schaltung 136 auf "L" gesetzt. Der "L"-Ausgang wird als Freigabesignal EN zu der D-Flipflop-Schaltung 130 geleitet. Wenn daher das Freigabesignal EN einen "L"-Pegel aufweist, ruft die D-Flipflop-Schaltung 130 die Übertragungsdaten TXD beim Fallen des Taktsignals CK ab und leitet sie als Schaltsteuersignal SW zu dem Schaltkreis 133. Als Reaktion auf den Schaltvorgang des Schaltkreises 133 ist die Rückkopplungsschaltung des Manchester-M-Seriengenerators (des ersten oder zweiten M-Seriengenerators) vollendet, und der Ausgang MDout des M-Seriengenerators, dessen Rückkopplungsschaltung vollendet ist (oder der Ausgang der letzten Stufe des Schieberegisters) wird zu der EX-ODER-Schaltung 139 geleitet. Das Taktsignal CK wird zu der EX-ODER-Schaltung 139 geleitet; der Ausgang MDout des M-Seriengenerators ist somit Manchester-codiert und wird als Übertragungssignal TXO ausgegeben.
  • Falls erforderlich, kann der Ausgang der NAND-Schaltung 136 als Übertragungsanforderungssignal an den Übertragungsdatenverarbeitungsabschnitt (wie einen Microprozessor) ausgegeben werden, um letztgenannten zu veranlassen, das folgende eine Bit der Übertragungsdaten TXD zu erzeugen. Zusätzlich kann eine Ein-Takt-Speicherschaltung an der Ausgabeseite der EX-ODER-Schaltung 139 vorgesehen sein, um die Wellenform des Übertragungssignals TXO zu formen.
  • III. Signalempfangsseite
  • Zweiseriendemodulierungsvorrichtung 14
  • 11 ist ein Blockdiagramm, das die Zweiseriendemodulierungsvorrichtung 14 des Ausführungsbeispieles der Erfindung zeigt, das in 4 dargestellt ist. 12 zeigt die Wellenformen der Punkte a, b, e, f, d1 und d2 von 4 und 11.
  • Das modulierte, empfangene Signal c (RXI) wird sowohl zu einem ersten Korrelator 141 geleitet, wo das Signal c mit der ersten Serie PN1 korreliert wird, als auch zu einem zweiten Korrelator 142, wo das Signal c mit der zweiten Serie PN2 korreliert wird. Die entsprechenden Ausgänge d1 und d2 der Korrelatoren 141 und 142 werden jeweils durch separate, entsprechende Komparatoren 143 und 144 mit einem Schwellenwert VR verglichen. Die Komparatoren 143 und 144 geben einen Impuls "1" aus, wenn das Signal c größer als der Schwellenwert VR ist. Die Ausgänge der Komparatoren 143 und 144 werden zu dem R- bzw. S-Anschluß einer RS-Flipflop-Schaltung 145 geleitet. Wie in 11 dargestellt, wird der Ausgang des Komparators 143 zu dem R-Anschluß geleitet, und der Ausgang des Komparators 144 wird zu dem S-Anschluß geleitet. Da die Übertragungsdaten "0" der ersten Serie PN1 entsprechen, sind die Eingangsanschlüsse der RS-Flipflop-Schaltung 145 so angeordnet, daß die RS-Flipflop-Schaltung 145 zurückgestellt wird, wenn das empfangene Signal c die erste Serie PN1 ist. (der Ausgang der Schaltung 145 ist "0"), und so, daß die RS-Flipflop-Schaltung 145 eingestellt wird, wenn das empfangene Signal c die zweite Serie PN2 ist (der Ausgang der Schaltung 145 ist "1"). Die Wellenformen der Korrelationsausgänge d1 und d2 an der Signalempfangsseite und die demodulierten Daten e von der RS-Flipflop-Schaltung 145 sind in 12 dargestellt. Wie aus 12 hervorgeht, erscheinen die Korrelationsspitzen am Ende jeder Zeitperiode.
  • Wenn kein Trägersignal empfangen wird, gibt die Trägererfassungsschaltung 15 ein Signal f aus. Die Trägererfassungsschaltung 14 ist mit einer ODER-Schaltung 15A und einem Zeitgeber 15B versehen. Jeder Ausgang der Komparatoren 143 und 144 wird über die ODER-Schaltung 15A zu dem Zeitgeber 15B geleitet. Der Zeitgeber 15B wird durch einen Ausgangsimpuls der ODER-Schaltung 15A eingestellt und gibt ein Signal f mit "1" während einer vorbestimmten Zeitperiode aus und gibt dann ein Signal f mit "0" nach dem Ablaufen der Zeitperiode aus. Die vorbestimmte Zeitperiode ist länger als die Zeitperiode T des PN-Codes eingestellt (siehe 12). Daher ist das Signal f immer "1", wenn einer der Korrelationsausgänge während der vorbestimmten Zeitperiode des Signals f vorhanden ist, und das Signal f ist "0", wenn kein Korrelationsausgang nach dem Ablaufen der Zeitperiode vorhanden ist, so daß der Nicht-Trägerzustand erfasst ist.
  • Gemäß der Zweiseriendemodulierungsvorrichtung 14 des ersten Systems der Erfindung, wie zuvor beschrieben, können die Empfangsdaten "1" oder "0" einfach durch Erfassen der Synchronisierung und Betätigen der RS-Flipflop-Schaltung erhalten werden. Dies ist anders als bei dem herkömmlichen System, das in 1 dargestellt ist, in dem die empfangenen Daten "0" oder "1" als Korrelationswellenform von dem modulierten Empfangssignal gebildet werden. Daher ist es nicht notwendig, daß die Phasensynchronisierung des PN-Codes an der Signalempfangsseite streng synchron mit jener an der Signalübertragungsseite ist. Des weiteren wird kein Fehler in der Datendemodulation verursacht, wenn der Absolutwert des Ausgangs des Korrelators verwendet wird.
  • Im Prinzip ist der Zweiseriendemodulator 14, wie in 11 dargestellt, mit einem Korrelationsteil, in dem die empfan genen Signale mit PN1 und PN2 korreliert werden, die von den zwei internen PN-Codegeneratoren ausgegeben werden, einem Datendemodulierungsteil, in dem die Daten in Übereinstimmung mit einem Ausgang des Korrelationsteils demoduliert. werden, und einer Trägererfassungsschaltung versehen.
  • 13 ist ein Schaltschema, das ein anderes Ausführungsbeispiel des Zweiseriendemodulators zeigt. In diesem Ausführungsbeispiel wird ein akustischer Oberflächenwellen-(SAW)Convolver verwendet. Die Schaltungsanordnung, die in 13 dargestellt ist, ist im wesentlichen dieselbe wie jene, die in 11 dargestellt ist. Das heißt, die erste PN-Codeserie, die den Übertragungsdaten der binären Zahl "0" entspricht, wird mit PN1 durch einen ersten SAW (akustischen Oberflächenwellen-) Convolver 41 korreliert, während die zweite PN-Codeserie, die den Übertragungsdaten der binären Zahl "1" entspricht, mit PN2 durch einen zweiten SAW-Convolver 42 korreliert wird. Hier ist das empfangene Signal c ein analoges Signal.
  • 14 zeigt Wellenformen von Signalen in der in 13 dargestellten Schaltung im Zusammenhang mit vier Bits Übertragungsdaten. Der Ausgang f der Trägererfassungsschaltung 15 kehrt nach einer Zeit t + T (t > T; ein Zeitpunkt von Ein-Bit-Daten) zu "0" zurück, nachdem der Zeitgeber 15B eingestellt wurde, und dann ist die Datenübertragung beendet.
  • Es wird nun der Korrelationsteil der Signaldemodulierungsvorrichtung in mehreren Ausführungsbeispielen beschrieben. In einem Ausführungsbeispiel sind die Korrelator-Eingabedaten ein analoges Signal; in einem anderen Ausführungsbeispiel sind die Korrelator-Eingabedaten ein digitales Signal, das durch Umwandlung eines analogen Signals in eine digitale Form erhalten wird.
  • 15 zeigt den Korrelationsteil, wobei das empfangene Signal ein digitales Signal ist. Das empfangene Signal wird zu beiden Korrelatoren 50(1) und 50(2) geleitet, welche dieselbe Konstruktion aufweisen. In 15 ist nur der Korrelator 50(1) genau dargestellt. Das empfangene Signal wird mit der ersten Serie PN1 durch den Korrelator 50(1) und mit der zweiten Serie PN2 durch den Korrelator 50(2) korreliert.
  • Ein Zustandsmuster der ersten Serie PN1 wird von einem Register 51 festgesetzt und darin gespeichert. Daher ist die Anzahl von Stufen der ersten Serie PN1 gleich der Codelänge N. Ein solches Datenmuster ist als PN1-1, PN1-2, ...., PN1-n bezeichnet. Das empfangene Signal wird zu einem Schieberegister 52 geleitet, in welchem der Inhalt des empfangenen Signals schrittweise in dessen Stufen geändert wird. Der Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters 52 wird zu einem Eingang einer entsprechenden EX-ODER-Schaltung einer EX-ODER-Schaltungsgruppe 53 geleitet, die n (= N·m) EX-ODER-Schaltungen umfaßt. Das feste Datenmuster PN1-1–PN1-n, das in Register 51 gespeichert ist, wird zu dem anderen Eingang entsprechender EX-ODER-Schaltungen in der EX-ODER-Schaltungsgruppe 53 geleitet. Alle Ausgänge der EX-ODER-Schaltungsgruppe 53 werden von einer Summierschaltung 54 summiert, die einen Korrelationsausgang d1 ausgibt.
  • Zur Verbesserung der Genauigkeit des Korrelationsvorganges hat das Schieberegister 52 n (= N·m) Stufen zum Korrelieren aller Daten der Zahl m mit jedem Bit des festen Datenmusters. Des weiteren wird der Schiebetakt mit m multipliziert.
  • Durch die Bereitstellung einer Verzögerungsleitung mit n (= N·m) Abgriffen anstelle des Schieberegisters 52, einer Vervielfachergruppe anstelle der EX-ODER-Schaltungsgruppe 53 und eines analogen Addierers anstelle der Summierschal tung 54 kann der Korrelationsteil einem analogen, empfangenen Signal angepaßt werden.
  • 16 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des Korrelationsteils, wobei ein einziges Schieberegister allgemein verwendet wird, so daß die Anzahl erforderlicher Schaltungen verringert ist. Speicherregister 611 bzw. 621 speichern ein festes Muster der ersten Serie PN1 und der zweiten Serie PN2. Ein Schieberegister 610 mit n (= N·m) Stufen zur Eingabe des empfangenen Signals wird gemeinsam sowohl zur Korrelation mit der ersten als auch der zweiten Serie verwendet. Das einfache Schieberegister 610 ist sowohl an eine erste Serienschaltungsgruppe, die eine EX-ODER-Schaltungsgruppe 612 und eine Summierschaltung 613 zur Ausgabe eines ersten Korrelationsausganges d1 enthält, als auch an eine zweite Serienschaltungsgruppe, die eine EX-ODER-Schaltungsgruppe 622 und eine Summierschaltung 623 zur Ausgabe eines zweiten Korrelationsausganges d2 enthält.
  • Die in 16 dargestellte Vorrichtung ist für ein empfangenes Signal. Sie kann jedoch an ein analoges, empfangenes Signal angepaßt werden, indem eine Verzögerungsleitung mit einem Abgriff anstelle des Schieberegisters 610, eine Vervielfachergruppe anstelle der EX-ODER-Schaltungsgruppe 612 und 622 und ein analoger Addierer anstelle der Summierschaltung 613 und 623 bereitgestellt wird.
  • 17 ist ein Schaltschema, das noch ein anderes Ausführungsbeispiel des Teiles der Signalempfangsvorrichtung zeigt, welche die Korrelation ausführt und bei welcher die Anzahl von Schaltungen, die in 15 dargestellt sind, verringert ist. Diese Schaltung ist ausführlich in der Japanischen Patentanmeldung Nr. 160954/88 offenbart, die von demselben Antragsteller eingereicht wurde.
  • In 15 wird, wie zuvor beschrieben, ein Bit des festen Musters zu jeder EX-ODER-Schaltung in einer EX-ODER-Schaltungsgruppe 53 mit n (= N·m) EX-ODER-Schaltungen geleitet, und die Ausgänge aller EX-ODER-Schaltungen werden von der Summierschaltung 54 summiert. Wenn das empfangene Signal ein digitales Signal ist, werden daher die Ausgänge von zwei aufeinanderfolgenden, benachbarten EX-ODER-Schaltungen durch eine entsprechende erste Addierschaltung addiert; dann werden die Ausgänge von zwei aufeinanderfolgenden, benachbarten, ersten Addierschaltungen durch eine entsprechende zweite Addierschaltung addiert. Daher wird die Anzahl der Addierer in einer Mehrzahl von Addierschaltungen insgesamt äußerst groß. Gemäß dem in 17 dargestellten Beispiel besteht andererseits ein Korrelatorteil 70 aus einer Mehrzahl von Korrelationsschaltungen 71(1)–71(7). In dem Beispiel von 17 hat der M-Seriencode eine Codelänge von 7 Bits. Jede der Korrelationsschaltungen 71 korreliert zum Beispiel ein Bit des festen Musters mit Daten der Zahl m (entsprechend SF1–SFm in 15) der Empfangsdaten N·m.
  • Gemäß dem Beispiel von 17 werden die Korrelationswerte in bezug auf Daten der Zahl m zu einem Zeitpunkt durch die Verwendung eines Zweirichtungszählers hinsichtlich eines Verhältnisses zwischen dem Eingabewert und Ausgabewert des Schieberegisters mit m Stufen addiert. Insbesondere gibt zunächst das Register 72 die erste Serie PN1 mit der Codelänge von 7 Bits ein und speichert jeden Bitwert M1–M7 davon. Danach gibt der Korrelationsteil 70 das empfangene Signal ein, und die darin enthaltenen Daten werden von den Korrelationsschaltungen 71(1)–71(7) verschoben und jeder Block korreliert diese.
  • Wie in 18 dargestellt, enthält jede Korrelationsschaltung 71 ein Schieberegister 71A mit 8 Stufen, ein Paar EX-ODER-Schaltungen 71B, 71C und einen Zweirichtungszähler 71D. Der Zweirichtungszähler 71D zählt eine Korrelation eines Eingangssignals Di mit einem Bitwert M der PN1. 19 ist eine Tabelle, die einen Korrelationszählvorgang des Zählers 71D zeigt. Alle korrelierten Zählwerte von der Korrelationsschaltung 71(1)–71(7) werden durch einen Additionsteil 73, der in 17 dargestellt ist, addiert, so daß ein Korrelationssignal d1 erhalten werden kann.
  • In bezug auf PN2 kann ein Korrelationssignal d2 durch dieselbe Schaltungsstruktur erhalten werden. Gemäß dem zuvor beschriebenen Beispiel kann die Gesamtanzahl der Addierer deutlich verringert werden, wodurch eine einfache Schaltung bereitgestellt wird. Des weiteren ist eine derartige Vorrichtung von Vorteil, da eine Phasenverzögerung effektiv verringert wird.
  • In 17 ist ein Paar des Korrelationsteils 70 separat für PN1 und PN2 angeordnet. Das Schieberegister 71A kann jedoch für PN1 und PN2 gemeinsam verwendet werden. 20 ist ein Schaltschema, das eine gesamte Struktur der Vorrichtung zeigt, und 21 ist ein Schaltschema, das eine besondere Konstruktion der Korrelationsschaltung 71 zeigt.
  • Korrelatoren 121 und 122
  • Die beiden Korrelatoren 121 und 122 des Ausführungsbeispieles der Erfindung, das in 5 dargestellt ist, werden nun gemeinsam mit Bezugnahme auf 22 beschrieben. Die Korrelatoren 121 und 122 haben Register 241a und 241b, von welchen jedes N Stufen aufweist (Register 241a in Korrelator 121 und Register 241b in Korrelator 122). Die Manchestercode-M-Serien, die von den Manchester-M-Seriengeneratoren 131 und 132 in dem Modulator 111 erzeugt werden, wurden in den Registern 241a bzw. 241b jeweils im voraus eingestellt. Die Codelänge der M-Serie, die von einem Schieberegister mit n Stufen erzeugt wird, ist 2n – 1. In dem Modulator 111 wird die M-Serie Manchester-codiert; somit ist die Anzahl von Stufen N der Register 241a und 241b wie folgt: N = 2(2n – 1)
  • Andererseits wird das digitale, empfangene Signal RXI, das durch das Empfangs-Interface 112B eingegeben wird, zu den Schieberegistern 242a und 242b geleitet, die in den Korrelatoren 121 bzw. 122 vorgesehen sind. Diese Schieberegister 242a und 242b haben auch N Stufen und werden von dem Taktsignal CK angetrieben, dessen Frequenz zweimal so hoch wie jene des Taktsignals in dem Modulator 111 ist.
  • In dem Korrelator 121 werden die Codes, die in den Stufen des Registers 241a eingestellt sind, und die empfangenen Signalcodes, die zu den entsprechenden Stufen des Schieberegisters 242a geleitet werden, jeweils zu EX-ODER-Schaltungen 243a geleitet, wo sie einem Vergleich unterzogen werden. Die Ausgänge aller EX-ODER-Schaltungen 243a werden zu einem Addierer 244a geleitet, wo sie einer Addition unterzogen werden. Das Ausgangssignal des Addierers 244a stellt den Grad der Übereinstimmung zwischen den Codes an den Stufen des Registers 241a und den Codes an den Stufen des Schieberegisters 242a dar, und ist der Korrelationsausgang Ra des Korrelators 121. Das empfangene Signal RXI wird in dem Schieberegister als Reaktion auf jedes Taktsignal CK verschoben, und daher ändert sich der Korrelationsausgang Ra mit jedem Taktsignal CK.
  • Auf die gleiche Weise wie bei dem zuvor beschriebenen Korrelator 121 bestimmen in dem anderen Korrelator 122 EX-ODER-Schaltungen 243b, ob die Codes, die in den Stufen des Registers 241b eingestellt sind, mit den empfangenen Signalcodes übereinstimmen oder nicht, die zu den entsprechenden Stufen des Schieberegisters 242b geleitet werden.
  • Die Ausgangssignale aller EX-ODER 243b werden zu einem Addieren 244b geleitet, wo sie summiert werden. Der Addieren 244b gibt einen Korrelationsausgang Rb aus, der den Grad der Übereinstimmung zwischen der Manchester-M-Serie, die in dem Register 241b eingestellt ist, und dem eingegebenen, digitalen, empfangenen Signal RXI darstellt.
  • 23 zeigt eine Modifizierung des Korrelators 121. Die Modifizierung verwendet ein Register 241A und ein Schieberegister 242A, die jeweils N·m Stufen aufweisen (wobei m die positive ganze Zahl größer Eins (1) ist) anstelle des Registers 241a und des Schieberegisters 242a. Das Schieberegister 242A wird durch ein Taktsignal Ckm angetrieben, dessen Frequenz m mal so hoch wie jene des zuvor beschriebenen Taktsignals CK ist. Der Korrelator 121 enthält N·m EX-ODER-Schaltungen 243A, welche die Codes, die in den Stufen des Registers 241A eingestellt sind, bzw. jene in der Stufe des Schieberegisters 242A empfangen. Die Ausgänge aller EX-ODER-Schaltungen 243A werden zu einem Addieren 244A geleitet, wo sie summiert werden. Als Ergebnis liefert der Addieren 244A einen Korrelationsausgang Ra. Durch Multiplizieren der Anzahl von Stufen des Registers und des Schieberegisters um einen Faktor m kann die Genauigkeit des Korrelationsvorganges erhöht werden. Der andere Korrelator 122 kann auf dieselbe Weise modifiziert werden.
  • 24 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Korrelatoren 121 und 122. Hier enthalten die Korrelatoren 121 und 122 ein und dasselbe Schieberegister 242, zu dem das empfangene Signal RXI geleitet wird. Das heißt, die Anzahl von Schieberegistern wird verringert, wodurch die Anordnung vereinfacht wird. Ebenso kann das Schieberegister, dessen Anzahl von Stufen um m vervielfacht wird, wie in 23 dargestellt, allgemein in beiden Korrelatoren 121 und 122 enthalten sein.
  • 25 zeigt ein weiteres Beispiel der Korrelatoren 121 und 122. Ein Register 241a mit N Stufen und ein Schieberegister 242A mit N·m Stufen sind dargestellt. Hier entspricht eine Stufe des Registers 241a m Stufen des Schieberegisters 242A. Daher werden die Codes, die in den Stufen des Registers 241a eingestellt sind, und die Codes in den Stufen der Schieberegister 242A zu m EX-ODER-Schaltungen 243A geleitet, um den Grad der Übereinstimmung zwischen ihnen zu bestimmen.
  • 26 zeigt eine Anordnung des Registers 241a. Wie in 27 dargestellt, werden die Codes der Manchester-M-Serie in Übereinstimmung mit den Codes der ursprünglichen M-Serie gebildet. Dies wird ausführlicher beschrieben. Wie in 26 dargestellt, werden die Codes der M-Serie in einem Register 241d mit N/2 Stufen eingestellt, und werden unverändert ausgegeben bzw. durch NICHT-Schaltungen 241c ausgegeben, um die Codes der Manchester-M-Serie zu erhalten.
  • Demodulator 123
  • 28 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Demodulators 123 und der Trägererfassungsschaltung 124 des Ausführungsbeispieles der Erfindung, das in 5 dargestellt ist. 29 zeigt die Wellenformen verschiedener Signale an verschiedenen Punkten in der in 28 dargestellten Schaltung. Der einfachen Beschreibung wegen sind die Korrelationsausgänge Ra und Rb als analoges Signal dargestellt.
  • Zunächst wird das Prinzip der Demodulation von Daten in Übereinstimmung mit den Korrelationsausgängen Ra und Rb des Korrelatorpaares 121 und 122 beschrieben. In 29 wird ein Datenintervall T (gleich einer Periode der Manchester-M-Serie) in drei Teile geteilt; einen mittleren Teil, das heißt, einen Fensterteil (der in der Folge, wenn zutreffend, einfach als "W-Teil" bezeichnet wird) und zwei Teile an jeder Seite des W-Teiles (die in der Folge, falls zutreffend, einfach als "E-Teile" bezeichnet werden). Die beiden E-Teile weisen dieselbe Länge auf. Es ist nicht immer notwendig, die beiden E-Teile mit derselben Länge bereitzustellen oder den W-Teil in der Mitte des Datenintervalls T vorzusehen. Das heißt, der W-Teil und die E-Teile können wie folgt dargestellt werden:
    W-Teil – Intervall zwischen (T – d)/2 und (T + d)/2
    E-Teile – Intervall zwischen 0 und (T – d)/2, und
    Intervall zwischen (T + d)/2 und T
    (wobei 0 < d < T).
  • Der W-Teil wird "Beobachtungsintervall" genannt.
  • Wenn Daten übertragen werden, hat einer der Korrelationsausgänge Ra und Rb eine Korrelationsspitze während des Datenintervalls T. Die Korrelationsspitze wird von der Synchronsteuerschaltung 125 erfasst, und ein Datenintervallendsignal ED zur Definition des Endes eines Datenintervalls wird gebildet, so daß die Korrelationsspitze in die Mitte des Datenintervalls T kommt. Die Synchronsteuerschaltung 125 bildet, in Übereinstimmung mit dem Datenintervallendsignal ED, einen Fensterstartimpuls WL für den Anfangspunkt des W-Teiles und einen Fensterstoppimpuls WH zur Definition des Endpunktes des W-Teiles.
  • In der folgenden Beschreibung sollen die Zeichen Paw, Pbw, AaE und AbE die folgende Bedeutung haben:
    • Paw:
    der Spitzenwert (maximale Wert) des W-Teiles des Korrelationsausganges Ra;
    Pbw:
    der Spitzenwert (maximale Wert) des W-Teiles des Korrelationsausganges Rb;
    AaE:
    die Summe (der Additionswert) der E-Teile des Korrelationsausganges Ra; und
    AbE:
    Die Summe (der Additionswert) der E-Teile des Korrelationsausganges Rb.
  • Die Modulationsdaten (empfangene Daten RXD) werden wie folgt erzeugt:
    Wenn Pbw·AaE > Paw·AbE, dann sind die Daten "1".
    Wenn Pbw·AaE < Paw·AbE, dann sind die Daten "0".
  • Theoretisch sind die Daten bei Pbw > Paw "1"; und bei Pbw < Paw sind die Daten "0". Wenn jedoch ein Rauschen enthalten ist, kann der Vergleich der Spitzenwerte in den Korrelationsausgängen zu Demodulierungsfehlern führen. Im allgemeinen sind bei einem Korrelationsausgang mit einer Korrelationsspitze die Werte von Teilen an beiden Seiten der Spitze kleiner als der Korrelationswert eines Korrelationsausganges, der keine Korrelationsspitze aufweist. Zum Beispiel ist in dem Fall, in dem der Korrelationsausgang Rb eine Korrelationsspitze aufweist, die Summe AbE kleiner als die Summe AaE des Korrelationsausganges Ra ohne Korrelationsspitze. Aufgrund dieser Tatsache werden die Produkte der Spitzenwerte und die Summen der verschiedenen Korrelationsausgänge, das heißt, Pbw·AaE und Paw·AbE, einem Vergleich unterzogen, um Demodulierungsdaten zu bilden. Somit kann eine Demodulation selbst in dem Fall stabil erreicht werden, in dem zum Beispiel der Signalübertragungspfad eine geringe Signalübertragungscharakteristik aufweist und somit ein Rauschen verursacht.
  • Es wird nun das Prinzip einer Trägererfassung beschrieben. Die Trägererfassung wird bestimmt, wenn der Absolutwert von (Pbw·AaE – Paw·AbE) einen vorbestimmten Schwellenwert Thp überschreitet. Das Vorhandensein des Trägers bedeutet, daß einer der Korrelationsausgänge eine Korrelationsspitze aufweist. Daher ist der Absolutwert des Unterschiedes zwischen den Produkten der Spitzenwerte und der Summe von verschiedenen Korrelationsausgängen relativ groß. Andererseits ist in dem Fall, daß kein Träger vorhanden ist, der zuvor beschriebene Absolutwert sehr nahe bei Null (0). Somit kann ähnlich wie in dem Fall der Datenmodulation das Vorhandensein oder Fehlen des Trägers erfasst werden, ohne durch Rauschen usw. beeinträchtigt zu werden.
  • Die in 28 dargestellte Schaltung, die eine digitale Schaltung ist, arbeitet synchron mit dem Taktsignal CK oder CKn; der einfachen Beschreibung wegen ist das Taktsignal jedoch hier nicht dargestellt.
  • In der Schaltung wird der Korrelationsausgang Ra von einer Speicherschaltung ("Latch") für einen Taktimpuls zwischengespeichert und zu einer Absolutwertschaltung 252a geleitet. Der Ausgang der Absolutwertschaltung 252a wird zu einer Additionsschaltung 255a und einer Maximalwerthalteschaltung 254a geleitet. Andererseits werden der Fensterstartimpuls WL und der Fensterstoppimpuls WH zu einer Fenstererzeugungsschaltung 253 geleitet, die ein Fenstersignal WS ausgibt, das mit dem W-Teil auf den "H"-Pegel angehoben wird. Das Fenstersignal WS wird als Betriebssteuersignal zu einer Speicherschaltung ("Latch") 248 in der Additionsschaltung 255a und zu einer Speicherschaltung ("Latch") 246 in der Maximalwerthalteschaltung 254a geleitet.
  • In der Additionsschaltung 255a arbeitet die Speicherschaltung 248 nur, wenn das Fenstersignal WS bei einem "L"-Pegel in Übereinstimmung mit dem E-Teil ist. Die Speicherzeit steuerung wird von dem Taktsignal gesteuert. Der Absolutwert des eingegebenen Korrelationsausganges Ra wird zu einem Addierer 247 geleitet, wo er zu dem vorangehenden Additionsergebnis addiert wird, das von der Speicherschaltung 248 mit jedem Taktsignal geliefert wird, und das Additionsergebnis wird von der Speicherschaltung 248 zwischengespeichert. Somit gibt die Additionsschaltung 255a die Summe AaE aus, die zu einem Vervielfacher 256a geleitet wird.
  • In der Maximalwerthalteschaltung 254a arbeitet die Speicherschaltung 246 nur, wenn das Fenstersignal WS bei einem "H"-Pegel in Übereinstimmung mit dem W-Teil ist. Der vorangehende maximale Wert, der von der Speicherschaltung 246 zwischengespeichert wurde, wird mit dem Absolutwert des aktuellen Korrelationswertes Ra in einem Komparator 245 verglichen. Wenn der Absolutwert des aktuellen Korrelationswertes größer ist, wird dieser als der letzte maximale Wert von der Speicherschaltung 246 zwischengespeichert. Somit gibt die Maximalwerthalteschaltung 254a den Spitzenwert Paw aus, der zu einem Vervielfacher 256b geleitet wird.
  • Ebenso wie im Falle des Korrelationsausganges Ra sind für den Korrelationsausgang Rb eine Speicherschaltung ("Latch") 251b, eine Absolutwertschaltung 252b, eine Maximalwerthalteschaltung 254b und eine Additionsschaltung 255b vorgehen. Die Maximalwerthalteschaltung 254b liefert den Spitzenwert Pbw, der zu dem Vervielfacher 256a geleitet wird. Die Additionsschaltung 255b liefert die Summe AbE, die zu dem Vervielfacher 256b geleitet wird.
  • Der Vervielfacher 256a gibt das Produkt Pbw·AaE aus, das zu einem Komparator 257 und zu einer Subtraktions- und Absolutwertschaltung 259 geleitet wird. Der Vervielfacher 256b gibt das Produkt Paw·AbE aus, das zu dem Komparator 257 und zu der Subtraktions- und Absolutwertschaltung 259 geleitet wird.
  • In dem Komparator 257 werden das Produkt Pbw·AaE und das Produkt Paw·AbE einem Vergleich unterzogen, und ein Signal "1" oder "0" wird in Übereinstimmung mit dem Ergebnis des Vergleichs ausgegeben. Das Ausgangssignal wird von einer Speicherschaltung ("Latch") 258 mit der Zeitsteuerung des Datenintervallendsignals ED zwischengespeichert und als die Empfangsdaten RXD ausgegeben. Das Datenintervallendsignal ED stellt die Additionsschaltungen 255a und 255b und die Maximalwerthalteschaltungen 254a und 254b zurück.
  • Andererseits wird in der Subtraktions- und Absolutwertschaltung 259 die Subtraktion von (Pbw·AaE·Paw·AbE) ausgeführt und der Absolutwert des Ergebnisses der Subtraktion erhalten. Der Absolutwert wird zu einer Vergleichsschaltung 260 geleitet, wo er mit dem Schwellenwert Thp verglichen wird. Wenn der Absolutwert größer als der Schwellenwert Thp ist, gibt die Vergleichsschaltung 260 ein Trägererfassungssignal PAS aus.
  • Synchronsteuerschaltung 125
  • 30 zeigt ein Beispiel der Anordnung der Synchronsteuerschaltung 125 des Ausführungsbeispieles der Erfindung, das in 5 dargestellt ist. Die Schaltung 125 enthält eine Spitzenpositionserfassungsschaltung 226A, eine Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B, eine Synchronisierungsherstellungsbestimmungsschaltung 228 und eine Synchronisierungsnichtherstellungsbestimmungsschaltung 229.
  • Die Spitzenpositionserfassungsschaltung 2 soll die Position der Spitze des Korrelationsausganges in dem Datenintervall T erfassen. Wie in 31 dargestellt, wird die Spitzenposition PP als Zeitperiode gemessen, die von dem Zeitpunkt, zu dem der maximale Wert in dem Korrelationsausgang erscheint, bis zu Eintreten des Datenintervallendsignals ED verstreicht. In dem Ausführungsbeispiel ist die Spitzenposition dort, wo die Summe der beiden Korrelationsausgänge Ra und Rb einen maximalen Absolutwert aufweist.
  • Die beiden Korrelationsausgänge Ra und Rb werden zu einem Addierer 261 geleitet, wo sie einer Addition unterzogen werden. Der Ausgang des Addierers 261 wird zu einer Absolutwertschaltung 264 geleitet, so daß der Absolutwert der Summe der Korrelationsausgänge erhalten wird. Der Absolutwert wird zu einem Eingabeanschluß einer Vergleichsschaltung 262 und zu einer Speicherschaltung ("Latch") 263 geleitet. Wenn das Signal ED, welches das Ende des vorangehenden Datenintervalls anzeigt, als Speichertaktungssignal durch eine ODER-Schaltung 165A zu der Speicherschaltung 263 geleitet wird, wird der Ausgang der Absolutwertschaltung 264 als Anfangswert zwischengespeichert. Der Wert, der von der Speicherschaltung 263 zwischengespeichert wird, wird zu dem anderen Eingabeanschluß der Vergleichsschaltung 262 geleitet. Danach wird der Ausgang der Absolutwertschaltung 264 mit dem Wert verglichen, der von der Speicherschaltung 263 zwischengespeichert wurde (bei jedem Taktimpuls des Taktsignals CK). Wenn die Absolutwertschaltung 264 einen Ausgang liefert, der größer als der Wert ist, der von der Speicherschaltung 263 zwischengespeichert wurde, wird der Ausgang der Vergleichsschaltung 262 durch die ODER-Schaltung 265A zu der Speicherschaltung 263 geleitet, und der Ausgang der Absolutwertschaltung 264 wird als der letzte Wert von der Speicherschaltung 263 zwischengespeichert. Somit speichert die Speicherschaltung 263 jederzeit einen größten Wert.
  • Andererseits wird ein Zähler 266 zum Zählen des Taktsignals CK durch das Datenintervallendsignal ED, das durch eine ODER-Schaltung 265B angelegt wird, oder durch den Vergleichsausgang der Vergleichsschaltung 252, der auch durch die ODER-Schaltung 265B angelegt wird, zurückgestellt (gelöscht), so daß der Zähler seinen Zählvorgang beginnend mit Null (0) startet. Der Ausgang des Zählers 266 wird von einer Speicherschaltung ("Latch") 267 als Reaktion auf das nächste Datenintervallendsignal ED zwischengespeichert. Somit zählt der Zähler 266 das Taktsignal CK für die Zeitperiode, die von dem Zeitpunkt, zu dem der Spitzenwert in dem Datenintervall T auftritt, bis zum Signal ED, welches das Ende des Datenintervalls T anzeigt, verstreicht. Der Zählwert des Zählers wird von der Speicherschaltung 267 zwischengespeichert, wodurch die Spitzenposition PP dargestellt wird.
  • Die Daten PP, welche die derart erfasste Spitzenposition anzeigen, werden zu der Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B geleitet. Die Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B dient zur Bestimmung, ob sich die erfasste Spitzenposition im W-Teil befindet oder nicht. Wie aus der vorangehenden Beschreibung hervorgeht, sollte die Korrelationsspitze sowohl in der Empfangsdatendemodulierung als auch in der Trägererfassung im W-Teil liegen. Wenn sich die Korrelationsspitze nicht im W-Teil befindet, ist es unmöglich, die Empfangsdatendemodulierung und Trägererfassung korrekt auszuführen.
  • In der Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B bilden Komparatoren 268 und 269 und eine UND-Schaltung 270 eine fensterartige, digitale Vergleichsschaltung. Daten, welche die Startposition des W-Teiles darstellen, wurden im Komparator 268 eingestellt, und Daten, welche die Stopp- (oder End-)Position des W-Teiles darstellen, wurden im anderen Komparator 269 eingestellt. Nur wenn die Daten, welche die Spitzenposition PP darstellen, sich zwischen der Startposition und der Stopposition befinden, gibt die UND-Schaltung 270 ein Spitzenpositionsbestimmungssignal PH aus. Entsprechende Wellenformzeitdiagramme sind in 31 dargestellt.
  • Die Anordnung und der Betrieb einer Synchronisierungsherstellungsschaltung, welche die Synchronisierungsherstellungsbestimmungsschaltung 228 enthält, wird mit Bezugnahme auf 30 beschrieben. Entsprechende Wellenformzeitdiagramme sind in 32 dargestellt.
  • Die Schaltung enthält zwei Register 272 und 273. Die Daten, welche die Spitzenposition PP darstellen, werden zu dem Register 272 geleitet, in dem die Daten, die ((3/2)T – PP) darstellen, eingestellt sind, wobei T die Daten sind, welche die Länge (Zeit) des Datenintervalls darstellen. Andererseits wurden die Daten T in dem Register 273 eingestellt. Die Register 272 und 273 sind mit einem Selektor 274 verbunden. Der Selektor 274 wählt in Übereinstimmung mit dem Zustand des Spitzenpositionsbestimmungssignals PH Daten, die entweder in Register 272 oder 273 eingestellt sind, und leitet sie zu einem Eingangsanschluß eines digitalen Komparators 275.
  • Andererseits zählt ein Zähler 271 das Taktsignal CK, und der Zählerausgang wird zu dem anderen Eingangsanschluß des digitalen Komparators 275 geleitet. Der digitale Komparator 275 erzeugt das Datenintervallendsignal (Übereinstimmungssignal) ED, wenn der Zählwert des Zählers 271 gleich den eingestellten Daten ist, die durch den Selektor 274 empfangen werden. Der Zähler 271 wird durch das Signal ED zurückgestellt, und somit beginnt sein Zählvorgang mit Null (0).
  • Wenn zum Beispiel der Stromschalter eingeschaltet wird, ist der Korrelationsausgang mit dem Datenintervall nicht synchron, und daher gibt es manchmal keine Korrelationsspitze in dem W-Teil. In diesem Fall wird das Spitzenpositionsbestimmungssignal PH auf den "L"-Pegel eingestellt, und der Selektor 274 wählt die eingestellten Daten ((3/2)T – PP) des Registers 272 und leitet sie zu dem Komparator 275. Die eingestellten Daten ((3/2)T – PP) sollen das nächste Datenintervallendsignal ED erzeugen, so daß die Länge (Zeit) zwischen der nächsten Spitze und dem nächsten Datenintervallendsignal T/2 ist. Wenn die Spitze danach im W-Teil gefunden wird, wird das Spitzenpositionsbestimmungssignal PH auf den "H"-Pegel angehoben, und der Selektor 274 wählt die eingestellten Daten T des Registers 273. Infolgedessen erscheint danach das Datenintervallendsignal ED mit einer Periode von T.
  • Es wird behauptet, daß eine Synchronisierung hergestellt wurde, wenn die Bereitstellung der Spitzenposition im W-Teil des Datenintervalls mit einer bestimmten Anzahl von Wiederholungen (X-mal) aufeinanderfolgend stattfindet. In der Synchronisierungsherstellungsbestimmungsschaltung 228 wird ein Zähler 282 durch das Spitzenpositionsbestimmungssignal PH mit "H"-Pegel, das durch ein UND-Gatter 281 zugeleitet wird, in einen Taktfreigabezustand gebracht, wodurch das Datenintervallendsignal ED gezählt wird. Wenn sich das Signal PH bei dem "L"-Pegel befindet, wird der Zähler 282 durch das Signal PH zurückgestellt, das durch eine NICHT-Schaltung 284 und eine ODER-Schaltung 285 zugeleitet wird. Der Zählerausgang des Zählers 282 wird zu einem digitalen Komparator 283 geleitet, in dem die vorbestimmte Anzahl von Wiederholungen (X-mal), die zur Bestimmung der Synchronisierungsherstellung verwendet wird, eingestellt wurde. Wenn daher der Zählerwert des Zählers 282 den Wert X erreicht, gibt der digitale Komparator 283 ein Übereinstimmungssignal zur Einstellung einer Flipflop-Schaltung 219 aus, und diese 219 gibt ein Synchronisierungsherstellungssignal DSR ("L"-Pegel) aus. Das Übereinstimmungssignal, das von dem Komparator 283 ausgegeben wird, wird durch die ODER-Schaltung 285 zu dem Zähler 282 geleitet, um den letztgenannten 282 zurückzustellen. Das Synchronisierungsherstellungssignal DSR wird zu der UND-Schaltung 281 geleitet, um diese zu schließen; somit wird das Anlegen des Spitzenpositionsbestimmungssignals PH unterbrochen.
  • Wenn das Spitzenpositionsbestimmungssignal PH nur einmal auf den "L"-Pegel gestellt wird, während der Zähler 282 das Signal ED zählt, wird der Zähler 282 zurückgestellt. Daher wird nur dann, wenn das Signal PH X-mal der Reihe nach eingegeben wird, während sich das Signal PH bei dem "H"-Pegel befindet, die Synchronisierungsherstellung bestimmt. Wenn das Signal PH auf den "L"-Pegel gestellt wird, bevor die Synchronisierungsherstellung bestimmt ist, wählt der Selektor 274 das Register 272, und die Zeitsteuerung der Erzeugung des Datenintervallendsignals ED wird angepaßt.
  • Die Synchronisierungsnichtherstellungsbestimmungsschaltung 229 ist zur Bestimmung des Zustandes vorgesehen, in dem das Trägererfassungssignal PAS in einer vorbestimmten Anzahl (Y) von Datenintervallen nicht bereitgestellt wird. Dieser Zustand zeigt an, daß keine Synchronisierung hergestellt wurde.
  • Die Synchronisierungsnichtherstellungsbestimmungsschaltung 229 wird mit Bezugnahme auf 33 beschrieben. Wenn die Synchronisierung hergestellt ist, wird ein NAND-Gatter 291 durch das Synchronisierungsherstellungssignal DSR mit "L"-Pegel geöffnet. Wenn der Träger erfasst wird, befindet sich das Trägererfassungssignal PAS bei einem "H"-Pegel. Und wenn der Träger nicht erfasst wird, befindet sich das Trägererfassungssignal PAS bei einem "L"-Pegel. Das Signal PAS wird durch das NAND-Gatter 291 zu einem Zähler 292 geleitet; das heißt, ein Freigabesignal mit "H"-Pegel wird zu dem Taktfreigabeanschluß CE des Zählers 292 geleitet. Das Trägererfassungssignal PAS mit "H"-Pegel wird durch das NAND-Gatter 291, eine NICHT-Schaltung 294 und eine ODER-Schaltung 295 zu dem Zähler 292 geleitet, um den Zähler 292 zurückzustellen. Wenn der Zähler 292 in einen Freigabezu stand gebracht wird, zählt er das Datenintervallendsignal ED. Der Zählwert des Zählers 292 wird zu einem digitalen Komparator 293 geleitet, in dem die vorbestimmten Anzahl Y im voraus eingestellt wurde. Wenn daher der Zählwert des Zählers 292 den Wert Y erreicht, gibt der Komparator 293 ein Übereinstimmungssignal aus, um die Flipflop-Schaltung 219 zurückzustellen, so daß das Synchronisierungsherstellungssignal DSR auf den "H"-Pegel angehoben wird. Das Signal DSR mit "H"-Pegel schließt das NAND-Gatter 291. Das Ausgangssignal des Komparators 293 wird durch die ODER-Schaltung 295 zu dem Zähler 292 geleitet, um den Zähler 292 zurückzustellen.
  • Wenn das Trägererfassungssignal PAS auf den "H"-Pegel angehoben wird, während der Zähler 292 in Betrieb ist, wird der Zähler 292 zurückgestellt. Das heißt, nur wenn der Träger nicht mit einer Y Anzahl von Datenintervallen erfasst wird, wird bestimmt, daß die Synchronisierung nicht hergestellt wurde.
  • Somit können die temporäre Nichterfassung des Trägers, zum Beispiel aufgrund von Schwankungen in der Übertragungscharakteristik des Signalübertragungspfades, und die Nichterfassung des Trägers aufgrund der Beendigung der Kommunikation (die Synchronisierung wird absichtlich nicht hergestellt) deutlich voneinander unterschieden werden.
  • IV. CSK-Modem
  • 34 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Modems 510, das eine CSK-Signalübertragungsvorrichtung und eine CSK-Signalempfangsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung enthält. Das CSK-Modem enthält eine Signalübertragungsvorrichtung, die den in 5 dargestellten Modulator, das Übertragungs-Interface 112A, das Empfangs-Interface 122B umfaßt, und eine Signalempfangsvorrichtung, welche die Korre latoren 121 und 122, den Demodulator 123, die Trägererfassungsschaltung 124 und die Synchronsteuerschaltung 125 von 5 umfaßt.
  • Die Signalübertragungsvorrichtung enthält den Modulator 111, der zur CSK-Modulation von Übertragungsdaten TXD unter Verwendung von Manchester-M-Seriencodes ausgebildet ist. Das modulierte Übertragungssignal TXO, das von dem Modulator bereitgestellt wird, wird zu einem Netz-Wechselstrominnenleitungs-Interface 112 geleitet. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Netzkommunikation durchgeführt, wobei eine Netz-Wechselstromleitung (zum Beispiel von 100 V) als Signalübertragungsleitung verwendet wird. Das Übertragungssignal TXO wird von dem Interface 112 zu einem Signal umgewandelt, das für die Netzkommunikation geeignet ist, und das Signal das den Netzwechselstrom überlagert, wird zu der Netzleitung geleitet.
  • In dem Interface 112 wird ein Signal, das über die Netzleitung von einem anderen Modem übertragen wird, empfangen und von dem Netzwechselstrom getrennt und nach Bedarf einer Signalumwandlung (einschließlich einer digitalen Umwandlung) unterzogen. Das derart verarbeitete Signal wird als empfangenes Signal RXI zu der Signalempfangsvorrichtung in dem Modem geleitet.
  • Die Signalempfangsvorrichtung enthält die Korrelatoren 121 und 122, den Demodulator 123, die Trägererfassungsschaltung 124, die Spitzenpositionserfassungsschaltung 226A, die Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B, eine Synchronnachführschaltung 227, die Synchronisierungsherstellungsbestimmungsschaltung 228, die Synchronisierungsnichtherstellungsbestimmungsschaltung 229 und die Flipflop-Schaltung 219 zur Ausgabe des Synchronisierungsherstellungssignals DSR. Die Schaltungen 226A, 226B, 227, 228, 229 und 219 entsprechen der Synchronsteuerschaltung 125 von 5 und sind somit im wesentlichen gleich jenen, die in 30 dargestellt sind. In 30 enthält die Synchronsteuerschaltung der einfachen Beschreibung wegen keine Synchronnachführschaltung.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Synchronsteuerschaltung mit der Synchronnachführschaltung ist wie in 36 dargestellt. Die Schaltung 227 hat die zuvor beschriebene Synchronisierungsherstellungsfunktion zur Schaffung einer Synchronisierung, so daß der Korrelationspunkt mit dem W-Teil des Datenintervalls auftritt; und eine Funktion zur geringen Anpassung der Zeitsteuerung der Erzeugung des Datenintervallendsignals ED, so daß sich die Spitzenposition in der Mitte des W-Teiles befindet.
  • In 36 sind die Spitzenpositionserfassungsschaltung 226A und die Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B etwas anders angeordnet als jene in 30. Dies wird ausführlicher beschrieben.
  • In der Spitzenpositionserfassungsschaltung 226A, die in 30 dargestellt ist, werden die beiden Korrelationsausgänge Ra und Rb einer Addition unterzogen, und der Spitzenwert des Absolutwertes davon wird erfasst. Andererseits werden in der Schaltung in 36 die Spitzenpositionen der Korrelationsausgänge Ra und Rb separat erfasst und deren Spitzenwerte auch separat erfasst. Und die Spitzenposition, deren Spitzenwert größer ist, wird als endgültige Spitzenposition bestimmt.
  • Die Korrelationsausgänge Ra und Rb werden zu den Maximalwerthalteschaltungen (Spitzenwerterfassungsschaltungen) 400a bzw. 400b geleitet. Jede der Maximalwerthalteschaltungen besteht aus einer Absolutwertschaltung 264, einer Speicherschaltung ("Latch") 263, einem Komparator 261 und einer ODER-Schaltung 265A, die ähnlich den in 30 dargestell ten sind, und der maximale Wert jedes Datenintervalls wird von der Speicherschaltung 263 gehalten. Die maximalen Werte (Spitzenwerte) der Datenintervalle der Korrelationsausgänge Ra und Rb werden zu einer Vergleichsschaltung 402 geleitet, wo sie einem Vergleich unterzogen werden.
  • Spitzenpositionshalteschaltungen 401a und 401b sind jeweils für die Korrelationsausgänge Ra bzw. Rb bereitgestellt. Jede der Spitzenpositionshalteschaltungen besteht aus einer ODER-Schaltung 265B, einem Zähler 266 und einer Speicherschaltung ("Latch") 267, die ähnlich den in 30 dargestellten sind. Die Haltespitzenpositionen der Spitzenpositionshalteschaltungen 401a und 401b werden zu einem Wechselschalter 403 geleitet.
  • Der Wechselschalter 403 soll den größeren der Spitzenwerte wählen, die von der Vergleichsschaltung 402 miteinander verglichen werden. Der von dem Wechselschalter 403 gewählte Spitzenwert wird von einer Speicherschaltung ("Latch") 404 als Reaktion auf die Breitstellung des Datenintervallendsignals ED zwischengespeichert.
  • Die Spitzenpositionsbestimmungsschaltung 226B, die in 36 dargestellt ist, kann durch Hinzufügen eines Komparators 406 und von UND-Gattern 407 und 408, die durch den Ausgang des Komparators 406 gesteuert werden, zu den Schaltungselementen der in 30 dargestellten Spitzenpositionsbestimmungsschaltung erhalten werden. Daten, welche die mittlere Position des Fensterteiles (W-Teiles) darstellen, wurden in dem Komparator 406 eingestellt (s. 35). Die erfasste Spitzenposition PP wird zu dem Komparator 406 geleitet, so daß bestimmt wird, ob die erfasste Spitzenposition PP sich an der linken Seite der Mitte des W-Teiles befindet (welche die Region ist, die näher der Startposition liegt (in der Folge, falls zutreffend, als "LT-Region bezeichnet)) oder an der rechten Seite befindet (welche die Region ist, die näher der Stopposition liegt (in der Folge, falls zutreffend, als "RT-Region bezeichnet)). Wenn sich die Spitzenposition in der LT-Region befindet, wird das UND-Gatter 407 geöffnet, und der Ausgang des Komparators 368 wird daher als Entscheidungssignal Lf der linken Seite bereitgestellt; wenn es sich in der RT-Region befindet, wird der Ausgang des Komparators 369 als Entscheidungssignal Rh der rechten Seite durch das UND-Gatter 408 bereitgestellt. Die Signale Rh und Lf werden zu der ODER-Schaltung 409 geleitet. Die letztgenannte 409 gibt ein Signal Ct entsprechend dem Spitzenpositionsbestimmungssignal Ph aus, das zu einer Synchronisierungsherstellungsbestimmungsschaltung geleitet wird. Wenn sich die Spitzenposition PP im W-Teil befindet, ist das Signal Ct beim "H"-Pegel. Wenn sich die Spitzenposition PP in einem der E-Teile (OT-Regionen) des Datenintervalls befindet, ist das Signal Ct beim "L"-Pegel. Diese Signale Lf, Ct und Rh werden zu der Synchronnachführschaltung 227 geleitet.
  • In der Synchronnachführschaltung sind daher Schaltungselemente, die mit Bezugnahme auf 30 beschrieben wurden, mit denselben Bezugszeichen oder -ziffern bezeichnet. Die Synchronnachführschaltung hat zusätzlich zu den Registern 273 und 272, in welchen die Daten T und (3/2)T – PP eingestellt wurden, Register 276 und 277, in welchen die Daten T – 1 und T + 1 eingestellt wurden. In den Daten T – 1 und T + 1 ist der Wert "1" viel kleiner als der Wert "T". Zum Beispiel ist in dem Fall, in dem das Schieberegister, welches das empfangene Signal RXI empfängt, 248 Stufen aufweist (zum Beispiel wird eine 31-Bit Manchester M-Serie verwendet und jedem Bit davon sind acht Zellen: m = 8 zugeordnet), T mit 248 eingestellt. Die Daten T – 1 und T + 1 der Register 276 und 277 werden zur geringfügigen Anpassung des Datenintervalls verwendet, wodurch die Spitzenpositionen der Korrelationsausgänge Ra und Rb leicht verschoben werden (synchrone Nachführung), so daß sie sich der Mitte des W-Teiles nä hern. Die Daten, die in diesen Registern 273, 276, 277 und 272 eingestellt sind, werden zu einem Selektor 274A geleitet. Der Selektor 274A wählt die Daten T – 1 des Registers 276, wenn ein Signal S1 ("H"-Pegel) eingegeben wird, die Daten (3/2)T – PP des Registers 272, wenn ein Signal S2 ("H"-Pegel) eingegeben wird; die Daten T + 1 des Registers 277, wenn ein Signal S3 ("H"-Pegel) eingegeben wird; und die Daten T des Registers 273 in den anderen Fällen, wenn die Signale S1, S2 und S3 auf dem "L"-Pegel sind. Die derart gewählten Daten werden zu einem Komparator 275 geleitet.
  • Wenn die Synchronisierung noch nicht hergestellt ist, ist das Synchronisierungsherstellungssignal DSR auf dem "H"-Pegel, und ein UND-Gatter 417 ist offen. Wenn in diesem Fall die erfasste Spitzenposition in der OT-Region (dem E-Teil) liegt, befindet sich das Signal Ct auf dem "L"-Pegel, und der Ausgang des UND-Gatters 417 wird auf den "H"-Pegel angehoben. Das Ausgangssignal mit "H"-Pegel wird durch eine ODER-Schaltung 416 als das Signal S2 zu dem Selektor 274A geleitet. Daher werden die Daten (3/2)T – PP des Registers 272 zu dem Komparator 275 geleitet und die zuvor beschriebene Synchronisierungsherstellungsverarbeitung durchgeführt.
  • UND-Gatter 421, 411 und 431, welche die zuvor beschriebenen Signale Lf, Ct bzw. Rh empfangen, werden von dem Synchronisierungsherstellungssignal DSR und dem Trägererfassungssignal PAS gesteuert. Das heißt, wenn die Synchronisierung hergestellt wurde (mit dem Signal DSR auf dem "L"-Pegel) und der Träger erfasst wurde (mit dem Signal PAS auf dem "H"-Pegel), werden die UND-Gatter 421, 411 und 431 geöffnet, um die Signale Lf, Ct und Rh zu übertragen.
  • Es wird eine Schaltung, die das Signal Lf empfängt, beschrieben. Das Entscheidungssignal Lf der linken Seite ("H"-Pegel), das ausgegeben wird, wenn sich die Spitzenpo sition in der LT-Region befindet, wird durch das UND-Gatter 421 zu dem Taktfreigabeanschluß CE eines Zählers 422 geleitet. Als Reaktion auf das Freigabesignal zählt der Zähler 422 das Datenintervallendsignal ED. Der Zählwert des Zählers 422 wird zu einem Komparator 423 geleitet, in dem ein vorbestimmter Wert Z (größer Eins (1)) im voraus eingestellt wurde. Wenn der Zählwert des Zählers 422 den eingestellten Wert Z erreicht, liefert der Komparator 423 einen Ausgang ("H"-Pegel), der als Signal S2 zu dem Selektor 274A geleitet wird. Infolgedessen wählt der Selektor 274A die Daten T – 1, und daher wird die Periode des nächsten Datenintervalls auf (T – 1), einen Wert kleiner als T, eingestellt. Wenn die Spitzenposition des Korrelationsausganges in der LT-Region Z-mal hintereinander erscheint, wird die Periode des nächsten Datenintervalls leicht verringert, so daß sich die Spitzenposition der Mitte des W-Teiles nähert.
  • Der Zähler 422, der Komparator 423, eine NICHT-Schaltung 423 und eine ODER-Schaltung 425 bilden eine Ablenkbestimmungsschaltung. Mit der Ablenkbestimmungsschaltung wird erfasst, ob die Spitzenposition in der LT-Region Z-mal hintereinander erscheint. Daher kann anstelle der temporären Ablenkung der Spitzenposition die stete Ablenkungsneigung der Spitzenposition erfasst werden, und das Datenintervallendsignal ED wird gebildet, so daß die Ablenkung der Spitzenposition korrigiert wird. Somit wird die Synchronnachführoperation stabil durchgeführt.
  • Der Zähler 422 wird durch den "L"-Pegelausgang des UND-Gatters 421 (der durch die NICHT-Schaltung 424 auf den "H"-Pegel angehoben wird) oder den "H"-Pegelausgang des Komparators 423, der zu der ODER-Schaltung 425 geleitet wird, zurückgestellt.
  • Eine weitere Ablenkbestimmungsschaltung wird durch einen Zähler 432, einen Komparator 433, eine NICHT-Schaltung 434 und eine ODER-Schaltung 435 gebildet. Die derart gebildete Ablenkbestimmungsschaltung erfasst, ob die Spitzenposition in der RT-Region Z mal hintereinander erscheint. wenn die Spitzenposition in der RT-Region Z-mal hintereinander erscheint, gibt der Komparator 433 das Signal S3 aus. Infolgedessen wird die Periode des nächsten Datenintervalls auf (T + 1), einen Wert, der etwas größer als T ist, eingestellt, so daß sich die Spitzenposition der Mitte des W-Teiles nähert.
  • Ein Zähler 412, ein Komparator 413, eine NICHT-Schaltung 414 und eine ODER-Schaltung 415 bilden gemeinsam eine Nichtsynchronisierungserfassungsschaltung. Wenn sich die Spitzenposition in dem E-Teil (der OT-Region) befindet, ist das Signal Ct auf dem "L"-Pegel. Das Signal Ct mit dem "L"-Pegel wird zu dem UND-Gatter 411 geleitet, so daß das Signal mit dem "H"-Pegel zu dem Taktfreigabeanschluß EC des Zählers 412 geleitet wird, und der letztgenannte 412 beginnt mit dem Zählen des Datenintervallendsignals ED. Wenn der Zählwert des Zählers 412 den Wert Z erreicht, gibt der Komparator 413 ein Signal mit "H"-Pegel aus, das durch eine ODER-Schaltung 416 als das Signal S2 zu dem Selektor 274 geleitet wird. Somit erfasst die Nichtsynchronisierungserfassungsschaltung, daß die Spitzenposition nicht in dem W-Teil Z-mal hintereinander erscheint. Und wenn die Daten ((3/2)T – PP) des Registers 272 zu dem Komparator 275 geleitet werden, wird der Synchronisierungsherstellungsprozeß erneut ausgeführt.
  • In anderen als den zuvor beschriebenen Fällen (die Ausgänge der Komparatoren 413, 423 und 433 sind auf dem "L"-Pegel), werden die Daten T des Registers 273 gewählt, und die Periode des Datenintervalls wird auf T eingestellt. In dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel wird dieselbe Anzahl von Wiederholungen Z in den Komparatoren 413, 423 und 433 eingestellt; es können jedoch verschiedene Anzahlen von Wiederholungen eingestellt werden.
  • Die Synchronisierung wird auf die zuvor beschriebene Weise hergestellt und korrigiert. Daher kann die Spitzenposition in der Mitte des W-Teiles gehalten werden, selbst wenn sich die Signalübertragungscharakteristik ändert oder sich das Taktsignal verschiebt.
  • Gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist es nicht notwendig, daß die Manchester-M-Serie an der Signalempfangseite mit jener an der Signalübertragungsseite streng synchron ist. Der Unterschied ergäbe keinen Fehler in der Datendemodulation. Des weiteren werden die Ausgänge der Korrelatoren als Absolutwerte bereitgestellt; somit wird kein Fehler verursacht, selbst bei einer Verschlechterung in der Signalübertragungscharakteristik des Signalübertragungspfades, wodurch der Übertragungsspitzenwert negativ wird. Zusätzlich verringert die Verwendung der Manchestercode-M-Serie die Niederfrequenzkomponenten des Empfangssignals, wodurch die Kopplungsdämpfung, die mit dem Signalübertragungspfad zusammenhängt, unterdrückt wird. Somit können Stromleitungen, die einen hohen Geräuschpegel haben, effektiv als Signalübertragungspfad verwendet werden. Das heißt, obwohl das Rauschen der Stromleitung einen großen Bereich an Niederfrequenzkomponenten beinhaltet, wird das Kommunikationssystem gemäß der Erfindung kaum durch ein derartiges Rauschen beeinträchtigt.

Claims (12)

  1. Empfangsvorrichtung mit einer Tastung mit wechselnder Codierung (CSK) zur Spreizspektrumkommunikation, wobei bei der Spreizspektrumkommunikation eine von zwei Codeserien gemäß eines Binärzustands eines Eingabedatenbits über ein Übertragungsmedium übertragen wird, wobei jede der Codeserien eine PN-Codeserie von gleicher Codelänge ist und einen Maximalwert des Absolutwerts ihrer Autokorrelation aufweist, wobei der Maximalwert stets größer ist als der Wert der Kreuzkorrelation der zwei Codeserien, wobei die Vorrichtung umfasst: Empfangs-Interfacemittel (13, 112B) zum Isolieren der von dem Übertragungsmedium übertragenen Codeserien; und Bildungsmittel (14, 114), welche auf jede der von den Empfangs-Interfacemitteln (13, 112B) isolierten übertragenen Codeserien ansprechen, zum Bilden eines Empfangsdatenbits; wobei die Bildungsmittel (14, 114) umfassen: erste Mittel (121) zum Korrelieren jeder der isolierten übertragenen Codeserien mit einer der Codeserien und Ausgeben eines ersten Korrelationsausgabesignals; zweite Mittel (122) zum Korrelieren jeder der isolierten übertragenen Codeserien mit der anderen der Codeserien und Ausgeben eines zweiten Korrelationsausgabesignals; und Mittel (123) zum Demodulieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale, um das Empfangsdatenbit zu bilden, so dass das Empfangsdatenbit einen Binärzustand entsprechend dem Binärzustand des Eingabedatenbits aufweist; dadurch gekennzeichnet, dass die Bildungsmittel (14, 114) weiterhin Synchronsteuermittel (125) umfassen, welche auf das erste und das zweite Korrelationsausgabesignal ansprechen, zum Synchronisieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale mit einem Datenintervall T gleich einer Periode der Codeserien.
  2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die zwei Codeserien zwei Manchester-M-Codeserien mit einer vorbestimmten Periode sind.
  3. Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Bildungsmittel weiterhin Mittel (124) zur Trägererfassung umfassen, um zu bestimmen, ob ein Trägersignal empfangen ist.
  4. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Mittel (123) zum Demodulieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale, um das Empfangsdatenbit zu bilden, Absolutwerte der ersten und zweiten Korrela tionsausgabesignale verwenden, um das Empfangsdatenbit zu bilden.
  5. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, weiterhin umfassend: Mittel (11, 111) zum Erzeugen zweier Codeserien, welche auf Eingabedatenbits zur Übertragung ansprechen, wobei jede erzeugte Codeserie aus zwei Codeserien gemäß Binärzuständen des Eingabedatenbits ausgewählt wird; und Mittel zum Übertragen der erzeugten Codeserien über das Übertragungsmedium.
  6. Kommunikationssystem mit einer Tastung mit wechselnder Codierung (CSK) zur Spreizspektrumkommunikation, wobei das System umfasst: einen Überträger (111, 112A), einschließlich: Mittel (11, 111) zum Erzeugen einer von zwei Codeserien, welche auf ein Eingabedatenbit zur Übertragung ansprechen, wobei jede erzeugte Codeserie von den zwei Codeserien gemäß Binärzuständen der Eingabedatenbits ausgewählt wird, und wobei jede der Codeserien eine PN-Codeserie gleicher Codelänge ist und einen Maximalwert des Absolutwerts ihrer Autokorrelation aufweist, wobei der Maximalwert stets größer als der Wert der Kreuzkorrelation der Codeserien ist; und Mittel (12, 112A) zum Übertragen der erzeugten Codeserien über ein Übertragungsmedium; wobei das System weiterhin einen Empfänger umfasst, einschließlich: Empfangs-Interfacemittel (13, 112B) zum Isolieren der übertragenen Codeserien, welche von dem Übertragungsmedium übertragen sind; und Bildungsmittel (14, 114), welche auf jede der von den Empfangs-Interfacemitteln (13, 112B) isolierten übertragenen Codeserien ansprechen, zum Bilden eines Empfangsdatenbits; wobei die Bildungsmittel (14, 114) umfassen: erste Mittel (121) zum Korrelieren jeder der isolierten übertragenen Codeserien mit einer der Codeserien und Ausgeben eines ersten Korrelationsausgabesignals; zweite Mittel (122) zum Korrelieren jeder der isolierten übertragenen Codeserien mit der anderen der Codeserien und Ausgeben eines zweiten Korrelationsausgabesignals; und Mittel (123) zum Demodulieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale, um das Empfangsdatenbit zu bilden, so dass das Empfangsdatenbit einen Binärzustand entsprechend dem Binärzustand des Eingabedatenbits aufweist; dadurch gekennzeichnet, dass die Bildungsmittel (14, 114) weiterhin Synchronsteuermittel (125) umfassen, welche auf das erste und das zweite Korrelationsausgabesignal ansprechen, zum Syn chronisieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale mit einem Datenintervall T gleich einer Periode der Codeserien.
  7. System gemäß Anspruch 6, wobei die zwei Codeserien zwei Manchester-M-Codeserien mit einer vorbestimmten Periode sind.
  8. System gemäß Anspruch 6 oder 7, wobei die Bildungsmittel weiterhin Mittel (124) zur Trägererfassung umfassen, um zu bestimmen, ob ein Trägersignal empfangen ist.
  9. System gemäß einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei die Mittel (123) zum Demodulieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale, um das Empfangsdatenbit zu bilden, Absolutwerte der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale verwenden, um das Empfangsdatenbit zu bilden.
  10. Verfahren einer Tastung mit wechselnder Codierung (CSK) zur Spreizspektrumkommunikation, umfassend die folgenden Schritte: Erzeugen einer von zwei Codeserien, welche auf ein Eingabedatenbit zur Übertragung ansprechen, wobei jede erzeugte Codeserie von den zwei Codeserien gemäß eines Binärzustands des Eingabedatenbits ausgewählt wird, und wobei jede der Codeserien eine PN-Codeserie gleicher Codelänge ist und einen Maximalwert des Absolutwerts ihrer Autokorrelation aufweist, wobei der Maximalwert stets größer ist als der Wert der Kreuzkorrelation der Codeserien; Übertragen der erzeugten Codeserien über ein Übertragungsmedium; Empfangen der übertragenen Codeserien durch Isolieren der übertragenen Codeserien von dem Übertragungsmedium; und Korrelieren jeder der isolierten empfangenen Codeserien mit einer der Codeserien und Ausgeben eines ersten Korrelationsausgabesignals; Korrelieren jeder der isolierten übertragenen Codeserien mit der anderen der Codeserien und Ausgeben eines zweiten Korrelationsausgabesignals; und Demodulieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale, um das Empfangsdatenbit zu bilden, so dass das Empfangsdatenbit einen Binärzustand entsprechend dem Binärzustand des Eingabedatenbits aufweist; gekennzeichnet durch Synchronisieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale mit einem Datenintervall T gleich einer Periode der Codeserien, welche auf die ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale ansprechen.
  11. Verfahren gemäß Anspruch 10, weiterhin umfassend einen Bildungsschritt, welcher Bestimmen umfasst, ob ein Trägersignal empfangen ist.
  12. Verfahren gemäß Anspruch 10 oder 11, wobei das Demodulieren der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale, um das Empfangsdatenbit zu bilden, absolute Werte der ersten und zweiten Korrelationsausgabesignale verwendet, um das Empfangsdatenbit zu bilden.
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