DE69631001T2 - Nachrichtenübertragungssystem mittels Codesprungmodulation - Google Patents

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L23/00—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00
    • H04L23/02—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00 adapted for orthogonal signalling

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem und -verfahren für Spreiz- oder Spread-Spectrum- (SS) Kommunikation und insbesondere ein Kommunikationssystem und -verfahren, in dem zu übertragende Daten gemäß einer CSK- (Code Shift Keying = Codesprungmodulation) Technik unter Verwendung mehrerer (N) PN- (Pseudo Noise, Pseudo-Rauschen) Codefolgen moduliert werden.
  • In jüngster Zeit wird ein SS-Kommunikationssystem für Basisstation-Kommunikation, Mobileinheit-Kommunikation, Power-Line-Kommunikation, d. h. Kommunikation über das Versorgungsnetz, oder ähnliche weit verbreitet verwendet. Nachstehend wird ein herkömmliches SS-Kommunikationssystem unter Bezug auf die 1 und 2 beschrieben. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen SS-Kommunikationssystems mit einem Signalsender und einem Signalempfänger, während 2 ein Zeitdiagramm zum Darstellen von an spezifizierten Knoten des in 1 dargestellten herkömmlichen SS-Kommunikationssystems erscheinenen Signalwellenformen zeigt.
  • In 1 werden an der Signalsenderseite des Systems ein Ausgangssignal "a" von einem PN- (Pseudo-Rauschen) Codefolgen-Generator 1 und zu übertragende Daten "b" einer XOR-Schaltung 2 zugeführt, deren Ausgangssignal "c" durch einen Verstärker 3 verstärkt und als Sendesignal auf einen Signalübertragungspfad übertragen wird.
  • An der Signalempfängerseite des Systems wird das Sendesignal einem Verstärker 4 als Empfangssignal zugeführt. Ein vom Verstärker 4 ausgegebenes verstärktes Signal wird einem synchronisierten PN-Codefolgen-Generator 5 und außerdem einem Korrelator 6 zugeführt, in dem das verstärkte Signal mit einem Ausgangssignal "d" des synchronisierten PN-Codefolgen-Generators 5 korreliert wird. Das Ausgangssignal "e" des Korrelators 6 stellt einen Korrelationswert dar, der in einem Vergleicher 7 mit einem vorgegebenen Schwellenwert verglichen wird. Das Ausgangssignal des Vergleichers 7 wird als Empfangsdaten "f" ausgegeben.
  • Der Signalübertragungspfad kann entweder eine Funkstrecke oder eine Kabel- oder drahtgebundene Strecke sein und kann durch eines einer Vielfalt von Signalübertragungsmedien gebildet werden, das für eine bestimmte Anwendung geeignet ist. Das Sendesignal wird dem Signalübertragungsmedium direkt zugeführt, wo es häufig in eine Signalform umgewandelt wird, die eine effiziente Übertragung über das Signalübertragungsmedium ermöglicht.
  • Bei einer Power-Line-Kommunikation (Kommunikation über Stromleitung) muß eine Schnittstelle bereitgestellt werden, die ein Sendesignal vom Netzstrom trennt. Der Teil des Systems, der auf das Signalübertragungsmedium einwirkt und das über das Signalübertragungsmedium zu übertragende Sendesignal in eine für die Übertragung geeignete Signalform umwandelt oder das Sendesignal von der Stromleitung trennt, wird in Abhängigkeit von seiner Verwendung als "Empfangsschnittstelle" oder "Sendeschnittstelle" bezeichnet. Über eine solche Schnittstelle wird eine Verbindung mit dem Signalübertragungsmedium bereitgestellt.
  • In einem vorstehend beschriebenen, herkömmlichen SS-Kommunikationssystem muß die PN-Folge, die durch den synchronisierten PN-Codefolgen-Generator 5 an der Signalempfängerseite erzeugt wird, mit der von der Senderseite zugeführten PN-Folge synchronisiert werden. Zu diesem Zweck ist es wesentlich, einen Sysnchronisationspunkt dazwischen zu suchen.
  • Wenn der Signalübertragungspfad hinsichtlich der Signalübertragungscharakteristik geeignet ist, wird eine Korrelationswellenform an einem Synchronisationspunkt einen Peak aufweisen, wie in 3A dargestellt, wodurch angezeigt wird, daß keinerlei Problem vorhanden ist. Wenn innerhalb des Signalübertragungsbandes jedoch eine Senke vorhanden ist, was beispielsweise bei einer Kommunikation über eine Stromleitung auftreten kann, oder wenn die Signalübertragungscharakteristik des Sendepfades sehr niedrig ist, wird die Korrelationswellenform zusammenfallen, wie in den 3B und 3C dargestellt ist. In diesem Fall kehrt sich das Vorzeichen zwischen "+" und "–" um, d. h., daß der Datenpegel zwischen "1" und "0" umgekehrt wird und die Synchronisation unter den gleichen Bedingungen nicht länger aufrechterhalten werden kann, wodurch ernsthafte Probleme entstehen.
  • Für SS-Kommunikation kann bekanntermaßen ein CSK-Modulationsverfahren verwendet werden. Ein in einem SS-Kommunikationssystem verwendbares CSK-Modulationsverfahren ist beispielsweise in der EP-A-366086 beschrieben.
  • In der WO-A-95/22859 ist ein drahtloses lokales Netz beschrieben, in dem Daten als Folge von Walsh-Funktion-Wellenformen dargestellt werden, die durch eine Pseudo-Noise-Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Modulation codiert sind. In der US-A-5291515 wird eine Spread-Spectrum-Kommunikationsvorrichtung beschrieben, in der eine Demodulationsoperation durch einen einzelnen Korrelator ausgeführt wird.
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein CSK-Kommunikationssystem und -verfahren für Spread-Spectrum-Kommunikation bereitzustellen, die dazu geeignet sind, eine exakte Codesynchronisation aufrechtzuerhalten, wobei das Sendesignal weniger anfällig ist für den Rauschpegel auf dem Signalübertragungspfad, wodurch eine ausgezeichnete SS-Kommunikation ermöglicht wird.
  • Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, ein Spread-Spectrum-Kommunikationsverfahren bereitzustellen, in dem ein neuartiges CSK-System verwendet wird, durch das die in einem herkömmlichen SS-Kommunikationssystem auftretenden Probleme eliminiert werden, und ein SS-Kommunikationssystem, in dem dieses Verfahren verwendet wird.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein CSK-Signalübertragungsverfahren und ein CSK-Signalempfangsverfahren zur Verwendung in einem SS-Kommunikationssystem bereitzustellen, und einen CSK-Signalsender und einen CSK-Signalempfänger, die für eine SS-Kommunikation verwendet werden.
  • Es ist eine noch andere Aufgabe der Erfindung, einen Signaldemodulator in einem CSK-Signalempfänger bereitzustellen, der ein CSK-Empfangssignal auf eine stabile Weise demoduliert und in der Lage ist, eine Fehlerunterdrückung bereitzustellen, wenn ein Qualitätsabfall in der Signalübertragungscharakteristik des Übertragungspfades auftritt.
  • Es ist eine noch andere Aufgabe der Erfindung, einen Korrelator in einem CSK-Signalempfänger bereitzustellen, der dazu geeignet ist, eine Korrelation zwischen einem CSK-Signal und einer Manchester-M-Folge auf eine schnelle Weise und in Echtzeit zu erzeugen.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen Peakpositionsdetektor in einem CSK-Empfänger bereitzustellen, der in der Lage ist, die Peakposition eines CSK-Empfangssignals exakt zu erfassen.
  • Es ist eine noch andere Aufgabe der Erfindung, einen Peakpositionsdetektor in einem CSK-Empfänger bereitzustellen, der in der Lage ist, eine Peakposition zu erfassen, oh ne daß er durch eine Änderung der Signalübertragungscharakteristik beeinflußt wird.
  • Es ist eine noch andere Aufgabe der Erfindung, einen Trägerdetektor in einem CSK-Empfänger bereitzustellen, der in der Lage ist, einen in einem CSK-Empfangssignal enthaltenen Träger auch dann exakt zu erfassen, wenn ein Qualitätsabfall in der Signalübertragungscharakteristik auftritt.
  • Es ist eine noch andere Aufgabe der Erfindung, eine in einem CSK-Empfänger angeordnete Einrichtung zum Anzeigen eines eingerichteten Synchronisationszustands bereitzustellen, die in der Lage ist, einen Anfangspunkt einer Kommunikation auf eine stabile Weise und im wesentlichen ohne Einfluß durch Rauschen exakt zu bestimmen.
  • Es ist eine noch andere Aufgabe der Erfindung, eine Einrichtung zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung bereitzustellen, die in der Lage ist, eine bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands auftretende Störung jederzeit exakt zu bestimmen.
  • Die Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden durch die Merkmale der Patentansprüche gelöst.
  • Zunächst wird das Prinzip eines erfindungsgemäßen CSK-Kommunikationssystems und -verfahrens zur Verwendung für eine Spread-Spectrum-Kommunikation beschrieben.
  • Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein CSK-Kommunikationssystem bereitgestellt, in dem eine synthetisierte Folge, die durch Synthetisieren von zu übertragenden Eingangsdaten mit N Manchester-M-Codefolgen erzeugt wird, die in einem vorgegebenen Intervall erzeugt werden und die gleiche Codelänge aufweisen, als Sendesignal übertragen wird. Die Auswahl der synthetisierten Folge ist vom Code der zu übertragenden Daten abhängig, die m Bits aufweisen, wobei m eine ganze Zahl ist, die nicht kleiner ist als zwei, und N nicht kleiner ist als m. Die Manchester-M-Codefolgen, die tatsächlich übertragen werden, weisen einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation auf, der immer größer ist als ein Maximalwert im Absolutwert der Kreuzkorrelationswerte zwischen N Manchester-Codefolgen, unabhängig davon, ob der Autokorrelationswert oder der Kreuzkorrelationswert selbst sich aufgrund von Rauschsignalen oder Signalverzerrungen oder -störungen ändert.
  • Für das Empfangssignal wird eine Korrelation zwischen den empfangenen Daten und N verschiedenen Manchester-M-Folgen erzeugt, wodurch N Korrelationsausgangssignale erzeugt werden. Der Code der empfangenen Daten, die m Bits aufweisen, wird gemäß einem Vergleich zwischen den Peakwerten der N Korrelationsausgangssignale erzeugt. An der Senderseite des CSK-Kommunikationssystems werden die synthetisierten Folgen, die um ein vorgegebenes Intervall beabstandet sind, gemäß m-Bit-Daten von den N Manchester-M-Folgen ausgewählt und als Sendesignal übertragen. Die Auswahl der synthetisierten Folgen ist vom Code der Sendedaten abhängig, die m Bits aufweisen.
  • Aus Gründen der Darstellung und Erläuterung weist ein CSK-Signalsender zum Übertragen von m-Bit-Binärdaten erste bis N-te Manchester-M-Folgen-Generatoren auf, die N Manchester-M-Folgen mit gleicher Codelänge erzeugen, wobei m ein ganze Zahl ist, die nicht kleiner ist als zwei, und N nicht kleiner ist als m, und einen Synthetisator, der die von den ersten bis N-ten Manchester-M-Folgen-Generatoren zugeführten synthetisierten Folgen als Sendesignal überträgt, während er eine davon in Abhängigkeit vom Sendesignal, das m Bits aufweist, auswählt. Die synthetisierte Manchester-M-Folge, die tatsächlich übertragen wird, weist einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation auf, der immer größer ist als ein Maximalwert in den Absolutwerten von Kreuzkorrelationen der N Manchester-M-Folgen.
  • An der Empfängerseite wird das empfangene Signal mit den gleichen N Manchester-M-Folgen verglichen, die an der Senderseite verwendet werden, wodurch N Korrelationsausgangssignale erzeugt werden. Der Code der Empfangsdaten, die m Bits aufweisen, wird basierend auf einem Vergleich zwischen den Peakwerten der Korrelationsausgangssignale erzeugt. Ein entsprechender CSK-Signalempfänger weist N Paare von Korrelatoren auf, die ein Empfangssignal mit den gleichen N Manchester-M-Folgen vergleichen, die an der Senderseite verwendet werden, um Korrelationsausgangssignale zu erzeugen, und eine Demodulatorschaltung zum Erzeugen des Codes der Empfangsdaten, die m Bits aufweisen, basierend auf einem Vergleich zwischen den Peakwerten der Korrelationsausgangssignale von den N Paaren von Korrelatoren.
  • Der hierin verwendete Ausdruck "M-Folge" soll eine von verschiedenen Codefolgen bezeichnen, die allgemein durch ein mehrstufiges Schieberegister und eine lineare Rechenschaltung erzeugt werden, die eine maximale Periode aufweist. Für ein n-stufiges Schieberegister wird die Länge der erzeugten M-Folgen 2n – 1 betragen.
  • Der Ausdruck "Manchester-Code" bezeichnet einen Code, in dem eine Periode einer Rechteckwelle mit einer geeigneten Phase für einen Eingangs-Binärcode "1" bereitgestellt wird, während eine Periode einer Rechteckwelle mit der entgegengesetzten Phase für einen Eingangs-Binärcode "0" bereitgestellt wird.
  • Der Ausdruck "CSK (Code Shift Keying = Codesprungmodulation)" bezeichnet ein Signalmodulationssystem, in dem eine von maximal 2N synthetisierten Folgen, die durch Synthetisieren von N binären PN- (Pseudo-Rauschen) Codefolgen erhalten wird, die M-Codefolgen und Manchester-M-Codefolgen einschließen und eine gleiche Codelänge aufweisen, m-Bit-Binär-Sendedaten entspricht, wobei die synthetisierte Folge tat sächlich gemäß den m-Bit-Binär-Sendedaten übertragen wird, und wobei die synthetisierte Codefolge, die tatsächlich übertragen wird, einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation aufweist, der immer größer ist als ein Maximalwert in den Absolutwerten der Kreuzkorrelationen zwischen N PN-Codefolgen.
  • Nachstehend werden die Merkmale des erfindungsgemäßen CSK-Kommunikationssystems und -verfahrens beschrieben, die auf den vorstehend beschriebenen Prinzipien basieren.
  • CSK-Kommunikationssystem für Spread-Spectrum-Kommunikation
  • Ein CSK-Kommunikationssystem für eine Spread-Spectrum-Kommunikation könnte aufweisen: eine Einrichtung zum Erzeugen einer synthetisierten PN-Codefolge, die von einer vorgegebenen Anzahl (n) von PN-Codefolgen synthetisiert wird, die aus N PN-Codefolgen in Antwort auf zu übertragende Eingangsdatenbits ausgewählt werden, die durch m Bits definiert sind, wobei m eine ganze Zahl ist und N nicht kleiner ist als m, und eine Einrichtung zum Übertragen der derart erzeugten synthetisierten PN-Codefolge auf ein Übertragungsmedium, wobei die tatsächlich zu übertragende synthetisierte PN-Codefolge einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation aufweist, der immer größer ist als ein Maximalwert im Absolutwert von Kreuzkorrelationen zwischen anderen synthetisierten PN-Codefolgen. In dieser Anordnung können die N PN-Codefolgen N Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode aufweisen.
  • Das vorstehend beschriebene CSK-Kommunikationssystem kann außerdem aufweisen: eine Empfangsschnittstelleneinrichtung an einer Empfängerseite zum Trennen der über das Übertragungsmedium übertragenen synthetisierten PN-Codefolgen und eine Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits in Antwort auf die jeweiligen getrennten PN-Codefolgen von der Empfangsschnittstelleneinrichtung derart, daß die Empfangsdaten einen Code aufweisen, der dem Code der m Bits in den Eingangsdaten entspricht, auf dem der durch die Einrichtung zum Erzeugen der synthetisierten Codefolge an der Senderseite erzeugte, über das Übertragungsmedium zu übertragende Code basiert. Die Einrichtung zum Erzeugen der synthetisierten Codefolge kann einen Modulator für N Folgen aufweisen.
  • Die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits kann eine Demodulatorschaltung für N Folgen aufweisen, die N Korrelationseinrichtungen aufweist, die Korrelationen zwischen den getrennten PN-Codefolgen und entsprechenden N Manchester-M-Folgen getrennt erzeugen, um erste bis N-te Korrelationsausgangssignale bereitzustellen, und einen Demodulator, der die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale demoduliert, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen. Die Demodulatorschaltung für N Folgen kann eine Trägererfassungseinrichtung aufweisen, die bestimmt, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  • Die Einrichtung zum Erzeugen synthetisierter Codefolgen kann N Generierungseinrichtungen zum separaten Generieren von N Manchester-M-Folgen und eine Synthetisierungseinrichtung zum selektiven Schalten einer synthetisierten Folge synchron mit der Periode der N Manchester-M-Folgen basierend auf dem Code von m Bits in den Eingangsdaten aufweisen, wobei die synthetisierten Folgen von den N Manchester-M-Folgen synthetisiert werden, die als Ausgangssignale der Generierungseinrichtung generiert werden.
  • Alternativ kann die Einrichtung zum Bilden von Eingangsdatenbits eine Korrelationseinrichtung aufweisen, die Korrelationen zwischen den jeweiligen getrennten übertragenen Codefolgen und den jeweiligen N Manchester-M-Folgen getrennt erzeugt, um erste bis N-te Korrelationsausgangssigna le bereitzustellen, einen Demodulator zum Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen, und eine Synchronisationssteuerungseinrichtung zum Synchronisieren der ersten bis N-ten Korrelationseinrichtungen mit einem Datenintervall T, das einer Periode der Manchester-M-Folge gleicht, in Antwort auf die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale.
  • Die Einrichtung zum Bilden von Eingangsdatenbits kann außerdem eine Trägererfassungseinrichtung aufweisen, die einen Träger in Antwort auf die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale erfaßt, wodurch bestimmt wird, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  • Die Synchronisationssteuerungseinrichtung kann aufweisen: eine Peakpositionserfassungseinrichtung zum Erfassen von Peaks in den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen, eine Peakpositionsbestimmungseinrichtung zum Bestimmen, ob ein erfaßter Peak in einem vorgegebenen Bereichs innerhalb des Datenintervalls T liegt oder nicht, und eine Synchronisationsnachführeinrichtung, die in Antwort auf eine negative Bestimmung durch die Bestimmungseinrichtung aktiviert wird, um eine Synchronisation zwischen den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen und dem Datenintervall T einzurichten.
  • Die Synchronisationssteuerungseinrichtung kann außerdem eine Einrichtung zum Bestimmen einer Synchronisationsstörung aufweisen, die eine Einrichtung zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung aufweist, um zu bestimmen, ob über eine vorgegebene Anzahl von Intervallen kein Träger erfaßt worden ist, wobei in diesem Fall angezeigt wird, daß ein Fehler bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands aufgetreten ist, wodurch zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einer Änderung der Übertragungscharakteristik des Übertragungsmediums zugeschrieben werden kann, und einer Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einem Ende einer Kommunikation zugeschrieben werden kann, unterschieden wird.
  • Die Synchronisationssteuerungseinrichtung kann außerdem eine Synchronisationsnachführeinrichtung aufweisen, die die Länge des Datenintervalls einstellt, wodurch die Peakpositionen, die durch die Erfassungseinrichtung aufeinanderfolgend erfaßt werden, näher zur Mitte eines vorgegebenen Bereichs innerhalb des Datenintervalls T gebracht werden.
  • Ein erfindungsgemäßes CSK-Kommunikationssystem für eine Spread-Spectrum-Kommunikation betrifft die Struktur eines CSK-Empfängers, in dem ein synthetisierter PN-Code von N PN-Codefolgen mit gleicher Codelänge auf eine vorgegebene Weise in Abhängigkeit vom Code von m Bits in den Sendedaten synthetisiert wird, und in dem eine synthetisierte PN-Codefolge, die tatsächlich über ein Übertragungsmedium übertragen wird, einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation aufweist, der immer größer ist als ein Maximalwert im Absolutwert von Kreuzkorrelationen zwischen N PN-Codefolgen.
  • Erfindungsgemäß weist der CSK-Empfänger auf: eine Schnittstelleneinrichtung zum Trennen der über das Übertragungsmedium übertragenen Codefolgen und eine Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits in Antwort auf die jeweiligen getrennten PN-Codefolgen von der Schnittstelleneinrichtung derart, daß die Empfangsdatenbits einen Code aufweisen, der dem Code von m Bits in den Eingangsdaten entspricht, auf denen der durch die Einrichtung zum Erzeugen einer synthetisierten Codefolge erzeugte, über das Übertragungsmedium zu übertragende Code basiert. Die N PN-Codefolgen können N Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode aufweisen.
  • Die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits kann durch eine Demodulatorschaltung für N Folgen implementiert werden, die eine Korrelationseinrichtung zum getrennten Er zeugen von Korrelationen zwischen jeweils getrennten übertragenen Codefolgen und N Manchester-M-Folgen aufweist, um erste bis N-te Korrelationsausgangssignale bereitzustellen, und einen Demodulator zum Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen.
  • Die Demodulationsschaltung für N Folgen kann eine Trägererfassungseinrichtung aufweisen, die bestimmt, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  • Alternativ kann die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits eine Korrelationseinrichtung aufweisen, die Korrelationen zwischen den jeweiligen getrennten übertragenen Codefolgen und N Manchester-M-Folgen getrennt erzeugt, um erste bis N-te Korrelationsausgangssignale bereitzustellen, einen Demodulator zum Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen, und eine Synchronisationssteuerungseinrichtung zum Synchronisieren der ersten bis N-ten Korrelationseinrichtungen mit einem Datenintervall T, das einer Periode der Manchester-M-Folge gleicht, in Antwort auf die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale.
  • Die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits kann eine Trägererfassungseinrichtung zum Erfassen eines Trägers in Antwort auf die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale aufweisen, um zu bestimmen, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  • Die Synchronisationssteuerungseinrichtung kann eine Peakpositionserfassungseinrichtung zum Erfassen eines Peaks in den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen, eine Peakpositionsbestimmungseinrichtung zum Bestimmen, ob ein erfaßter Peak in einem vorgegebenen Bereich innerhalb des Datenintervalls T liegt, und eine Synchronisationsnachführ-Einrichtung aufweisen, die in Antwort auf eine negative Be stimmung der Bestimmungseinrichtung aktiviert wird, um eine Synchronisation zwischen den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen und dem Datenintervall T einzurichten.
  • Die Synchronisationssteuerungseinrichtung kann außerdem eine Einrichtung zum Bestimmen einer Synchronisationsstörung aufweisen, um zu bestimmen, ob über eine vorgegebene Anzahl von Intervallen kein Träger erfaßt worden ist, wobei in diesem Fall angezeigt wird, daß ein Fehler bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands aufgetreten ist, wodurch zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einer Änderung der Übertragungscharakteristik des Übertragungsmediums zugeschrieben werden kann, und einer Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einem Ende einer Kommunikation zugeschrieben werden kann, unterschieden wird.
  • Die Synchronisationssteuerungseinrichtung kann außerdem eine Synchronisationsnachführeinrichtung zum Einstellen der Länge des Datenintervalls aufweisen, wodurch die Peakpositionen, die durch die Erfassungseinrichtung aufeinanderfolgend erfaßt werden, näher zur Mitte eines vorgegebenen Bereichs innerhalb des Datenintervalls T gebracht werden.
  • CSK-Kommunikationsverfahren für Spread-Spectrum-Kommunikation
  • Ein CSK-Kommunikationsverfahren für eine Spread-Spectrum-Kommunikation könnte die Schritte zum Definieren einer vorgegebenen Anzahl (n) von PN-Folgen, die von N PN-Codefolgen in Antwort auf m zu übertragende Bits in Eingangsdaten ausgewählt werden, und zum Übertragen der definierten n PN-Folgen über ein Übertragungsmedium aufweisen. Die N PN-Codefolgen können N Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode aufweisen.
  • Der Übertragungsschritt kann einen Schritt zum Umwandeln der definierten Codefolgen in eine dem Übertragungsmedium entsprechende Konfiguration aufweisen, bevor die Codefolgen über das Übertragungsmedium übertragen werden.
  • Der Definitionsschritt kann die Schritte zum getrennten Erzeugen von N Manchester-M-Codefolgen und zum selektiven Schalten einer synthetisierten Folge aufweisen, die durch Synthetisieren von N Manchester-M-Folgen erhalten wird, die durch den Definitionsschritt gemäß dem Code von m Bits in den Sendedaten erhalten werden, erzeugt werden, wobei der Schaltschritt synchron mit der Periode der N Manchester-M-Codefolgen ausgeführt wird.
  • Das CSK-Kommunikationsverfahren kann auch die Schritte zum Empfangen der vom Übertragungsmedium getrennten übertragenen Codefolgen und zum Bilden von Empfangsdatenbits mit einem Code aufweisen, der dem Code von m Bits in den Eingangsdaten entspricht, auf dem der übertragene Code basiert.
  • Außerdem kann das CSK-Kommunikationsverfahren die Schritte zum Erzeugen einer Korrelation zwischen den jeweiligen getrennten übertragenen Codefolgen und N Manchester-M-Folgen, um erste bis N-te Korrelationssignale zu erzeugen, Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationssignale, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen, und Synchronisieren des Korrelationsschritts mit einem Datenintervall T aufweisen, das einer Periode der Manchester-M-Folge gleicht.
  • Der Schritt zum Erzeugen der Empfangsdatenbits kann einen Schritt aufweisen, in dem basierend auf den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen erfaßt wird, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  • Der Synchronisierungschritt kann die Schritte zum Erfassen eines Peaks in den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen, zum Bestimmen, ob ein erfaßter Peak in einem vorgegebenen Bereich innerhalb des Datenintervalls T liegt, und zum Einrichten einer Synchronisation zwischen den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen und dem Datenintervall T in Antwort auf eine negative Bestimmung im Bestimmungsschritt aufweisen.
  • Der Synchronisationsschritt kann außerdem einen Schritt aufweisen, in dem bestimmt wird, ob über eine vorgegebene Anzahl (Y) von Datenintervallen kein Träger erfaßt worden ist, wobei in diesem Fall angezeigt wird, daß ein Fehler bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands aufgetreten ist, wodurch zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einer Änderung der Übertragungscharakteristik des Übertragungsmediums zugeschrieben werden kann, und einer Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einem Ende einer Kommunikation zugeschrieben werden kann, unterschieden wird.
  • Der Synchronisationsschritt kann außerdem einen Schritt zum Einstellen der Länge des Datenintervalls aufweisen, wodurch die Peakpositionen, die durch den Erfassungsschritt aufeinanderfolgend erfaßt werden, näher zur Mitte eines vorgegebenen Bereichs innerhalb des Datenintervalls T gebracht werden.
  • In einem CSK-Kommunikationsverfahren könnte eine synthetisierte PN-Codefolge durch Synthetisieren von N PN-Codefolgen mit gleicher Codelänge auf eine vorgegebene Weise in Abhängigkeit vom Code von m Bits in den zu übertragenden Eingangsdaten erzeugt werden, und es könnte die synthetisierte PN-Codefolge übertragen werden, deren Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation immer größer ist als ein Maximalwert im Absolutwert von Kreuzkorrelationen zwischen N PN-Codefolgen.
  • Das Verfahren könnte die Schritte aufweisen: Empfangen der übertragenen Codefolge durch Trennen der Codefolge von einem Übertragungsmedium und Erzeugen von Empfangsdatenbits, die einen Code aufweisen, der dem Code von m Bits in den Eingangsdaten entspricht, auf dem der erzeugte übertragene Code basiert. Die N PN-Codefolgen können N Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode aufweisen.
  • Dieses CSK-Kommunikationsverfahren könnte außerdem die Schritte aufweisen: getrenntes Erzeugen von Korrelationen zwischen den jeweiligen getrennten übertragenen Codefolgen und N Manchester-M-Folgen, um erste bis N-te Korrelationsausgangssignale zu erzeugen, Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen, und Synchronisieren des Korrelatiansschritts mit einem Datenintervall T, das einer Periode der Manchester-M-Folge gleicht.
  • Der Schritt zum Erzeugen von Empfangsdatenbits kann einen Schritt aufweisen, in dem basierend auf den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen erfaßt wird, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  • Der Synchronisationsschritt kann die Schritte aufweisen: Erfassen von Peaks in den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen, Bestimmen, ob ein erfaßter Peak in einem vorgegebenen Bereich innerhalb jedes Datenintervalls T liegt, und Einrichten einer Synchronisation zwischen den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen und dem Datenintervall T.
  • Der Synchronisationsschritt kann außerdem die Schritte aufweisen: Bestimmen, ob über eine vorgegebene Anzahl (Y) von Intervallen ein Träger erfaßt worden ist oder nicht, und Anzeigen, daß ein Fehler bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands aufgetreten ist, wodurch zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einer Änderung der Übertragungscharakteristik des Übertragungsmediums zugeschrieben werden kann, und einer Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einem Ende einer Kommunikation zugeschrieben werden kann, unterschieden wird.
  • Der Synchronisationsschritt kann außerdem einen Schritt zum Einstellen der Länge des Datenintervalls aufweisen, wodurch Peakpositionen, die durch den Erfassungsschritt aufeinanderfolgend erfaßt werden, näher zur Mitte eines vorgegebenen Bereichs innerhalb des Datenintervalls T gebracht werden.
  • Durch das erfindungsgemäße CSK-Kommunikationssystem und -verfahren für eine Sread-Spectrum-Kommunikation ist keine strenge Übereinstimmung zwischen der Manchester-M-Folge an der Empfängerseite und der Manchester-M-Folge an der Senderseite erforderlich, weil die Empfangsdaten durch ein statistisches Verfahren bestimmt werden. Daher wird eine Abweichung in der Manchester-M-Folge nicht immer zu einem Fehler bei der Datendemodulation führen. Außerdem wird ein Ausgangssignal eines Korrelators als Absolutwert bereitgestellt. Daher tritt, wenn bei der Datenübertragung ein Qualitätsabfall in der Signalübertragungscharakteristik des Signalübertragungspfades auftritt, im wesentlichen kein Fehler auf.
  • Die Verwendung von Manchester-M-Codefolgen führt zu einem verminderten Anteil von Niederfrequenzkomponenten im Empfangssignal, so daß ein Kopplungsverlust im Signalübertragungspfad reduziert werden kann. Infolgedessen kann auch eine Stromleitung mit einem hohen Rauschanteil in einem Niederfrequenzband effektiv als Signalübertragungspfad verwendet werden. Insbesondere wird, auch wenn das Rauschen auf der Stromleitung über einen ausgedehnten Bereich Niederfrequenzkomponenten enthält, das erfindungsgemäße Kommunikationssystem durch das Vorhandensein dieses Rauschens kaum beeinflußt.
  • 1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen SS-Kommunikationssystems;
  • 2 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalwellenformen, die an spezifizierten Knoten im in 1 dargestellten herkömmlichen SS-Kommunikationssystem auftreten;
  • 3A, 3B und 3C zeigen Signalwellenformdiagramme zum Darstellen eines im herkömmlichen SS-Kommunikationssystems auftretenden Nachteils;
  • 4 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen CSK-Kommunikationssystems;
  • 5 zeigt ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen CSK-Kommunikationssystems;
  • 6 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines in 5 dargestellten herkömmlichen Synthetisators;
  • 7 zeigt ein Schaltungsdiagramm des in 5 dargestellten Synthetisators;
  • 8 zeigt ein Diagramm zum Darstellen der Arbeitsweise des in 7 dargestellten Synthetisators;
  • 9 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines in 5 dargestellten CSK-Modulators;
  • 10 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalwellenformen, die an spezifizierten Knoten im in 9 dargestellten CSK-Modulator auftreten;
  • 11 zeigt ein Blockdiagramm einer Modifikation des in 9 dargestellten Modulators;
  • 12 zeigt ein Blockdiagramm einer anderen Modifikation des in 9 dargestellten Modulators;
  • 13 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalwellenformen, die an spezifizierten Knoten im in 12 dargestellten CSK-Modulator auftreten;
  • 14 zeigt ein Blockdiagramm eines Demodulators, in dem der in 4 dargestellte N-Folgen-Modulator an der Senderseite für zwei Folgen konstruiert ist;
  • 15 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen einer Beziehung zwischen Sendedaten, zwei Folgen an der Senderseite und demodulierten Signalwellenformen vom 2-Folgen-Demodulator an der Empfängergseite;
  • 16 zeigt ein Blockdiagramm einer Modifikation des in 14 dargestellten Demodulators, der eine SAW- (Surface Acoustic Wave d. h. Oberflächenwelle) Faltungseinheit aufweist;
  • 17 zeigt ein Zeitdiagramm von Wellenformen für Sendedaten mit einer kurzen Länge;
  • 18 zeigt ein Blockdiagramm einer anderen Modifikation des in 14 dargestellten Korrelators;
  • 19 zeigt ein Blockdiagramm einer noch anderen Modifikation des in 14 dargestellten Korrelators;
  • 20 zeigt ein Blockdiagramm einer noch anderen Modifikation des in 14 dargestellten Korrelators;
  • 21 zeigt ein Blockdiagramm einer noch anderen Modifikation des in 14 dargestellten Korrelators;
  • 22 zeigt eine Tabelle zum Darstellen der Funktionsweise eines in 21 dargestellten Vorwärts/Rückwärts-Zählers;
  • 23 zeigt ein Blockdiagramm zum Darstellen einer Gesamtanordnung des in 14 dargestellten Korrelators; 24 zeigt ein Blockdiagramm der in 23 dargestellten Korrelatoreinheit;
  • 25 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels des in 5 dargestellten Korrelators;
  • 26 zeigt ein Blockdiagramm einer Modifikation des in 25 dargestellten Korrelators;
  • 27 zeigt ein Blockdiagramm einer anderen Modifikation des in 25 dargestellten Korrelators;
  • 28 zeigt ein Blockdiagramm einer noch anderen Modifikation des in 25 dargestellten Korrelators;
  • 29 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines in 28 dargestellten Registers;
  • 30 zeigt eine Darstellung einer Beziehung zwischen Manchester-Folgen und Manchester-M-Folgen;
  • 31 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels des in 5 dargestellten Demodulators;
  • 32 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalwellenformen, die an spezifizierten Knoten im in 31 dargestellten Demodulator auftreten;
  • 33 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels der in 5 dargestellten Synchronisationssteuerungsschaltung;
  • 34 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen einer Operation zum Erfassen einer Peakposition;
  • 35 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen einer Operation zum Bestimmen eines eingerichteten Synchronisationszustands;
  • 36 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen einer Operation zum Bestimmen einer Synchronisationsstörung;
  • 37 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen CSK-Modems;
  • 38 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen eines Korrelationssignals, eines Datenintervalls und eines Beobachtungsintervalls im in 37 dargestellten CSK-Modem; und
  • 39 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels der Synchronisationssteuerungsschaltung, die eine Synchronisationsnachführschaltung aufweist.
  • Nachstehend werden unter Bezug auf die 4 bis 39 einige Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen CSK-Kommunikationssystems und -verfahrens für eine Spread-Spectrum-Kommunikation beschrieben.
  • 1. CSK-Modulationssystem
  • Die 4 und 5 zeigen zwei verschiedene Systemkonfigurationen für das SS-Kommunikationssystem, durch das eine CSK-Modulation implementiert wird. Eine tatsächlich übertragene Manchester-M-Folge weist einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation auf, der immer größer ist als ein Maximalwert in den Absolutwerten von Kreuzkorrelationen zwischen N Manchester-M-Folgen.
  • Zunächst wird ein in 4 dargestelltes Kommunikationssystem beschrieben. 4 zeigt eine allgemeine Struktor eines herkömmlichen Kommunikationssystems, das ein CSK-System aufweist, in dem Manchester-M-Folgen verwendet werden.
  • Wie in 4 dargestellt, weist die Senderseite des Systems einen Modulator 11 für N Folgen und eine Sendeschnittstelle 12 auf. Dem Modulator 11 werden zu übertragende Daten "a" (TXD) zugeführt, und der Modulator gibt eine synthetisierte Folge, die durch Synthetisieren der Eingangsdaten "a" mit N PN- (Pseudo-Rauschen) Codefolgen erhalten wird, als Ausgangssignal "b" (TXO) aus. Die zu übertragenden Daten "a" weisen m-Binärbitsignale (z. B. "1" und "0") auf. Der Modulator 11 gibt N synthetisierte Folgen gemäß dem Wert von m digitalen Datenbits aus.
  • Die Konstruktion des Modulators 11 im CSK-System ist am einfachsten, wenn N = 2 und m = 1 ist. In diesem Fall ist der Modulator 11 als 2-Folgen-Modulator konstruiert und gibt eine erste Folge PN1 aus, wenn die zu übertragenden Daten "a" den Wert "0" haben, und eine zweite Folge PN2, wenn die zu übertragenden Daten "a" den Wert "1" haben. Das erfindungsgemäße CSK-System basiert darauf, daß die Anzahl m von Datenbits nicht kleiner ist als zwei.
  • Das Ausgangssignal des 2-Folgen-Modulators 11 wird über die Sendeschnittstelle 12 einem Übertragungspfad zugeführt.
  • Wie vorstehend erwähnt wurde, moduliert die Sendeschnittstelle 12 einen Träger, wodurch eine Kopplung mit einer Stromleitung erreicht wird, wenn eine Power-Line-Kommunikation eingerichtet werden soll. Allgemein gesagt, weist die Sendeschnittstelle 12 einen Mechanismus oder eine Vorrichtung auf, die zum Einrichten einer Verbindung mit einem Übertragungsmedium verwendet wird.
  • Andererseits demoduliert eine Empfangsschnittstelle 13 an der Empfängerseite einen Träger oder trennt ein Signal von einer Stromleitung im Fall einer Power-Line-Kommunikation. Die Empfangsschnittstelle 13 gibt ein Empfangssignal "c" (RXI) aus, das einem N-Folgen-Demodulator (einem 2-Folgen-Demodulator, wenn N = 2 und m = 1 ist) zugeführt wird. Der Demodulator 14 gibt Empfangsdaten "e" (RXD) aus, die einem Binärcode "0" oder "1" der Sendedaten "a" (TXD) entsprechen. Gleichzeitig gibt er immer dann, wenn er ein Trägersignal empfangen hat, auch ein Trägererfassungssignal "f" aus.
  • 5 zeigt die allgemeine Struktur einer zweiten Ausfürhungsform eines Kommunikationssystems, das ein CSK-System aufweist, in dem eine Manchester-M-Folge verwendet wird. An der Senderseite werden mehrere (N) Manchester-M-Folgen-Generatoren 13-1 bis 13-N bereitgestellt, die jeweils wechselseitig verschiedene Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode erzeugen. Die N Manchester-M-Folgen haben die gleiche Codelänge, und eine Manchester-M-Folge, die tatsächlich übertragen wird, hat einen Maximalwert im Absolutwert der Autokorrelation, der immer größer ist als ein Maximalwert im Absolutwert von Kreuzkorrelationen zwischen N M-Folgen. Codierte Ausgangssignale der Generatoren 13-1 bis 13-N werden einem Synthetisator 133 zugeführt.
  • Zur Erläuterung kann ein Synthetisator 133 z. B. einen Selektor mit N Eingängen und einem Ausgang aufweisen, wie in 6 dargestellt. Der Synthetisator 133 gibt selektiv ein spezifisches Eingangssignal, das aus von den Generatoren 13-1 bis 13-N zugeführten N Eingangssignalen ausgewählt wird, gemäß den in der Form von m Binärbits (z. B. "1" oder "0") zu übertragenden Eingangsdaten aus, die über einen Seriell-Parallel-Wandler 133A zugeführt werden. Auf diese Weise wird eine von N Manchester-M-Folgen im wesentlichen unverändert selektiv ausgegeben. Daher synthetisiert der Synthetisator 133 selbst nicht verschiedene M-Folgen. Es ist jedoch klar, daß eine solche "selektive" Operation als eine "Synthetisierungs"-operation konstruiert sein kann, insofern ein Ausgangssignal des Synthetisators 133 so betrachtet wird, daß es eine spezifische von N Manchester-M-Folgen aufweist, die tatsächlich ausgegeben wird und der die restlichen N-1 Manchester-M-Folgen hinzugefügt sind, denen ein Gewicht "null" zugeordnet ist.
  • Wenn der Synthetisator 133 auf die vorstehend erwähnte Weise durch einen Selektor gebildet wird, kann die Kommunikationsgeschwindigkeit im Vergleich zur Verwendung einer einzigen Manchester-M-Codefolge, wie in einem herkömmlichen CSK-System, entsprechend der Anzahl der Generatoren 13-1 bis 13-N um den Faktor N erhöht werden. Dies ist anhand der Tatsache verständlich, daß die durch den Seriell-Parallel-Wandler 133A ausgeführte Seriell-Parallel-Umwandlungsoperation anstatt auf der Basis eines einzelnen Bits bezüglich der zugeführten Sendedaten TXD auf der Basis von N Bits ausgeführt wird.
  • Der erfindungsgemäße Synthetisator 133 weist einen Addierer auf, der N Manchester-M-Folgen in Antwort auf die in der Form von m Bits zugeführten Sendedaten TXD selektiv aufsummiert. Wenn beispielsweise N = 3 (d. h., die Folgen bestehen aus Folgen N1, N2 und N3) und m = 3 ist (d. h die Daten weisen m1, m2 und m3 Bits auf), können in Antwort auf acht Werte der zugeführten Sendedaten TXD mit den Werten "000" bis "111" acht verschiedene synthetisierte Codefolgen ausgegeben werden, z. B. 0, N1, N2, N3, N1 + N2, N1 + N3, N2 + N3 und N1 + N2 + N3, wie in 8 dargestellt ist.
  • Gemäß 5 ist die Operation des Synthetisators 133 mit der Periode von Manchester-M-Codes synchronisiert, die durch die Generatoren 13-1 bis 13-N erzeugt werden, und alle Daten, die einen Binärcode aufweisen, d. h. "1" oder "0", werden durch eine Manchester-Codefolge mit einer Periode dargestellt. Das derart synthetisierte codierte Ausgangssignal wird als Sendesignal TXO übertragen, das über eine Sendeschnittstelle 112A einem Signalübertragungspfad oder -medium zugeführt wird.
  • Wenn Addierer verwendet werden, um den Synthetisator 133 zu bilden, können auf der Basis von N Manchester-M-Folgen maximal 2N synthetisierte Folgen ausgegeben werden. In, diesem Fall kann eine Übertragungsgeschwindigkeit erreicht werden, die im Vergleich zum Faktor N, der durch den Synthetisator 133 erhalten wird, der aus dem Selektor konstruiert ist, der N synthetisierte Folgen ausgibt, um einen Faktor 2N erhöht ist.
  • Beim Schalt- oder Auswahlvorgang für die N verschiedenen Manchester-M-Codefolgen, hängt die Auswahl der synthetisierten Folge vom Binärcode von m-Bits in den zu übertragenden Eingangsdaten TXD ab. Daher wird dieses Modulationssystem als "CSK- (Code Shift Keying) Modulationssystem" bezeichnet. Im CSK-Modulationssystem können auch von Manchester-M-Folgen verschiedene PN-Codefolgen verwendet werden.
  • An der Empfängerseite weist das in 5 dargestellte System eine Empfangsschnittstelle 112B auf, die einen Träger demoduliert, ein Signal von einer Stromleitung trennt oder entkoppelt oder eine A/D- (Analog/Digital-) Umwandlung ausführt. Die Empfangsschnittstelle 112B wandelt das über das Signalübertragungsmedium empfangene Signal in ein digitales Empfangssignal RXI um. Die Empfängerseite weist außerdem N Korrelatoren 12-1 bis 12-N, einen Demodulator 123, eine Trägererfassungsschaltung 124 und eine Synchronisationssteuerungsschaltung 125 auf.
  • Das digitale Empfangssignal RXI, das über die Empfangsschnittstelle 112B zugeführt wird, wird ersten bis N-ten Korrelatoren 12-1 bis 12-N zugeführt. Manchester-M-Codefolgen, die beispielsweise durch den Generator 13-1 zugeführt werden, werden im ersten Korrelator 12-1 vorgeladen und mit dem Empfangssignal RXI korreliert. D. h., eine durch den Generator 13-i (1 ≤ i ≤ N) erzeugte Manchester-M-Codefolge wird im i-ten Korrelator 12-i vorgeladen und mit dem Empfangssignal RXI korreliert. Die Korrelationsausgangssignale von den Korrelatoren 12-1 bis 12-N werden dem Demodulator 123 zugeführt, wo ein demoduliertes Signal mit m Binärsignalbits gemäß den Eingangskorrelationswerten ausgewählt und. als Empfangsdaten RXD ausgegeben wird. Insbesondere wird, wenn ein bestimmter Korrelator 12-i ein Korrelationsausgangssignal mit einem Peakwert aufweist, der einen vorgegebenen Pegel überschreitet, ein entsprechender Manchester-M-Folgen-Generator 13-i auf der Senderseite spezifiziert, wodurch ein zugeführtes Sendesignal RXI spezifiziert wird, auf dem basierend dieser Generator ausgewählt wurde. Wenn beispielsweise N = 2 ist, wird, wenn ein erster Korrelator 12-1 ein Korrelationsausgangssignal aufweist, dessen Peakwert größer ist als das Korrelationsausgangssignal des zweiten Korrelators 12-2, ein Empfangsdatenelement "0" vom Demodulator 123 ausgegeben. Wenn dagegen ein Korrelationsausgangssignal vom zweiten Korrelator 12-2 einen Peakwert aufweist, der größer ist als derjenige des Korrelationsausgangssignals des ersten Korrelators 12-1, wird ein Empfangsdatenelement "1" vom Demodulator 123 ausgegeben.
  • Die Korrelationsausgangssignale werden außerdem der Trägererfassungsschaltung 124 und der Synchronisationssteuerungsschaltung 125 zugeführt. Die Trägererfassungsschaltung 124 ist dazu geeignet, das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Trägers vom empfangenen Korrelationsausgangssignal zu erfassen, und die Trägererfassungsschaltung gibt ein Trägererfassungssignal (CDS) als Ausgangssignal aus, das der Synchronisationssteuerungsschaltung 125 zugeführt wird. Die Information über das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Trägers wird verwendet, um zu bestimmen, ob tatsächlich Empfangsdaten RXD empfangen worden sind oder nicht. Wenn der Träger erfaßt wird, erzeugt die Synchronisationssteuerungsschaltung 125 ein Synchronisierungssignal (Sync S), das dem Demodulator 123 und der Trägererfassungsschaltung 124 zum Zweck der Demodulation und der Trägererfassung zugeführt wird.
  • Auf die vorstehend beschriebene Weise werden im CSK-Kommunikationssystem von 5 ein Paar Korrelationsausgangssignale an der Empfängerseite einer Vergleichsoperation unterzogen, um gemäß einer als Vergleichsergebnis erfaßten Differenz zu bestimmen, ob das Empfangsdatenelement den Wert "0" oder "1" darstellt. Daher muß an der Empfängerseite die Manchester-M-Folge mit der Manchester-M-Folge an der Senderseite nicht streng korreliert sein, so daß auch in diesem Fall die Daten im wesentlichen fehlerfrei demoduliert werden können.
  • Wenn ein Ausgangssignal vom Korrelator 12-i in der Form eines Absolutwertes verwendet wird, wird auch dann im wesentlichen kein Fehler erzeugt, wenn das Sendesignal auf dem Signalübertragungspfad invertiert und ein positiver Peakwert in einen negativen Peakwert geändert wird. Außerdem ermöglicht es die Manchester-M-Folge, daß Niederfrequenzkomponenten im Empfangssignal vermindert werden, was dazu geeignet ist, einen mit dem Signalübertragungspfad verbundenen Kopplungsverlust wesentlich zu unterdrücken.
  • 2. Senderseite
  • 9 zeigt ein Beispiel des in 5 dargestellten CSK-Modulators 11, während 10 ein Zeitdiagramm von an spezifizierten Knoten im in 9 dargestellten CSK-Modulator erscheinenden Signalwelenformen zeigt. Nachstehend wird die Funktionsweise einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen CSK-Modulators unter Bezug auf diese Figuren beschrieben.
  • Wie in 9 dargestellt, sind N Manchester-M-Folgen-Generatoren 13-1 bis 13-N im CSK-Modulator 111 so angeordnet, daß zwei benachbarte Generatoren 13-i, 13-i + 1 (wobei i eine ungerade Zahl darstellt) ein Paar bilden. Jedes Generatorpaar 13-i, 13i + 1 weist ein Schieberegister 190 oder 191 mit drei Stufen (n = 3) auf. Beispielsweise weist der erste Generator 131 ein Schieberegister 190 mit Schaltstufen FF11, FF12 und FF13 auf, während das Schieberegister 191 des zweiten Generators 13-2 Schaltstufen FF21, FF22 und FF23 aufweist. Jedes der Schieberegister 190 und 191 verschiebt Daten zu einem Zeitpunkt, der durch ein durch einen Taktsignalgenerator (OSC) 134 erzeugtes Taktsignal bestimmt wird.
  • Das Schieberegister 190 (mit den Stufen FF11 bis FF13) und das Schieberegister 191 (mit den Stufen FF21 bis FF23) weisen verschiedene Rückkopplungsschaltungen auf. Insbesondere werden durch das Schieberegister 190 Ausgangssignale von der zweiten Stufe FF12 und der dritten Stufe FF13 über eine XOR-Schaltung 131a zur Eingangsstufe FF11 zurückgekoppelt, während durch das Schieberegister 191 Ausgangssignale von der Eingangsstufe FF21 und der dritten Stufe FF23 über eine XOR-Schaltung 132a zur Eingangsstufe FF21 zurückgekoppelt werden.
  • Kombinationen der Schieberegister 190 und 191 und dieser Rückkopplungsschaltungen bilden zusammen M-Folgen-Generatoren (PN-Code-Generatoren). Das Taktsignal CK wird zusammen mit einem codierten Ausgangssignal von der Endstufe FF13 des Schieberegisters 190 einer XOR-Schaltung 137 zugeführt, während ein codiertes Ausgangssignal von der Endstufe FF23 des Schieberegisters 191 zusammen mit dem Taktsignal CK einer XOR-Schaltung 138 zugeführt wird, wodurch eine Manchester-M-Folge erzeugt wird.
  • Der CSK-Modulator 111 weist eine Phasensynchronisierungsschaltung auf, die aus einer Phaseninitialisierungseinheit (PIU) 135 und einer NAND-Schaltung 136 gebildet wird, wobei die Struktur derart ist, daß, wenn der Manchester-M-Folgen-Generator 13-i auf eine vorgegebene Phase eingestellt ist (z. B. alle "1"), der Manchester-M-Folgen-Generator 13-i + 1 auf eine vorgegebene Phase (Anfangsphase) eingestellt ist. Die Phaseninitialisierungseinheit 135 wird durch die Schaltstufen FF21 bis FF23 des Schieberegisters 191 auf einen Anfangscode gesetzt, wobei die Einheit 135 auf einen beliebigen Code (außer alle "0") gesetzt werden kann. Wenn alle Schaltstufen FF11 bis FF13 des Schieberegisters 190 auf "1" gesetzt sind (was einmal pro Periode T der Manchester-M-Folge der Fall ist), weist ein Ausgangssignal der NAND-Schaltung 136 einen niedrigen Pegel auf. Wenn das Taktsignal CK zum nächstenmal ansteigt, wird der Code, der durch die Phaseninitialisierungseinheit 135 gesetzt ist, in die Schaltstufen FF21 bis FF23 des Schieberegisters 191 geladen.
  • Die Ausgangssignale der Manchester-M-Folgen-Generatoren 13-i und 13-i + 1 oder die Ausgangssignale der XOR-Schaltungen 137 und 138 werden dem Synthetisator 133 zugeführt, der mit Hilfe der Sendedaten TXD mit der Periode der Manchester-M-Folge (oder mit dem Datenintervall) T betrieben wird. Ein Ausgangssignal der NAND-Schaltung 136 wird einem Datenprozessor, z. B. einem Mikrocomputer, als Sendeanforderungssignal zugeführt. Jedesmal wenn das Sendeanforderungssignal dem Datenprozessor zugeführt wird, führt dieser die Sendedaten TXD in der Form von m Bits dem Synthetisator 133 zu.
  • 11 zeigt ein anderes Beispiel des CSK-Modulators. Im Gegensatz zum in 9 dargestellten CSK-Modulator weist der in 11 dargestellte CSK-Modulator keine XOR-Schaltungen 137 und 138 in jedem der Manchester-M-Folgen-Generatoren 13 – iA und 13 – (i + 1)A auf. Stattdessen ist eine XOR-Schaltung 139, die ein moduliertes Ausgangssignal MDout vom Synthetisator 133 und ein Taktsignal CK empfängt, mit dem Ausgang des Synthetisators 133 verbunden, um Manchester-M-Folgen auszugeben. Die Ausgangssignale der Manchester-M-Folgen-Generatoren werden durch Codes in den Endstufen der Schieberegister dargestellt, die dem Synthetisator 133 zugeführt werden. Der Synthetisator 133 schaltet die Ausgänge von N Manchester-M-Folgen-Generatoren 13-1A bis 13-NA mit einem dem Code von m Bits der Sendedaten TXD entsprechenden Datenintervall.
  • Eine Ein-Takt-Latch-Schaltung kann mit dem Ausgang des in 9 dargestellten Synthetisators 133 oder mit dem Ausgang der in 11 dargestellten XOR-Schaltung verbunden sein, um die Wellenform des Sendesignals TXD zu formen.
  • 12 zeigt ein weiteres Beispiel des CSK-Modulators, und 13 zeigt ein Zeitdiagramm von an spezifizierten Knoten im in 12 dargestellten CSK-Modulator erscheinenden Signalwelenformen. Im in 12 dargestellten CSK-Modulator 111 weist ein Manchester-M-Folgen-Generator ein Schieberegister 192 mit mehreren Schaltstufen, eine mit dem Schieberegister 192 verbundene Rückkopplungsschaltung und eine XOR-Schaltung auf, die ein Ausgangssignal vom Schieberegister 192 und ein von einem Taktsignalgenerator 194 zugeführtes Taktsignal empfängt, wodurch mehrere XOR-Schaltungen auf eine einzige XOR-Schaltung reduziert werden. Zur Erläuterung ist der CSK-Modulator 111 für den Fall dargestellt, daß N = 2 und m = 1 ist. Ein erster Manchester-M-Folgen-Generator weist ein Schieberegister 192 mit Schaltstufen FF1, FF2 und FF3, eine XOR-Schaltung 13-1a, die eine Rückkopplungsschaltung darstellt, und eine XOR-Schaltung 139 auf, die einen Manchester-Code erzeugt.
  • Ein zweiter Manchester-M-Folgen-Generator weist ein Schieberegister 192 (FF1, FF2, FF3), eine XOR-Schaltung 13-2a, die eine Rückkopplungsschaltung bildet, und die XOR-Schaltung 139 auf, die einen Manchester-Code ausgibt. Das Schieberegister 192 wird, ebenso wie die XOR-Schaltung 139, für beide Manchester-M-Folgen-Generatoren gemeinsam verwendet. D. h., das Schieberegister 192 und die XOR-Schaltung 13-1a bilden in Kombination einen ersten M-Folgen-Generator, während das gleiche Schieberegister 192 und die XOR-Schaltung 13-2a in Kombination einen zweiten M-Folgen-Generator bilden. Eine Kombination aus dem ersten M-Folgen-Generators und der XOR-Schaltung 139 definiert einen ersten Manchester-M-Folgen-Generator, während eine Kombination aus dem zweiten M-Folgen-Generator und der XOR-Schaltung 139 einen zweiten Manchester-M-Folgen-Generator bildet.
  • Eine Rückkopplungsschaltung oder die XOR-Schaltung 13-1a dient dazu, eine Rückkopplungsverbindung zwischen den Ausgängen der zweiten Stufe FF2 und der dritten Stufe FF3 des Schieberegisters 192 und der Eingangsstufe FF1 bereitzustellen, während die XOR-Schaltung 13-2a dazu dient, eine Rückkopplungsverbindung zwischen den Ausgängen der ersten Stufe FF1 und der zweiten Stufe FF2 des Schieberegisters 192 und der Eingangsstufe FF1 bereitzustellen.
  • Die Rückkopplungsschaltungen der beiden Manchester-M-Folgen-Generatoren unterscheiden sich voneinander. Der Synthetisator 133 ist mit der Rückkopplungsschaltung verbunden, wodurch Ausgangssignale D1 und D2 der XOR-Schaltungen 13-1a und 13-2a dem Synthetisator 133 zugeführt werden, der durch einen Selektor mit zwei Eingängen und einem Ausgang gebildet wird. Ein Ausgangssignal des Synthetisators 133 wird der Eingangsstufe FF1 des Schieberegisters 192 zugeführt.
  • Der Synthetisator 133 arbeitet gemäß den zu übertragenden Binärdaten TXD, d. h. in Abhängigkeit davon, ob diese den Wert "1" oder "0" aufweisen, in Antwort auf ein Q-Ausgangssignal einer D-Flipflop-Schaltung 130 innerhalb der Periode der Manchester-M-Codefolge oder des Datenintervalls. Ein Ausgangstaktsignal von einem Taktsignalgenerator 134 wird dem Schieberegister 192 zugeführt, um die Schaltoperation des Schieberegisters 192 zu steuern, und wird außerdem der D-Flipflop-Schaltung 130 zugeführt.
  • Wenn alle Stufen FF1, FF2 und FF3 des Schieberegisters 192 den Wert "1" enthalten (was einmal pro Periode T der Fall ist), wird ein Ausgangssignal der NAND-Schaltung 136 auf einen niedrigen Pegel gesetzt, und dieses Ausgangssignal wird der D-Flipflop-Schaltung 130 als Enable-Signal EN zugeführt. Wenn das Enable-Signal EN einen niedrigen Pegel aufweist, kann die D-Flipflop-Schaltung 130 die zu übertragenden Eingangsdaten TXD an der abfallenden Flanke des Taktsignal empfangen und die Daten TXD dem Synthetisator 133 als Steuersignal zuführen.
  • Die Rückkopplungsschaltung des Manchester-M-Folgen-Generators (erster oder zweiter Generator) wird in Antwort auf eine Schaltoperation des Synthetisators 133 geschlossen, und das Ausgangssignal MDout des M-Folgen-Generators (d. h. das Ausgangssignal von der Endstufe des darin angeordneten Schieberegisters), für das die Rückkopplungsschaltung geschlossen wird, wird der XOR-Schaltung 139 zugeführt. Das Taktsignal CK wird der XOR-Schaltung 139 zugeführt. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal MDout des M-Folgen-Generators in einen Manchester-Code umgewandelt, der anschließend als Sendesignal TXO ausgegeben wird.
  • Gegebenenfalls kann ein Ausgangssignal der NAND-Schaltung 136 einem Datenprozessor, z. B. einem Mikrocomputer, als Sendeanforderungssignal zugeführt werden, so daß der Datenprozessor das nächste Bit in den Sendedaten-TXO erzeugen kann. Außerdem kann eine Ein-Takt-Latch-Schaltung mit dem Ausgang der XOR-Schaltung 139 verbunden sein, um die Wellenform des Sendesignals TXO zu formen.
  • 3. Empfängerseite
  • 14 zeigt ein Beispiel des in 4 dargestellten Demodulators, wobei seine Implementierung spezifisch durch einen 2-Folgen-Demodulator dargestellt ist. 15 zeigt ein Zeitdiagramm der Signalwellenformen für in den 4 und 14 dargestellte Signale "a", "b", "e", "f", "d1" und "d2". Nachstehend wird der 2-Folgen-Demodulator 14 unter Bezug auf diese Figuren beschrieben.
  • In 14 wird ein empfangenes und moduliertes Signal "c" (RXI) einem ersten Korrelationsabschnitt 141 zugeführt, wo das empfangene Signal "c" mit einer ersten Folge PN1 korreliert wird, und außerdem einem zweiten Korrelationsabschnitt 142, wo das empfangene Signal "c" mit einer zweiten Folge PN2 korreliert wird. Korrelationsausgangssignale "d1" und "d2" von den Korrelationsabschnitten 141 und 142 werden dann Vergleichern 143 bzw. 144 zugeführt, wo sie mit einem Schwellenwert VR verglichen werden. Wenn das Signal "c" grö ßer ist als der Schwellenwert VR, gibt jeder der Vergleicher 143 und 144 einen Impuls mit dem Wert "1" aus. Die Ausgänge der Vergleicher 143 und 144 sind mit einem R- bzw. S-Eingang eines RS-Flipflops 145 verbunden. Wie in 14 dargestellt, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 143 dem R-Eingang zugeführt, während das Ausgangssignal des Vergleichers 144 dem S-Eingang zugeführt wird.
  • Weil das Sendedatenelement "0" der ersten Folge PN1 zugeordnet ist, ist das RS-Flipflop 145 so angeordnet, daß es zurückgesetzt wird, wenn das empfangene Signal "c" die erste Folge PN1 ist (und das Ausgangssignal des Flipflops 145 den Wert "0" hat), während das Flipflop 145 gesetzt wird, wenn das empfangene Signal "c" die zweite Folge PN2 ist (und das Ausgangssignal des Flipflops 145 den Wert "1" hat).
  • Die Wellenformen der Korrelationsausgangssignale "d1" und "d2" und die demodulierten Daten "e" vom RS-Flipflop 145 an der Empfängerseite sind in 15 dargestellt. Anhand dieser Figur ist ersichtlich, daß am Ende der jeweiligen Perioden ein Korrelationspeak angeordnet ist.
  • Eine Trägererfassungsschaltung 15 in 14 weist eine ODER-Schaltung 15A und einen Zeitgeber 15B auf. Die Trägererfassungsschaltung 15 gibt immer dann ein Signal "f" aus, wenn kein Trägersignal empfangen wird. Die Ausgangssignale von den Vergleichern 143 und 144 werden über die ODER-Schaltung 15A dem Zeitgeber 15B zugeführt. Der Zeitgeber 15B wird durch einen Ausgangsimpuls von der ODER-Schaltung 15A gesetzt und gibt ein Signal "f" aus, das für ein vorgegebenes Zeitintervall den Wert "1" beibehält und dann nach Ablauf des Zeitintervalls auf den Wert "0" gesetzt wird. Dieses vorgegebene Zeitintervall wird so gewählt, daß es länger ist als die Periode T des PN-Codes (vgl. 15). Daher behält, wenn während des vorgegebenen Zeitintervalls ein Korrelationsausgangssignal vorhanden ist, das Signal "f" den Wert "1" bei, und wenn kein Korrelationsausgangssignal vorhanden ist, wird, nachdem das vorgegebene Zeitintervall verstrichen ist, das Signal "f" auf "0" gesetzt, und es wird keine Operation zum Erfassen des Vorhandenseins eines Trägers ausgeführt.
  • Mit dem vorstehend beschriebenen 2-Folgen-Demodulator 14 können empfangene Daten "1" oder "0" gewonnen werden, indem lediglich ein Synchronisationszustand erfaßt und das RS-Flipflop 145 gestartet oder aktiviert wird. Dies unterscheidet sich vom in 4 dargestellten System, in dem die empfangenen Daten "0" oder "1" als korrelierte Wellenform erzeugt werden, die aus einem empfangenen und modulierten Signal erhalten werden. Aus diesem Grunde ist die Phase des PN-Codes an der Empfängerseite mit dem PN-Code an der Senderseite streng korreliert. Wenn ein Absolutwert eines Korrelationsausgangssignals verwendet wird, wird während des Datendemodulationsvorgangs im wesentlichen kein Fehler auftreten.
  • Der in 14 dargestellte 2-Folgen-Demodulator 14 weist auf: einen Korrelator, in dem ein empfangenes Signal durch Korrelationsabschnitte 141 und 142 mit Codes PN1 und PN2 korreliert wird, die durch zwei PN-Code-Generatoren außerhalb des Demodulators 14 zugeführt werden, eine Demodulatoreinheit, in der Daten gemäß einem Ausgangssignal vom Korrelator demoduliert werden, und eine Trägererfassungsschaltung 15.
  • 16 zeigt einen anderen 2-Folgen-Demodulator. In dieser Ausführungsform werden SAW- (Surface Acoustic Wafe) Faltungseinheiten 41 und 42 verwendet. Die in 16 dargestellte Schaltungsstruktur ist mit Ausnahme der SAW-Faltungseinheiten mit der in 14 dargestellten Schaltungsstruktur im wesentlich identisch. Insbesondere wird ein erster PN-Code, der Sendedaten entspricht, die einen Binärcode "0" darstellen, in einer ersten SAW-Faltungseinheit 41 mit dem Code PN1 korreliert, während ein zweiter PN-Code, der Sendedaten entspricht, die einen Binärcode "1" darstellen, in einer zweiten SAW-Faltungseinheit 42 mit dem Code PN2 korreliert wird. Hierbei ist das empfangene Signal "c" ein Analogsignal.
  • 17 zeigt Signalwellenformen, die in der in 16 dargestellten Schaltung in Verbindung mit vier Bits auftreten, die die Sendedaten bilden. Ein Ausgangssignal "f" von der Trägererfassungsschaltung 15 wird nach einer Zeitdauer (t + T) auf "0" zurückgesetzt, die verstrichen ist, seitdem der Zeitgeber 15B gesetzt wurde, wobei T ein Bitdatenintervall darstellt und t > T ist.
  • Nachstehend werden verschiedene Beispiele des in 14 dargestellten Korrelators unter Bezug auf die 18 bis 24 beschrieben. In der nachfolgenden Beschreibung verschiedener Beispiele des Korrelators stellen Eingangsdaten eines in 18 dargestellten Korrelators ein Analogsignal dar, während Eingangsdaten eines in den 19 bis 24 dargestellten Korrelators ein Digitalsignal darstellen, das durch Umwandeln eines Analogsignals in eine digitale Form erhalten werden kann.
  • In 18 ist ein Empfangssignal ein Digitalsignal, das einem Paar Korrelationsabschnitten 50(1) und 50(2) im Korrelator zugeführt wird. Nur der Korrelationsabschnitt 50(1) ist detailliert dargestellt, und es ist klar, daß beide Korrelationsabschnitte 50(1) und 50(2) ähnlich konstruiert sind.
  • Ein Empfangssignal wird im Korrelationsabschnitt 50(1) mit einer ersten Folge PN1 korreliert und außerdem im Korrelationsabschnitt 50(2) mit einer zweiten Folge PN2 korreliert. Ein Statusmuster der ersten Folge PN1 wird durch ein Register 51 fixiert und gespeichert. Daher ist die Anzahl von Stufen der ersten Folge PN1 der Codelänge N gleich. Ein derartiges Datenmuster wird durch PN1-1, PN1-2, ..., PN1-N dargestellt. Das Empfangssignal wird einem ersten Schieberegister 52 zugeführt, wo der Inhalt des Empfangssignals von Stufe zu Stufe verschoben wird. Ein Ausgangssignal jeder Stufe des Schieberegisters 52 wird einem der Eingänge jeweiliger XOR-Schaltungen zugeführt, die in einem XOR-Satz 53 angeordnet sind, der n (= N × m) XOR-Schaltungen aufweist. Alle Ausgangssignale des XOR-Satzes 53 werden durch einen Akkumulator 54 akkumuliert, der ein Korrelationsausgangssignal "d1" ausgibt.
  • Im Beispiel von 18 weist das Schieberegister 52, um die Genauigkeit der Korrelationsoperation zu verbessern, n (= N × m) Stufen auf, wodurch ermöglicht wird, daß jedes von m Datenbits mit N Bits im festen Datenmuster für die erste Folge PN1 korreliert wird. Ein Schiebetakt wird mit dem Faktor m multipliziert.
  • Es kann ein Korrelator für ein analoges Empfangssignal verwendet werden, indem das Schieberegister 52 durch eine Verzögerungsleitung mit n (= N × m) Abgriffen ersetzt wird und den Satz von XOR-Schaltungen 53 durch einen Satz von Multiplizierern ersetzt wird und an Stelle des Akkumulators 54 ein Analogaddierer bereitgestellt wird.
  • 19 zeigt ein anderes Beispiel des in 14 dargestellten Korrelators, der als ein einzelnes gemeinsames Schieberegister konstruiert ist, wodurch die Schaltungsstruktur vereinfacht werden kann. Es sind Speicherregister 611 und 621 zum Speichern fester Muster für die erste Folge PN1 bzw. die zweite Folge PN2 vorgesehen. Ein Schieberegister 610 weist mehrere Stufen auf, deren Anzahl gleich n (= N × m) ist und denen ein Empfangssignal zugeführt wird, wobei das Schieberegister für die Korrelation mit der ersten und der zweiten Folge gemeinsam verwendet wird. Das einzelne Schieberegister 610 ist sowohl mit einem Netzwerk für die erste Folge verbunden, das einen Satz 612 von XOR-Schaltungen und einen Akkumulator 613 aufweist, der ein erstes Korrelationsausgangssignal "d1" ausgibt, als auch mit einem anderen Netzwerk für die zweite Folge, das einen Satz 622 von XOR-Schaltungen und einen anderen Akkumulator 623 aufweist, der ein zweites Korrelationsausgangssignal "d2" ausgibt.
  • Der in 19 dargestellte Korrelator ist zur Verwendung beim Empfang eines Digitalsignals konstruiert und kann außerdem zur Verwendung beim Empfang eines Analogsignals angepaßt werden, indem das Schieberegister 610 durch eine Verzögerungsleitung mit Abgriffen, die Sätze 612 und 622 der XOR-Schaltungen durch einen Satz von Multiplizierern und die Akkumulatoren 613 und 623 durch einen Analogaddierer ersetzt werden.
  • 20 zeigt einen Korrelationsabschnitt eines noch anderen Beispiels des in 14 dargestellten Korrelators. Der Korrelationsabschnitt weist einen Korrelatorblock 70, Register 72 und einen als Satz von Addierern 73 ausgebildeten Akkumulator auf. Durch diese Struktur kann die Anzahl der im in 18 dargestellten Korrelator verwendeten Schaltungen reduziert werden. Diese Schaltungsstruktur ist in der JP-A-160954/1988 ausführlich beschrieben.
  • Im in 18 dargestellten Korrelator wird eines der Bits des festen Musters einer entsprechenden der XOR-Schaltungen im Satz 53 zugeführt, der n (= N × m) XOR-Schaltungen aufweist, und die Ausgangssignale von allen XOR-Schaltungen werden durch den Akkumulator 54 akkumuliert. Vorausgesetzt, daß ein Empfangssignal in 18 ein Digitalsignal ist, werden die Ausgangssignale zweier benachbarter XOR-Schaltungen im Satz 53 durch einen Addierer einer ersten Stufe im Akkumulator 54 addiert, und Ausgangssignale zweier benach barter Addierer der ersten Stufe werden durch einen entsprechenden Addierer einer zweiten Stufe addiert. Dadurch wird die Gesamtzahl von Addierern im Akkumulator 54 groß.
  • Im in 20 dargestellten Korrelationsabschnitt wird dagegen ein Korrelatorblock 70 aus mehreren Korrelationseinheiten 71(1) bis 71(7) gebildet. Ein im Korrelationsabschnitt von 20 verwendeter M-Folgen-Code hat eine Codelänge von 7 Bits. Jede der Korrelationseinheiten 71(1) bis 71(7) z. B. dient dazu, ein Bit im festen Muster mit m Datenbits (SF1 bis SFm, wie in 18 dargestellt) von N × m Bits in den Empfangsdaten zu korrelieren.
  • Im in 20 dargestellten, derart konstruierten Korrelationsabschnitt werden mit m Datenbits in Beziehung stehende Korrelationswerte in einem Schritt unter Verwendung eines Up-Down-Zählers unter Berücksichtigung der Beziehung zwischen einem Eingangssignal und einem Ausgangssignal eines m-stufigen Schieberegisters addiert. Insbesondere empfängt ein erstes Register 72 die erste Folge PN1 mit einer Codelänge von 7 Bits, in der Bits M1 bis M7 gespeichert sind.
  • Anschließend empfängt der Korrelatorblock 70 ein Empfangssignal, das durch die Korrelationseinheiten 71(1) bis 71(7) geschoben wird, wobei jede Einheit eine Korrelation davon erzeugt.
  • Wie in 21 dargestellt ist, wird jede der Korrelationseinheiten 71 (71(1) bis 71(7)) aus einem 8-stufigen Schieberegister 71A, einem Paar XOR-Schaltungen 71B und 71C und einem Auf/Ab-Zähler 71D gebildet, der eine Korrelation zwischen Bitwerten M von Eingangssignalen Di und PN1 zählt.
  • 22 zeigt eine Tabelle zum Darstellen einer durch den Zähler 71D ausgeführten Korrelationszähloperation. Alle Korrelationszählwerte von den Korrelationseinheiten 71(1) bis 71(7) werden durch einen in 20 dargestellten Addiererblock addiert, der ein Korrelationssignal d1 erzeugt. Auf ähnliche Weise kann ein Korrelationssignal d2 unter Verwendung einer ähnlichen Schaltungsstruktur von PN2 erzeugt werden.
  • Durch den Korrelationsabschnitt von 20 kann die Gesamtzahl von Addierern in dem Satz erheblich reduziert werden, wodurch die Schaltungsstruktur vereinfacht werden kann. Dies ist auch bezüglich einer effektiven Verminderung der erreichten Phasenverzögerung vorteilhaft. Obwohl ein Paar von in 20 dargestellten Korrelatorblöcken für PN1 und PN2 im Korrelator getrennt bereitgestellt wird, kann das Schieberegister 71A in 21 für PN1 und PN2 gemeinsam verwendet werden.
  • 23 zeigt ein Beispiel einer Gesamtstruktur eines Korrelators, in dem der in 22 dargestellte Korrelatorblock verwendet wird, und 24 zeigt die Konstruktion der in 23 dargestellten Korrelationseinheit. Weil diese Konfigurationen anhand der vorstehenden Beschreibung klar sind, werden sie hierin nicht ausführlich beschrieben.
  • Nachstehend wird die Funktionsweise des in 5 dargestellten Korrelators unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. 25 zeigt eine Ausführungsform des in 5 dargestellten Korrelators. Es wird vorausgesetzt, daß die Anzahl von Korrelatoren in 5 N beträgt, wobei in diesem Beispiel N = 2 ist.
  • Wie in 25 dargestellt, weist ein Paar Korrelationsabschnitte (die nachstehend lediglich als Korrelatoren bezeichnet werden) 12-1 und 12-2 n-stufige Register 241a bzw. 241b auf. Manchester-Code-M-Folgen, die durch im Modulator 111 in 5 angeordnete Manchester-Code-Generatoren 13-1 und 13-2 erzeugt werden, werden in die Register 241a bzw. 241b vorgeladen.
  • Eine durch das n-stufige Schieberegister erzeugte M- Folge hat eine Codelänge von 2n – 1. Im Modulator 111 wird die M-Folge in einen Manchester-Code umgewandelt, und daher weist jedes der Register 241a und 241b N = 2(2n – 1) Stufen auf. Andererseits wird ein digitales Empfangssignal RXI, das über eine Empfangsschnittstelle 112B zugeführt wird, Schieberegistern 242a und 242b zugeführt, die in den Korrelatoren 12-1 bzw. 12-2 angeordnet sind. Jedes dieser Schieberegister 242a und 242b weist N Stufen auf und wird durch das Taktsignal CK angesteuert, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie diejenige des Taktsignals im Modulator 11.
  • Im Korrelator 12-1 werden ein in eine Schaltstufe des Registers 241a geladener Code und ein einer entsprechenden Schaltstufe des Schieberegisters 242a zugeführtes Empfangssignal einer XOR-Schaltung 243a zugeführt, wo sie miteinander verglichen werden. Ausgangssignale von allen XOR-Schaltungen 243a werden einem Addierer 244a zugeführt, der alle Ausgangssignale addiert. Ein Ausgangssignal des Addierers 244a stellt einen Koinzidenzgrad zwischen dem Code in einer Schaltstufe des Registers 241a und dem Code in der entsprechenden Schaltstufe des Schieberegisters 242a dar und stellt daher ein Korrelationsausgangssignal Ra des Korrelators 12-1 dar. Das Empfangssignal RXI wird in Antwort auf jedes Taktsignal durch das Schieberegister 242 geschoben, so daß das Korrelationsausgangssignal RA sich bei jedem Taktsignal CK ändert.
  • Ähnlich wie der Korrelator 12-1 weist der Korrelator 12-2 mehrere XOR-Schaltungen 243b auf, in denen jeweils eine Koinzidenz zwischen einem in eine Schaltstufe des Registers 241b geladenen Code und einem entsprechenden Code des einer Schaltstufe des Schieberegisters 242 zugeführten Empfangsignals bestimmt wird. Ausgangssignale von allen XOR-Schaltungen 243b werden einem Addierer 244b zugeführt, der die Ausgangssignale akkumuliert. Der Addierer 244b gibt ein Korrelationsausgangssignal Rb aus, das einen Koinzidenzgrad zwischen der in das Register 241b geladenen Manchester-M-Folge und dem digitalen Empfangssignal RXI darstellt.
  • 26 zeigt eine Modifikation des Korrelators 12-1 in 25. In dieser Modifikation sind die Register 241a und 242a durch ein Register 241A und ein Register 242A mit N × p Stufen ersetzt, wobei p eine ganze Zahl ist, die größer oder gleich 1 ist.
  • Das Schieberegister 242A wird durch ein Taktsignal CKp mit einer Frequenz angesteuert, die p-mal so hoch ist wie diejenige des Taktsignals CK. Der Korrelator 12-1 weist N × p XOR-Schaltungen 243A auf, die jeweils einen entsprechenden Code empfangen, der in eine Schaltstufe des Registers 241A geladen ist, und einen entsprechenden Code, der in eine Schaltstufe des Registers 242A geladen ist. Ausgangssignale von allen XOR-Schaltungen 243A werden einem Addierer 244A zugeführt, der die Ausgangssignale akkumuliert. Dadurch gibt der Addierer 244A ein Korrelationsausgangssignal Ra aus. Durch Erhöhen der Anzahl von Stufen des Registers 241A und des Schieberegisters 242A um einen Faktor p wird die Korrelationsgenauigkeit verbessert. Der in 25 dargestellte verbleibende Korrelator 12-2 kann auf ähnliche Weise modifiziert werden.
  • 27 zeigt eine andere Modifikation des in 25 dargestellten Korrelators 12-1 (und 12-2). In dieser Modifikation weisen die Korrelatoren 12-1 und 12-2 ein einzelnes gemeinsames Schieberegister 242 auf, dem ein Empfangssignal RXI auf ähnliche Weise zugeführt wird wie vorstehend beschrieben wurde. Durch Vermindern der Anzahl von Schieberegistern kann das System vereinfacht werden. Das Schieberegister, das eine Anzahl von Stufen aufweist, die in der Anordnung von 25 um einen Faktor m erhöht ist, kann in diesem Beispiel für beide Korrelatoren 12-1 und 12-2 gemeinsam verwendet werden.
  • 28 zeigt eine andere Modifikation des in 25 dargestellten Korrelators 12-1 (und 12-2). In 28 weist ein Register 241a N Stufen auf, während ein Register 242A N × p Stufen aufweist. Im Korrelator der vorliegenden Ausführungsform entspricht eine Schaltstufe des Registers 241a p Stufen des Schieberegisters 242A. Daher werden ein in eine Schaltstufe des Registers 241a geladener Code und ein in eine Schaltstufe des Schieberegisters 242A geladener Code einer XOR-Schaltung 243A zugeführt, die einen Koinzidenzgrad. zwischen den Codes bestimmt.
  • 29 zeigt ein Blockdiagramm zum Darstellen der Konstruktion des in den 25, 27 und 28 dargestellten Registers 241a. 30 zeigt die Beziehung zwischen der M-Folge und der Manchester-M-Folge in 29. Wie in 30 dargestellt ist, wird ein Code der Manchester-M-Folge gemäß einem Code der ursprünglichen M-Folge gebildet. D. h., ein Code in der M-Folge wird in ein Register 241d mit N/2 Stufen geladen, und dieser Code wird direkt ausgegeben und außerdem einer NICHT-Schaltung 241c zugeführt, um eine Manchester-M-Codefolge auszugeben, wie in 29 dargestellt.
  • Nachstehend wird ein Beispiel eines im in 5 dargestellten CSK-Kommunikationssystem verwendeten Demodulators beschrieben. 31 zeigt ein Beispiel des in 5 dargestellten Demodulators, und 32 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalwellenformen, die an spezifizierten Knoten im in 31 dargestellten Demodulator auftreten. In der nachstehenden Beschreibung wird vorausgesetzt, daß der Demodulator 123 und die in 5 dargestellte Trägererfassungsschaltung 124 eine Struktur für N = 2 aufweisen. Außerdem sind Korrelationsausgangssignale Ra und Rb zur vereinfachenden Beschreibung in 32 als Analogsignale dargestellt.
  • Nachstehend wird das Prinzip der Datenmodulation auf der Basis der Korrelationsausgangssignale Ra und Rb vom Paar Korrelatoren 12-1 und 12-2 (vgl. 5) beschrieben. Gemäß 32 kann ein Datenintervall T (das einer Periode der Manchester-M-Folge entspricht) in drei Abschnitte geteilt werden, d. h. in einen Mittenabschnitt oder ein Fenster W, und ein Paar Randabschnitte E, die an entgegengesetzten Seiten des Fensters W angeordnet sind. Das Paar Randabschnitte E weisen die gleiche Länge auf. Die Codelänge muß jedoch in beiden Randabschnitten E nicht notwendigerweise gleich sein. Es ist nicht wesentlich, daß das Fenster W in der Mitte des Datenintervalls T angeordnet ist. Insbesondere können das Fenster W und die Randabschnitte E folgendermaßen beschrieben werden:
    Fenster W: ein Intervall zwischen (T – d)/2 und (T + d)/2
    Randabschnitt E: ein Intervall zwischen 0 und (T – d)/2 oder ein Intervall zwischen (T + d)/2 und T, wobei 0 < d < T.
  • Das Fenster W wird als Beobachtungsintervall bezeichnet. Wenn Daten übertragen werden, weist eines der Korrelationsausgangssignale Ra und Rb im Datenintervall T einen Peak des Korrelationsausgangssignals auf. Der Peak des Korrelationsausgangssignals wird durch die Synchronisationsschaltung 125 erfaßt, die ein Datenintervallendesignal ED erzeugt, wodurch der Korrelationspeak in der Mitte des Datenintervalls T angeordnet wird. Die Synchronisationssteuerungsschaltung 125 erzeugt einen Fensterstartimpuls WL, der den Anfang des Fensters W definiert und einen Fensterstoppimpuls WH, der das Ende des Fensters W definiert, gemäß dem Datenintervallendesignal ED.
  • Modulierte Daten (Empfangsdaten RXD) werden auf die nachstehend dargestellte Weise erzeugt:
    Datenelement hat den Wert "1 ", wenn PbW × AaE > PaW × AbE ist, und
    Datenelement hat den Wert "0", wenn PbW × AaE < PaW × AbE ist.
    wobei PaW einen Peakwert des Korrelationsausgangssignals Ra im Fenster W (einen Maximalwert), PbW einen Peakwert des Korrelationsausgangssignal Rb im Fenster W (einen Maximalwert), AaE einen akkumulierten Wert des Korrelationsausgangssignals Ra in den Randabschnitten E (eine Summe) und AbE einen akkumulierten Wert des Korrelationsausgangssignals Rb in den Randabschnitten E (eine Summe) bezeichnen.
  • Theoretisch sollten die Daten den Wert "1" aufweisen, wenn PbW > PaW ist, und die Daten sollten den Wert "0" aufweisen, wenn PbW < PaW ist. Wenn jedoch starkes Rauschen vorhanden ist, kann durch einen Vergleich der Peakwerte der Korrelationsausgangssignale ein Fehler bei der Demodulation verursacht werden. Für ein Korrelationsausgangssignal mit einem Peak ist der Pegel der an den entgegengesetzten Seiten des Peaks angeordneten Randabschnitte im allgemeinen kleiner als ein Korrelationswert der Randabschnitte eines anderen Korrelationsausgangsignals, das keinen Peak aufweist. Wenn beispielsweise ein Korrelationsausgangssignal Rb einen Peak aufweist, wird ein akkumulierter Wert AbE kleiner sein als ein akkumulierter Wert AaE eines Korrelationsausgangssignals Ra, das keinen Peak aufweist. Basierend auf dieser Tatsache wird ein Produkt aus einem Peakwert in einem Korrelationsausgangssignal und einem Korrelationswert der Randabschnitte für das andere Korrelationsausgangssignal (nachstehend als "anderer Korrelationswert" bezeichnet), d. h. PbW × AaE oder PaW × AbE, für die Vergleichsoperation verwendet, um korrekte demodulierte Daten zu erzeugen. Anhand dieser Formeln ist ersichtlich, daß eine Demodulation auch dann auf stabile Weise erreicht werden kann, wenn z. B. die Qualität der Signalübertragungscharakteristik des Signalübertragungspfades vermindert ist und der Signalübertragungspfad sehr stark verrauscht ist.
  • Nachstehend wird das Prinzip der Trägererfassung beschrieben. Es wird definiert, daß ein Träger erfaßt wird, wenn der Absolutwert von (PbW × AaE – PaW × AbE) einen vorgegebenen Schwellenwert Thp überschreitet. Das Vorhandensein eines Trägers bedeutet, daß eines der Korrelationsausgangssignale einen Peak aufweist. Daher wird der Absolutwert einer Differenz zwischen des Produkten, die aus einem Peakwert und einem anderen Korrelationsausgangssignal gebildet wird, relativ groß. Wenn kein Träger vorhanden ist, wird der vorstehend erwähnte Absolutwert jedoch sehr klein und wird in der Nähe von null liegen. Auf diese Weise kann das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Trägers im wesentlichen ohne Einfluß durch Rauschen auf ähnliche Weise erfaßt werden wie bei der Datendemodulation.
  • Nachstehend wird unter Bezug auf 31 die Funktionsweise. des dargestellten Demodulators beschrieben. Der in 31 dargestellte Demodulator ist eine Digitalschaltung und arbeitet synchron mit einem Taktsignal CK oder CKm. Zur vereinfachenden Beschreibung ist das Taktsignal jedoch hierin nicht dargestellt.
  • Ein Korrelationsausgangssignal Ra wird für jeden Taktimpuls in einer Latch-Schaltung 251a gehalten und dann einer Absolutwertschaltung 252a zugeführt, deren Ausgangssignal einem Addierer 255a und einer Maximalwerthalteschaltung (MVHC) 254a zugeführt wird. Andererseits werden einer Fenstergeneratorschaltung 253 ein Fensterstartimpuls WL und ein Fensterstoppimpuls WH zugeführt, und die Fenstergeneratorschaltung gibt ein Fenstersignal WS aus, das während des Intervalls des Fensters W einen hohen Pegel aufweist. Das Fenstersignal WS wird als Operationssteuerungssignal einer Latch-Schaltung 248 in der Addierschaltung 255a und einer Latch-Schaltung 246 in der Maximalwerthalteschaltung 254a zugeführt.
  • In der Addierschaltung 255a arbeitet die Latch-Schaltung 248 nur dann, wenn das Fenstersignal WS bezüglich der Randabschnitte E einen niedrigen Pegel aufweist. Die Zeitsteuerung der Latch-Operation wird durch das Taktsignal bestimmt. Der Absolutwert des von der Schaltung 252a zugeführten Korrelationsausgangssignals Ra wird einem Addierer 247 zugeführt, wo es für jedes Taktsignal zu einem Additionsergebnis der ihm von der Latch-Schaltung 248 zuvor zugeführten Werte addiert wird, und anschließend wird das Addietionsergebnis in der Latch-Schaltung 248 gehalten. Auf diese Weise gibt die Addierschaltung 255a einen akkumulierten Wert AaE aus, der einem Multiplizierer 256a zugeführt wird.
  • In der Maximalwerthalteschaltung 254a wird die Latch-Schaltung 246 nur dann aktiviert, wenn das Fenstersignal WS einen dem Fenster W entsprechenden hohen Pegel aufweist. Dann wird ein Maximalwert, der in der Latch-Schaltung 246 gehalten wird, mit dem Absolutwert eines aktuellen Korrelationswertes Ra verglichen, der einem Vergleicher 245 aktuell zugeführt wird. Wenn der Absolutwert des aktuellen Korrelationswertes Ra größer ist, wird dieser anschließend als letzter Maximalwert in der Latch-Schaltung 245 gehalten. Auf diese Weise gibt die Maximalwerthalteschaltung 254a einen Peakwert PaW aus, der einem Multiplizierer 256b zugeführt wird.
  • Eine ähnliche Schaltungsstruktur, die eine Latch-Schaltung 251b, eine Absolutwertschaltung 252b, eine Maximalwerthalteschaltung 254b und eine Addierschaltung 255b aufweist, wird für das Korrelationsausgangssignal Rb bereitgestellt. Die Maximalwerthalteschaltung 254b gibt einen Peakwert PbW aus, der einem Multiplizierer 256a zugeführt wird. Die Addierschaltung 255b gibt einen akkumulierten Wert AbE aus, der einem Multiplizierer 256b zugeführt wird.
  • Der Multiplizierer 256a gibt ein Produkt PbW × AaE aus, das einem Vergleicher 257 und einer Subtrahier-/Absolutwertschaltung 259 zugeführt wird. Der Multiplizierer 256b gibt ein Produkt PaW × AbE aus, das einem Vergleicher 257 und einer Subtrahier-/Absolutwertschaltung 259 zugeführt wird. Das Produkt PbW × AaE und das Produkt PaW × AbE werden im Vergleicher 257 miteinander verglichen, und der Vergleicher erzeugt in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis ein Signal mit dem Wert "1" oder "0". Dieses Ausgangssignal wird zum Zeitpunkt des Datenintervallendesignals ED in einer Latch-Schaltung 258 gespeichert, um als Empfangsdaten RXD ausgegeben zu werden. Das Datenintervallendesignal ED setzt die Addierschaltungen 255a und 255b und die Maximalwerthalteschaltungen 254a und 254b zurück.
  • Andererseits wird in der Subtrahier-/Absolutwertschaltung 259 eine Subtraktionsoperation (PbW × AbE – PaW × AbE) ausgeführt, um den Absolutwert eines Subtraktionsergebnisses zu erhalten. Dieser Absolutwert wird einer Vergleichsschaltung 260 zugeführt, wo er mit einem Schwellenwert Thp verglichen wird. Wenn der Absolutwert größer ist als der Schwellenwert Thp, gibt die Vergleichsschaltung 260 ein Trägererfassungssignal PAS aus.
  • Nachstehend wird ein Beispiel der im in 5 dargestellten CSK-Kommunikationssystem verwendeten Synchronisationssteuerungsschaltung unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. 33 zeigt ein Beispiel der in 5 dargestellten Synchronisationssteuerungsschaltung, und 34 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen der Verarbeitung zum Erfassen einer Peakposition in der in 33 dargestellten Synchronisationssteuerungsschaltung. In der Synchronisati onssteuerungsschaltung der vorliegenden Ausführungsform wird vorausgesetzt, daß für die in 5 dargestellte Synchronisationssteuerungsschaltung 125 N = 2 ist.
  • Wie in 33 dargestellt, weist die Synchronisationssteuerungsschaltung 125 eine Peakpositionserfassungsschaltung 226A, eine Peakpositionsbestimmungsschaltung 226B und eine Synchronisationseinrichtungsschaltung mit einer Einrichtung zum Anzeigen eines eingerichteten Synchronisationszustands, einer Einrichtung 229 zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung und andere Schaltungselemente auf.
  • Die Peakpositionserfassungsschaltung 226A dient zum Erfassen einer Peakposition in einem Korrelationsausgangssignal, das während jedes Datenintervalls T erscheint. Wie in 34 dargestellt, ist eine Peakposition PP als Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt, an dem ein Maximalwert in einem Korrelationsausgangssignal auftritt, und einem Zeitpunkt definiert, an dem das nächste Datenintervallendesignal ED erscheint. In der vorliegenden Ausführungsform wird der Peak dort bestimmt, wo ein akkumulierter Wert eines Paars Korrelationsausgangssignale Ra und Rb, der als Ausgangssignal eines Addierers 261 erhalten wird, eine maximale Größe aufweist.
  • In 33 wird das Paar Korrelationsausgangssignale Ra und Rb einem Addierer 261 zugeführt, wo ein Absolutwert eines akkumulierten Wertes der Korrelationsausgangssignale erhalten wird. Der Absolutwert wird einem der Eingänge des Vergleichers 262 und auch einer Latch-Schaltung 263 zugeführt. Wenn das das Ende des aktuellen Datenintervalls darstellende Signal ED über eine ODER-Schaltung 265A der Latch-Schaltung 263 zugeführt wird, wird das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 264 als Anfangswert gehalten. Der durch die Latch-Schaltung 263 gehaltene Wert wird dem anderen Eingang des Vergleichers 262 zugeführt. Anschließend wird ein Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 264 mit einem Wert verglichen, der für jeden Taktimpuls des Taktsignals CK in der Latch-Schaltung 263 gehalten wird. Wenn die Absolutwertschaltung 264 ein Ausgangssignal ausgibt, dessen Wert größer ist als der in der Latch-Schaltung 263 gehaltene Wert, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 262 über die ODER-Schaltung 265A der Latch-Schaltung 263 zugeführt, wodurch das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 264 als letzter Wert in der Latch-Schaltung 263 gehalten wird. Auf diese Weise hält die Latch-Schaltung 263 einen Maximalwert bei.
  • Andererseits wird ein Taktzähler 266, der das Taktsignal CK zählt, durch das über eine ODER-Schaltung 265B zugeführte Datenintervallendesignal ED oder ein über die ODER-Schaltung 265B zugeführtes Ausgangssignal des Vergleichers 262 zurückgesetzt oder gelöscht, und dann wird die Zähloperation des Taktzählers beginnend mit null als Anfangswert neu-gestartet.
  • Ein Ausgangssignal des Zählers 266 wird in Antwort auf das nächste Datenintervallendesignal ED in einer Latch-Schaltung 267 gehalten. Auf diese Weise zählt der Zähler 266 eine Anzahl von Taktsignalen CK über ein Zeitintervall vom Auftreten eines Peakwertes innerhalb des Datenintervalls T bis zum Auftreten des Datenintervallendesignals ED. Der Zählwert des Taktzählers 266 wird in der Latch-Schaltung 267 gehalten und zeigt daher die Peakposition PP an.
  • Das die derart erfaßte Peakposition darstellende Datenelement PP wird der Peakpositionsbestimmungsschaltung 226B zugeführt, die bestimmt, ob die Peakposition innerhalb des Fensters W erfaßt worden ist oder nicht. Anhand der vorstehenden Beschreibung wird deutlich, daß der Korrelationspeak für die Demodulation der Empfangsdaten und die Erfassung des Trägers innerhalb des Fensters W angeordnet sein sollte. Wenn der Korrelationspeak nicht innerhalb des Fensters W liegt, kann keine genaue Demodulation der empfangenen Daten und keine genaue Trägererfassung ausgeführt werden.
  • In der Peakpositionsbestimmungsschaltung 226B bildet ein Paar Vergleicher 268 und 269 zusammen mit einer UND-Schaltung 270 einen Digitalvergleicherblock mit Fensterfunktion. Daten, die den Anfangspunkt des Fensters W darstellen, werden im Vergleicher 268 gesetzt, während Daten, die den Endpunkt des Fensters W darstellen, im anderen Vergleicher 269 gesetzt werden. Die ODER-Schaltung 270 gibt nur dann ein Peakpositionsbestimmungssignal PH aus, wenn die auf die vorstehend erwähnte Weise bestimmte Peakposition PP zwischen dem Anfangs- und dem Endpunkt liegt. Eine entsprechende Wellenform ist in 34 dargestellt.
  • Nachstehend werden die Konstruktion und die Funktionsweise einer Synchronisationseinrichtungsschaltung beschrieben, die die Einrichtung 228 zum Anzeigen eines eingerichteten Synchronisationszustands und die Einrichtung 229 zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung aufweist. 35 zeigt ein Wellenformdiagramm zum Darstellen der Funktionsweise der Synchronisationseinrichtungsschaltung.
  • In 33 weist die Synchronisationseinrichtungsschaltung ein Paar Register 272 und 273 auf. Das die Peakposition PP darstellende Datenelement wird dem Register 272 zugeführt, in dem ein den Wert [(3/2)T – PP] darstellendes Datenelement gesetzt ist, wobei T die Länge des Datenintervalls darstellt. Das Datenelement T ist im Register 273 gesetzt. Beide Register 272 und 273 sind mit einem Selektor 274 verbunden, der eines der in den Registern 272 und 273 gesetzten Datenelemente gemäß dem Peakpositionsbestimmungssignal PH auswählt und es einem der Eingänge eines Digitalvergleichers 275 zuführt.
  • Es ist ein Zähler 271 zum Empfangen und Zählen des Taktsignals CK und zum Zuführen seines Zählwertausgangssig nals zu einem anderen Eingang des Digitalvergleichers 275 vorgesehen. Wenn der Zählwert im Zähler 271 dem über den Selektor 274 empfangenen, gesetzten Datenelement gleicht, erzeugt der Vergleicher 275 das Datenintervallendesignal (oder ein Koinzidenzsignal) ED. Der Zähler 271 wird durch das Signal ED zurückgesetzt, woraufhin sein Zählvorgang beginnend mit dem Anfangswert null neu gestartet wird.
  • Wenn ein Spannungs- oder Betriebsschalter eingeschaltet wird, ist z. B. ein Korrelationsausgangssignal nicht mit dem Datenintervall korreliert, so daß für eine gewisse Zeitdauer im Fenster W kein Korrelationspeak vorhanden ist. In diesem Fall wird das Peakpositionsbestimmungssignal PH auf einen niedrigen Pegel gesetzt, und der Selektor 274 wählt ein im Register 272 gesetztes Datenelement [(3/2)T – PP] aus und führt es dem Vergleicher 275 zu. Dieses Datenelement wird dann verwendet, um das nächste Datenintervallendesignal ED zu erzeugen, so daß die Zeitlänge zwischen dem nächsten Peak und dem nächsten Datenintervallendesignal gleich T wird.
  • Wenn anschließend ein Peak innerhalb des Fensters W erfaßt wird, steigt das Peakpositionsbestimmungssignal PH auf seinen hohen Pegel an, und der Selektor 274 wählt das im Register 273 gesetzte Datenelement T aus. Anschließend tritt das Datenintervallendesignal ED in einem folgenden Intervall T auf. Wenn ein innerhalb des Fensters W des Datenintervalls auftretender Peakwert mehrmals aufeinanderfolgend (X-mal) auftritt, ist der Synchronisationszustand eingerichtet.
  • In der Einrichtung 228 zum Anzeigen eines eingerichteten Synchronisationszustands zählt ein Zähler 282, wenn er durch ein über eine ODER-Schaltung 281 zugeführtes Peakpositionsbestimmungssignal PH mit einem hohen Pegel freigegeben wird, das Datenintervallendesignal ED. Wenn das Signal PH einen niedrigen Pegel aufweist, wird ein vom Zähler 282 ausgegebener Zählwert durch das über eine NICHT-Schaltung 284 und eine ODER-Schaltung 285 zugeführte Signal PH zurückgesetzt. Das Zählwertausgangssignal vom Zähler 282 wird einem Digitalvergleicher 283 zugeführt, in dem die vorgegebene Anzahl (X) gesetzt ist, die verwendet wird, um zu bestimmen, ob ein Synchronisationszustand eingerichtet ist. Daher gibt, wenn der Zählwert im Zähler 282 den Wert X erreicht, der Digitalvergleicher 283 ein Koinzidenzsignal aus, das eine Flipflopschaltung 219 setzt und es der Flipflopschaltung ermöglicht, ein den Synchronisationszustand anzeigendes Signal DSR mit einem niedrigen Pegel auszugeben.
  • Das vom Vergleicher 283 ausgegebene Koinzidenzsignal wird über die ODER-Schaltung 285 dem Zähler 282 zugeführt, um den Zähler 282 zurückzusetzen. Das den Synchronisationszustand anzeigende Signal DSR wird einer UND-Schaltung 281 zugeführt, wodurch diese geschlossen wird. Auf diese Weise endet die Ausgabe des Peakpositionsbestimmungssignals PH.
  • Der Zähler 282 wird, auch während des Zeitintervalls, in dem. der Zähler das Signal ED zählt, zurückgesetzt, wenn das Peakpositionsbestimmungssignal PH auf seinen niedrigen Pegel gesetzt ist. Daher wird nur dann festgestellt, daß der Synchronisationszustand eingerichtet ist, wenn das Signal PH X-mal in Folge mit einem hohen Pegel zugeführt wird. Wenn das Signal PH auf einen niedrigen Pegel gesetzt wird, bevor der Synchronisationszustand eingerichtet ist, wählt der Selektor 274 das Register 272 aus, wodurch der Zeitpunkt eingestellt wird, an dem das Datenintervallendesignal ED erzeugt werden soll.
  • 33 zeigt eine Einrichtung 229 zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung, die anzeigt, daß das Trägererfassungssignal PAS während des Datenintervalls nicht in einer vorgegebenen Anzahl (Y-mal) zugeführt worden ist. Ein solcher Zustand bedeutet, daß kein Synchronisationszustand eingerichtet werden konnte. 36 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen der Funktionsweise der Einrichtung 229 zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung.
  • Wenn in 33 der Synchronisationszustand eingerichtet ist, wird eine NAND-Schaltung 291 geöffnet, wenn das den Synchronisationszustand anzeigende Signal DSR einen niedrigen Pegel aufweist. Wenn der Träger erfaßt wird, nimmt das Trägererfassungssignal PAS einen hohen Pegel an. Das Trägererfassungssignal PAS hat einen niedrigen Pegel, wenn kein Träger erfaßt wird. Das Trägererfassungssignal PAS wird über die NAND-Schaltung 291 einem Zähler 292 zugeführt. Dadurch wird dem Taktfreigabeeingang CE des Zählers 292 ein Enable-Signal mit einem hohen Pegel zugeführt. Das Trägererfassungssignal PAS mit dem hohen Pegel wird über die NAND-Schaltung 291, eine NICHT-Schaltung 294 und eine ODER-Schaltung 295 dem Zähler 292 zugeführt, wodurch dieser zurückgesetzt wird. Wenn der Zähler 292 freigegeben (enabled) ist, zählt er das Datenintervallendesignal ED. Ein Zählwert des Zählers 292 wird einem Digitalvergleicher 293 zugeführt, in dem eine vorgegebene Anzahl Y gesetzt ist. Daher gibt, wenn der Zählwert im Zähler 292 den Wert Y erreicht, der Vergleicher 293 ein Koinzidenzsignal aus, durch das die Flipflopschaltung 219 zurückgesetzt wird, woraufhin das den Synchronisationszustand anzeigende Signal DSR auf einen hohen Pegel ansteigt. Durch das Signal DSR mit dem hohen Pegel wird die NAND-Schaltung 291 geschlossen. Das Ausgangssignal des Vergleichers 293 wird über die ODER-Schaltung 295 dem Zähler 292 zugeführt, wodurch der Zähler 292 zurückgesetzt wird.
  • Wenn das Trägererfassungssignal PAS während des Zeitintervalls, in dem der Zähler 292 aktiviert ist, auf seinen hohen Pegel ansteigt, wird der Zähler 292 zurückgesetzt. D. h., daß nur dann festgestellt wird, daß eine Synchronisationsstörung vorliegt, wenn über Y Datenintervalle kein Trä ger erfaßt wird. Auf diese Weise kann zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers, die einer Änderung der Übertragungscharakteristik des Signalübertragungspfades zugeschrieben werden kann, und einer Störung bei der Erfassung eines Trägers unterschieden werden, die durch ein Ende einer Kommunikation (für die die Synchronisation nicht eingerichtet werden soll) verursacht wird.
  • 4. CSK-Modem
  • Nachstehend wird unter Bezug auf die Zeichnungen ein Beispiel eines CSK-Modems beschrieben, in dem ein erfindungsgemäßer CSK-Signalsender und ein erfindungsgemäßer CSK-Signalempfänger angeordnet sind. 37 zeigt ein Blockdiagramm des Beispiels des derart konstruierten CSK-Modems.
  • Das CSK-Modem 510 weist auf: einen Signalsender mit einem z. B. in 5 dargestellten Modulator 111, einer Sende- und Empfangsschnittstelle 112 und einem Signalempfänger mit den Korrelatoren 12-1 und 12-2, einen Demodulator 123, eine Trägererfassungsschaltung 124 und die Synchronisationssteuerungsschaltung 125. In diesem Beispiel wird vorausgesetzt, daß N = 2 ist.
  • Der Signalsender weist den Modulator 111 auf, der dazu geeignet ist, eine CSK-Modulation bezüglich den zu übertragenden Eingangsdaten TXD unter Verwendung eines Manchester-M-Folgen-Codes auszuführen. Ein vom Modulator 111 ausgegebenes, moduliertes Sendesignal TXO wird einer Stromleitungsschnittstelle 112 für eine interne Verdrahtung zugeführt. In der vorliegenden Ausführungsform wird eine Power-Line-Kommunikation ausgeführt, wobei eine AC-Stromleitung (für z. B. 100 V) als Signalübertragungsleitung verwendet wird.
  • Das Sendesignal TXO wird durch die Schnittstelle 112 in eine für eine Power-Line-Kommunikation geeignete Signalform umgewandelt, und der Stromleitung wird ein dem Netz- Wechselstrom überlagertes Signal zugeführt. Ein Signal, das von einem anderen Modem über die Stromleitung übertragen wird, wird durch die Schnittstelle 112 empfangen, wo das Signal vom Netz-Wechselstrom getrennt und dann einer erforderlichen Signalumsetzung unterzogen wird (einschließlich einer Digitalumwandlung). Das auf diese Weise verarbeitete Signal wird einem Signalempfänger im Modem als Empfangssignal RXI zugeführt.
  • Der Signalempfänger weist die Korrelatoren 12-1 und 12-2, einen Demodulator 123, eine Trägererfassungsschaltung 124, eine Peakpositionserfassungsschaltung 226A, eine Peakpositionsbestimmungsschaltung 226B, eine Synchronisationsnachführschaltung 227, eine Einrichtung 228 zum Anzeigen eines eingerichteten Synchronisationszustands, eine Einrichtung 229 zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung und ein Flipflop 219 zum Ausgeben eines den Synchronisationszustand anzeigenden Signals DSR auf. Die Schaltungen 226A, 226B, 228, 229 und 219 entsprechen den in der in 5 dargestellten Synchronisationssteuerungsschaltung 125 dargestellten Schaltungen und sind daher mit den in 33 dargestellten Schaltungen im wesentlichen identisch, obwohl die Synchronisationsnachführschaltung in der in 33 dargestellten Synchronisationssteuerungsschaltung 125 zur vereinfachenden Beschreibung weggelassen ist.
  • 39 zeigt ein Beispiel der Synchronisationssteuerungsschaltung, die die Synchronisationsnachführschaltung aufweist. In dieser Figur hat die Synchronisationsnachführschaltung 227 die Funktion zum Einrichten des Synchronisationszustands auf die vorstehend erwähnte Weise, so daß innerhalb des Fensters W des Datenintervalls ein Korrelationspeak erzeugt und die Peakposition in der Mitte des Fensters W angeordnet werden kann, indem der Zeitpunkt der Erzeugung des Datenintervallendesignals ED eingestellt wird. Die Peakposi tionserfassungsschaltung 226A und die in 39 dargestellte Peakpositionsbestimmungsschaltung 226B unterscheiden sich in der Konstruktion geringfügig von den entsprechenden, in 33 dargestellten Schaltungen, wie nachstehend beschrieben wird.
  • In der in 33 dargestellten Peakpositionserfassungsschaltung 226a werden ein Paar Korrelationsausgangssignale Ra und Rb für eine Additionsoperation zugeführt und wird die Peakposition des Absolutwertes erfaßt. In der in 39 dargestellten Schaltung werden dagegen die Peakpositionen der Korrelationsausgangssignale Ra und Rb ebenso wie die Peakwerte getrennt erfaßt. Die Peakposition mit dem größten Peakwert wird als endgültige Peakposition festgelegt.
  • Die Korrelationsausgangssignale Ra und Rb werden Maximalwerthalteschaltungen (Peakwertdetektoren oder MVHCs) 400a und 400b zugeführt. Jede der Maximalwerthalteschaltungen 400a und 400b weist eine Absolutwertschaltung 264, eine Latch-Schaltung 263, einen Vergleicher 261 und eine ODER-Schaltung 265A auf, wie in 33 dargestellt. Ein Maximalwert innerhalb jedes Datenintervalls wird in der Latch-Schaltung gehalten. Maximalwerte (oder Peakwerte) der Korrelationsausgangssignale Ra und Rb während des Datenintervalls werden einem Vergleicher 402 zugeführt, wo sie miteinander verglichen werden.
  • Die Korrelationsausgangssignals Ra und Rb werden Peakpositionshalteschaltungen (PPHCs) 401a bzw. 401b zugeführt. Jede der Peakpositionshalteschaltungen 401a und 401b weist eine ODER-Schaltung 265B, einen Zähler 266 und eine Latch-Schaltung 267 auf, die alle in 33 dargestellt sind. Die in den Peakpositionshalteschaltungen 401a und 401b gehaltenen Peakwerte werden einem Umschaltschalter 403 zugeführt. Der Umschaltschalter 403 dient dazu, den größeren von im Vergleicher 402 verglichenen Peakwerten auszuwählen. Der durch den Umschaltschalter 403 ausgewählte Peakwert wird in Antwort auf das der Latch-Schaltung 464 zugeführte Datenintervallendesignal ED in der Latch-Schaltung 464 gehalten.
  • Die in 39 dargestellte Peakpositionsbestimmungsschaltung 226B weist zusätzlich zu den Schaltungskomponenten der in 33 dargestellten Peakpositionsbestimmungsschaltung einen Vergleicher 406 und ein Paar UND-Schaltungen 407 und 408 auf, die durch ein Ausgangssignal vom Vergleicher 406 gesteuert werden.
  • Daten, die die Mittenposition des Fensters W darstellen, werden in den Vergleicher 406 (vgl. auch 38) vorgeladen. Eine erfaßte Peakposition PP wird dem Vergleicher 406 zugeführt, der bestimmt, ob die erfaßte Peakposition PP links von der Mitte des Fensters W angeordnet ist, was nachstehend als "linker Bereich" bezeichnet wird, und in der Nähe der Anfangsposition des Fensters angeordnet ist, oder rechts von der Mitte, was nachstehend als "rechter Bereich" bezeichnet wird, und in der Nähe der Endposition des Fensters. Wenn die Peakposition sich im linken Bereich befindet, wird die UND-Schaltung 407 geöffnet, wodurch ein den linken Bereich anzeigendes Signal Lf von einem Vergleicher 368 ausgegeben wird. Wenn die Peakposition sich im rechten Bereich befindet, wird durch die UND-Schaltung 408 ein den rechten Bereich anzeigendes Signal Rh von einem Vergleicher 369 ausgegeben.
  • Das Signal Rh oder Lf wird einer ODER-Schaltung 409 zugeführt, die ein dem Peakpositionsbestimmungssignal Ph entsprechendes Signal Ct ausgibt, das dann der Einrichtung zum Azeigen eines eingerichteten Synchronisationszustands zugeführt wird. Das Signal Ct nimmt einen hohen Pegel an, wenn die Peakposition innerhalb des Fensters W angeordnet ist, während das Signal Ct einen niedrigen Pegel annimmt, wenn die Peakposition PP in einem der Randabschnitte E (Bereich OT) des Datenintervalls angeordnet ist. Die Signale Lf, Ct und Rh werden der Synchronisationsnachführschaltung 227 zugeführt.
  • Schaltungskomponenten der Synchronisationsnachführschaltung 227, die vorstehend unter Bezug auf 33 beschrieben worden sind, sind durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die Synchronisationsnachführschaltung 227 weist Register 273 und 272 auf, in denen ein Datenelement T bzw. ein Datenelement (3/2)T – PP vorgeladen sind, und Register 276 und 277, in denen Daten T – 1 bzw. T + 1 vorgeladen sind. Der in den Daten T – 1 und T + 1 erscheinende Wert "1" ist im Vergleich zum Wert "T" ausreichend klein.
  • Wenn beispielsweise ein Schieberegister, dem das Empfangssignal RXI zugeführt wird, 248 Bits aufweist (wenn z. B. 31 Bit-Manchester-M-Folgen verwendet werden und jedem Bit 8 Zellen zugeordnet sind bzw. m = 8 ist), wird T = 248 gewählt. Die Daten T – 1 und T + 1 in den Registern 276 und 277 werden verwendet, um die Peakposition der Korrelationsausgangssignale Ra und Rb leicht zu verschieben (Synchronisationsnachführung), indem das Datenintervall so eingestellt wird, daß die Peakposition näher zur Mitte des Fensters W gebracht wird. Daten in diesen Registern 273, 276 und 272 werden einem Selektor 274A zugeführt. Der Selektor 274A wählt das Datenelement T – 1 im Register 276 aus, wenn ein Signal S1 (mit hohem Pegel) zugeführt wird, gibt das Datenelement (3/2)T – PP im Register 272 aus, wenn ein Signal S2 (mit hohem Pegel) zugeführt wird, gibt das Datenelement T + 1 im Register 277 aus, wenn ein Signal S3 (mit hohem Pegel) zugeführt wird, und gibt ansonsten das Datenelement T im Register 273 aus, wenn alle Signale S1, S2 und S3 einen niedrigen Pegel aufweisen. Die derart ausgewählten Daten werden dem Vergleicher 275 zugeführt.
  • Solange der Synchronisationszustand noch nicht eingerichtet ist, nimmt das den Synchronisationszustand anzeigende Signal DSR einen hohen Pegel an, wodurch eine UND-Schaltung 417 geöffnet wird. Wenn die erfaßte Peakposition im OT-Bereich (Randabschnitt E) liegt, weist das erhaltene Signal Ct einen niedrigen Pegel auf, wodurch das Ausgangssignal der UND-Schaltung 417 auf den hohen Pegel ansteigt. Dieses Ausgangssignal mit hohem Pegel wird einer ODER-Schaltung 416 zugeführt, wenn das Signal S2 dem Selektor 274A zugeführt wird. Dadurch wird das Datenelement (3/2)T – PP im Register 272 dem Vergleicher 275 zugeführt, wodurch entschieden wird, ob der Synchronisationszustand eingerichtet ist.
  • NICHT-UND-Schaltungen 421, 411 und 431 empfangen die Signale Lf, Ct bzw. Rh und werden durch das den Synchronisationszustand anzeigende Signal DSR und das Trägererfassungssignal PAS gesteuert. Wenn der Synchronisationszustand eingerichtet ist (wobei das Signal DSR einen niedrigen Pegel aufweist) und der Träger erfaßt wird (wobei das Signal PAS einen hohen Pegel aufweist, werden die UND-Schaltungen 421, 411 und 431 geöffnet, wodurch die Signale Lf, Ct, Rh ausgegeben werden.
  • Nachstehend wird eine Schaltung beschrieben, die das Signal Lf empfängt. Das Signal Lf (mit hohem Pegel), das ausgegeben wird, wenn die Peakposition im linken Bereich angeordnet ist, wird über die Schaltung 421 einem Taktfreigabeeingang CE des Zählers 422 zugeführt. In Antwort auf das Enable-Signal zählt der Zähler das Datenintervallendesignal ED. Ein Zählwert im Zähler 422 wird einem Vergleicher 423 zugeführt, in dem ein vorgegebener Wert Z, der größer ist als 1, vorgeladen ist.
  • Wenn der Zählwert des Zählers 422 den geladenen Wert Z erreicht, gibt der Vergleicher 423 ein Ausgangssignal mit hohem Pegel aus, das dem Selektor 274A als Signal S1 zugeführt wird. Daher wählt der Selektor 274A das Dateneleemnt T – 1 aus, so daß die Länge des nächsten Datenintervalls auf einen Wert (T – 1) gesetzt wird, der kleiner ist als T. Wenn die Peakposition des Korrelationsausgangssignals im linken Bereich Z-mal in Folge aufgetreten ist, wird die Länge des nächsten Datenintervalls geringfügig vermindert, wodurch die Peakposition näher zur Mitte des Fensters W gebracht wird.
  • Eine Kombination aus dem Zähler 422, dem Vergleicher 423, einer Nicht-Schaltung 424 und einer ODER-Schaltung 425 bildet eine Abweichungsbestimmungsschaltung. Die Abweichungsbestimmungsschaltung erfaßt, ob im linken Bereich Z-mal in Folge die Peakposition aufgetreten ist. Auf diese Weise kann erfaßt werden, ob anstatt einer vorübergehenden Abweichung der Peakposition eine stabile Tendenz der Abweichung der Peakposition besteht, so daß das Datenintervallendesignal ED für eine Abweichung der Peakposition korrekt erzeugt werden kann. Dadurch kann die Synchronisationsnachführoperation auf stabile Weise ausgeführt werden.
  • Der Zähler 422 wird durch ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel von der UND-Schaltung 421 (das durch die NICHT-Schaltung 424 auf einen hohen Pegel angestiegen ist) oder ein der ODER-Schaltung 425 zugeführtes Ausgangssignal mit hohem Pegel vom Vergleicher 423 zurückgesetzt.
  • Eine andere Abweichungsbestimmungsschaltung wird durch eine Kombination aus einem Zähler 432, einem Vergleicher 433, einer NICHT-Schaltung 434 und einer ODER-Schaltung 435 gebildet. Diese Abweichungsbestimmungsschaltung erfaßt, ob die Peakposition im rechten Bereich Z-mal in Folge aufgetreten ist oder nicht. Wenn die Peakposition im rechten Bereich Z-mal in Folge aufgetreten ist, gibt der Vergleicher 433 das Signal S3 aus. Dadurch wird die Länge des nächsten Datenintervalls auf einen Wert (T + 1) gesetzt, der etwas größer ist als T, wodurch die Peakposition näher zur Mitte des Fensters W gebracht wird.
  • Ein Zähler 412, ein Vergleicher 413, eine NICHT-Schaltung 414 und eine ODER-Schaltung 415 bilden in Kombination eine Schaltung zum Erfassen einer Synchronisationsstörung. Wenn die Peakposition im Randabschnitt E (OT-Bereich) angeordnet ist, hat das Signal Ct einen niedrigen Pegel, der der NICHT-UND-Schaltung 411 zugeführt wird, wodurch dem Taktfreigabeanschluß EC des Zählers 412 ein Signal mit hohem Pegel zugeführt wird, so daß der Zähler beginnt, das Datenintervallendesignal ED zu zählen. Wenn der Zählwert des Zählers 412 einen Wert Z erreicht, gibt der Vergleicher 413 ein Signal mit hohem Pegel aus, das über die ODER-Schaltung 413 dem Selektor 274 als das Signal S2 zugeführt wird. Auf diese Weise erfaßt die Schaltung zum Erfassen einer Synchronisationsstörung die Tatsache, daß die Peakposition nicht Z-mal in Folge im Fenster W aufgetreten ist. Wenn das Datenelement (3/2)T – PP im Register 272 dem Vergleicher 275 zugeführt wird, wird eine Operation zum Einrichten des Synchronisationszustands neu gestartet.
  • Im anderen Fall, d. h., wenn die Ausgangssignale der Vergleicher 413, 423 und 433 einen niedrigen Pegel aufweisen, wird das Datenelement T im Register 273 ausgewählt, und die Datenintervalllänge wird auf T gesetzt.
  • Der Synchronisationszustand wird auf ähnliche Weise eingerichtet oder korrigiert. Dadurch kann, auch wenn eine Änderung in der Signalübertragungscharakteristik oder eine Verschiebung im Taktsignal auftritt, die Peakposition in der Mitte des Fensters W gehalten werden.
  • In der beschriebenen Ausführungsform wird in den Vergleichern 412, 423, 433 der gleiche Wert Z verwendet, in diesen Vergleichern können jedoch auch verschiedene Werte verwendet werden.

Claims (22)

  1. CSK- (Code Shift Keying bzw. Codesprungmodulation) Kommunikationssystem für Spreiz-Spektrum-Kommunikation mit: einer Einrichtung (13-1 bis 13-N und 133) zum Erzeugen einer synthetisierten PN-Codefolge durch selektives Addieren von N Manchester-M-Folgen in Antwort auf m zu übertragenden Eingangsdatenbits, wobei m nicht kleiner ist als zwei und N nicht kleiner ist als m; und einer Einrichtung (112A) zum Übertragen der erzeugten synthetisierten PN-Codefolge auf ein Übertragungsmedium, wobei die synthetisierte PN-Codefolge einen Maximalwert des Absolutwertes der Autokorrelation aufweist, der größer ist als ein Maximalwert des Absolutwertes von Kreuzkorrelationen zwischen den restlichen synthetisierten PN-Codefolgen.
  2. System nach Anspruch 1, wobei die N PN-Codefolgen N Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode aufweisen.
  3. System nach Anspruch 1 oder 2, ferner mit einer Empfangsschnittstelle (131 zum Trennen der übertragenen synthetisierten PN-Codefolgen von einem Übertragungsmedium und einer Einrichtung zum Bilden von m Empfangsdatenbits in Antwort auf die von der Empfangsschnittstelle erhaltenen, getrennten PN-Codefolgen.
  4. System nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei die Erzeugungseinrichtung einen Modulator für N Folgen aufweist.
  5. System nach Anspruch 3 oder 4, ferner mit N Korrelationseinrichtungen (12-1 bis 12-N) zum getrennten Korrelieren der getrennten PN-Codefolgen mit N Manchester-M-Folgen, um erste bis N-te Korrelationsausgangssignale zu erzeugen, und einem Demodulator (123) zum Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale, um entsprechende Empfangsdatenbits zu erzeugen, wobei die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits eine Demodulationsschaltung (114) für N Folgen ist.
  6. System nach Anspruch 5, wobei die Demodulationsschaltung (123) für N Folgen eine Trägererfassungseinrichtung (124) aufweist, die dazu geeignet ist, zu bestimmen, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  7. System nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei die Erzeugungseinrichtung (13-1 bis 13-N) N Erzeugungseinrichtungen aufweist, die jeweils getrennt eine entsprechende der N Manchester-M-Folgen erzeugen, und wobei die Synthetisierungseinrichtung so konfiguriert ist, daß sie die synthetisierte Folge synchron mit der Periode der N Manchester-M-Folge und gemäß dem Code von m Bits in den Eingangsdaten selektiv schaltet.
  8. System nach Anspruch 3 oder 4, wobei die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits aufweist: einen Korrelator zum Korrelieren je der der getrennten, übertragenen Codefolgen mit N Manchester-M-Folgen, um erste bis N-te Korrelationsausgangssignale auszugeben, einen Demodulator (123) zum Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale, um ein entsprechendes Bit der Empfangsdaten zu bilden, und eine Synchronisationssteuerungseinrichtung (125) zum Synchronisieren der Operation der ersten bis N-ten Korrelationseinrichtungen mit einem Datenintervall, das einer Periode der Manchester-M-Folge gleicht, in Antwort auf die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale.
  9. System nach Anspruch 8, wobei die Einrichtung zum Bilden von Empfangsdatenbits eine Trägererfassungseinrichtung (124) zum Erfassen eines Trägers in Antwort auf die ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignale aufweist, um zu bestimmen, ob ein Trägersignal empfangen worden ist oder nicht.
  10. System nach Anspruch 8 oder 9, wobei die Synchronisationssteuerungseinrichtung (125) eine Peakpositionserfassungseinrichtung (226A) zum Erfassen eines Peaks in dem ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignal, eine Peakpositionsbestimmungseinrichtung (226B) zum Bestimmen, ob der erfaßte Peak in einem vorgegebenen Bereich innerhalb des Datenintervalls ansteigt, und eine Synchronisationsnachführeinrichtung (227) aufweist, die in Antwort auf eine negative Bestimmung durch die Peakpositionsbestimmungseinrichtung aktiviert wird, um eine Synchronisation zwischen den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignal und dem Datenintervall einzurichten.
  11. System nach Anspruch 10, wobei die Synchronisationssteuerungseinrichtung (125) eine Einrichtung (229) zum Anzeigen einer Synchronisationsstörung aufweist, um zu bestimmen, ob über eine vorgegebene Anzahl von Datenintervallen kein Träger erfaßt worden ist, wobei in diesem Fall angezeigt wird, daß ein Fehler bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands aufgetreten ist, wodurch zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers, und einer Störung bei der Erfassung eines Trägers unterschieden wird.
  12. System nach einem der Ansprüche 8 bis 11, wobei die Synchronisationssteuerungseinrichtung (125) eine Synchronisationsnachführeinrichtung zum Einstellen der Länge des Datenintervalls aufweist, um die durch die Erfassungseinrichtung in Folge erfaßten Peakpositionen näher zur Mitte eines vorgegebenen Bereichs innerhalb eines Datenintervalls zu bringen.
  13. CSK- (Code Shift Keying bzw. Codesprungmodulation) Kommunikationsverfahren zum Übertragen von zu übertragenden Eingangsdaten mit m Bits in einem Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem, wobei m nicht kleiner ist als zwei, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Erzeugen von N Manchester-M-Folgen, wobei N nicht kleiner ist als m; Erzeugen einer synthetisierten PN-Folge von den N Manchester-M-Folgen durch selektives Addieren der N Manchester-M-Folgen in Antwort auf die Eingangsdaten; und Übertragen der erzeugten synthetisierten PN-Folge auf ein Übertragungsmedium.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die N PN-Codefolgen N Manchester-M-Folgen mit einer vorgegebenen Periode aufweisen.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Übertragungsschritt den Schritt zum Umwandeln der erzeugten Codefolge in eine Konfiguration aufweist, die für ein Übertragungsmedium geeignet ist, bevor der erzeugte Code auf das Übertragungsmedium übertragen wird.
  16. Verfahren nach Anspruch 13, 14 oder 15, ferner mit den Schritten: Empfangen der übertragenen Codefolge durch Trennen der übertragenen Codefolge von einem Übertragungsmedium; und Bilden einer Empfangsdatenfolge mit einem durch m Bits definierten Code, die den m Bits der übertragenen Codefolgen entsprechen.
  17. Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, wobei der Erzeugungsschritt die Schritte aufweist: separates Erzeugen von N Manchester-M-Codefolgen und selektives Schalten einer synthetisierten Folge, die von erzeugten N Manchester-M-Folgen synthetisiert wird, gemäß dem Code von m Bits in den übertragenen Codefolgen, wobei der Schaltvorgang mit einer Periode der N Manchester-M-Codefolgen synchronisiert ist.
  18. Verfahren nach Anspruch 17, ferner mit den Schritten: separates Korrelieren jeder der getrennten, übertragenen Codefolgen mit N Manchester-M-Folgen, um erste bis N-te Korrelationssignale zu erzeugen; Demodulieren der ersten bis N-ten Korrelationssignale, um entsprechende Bits in der Empfangsdatenfolge zu erzeugen; und Synchronisieren des Korrelationsschritts mit einem Datenintervall, das einer Periode der Manchester-M-Folge gleicht.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, wobei der Schritt zum Bilden einer Empfangsdatenfolge den Schritt aufweist: Erfassen, ob ein Trägersignal erfaßt worden ist oder nicht, basierend auf den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen.
  20. Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, wobei der Synchronisationsschritt die Schritte aufweist: Erfassen eines Peaks in den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen; Bestimmen, ob der erfaßte Peak in einem vorgegebenen Bereich innerhalb des Datenintervalls ansteigt oder nicht; und Einrichten einer Synchronisation zwischen den ersten bis N-ten Korrelationsausgangssignalen und dem Datenintervall in Antwort auf eine negative Bestimmung im Bestimmungsschritt.
  21. Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Synchronisationsschritt den Schritt aufweist: Bestimmen, ob während einer vorgegebenen Anzahl (Y) von Datenintervallen kein Träger erfaßt worden ist, um anzuzeigen, daß ein Fehler bei der Einrichtung eines Synchronisationszustands aufgetreten ist, wodurch zwischen einer vorübergehenden Störung bei der Erfassung eines Trägers und einer Stö rung bei der Erfassung eines Trägers unterschieden wird.
  22. Verfahren nach Anspruch 21, wobei der Synchronisationsschritt den Schritt zum Einstellen der Länge des Datenintervalls aufweist, um die durch die Erfassungsschritte in Folge erfaßten Peakpositionen näher zu einem vorgegebenen Bereich innerhalb des Datenintervalls zu bringen.
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