JP2003169000A - 遅延ホッピング連続雑音送信参照方式を用いた超広帯域通信システム及び方法 - Google Patents
遅延ホッピング連続雑音送信参照方式を用いた超広帯域通信システム及び方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期が容易で実用に耐える多元接続収容力を
具備したＵＷＢ通信システムを提供する。 【解決手段】 超広帯域（ＵＷＢ）通信システムにおい
て、送信参照（ＴＲ）の手法と遅延ホッピング（ＤＨ）
と呼ばれる多元接続方式の手法とを組み合わせる。連続
雑音送信波形を用いたＵＷＢ信号伝送を利用してこれら
二つの手法を組み合わせると、従来のアプローチに付随
していた同期の困難さが回避される。このＴＲ手法をＤ
Ｈ多元接続手法と組み合わせて、ＵＷＢ ＴＲ手法がそ
れ自体で有していたものよりも大きい多元接続収容力を
有するＵＷＢ通信方式を案出する。
具備したＵＷＢ通信システムを提供する。 【解決手段】 超広帯域（ＵＷＢ）通信システムにおい
て、送信参照（ＴＲ）の手法と遅延ホッピング（ＤＨ）
と呼ばれる多元接続方式の手法とを組み合わせる。連続
雑音送信波形を用いたＵＷＢ信号伝送を利用してこれら
二つの手法を組み合わせると、従来のアプローチに付随
していた同期の困難さが回避される。このＴＲ手法をＤ
Ｈ多元接続手法と組み合わせて、ＵＷＢ ＴＲ手法がそ
れ自体で有していたものよりも大きい多元接続収容力を
有するＵＷＢ通信方式を案出する。
Description
【０００１】
【発明の背景】本発明は、超広帯域通信システムの送
信、受信、検出、同期、及び利用に関する。具体的に
は、本発明は、連続雑音送信参照遅延ホッピング（tran
smitted-reference, delay hopped、ＴＲ／ＤＨ）方式
の超広帯域無線通信システムに関する。
信、受信、検出、同期、及び利用に関する。具体的に
は、本発明は、連続雑音送信参照遅延ホッピング（tran
smitted-reference, delay hopped、ＴＲ／ＤＨ）方式
の超広帯域無線通信システムに関する。
【０００２】従来の超広帯域（ＵＷＢ）無線システム
は、時間長が典型的には１ナノ秒未満の極く短い無線周
波数（ＲＦ）パルスの系列を送受信することにより動作
する。この方式をインパルス無線と呼ぶ。個々のパルス
は典型的には低エネルギを有する。結果的に、パルス状
波形のデューティ・サイクルが小さくなり、平均電力が
極く小さくなる。
は、時間長が典型的には１ナノ秒未満の極く短い無線周
波数（ＲＦ）パルスの系列を送受信することにより動作
する。この方式をインパルス無線と呼ぶ。個々のパルス
は典型的には低エネルギを有する。結果的に、パルス状
波形のデューティ・サイクルが小さくなり、平均電力が
極く小さくなる。
【０００３】ＵＷＢ通信システムを具現化する従来の一
アプローチでは、パルス位置変調（ＰＰＭ）方式を用い
てＵＷＢ搬送波に情報を刻印する。ＰＰＭは、一定数の
異なる時間ウィンドウのうちのいずれに受信パルスが現
われているかを受信器が決定して、この決定が１量子分
の情報を伝達するという直交信号伝送方式である。例え
ば、二つの可能な時間ウィンドウが存在している場合に
は、一つのウィンドウの決定により１ビットの情報が伝
達され、三つのウィンドウの場合には１トリットの情報
が伝達され、四つのウィンドウの場合は２ビットが伝達
され、以下同様となる。
アプローチでは、パルス位置変調（ＰＰＭ）方式を用い
てＵＷＢ搬送波に情報を刻印する。ＰＰＭは、一定数の
異なる時間ウィンドウのうちのいずれに受信パルスが現
われているかを受信器が決定して、この決定が１量子分
の情報を伝達するという直交信号伝送方式である。例え
ば、二つの可能な時間ウィンドウが存在している場合に
は、一つのウィンドウの決定により１ビットの情報が伝
達され、三つのウィンドウの場合には１トリットの情報
が伝達され、四つのウィンドウの場合は２ビットが伝達
され、以下同様となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＰＰＭシステムをうま
く動作させるためには、送信器と受信器との間で正確な
時間同期を獲得して保持する必要がある。例えば、ＵＷ
Ｂ ＰＰＭシステムの場合に、この同期はパルス時間長
の部分数の範囲内まで正確でなければならない。ＵＷＢ
システムではパルス時間長は極く短いため、この同期の
要件は非常に厳しい。この方法のための同期を確立する
のに必要な時間は実現不可能なほど長く、一対よりも多
い送信器及び受信器が同時刻に動作している場合に生ず
る多元接続干渉の存在下では獲得が常に可能であるとは
限らない。従来のＵＷＢインパルス無線通信の利用時に
は獲得時間が長いことが大きな問題点である。従って、
従来のアプローチに付随していた同期の困難さをなくし
たＵＷＢ通信システムが必要とされている。
く動作させるためには、送信器と受信器との間で正確な
時間同期を獲得して保持する必要がある。例えば、ＵＷ
Ｂ ＰＰＭシステムの場合に、この同期はパルス時間長
の部分数の範囲内まで正確でなければならない。ＵＷＢ
システムではパルス時間長は極く短いため、この同期の
要件は非常に厳しい。この方法のための同期を確立する
のに必要な時間は実現不可能なほど長く、一対よりも多
い送信器及び受信器が同時刻に動作している場合に生ず
る多元接続干渉の存在下では獲得が常に可能であるとは
限らない。従来のＵＷＢインパルス無線通信の利用時に
は獲得時間が長いことが大きな問題点である。従って、
従来のアプローチに付随していた同期の困難さをなくし
たＵＷＢ通信システムが必要とされている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、二つの主な特
徴の組み合わせ、及び各特徴を巡る革新的手法から成っ
ている。これらの特徴の第一のものは当技術分野で送信
参照（ＴＲ）方式として公知である。ＴＲ手法は、デー
タによって変調されている搬送波及び変調されていない
搬送波の二つの形態の広帯域搬送波の送信として定義さ
れる。これら二つの信号は受信器によって復元され、互
いに対する相関を求めて変調データの検出を行なう。広
く用いられている広帯域搬送波は連続広帯域擬似雑音源
であり、変調形態及び非変調形態は典型的には、時間又
は周波数のいずれかで互いから分離される。本発明で用
いられる搬送波は、連続広帯域雑音又は連続広帯域擬似
雑音である。従って、本発明では、「送信参照」という
用語は、受信器にとって既知の特定の時間間隔によって
互いから分離される雑音波形又は擬似雑音波形の多数の
インスタンス（instance、実形態）の送受信を指すもの
とする。雑音波形をそれ自体で搬送波と呼ぶ。情報は、
二つの送信雑音波形の相対的な位相を変調させることに
より、上述のような信号によって伝送される。受信器
は、有限の区間にわたって、受信した信号と該信号自体
の遅延付き形態との相関を求めて信号を復調する。イン
パルス無線方法とは対照的に、送信参照手法の利用によ
って個々のパルスとの同期が不要になる。他方、この方
式は、インパルス無線手法と比較すると信号対雑音比
（ＳＮＲ）に弱点がある。
徴の組み合わせ、及び各特徴を巡る革新的手法から成っ
ている。これらの特徴の第一のものは当技術分野で送信
参照（ＴＲ）方式として公知である。ＴＲ手法は、デー
タによって変調されている搬送波及び変調されていない
搬送波の二つの形態の広帯域搬送波の送信として定義さ
れる。これら二つの信号は受信器によって復元され、互
いに対する相関を求めて変調データの検出を行なう。広
く用いられている広帯域搬送波は連続広帯域擬似雑音源
であり、変調形態及び非変調形態は典型的には、時間又
は周波数のいずれかで互いから分離される。本発明で用
いられる搬送波は、連続広帯域雑音又は連続広帯域擬似
雑音である。従って、本発明では、「送信参照」という
用語は、受信器にとって既知の特定の時間間隔によって
互いから分離される雑音波形又は擬似雑音波形の多数の
インスタンス（instance、実形態）の送受信を指すもの
とする。雑音波形をそれ自体で搬送波と呼ぶ。情報は、
二つの送信雑音波形の相対的な位相を変調させることに
より、上述のような信号によって伝送される。受信器
は、有限の区間にわたって、受信した信号と該信号自体
の遅延付き形態との相関を求めて信号を復調する。イン
パルス無線方法とは対照的に、送信参照手法の利用によ
って個々のパルスとの同期が不要になる。他方、この方
式は、インパルス無線手法と比較すると信号対雑音比
（ＳＮＲ）に弱点がある。
【０００６】異なる遅延を付して二つのＵＷＢ ＴＲ信
号を発生させると、幾つかの条件下では、同じ受信信号
に対して二つの別個の相関器を適用することによりこれ
ら二つのＵＷＢ ＴＲ信号の両方を同時に受信して復調
することが可能になる。従って、それぞれ別個の送信器
に関連付けられている異なる遅延を用いると、ＵＷＢＴ
Ｒ通信システムに一定量の多元接続収容力が付与され
る。一実施形態では「収容力」とは、通信システムがサ
ポート可能な同時利用者数として定義される。
号を発生させると、幾つかの条件下では、同じ受信信号
に対して二つの別個の相関器を適用することによりこれ
ら二つのＵＷＢ ＴＲ信号の両方を同時に受信して復調
することが可能になる。従って、それぞれ別個の送信器
に関連付けられている異なる遅延を用いると、ＵＷＢＴ
Ｒ通信システムに一定量の多元接続収容力が付与され
る。一実施形態では「収容力」とは、通信システムがサ
ポート可能な同時利用者数として定義される。
【０００７】本発明の第二の特徴は、「遅延ホッピン
グ」と呼ばれる形式の多元接続方式である。ＵＷＢ通信
の場合には、遅延ホッピングとは、送信器及び受信器の
両方にとって既知の固定されたパターンでＴＲ ＵＷＢ
送信時に用いられる遅延を変化させる方法を指す。この
パターンは符号語を構成しており、符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ）手法によって多元接続収容力が得られる。
グ」と呼ばれる形式の多元接続方式である。ＵＷＢ通信
の場合には、遅延ホッピングとは、送信器及び受信器の
両方にとって既知の固定されたパターンでＴＲ ＵＷＢ
送信時に用いられる遅延を変化させる方法を指す。この
パターンは符号語を構成しており、符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ）手法によって多元接続収容力が得られる。
【０００８】ＣＤＭＡは、利用者がチャネルにランダム
な態様で接続することを可能にする多元接続方法であ
る。ＣＤＭＡシステムでは、異なる利用者からの信号送
信が時間及び周波数の両方について完全に重畳してよ
い。これらの信号の復調には、各々の信号が受信器にと
って既知の符号系列に関連付けられているという事実が
利用されており、この符号を一般に拡散符号と呼んでい
る。異なる送信器の拡散符号は、多数の符号が互いに殆
ど干渉しないようにして同時に検出され得るという意味
で直交（又は近似的に直交）していなければならない。
な態様で接続することを可能にする多元接続方法であ
る。ＣＤＭＡシステムでは、異なる利用者からの信号送
信が時間及び周波数の両方について完全に重畳してよ
い。これらの信号の復調には、各々の信号が受信器にと
って既知の符号系列に関連付けられているという事実が
利用されており、この符号を一般に拡散符号と呼んでい
る。異なる送信器の拡散符号は、多数の符号が互いに殆
ど干渉しないようにして同時に検出され得るという意味
で直交（又は近似的に直交）していなければならない。
【０００９】本発明の代表的な一実施形態は、同期が容
易で且つ実用に耐える水準の多元接続収容力を有する連
続雑音送信参照を送信するＵＷＢ通信方式を案出するた
めにＴＲ手法とＤＨ手法とを組み合わせることから成っ
ている。
易で且つ実用に耐える水準の多元接続収容力を有する連
続雑音送信参照を送信するＵＷＢ通信方式を案出するた
めにＴＲ手法とＤＨ手法とを組み合わせることから成っ
ている。
【００１０】
【発明の実施の形態】一実施形態では、本書に記載する
特定の送信参照（ＴＲ）方法は、少なくとも二つの連続
雑音波形の送信を必要とする。二つの連続雑音波形は、
受信器３００（図３）及び送信器１００（図１）の両方
にとって既知の時間間隔Ｄによって分離される。送信デ
ータは、二つの連続雑音波形の相対的な振幅極性によっ
て符号化される。送信波形の一方は常に同じ極性で送信
され、この波形が参照信号となる。他方の波形は極性が
変調されており、情報を担持した信号となる。「送信参
照」という名称は、参照信号が情報を担持した信号と共
に送信されるという事実に由来する。
特定の送信参照（ＴＲ）方法は、少なくとも二つの連続
雑音波形の送信を必要とする。二つの連続雑音波形は、
受信器３００（図３）及び送信器１００（図１）の両方
にとって既知の時間間隔Ｄによって分離される。送信デ
ータは、二つの連続雑音波形の相対的な振幅極性によっ
て符号化される。送信波形の一方は常に同じ極性で送信
され、この波形が参照信号となる。他方の波形は極性が
変調されており、情報を担持した信号となる。「送信参
照」という名称は、参照信号が情報を担持した信号と共
に送信されるという事実に由来する。
【００１１】図１に示すように、連続雑音送信参照を送
信するのに用いられる送信器１００の一実施形態は、遅
延時間間隔（Ｄ）を有する遅延１６０に接続されている
広帯域雑音源１１０と、加算器１７０とを備えている。
遅延１６０の出力は情報変調器１３０に接続されてお
り、情報変調器１３０もまた加算器１７０に接続されて
いる。アンテナ１８０が加算器１７０に接続されてい
る。この実施形態では、連続雑音波形の二つのインスタ
ンスが遅延時間間隔（Ｄ）によって分離される。遅延時
間間隔（Ｄ）は送信器１００及び受信器３００（図３）
に既知である。送信データは、各連続雑音波形の相対的
な振幅極性によって符号化されている。
信するのに用いられる送信器１００の一実施形態は、遅
延時間間隔（Ｄ）を有する遅延１６０に接続されている
広帯域雑音源１１０と、加算器１７０とを備えている。
遅延１６０の出力は情報変調器１３０に接続されてお
り、情報変調器１３０もまた加算器１７０に接続されて
いる。アンテナ１８０が加算器１７０に接続されてい
る。この実施形態では、連続雑音波形の二つのインスタ
ンスが遅延時間間隔（Ｄ）によって分離される。遅延時
間間隔（Ｄ）は送信器１００及び受信器３００（図３）
に既知である。送信データは、各連続雑音波形の相対的
な振幅極性によって符号化されている。
【００１２】図２に示す送信器１００のもう一つの実施
形態では、広帯域雑音源１１０がスペクトル成形装置１
２０に接続されて、連続雑音搬送波を発生する。広帯域
雑音源は、バック・バイアス・ダイオードを含んでいて
よく、ダイオードの出力をキャパシタに通してあらゆる
ＤＣバイアスを除去する。また、広帯域雑音源は高速擬
似ランダム雑音発生器を含んでいてもよい。スペクトル
成形装置１２０は広帯域雑音源１１０の出力をフィルタ
処理する。一実施形態では、スペクトル成形装置１２０
はアナログ・フィルタを含んでいてよい。他の実施形態
では、スペクトル成形装置１２０はディジタル・フィル
タを含んでいてよい。スペクトル成形装置１２０は、所
定の周波数帯域からエネルギを除去して、通信の一貫性
を保護し且つ／又は連邦政府規制に従う。スペクトル成
形された連続雑音送信参照は、加算器１７０及び情報変
調器１３０へ供給される。
形態では、広帯域雑音源１１０がスペクトル成形装置１
２０に接続されて、連続雑音搬送波を発生する。広帯域
雑音源は、バック・バイアス・ダイオードを含んでいて
よく、ダイオードの出力をキャパシタに通してあらゆる
ＤＣバイアスを除去する。また、広帯域雑音源は高速擬
似ランダム雑音発生器を含んでいてもよい。スペクトル
成形装置１２０は広帯域雑音源１１０の出力をフィルタ
処理する。一実施形態では、スペクトル成形装置１２０
はアナログ・フィルタを含んでいてよい。他の実施形態
では、スペクトル成形装置１２０はディジタル・フィル
タを含んでいてよい。スペクトル成形装置１２０は、所
定の周波数帯域からエネルギを除去して、通信の一貫性
を保護し且つ／又は連邦政府規制に従う。スペクトル成
形された連続雑音送信参照は、加算器１７０及び情報変
調器１３０へ供給される。
【００１３】一実施形態では、情報変調器１３０は、ス
ペクトル成形装置１２０からの連続雑音搬送波に対して
遅延ホッピング符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）符号語を
刻印する。やはりマルチプレクサ及びデータ極性スイッ
チ１５０に接続されている遅延ホッピング制御器１４０
が、遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を導出する。
情報シンボル１４５が遅延ホッピング制御器１４０へ供
給され、遅延ホッピング制御器１４０は情報シンボル１
４５を用いて遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を生
成する。この符号語は、遅延値の系列と、関連するチッ
プ位相極性の系列とから成っている。遅延ホッピング制
御器１４０は、一実施形態では、有限状態順序機械で構
成されている。一実施形態では、符号語はＮC個のチッ
プを含んでいる。ＮC個のチップの各々が、固定された
時間間隔又は遅延によって分離される一対の連続雑音波
形を含んでいる。
ペクトル成形装置１２０からの連続雑音搬送波に対して
遅延ホッピング符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）符号語を
刻印する。やはりマルチプレクサ及びデータ極性スイッ
チ１５０に接続されている遅延ホッピング制御器１４０
が、遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を導出する。
情報シンボル１４５が遅延ホッピング制御器１４０へ供
給され、遅延ホッピング制御器１４０は情報シンボル１
４５を用いて遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を生
成する。この符号語は、遅延値の系列と、関連するチッ
プ位相極性の系列とから成っている。遅延ホッピング制
御器１４０は、一実施形態では、有限状態順序機械で構
成されている。一実施形態では、符号語はＮC個のチッ
プを含んでいる。ＮC個のチップの各々が、固定された
時間間隔又は遅延によって分離される一対の連続雑音波
形を含んでいる。
【００１４】マルチプレクサ及びデータ極性スイッチ１
５０は、固定された遅延帯１６０に対する広帯域連続雑
音波形の適用及び経路選択、並びに情報を担持した波形
に対するチップ極性値の適用を制御する。一実施形態で
は、遅延１６０は、同軸伝送ケーブルの分節のような離
散的な遅延アナログ構成要素を含んでいてよい。他の実
施形態では、遅延１６０はディジタル遅延構成要素を含
んでいてもよい。他の実施形態において、雑音源１１０
が擬似ランダム雑音源で構成されている場合には、遅延
１６０は、雑音が発生されるときに擬似ランダム雑音源
によって生成されてもよい。マルチプレクサ・スイッチ
１５０は遅延ホッピング制御器１４０によって制御さ
れ、遅延ホッピング制御器１４０が遅延ホッピングＣＤ
ＭＡ符号語１３５の相互相関の限度によって課される所
定の設計規準に従って遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１
３５を生成することにより制御される。スペクトル成形
装置１３０の出力及び固定された遅延１６０の出力は、
加算器１７０によって結合され加算されて、広帯域雑音
源１１０によって発生される連続雑音搬送波の二つのイ
ンスタンスの和を含む連続雑音送信参照信号を発生す
る。このとき、第一のインスタンスは、遅延のない連続
雑音波形を含んでおり、第二のインスタンスは、変調さ
れた遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５で刻印された
１以上の連続雑音波形の遅延付きインスタンスを含んで
いる。連続雑音波形はフィルタ１７５へ供給されてさら
にフィルタ処理された後に、アンテナ１８０へ供給され
て放射される。
５０は、固定された遅延帯１６０に対する広帯域連続雑
音波形の適用及び経路選択、並びに情報を担持した波形
に対するチップ極性値の適用を制御する。一実施形態で
は、遅延１６０は、同軸伝送ケーブルの分節のような離
散的な遅延アナログ構成要素を含んでいてよい。他の実
施形態では、遅延１６０はディジタル遅延構成要素を含
んでいてもよい。他の実施形態において、雑音源１１０
が擬似ランダム雑音源で構成されている場合には、遅延
１６０は、雑音が発生されるときに擬似ランダム雑音源
によって生成されてもよい。マルチプレクサ・スイッチ
１５０は遅延ホッピング制御器１４０によって制御さ
れ、遅延ホッピング制御器１４０が遅延ホッピングＣＤ
ＭＡ符号語１３５の相互相関の限度によって課される所
定の設計規準に従って遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１
３５を生成することにより制御される。スペクトル成形
装置１３０の出力及び固定された遅延１６０の出力は、
加算器１７０によって結合され加算されて、広帯域雑音
源１１０によって発生される連続雑音搬送波の二つのイ
ンスタンスの和を含む連続雑音送信参照信号を発生す
る。このとき、第一のインスタンスは、遅延のない連続
雑音波形を含んでおり、第二のインスタンスは、変調さ
れた遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５で刻印された
１以上の連続雑音波形の遅延付きインスタンスを含んで
いる。連続雑音波形はフィルタ１７５へ供給されてさら
にフィルタ処理された後に、アンテナ１８０へ供給され
て放射される。
【００１５】遅延ホッピングは、送信参照方式ＵＷＢと
共に用いられるべき符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式
である。ＴＲ ＵＷＢにおいては、連続雑音送信参照信
号を別個の遅延で送受信することにより、限定された量
の多元接続収容力が利用可能となる。一つの遅延に同調
されている受信器１００は、それ自体の遅延値で送信さ
れている連続雑音送信参照信号に対する場合よりも遥か
に低いエネルギ・レベルにある別個の遅延で受信した連
続雑音送信参照信号に応答する。しかしながら、受信器
のアンテナ３１０に異なる遅延を付した多数の送信が存
在している場合には、異なる送信器から発した連続雑音
送信参照信号の間に偽の相関が生ずる場合がある。多数
の遅延、及び参照信号と情報を担持した信号との間での
多数の相対的な信号極性を表わすチップを備えたＣＤＭ
Ａ符号語を用いることにより、遅延ホッピングは、単に
異なる遅延を付して送信する場合よりも大きい多元接続
収容力に対応することができる。
共に用いられるべき符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式
である。ＴＲ ＵＷＢにおいては、連続雑音送信参照信
号を別個の遅延で送受信することにより、限定された量
の多元接続収容力が利用可能となる。一つの遅延に同調
されている受信器１００は、それ自体の遅延値で送信さ
れている連続雑音送信参照信号に対する場合よりも遥か
に低いエネルギ・レベルにある別個の遅延で受信した連
続雑音送信参照信号に応答する。しかしながら、受信器
のアンテナ３１０に異なる遅延を付した多数の送信が存
在している場合には、異なる送信器から発した連続雑音
送信参照信号の間に偽の相関が生ずる場合がある。多数
の遅延、及び参照信号と情報を担持した信号との間での
多数の相対的な信号極性を表わすチップを備えたＣＤＭ
Ａ符号語を用いることにより、遅延ホッピングは、単に
異なる遅延を付して送信する場合よりも大きい多元接続
収容力に対応することができる。
【００１６】送信参照／遅延ホッピング（ＴＲ／ＤＨ）
方式の符号語（遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５と
も呼ぶ）は、順次送信されるＮC個のチップから成って
いる。ＮC個のチップの各々が、固定された時間間隔で
分離される連続雑音送信参照を含んでいる。異なるチッ
プ区間にある連続雑音送信参照は一般的には、異なる遅
延によって特徴付けられる。チップ値は、送信されたチ
ップの関連する遅延値及び極性の両方で区別されること
を特記しておく。ＮC個のチップの符号語を用いて一つ
のデータ・ビットを送る場合に、この送られるべきデー
タ・ビットが１であれば、符号語の各々のチップの情報
を担持するすべての信号が符号語極性ビットの極性を有
する。送られるべきデータ・ビットが０であれば、符号
語の各々のチップの情報を担持するすべての信号が符号
語極性ビットの反対の極性で送信される。
方式の符号語（遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５と
も呼ぶ）は、順次送信されるＮC個のチップから成って
いる。ＮC個のチップの各々が、固定された時間間隔で
分離される連続雑音送信参照を含んでいる。異なるチッ
プ区間にある連続雑音送信参照は一般的には、異なる遅
延によって特徴付けられる。チップ値は、送信されたチ
ップの関連する遅延値及び極性の両方で区別されること
を特記しておく。ＮC個のチップの符号語を用いて一つ
のデータ・ビットを送る場合に、この送られるべきデー
タ・ビットが１であれば、符号語の各々のチップの情報
を担持するすべての信号が符号語極性ビットの極性を有
する。送られるべきデータ・ビットが０であれば、符号
語の各々のチップの情報を担持するすべての信号が符号
語極性ビットの反対の極性で送信される。
【００１７】パラメータの典型的な値は次の通りであ
る。符号語内のチップ数（ＮC）は５０〜１０００であ
り、各々のチップの時間長は１マイクロ秒〜１０マイク
ロ秒である。二つの連続雑音送信参照信号を分離する時
間遅延は、可能な時間間隔の小集合から導出される。連
続雑音送信参照信号を分離する間隔の時間長には基本的
な制限が存在していないが、短い遅延の方が送信器１０
０及び受信器３００においてより正確に具現化され得
る。
る。符号語内のチップ数（ＮC）は５０〜１０００であ
り、各々のチップの時間長は１マイクロ秒〜１０マイク
ロ秒である。二つの連続雑音送信参照信号を分離する時
間遅延は、可能な時間間隔の小集合から導出される。連
続雑音送信参照信号を分離する間隔の時間長には基本的
な制限が存在していないが、短い遅延の方が送信器１０
０及び受信器３００においてより正確に具現化され得
る。
【００１８】ＤＨ ＣＤＭＡ符号語１３５は、遅延ホッ
ピング符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の最も重要な
部分である。ＤＨ ＣＤＭＡ符号語１３５は、コンピュ
ータ検索を用いて容易に見出すことができる。例えば、
発明者は符号語１０００個から成る集合を生成してお
り、各符号語が２００個のチップで構成され、１６の可
能な遅延の集合から遅延を導出した。これらのＤＨ Ｃ
ＤＭＡ符号語１３５はすべて、絶対値にしてピーク自己
相関の７％未満の自己相関サイドローブを有する。これ
らの語の任意の対の間の任意の遅延での相互相関の絶対
値の最大値は、ピーク自己相関の１０％未満である。さ
らに多くのチップで構成されているさらに長い符号は一
層良好な相関特性を有すると考えられる。
ピング符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の最も重要な
部分である。ＤＨ ＣＤＭＡ符号語１３５は、コンピュ
ータ検索を用いて容易に見出すことができる。例えば、
発明者は符号語１０００個から成る集合を生成してお
り、各符号語が２００個のチップで構成され、１６の可
能な遅延の集合から遅延を導出した。これらのＤＨ Ｃ
ＤＭＡ符号語１３５はすべて、絶対値にしてピーク自己
相関の７％未満の自己相関サイドローブを有する。これ
らの語の任意の対の間の任意の遅延での相互相関の絶対
値の最大値は、ピーク自己相関の１０％未満である。さ
らに多くのチップで構成されているさらに長い符号は一
層良好な相関特性を有すると考えられる。
【００１９】図３に、受信器３００のトップ・レベル構
造を示す。送信参照／遅延ホッピング（ＴＲ／ＤＨ）符
号語用の受信器３００は、アンテナ３１０に接続されて
いる相関器バンク３２０から成っている。パルス対相関
器バンク３２０内の各々の相関は異なる遅延に同調され
ている。相関器バンク３２０は、出力３５０を有するＣ
ＤＭＡ符号語相関器３５０に接続されている。ＣＤＭＡ
符号語相関器３４０は、一実施形態では、ディジタル信
号プロセッサ（ＤＳＰ）１３４上で実行されるソフトウ
ェアとして具現化される。他の実施形態では、符号語相
関器３４０は、プログラマブル論理素子（ＰＬＤ）であ
ってもよいし、又は特定応用向け集積回路（ＡＳＩＣ）
であってもよい。相関器バンク３００の出力は、典型的
には２ｍｓｐｓ〜１０ｍｓｐｓのサンプリング速度でＡ
／Ｄ変換器３３０によってサンプリングされる。この速
度はチップ時間によって決まる。一般的には、チップ当
たり２以上のサンプルを得ると望ましい。
造を示す。送信参照／遅延ホッピング（ＴＲ／ＤＨ）符
号語用の受信器３００は、アンテナ３１０に接続されて
いる相関器バンク３２０から成っている。パルス対相関
器バンク３２０内の各々の相関は異なる遅延に同調され
ている。相関器バンク３２０は、出力３５０を有するＣ
ＤＭＡ符号語相関器３５０に接続されている。ＣＤＭＡ
符号語相関器３４０は、一実施形態では、ディジタル信
号プロセッサ（ＤＳＰ）１３４上で実行されるソフトウ
ェアとして具現化される。他の実施形態では、符号語相
関器３４０は、プログラマブル論理素子（ＰＬＤ）であ
ってもよいし、又は特定応用向け集積回路（ＡＳＩＣ）
であってもよい。相関器バンク３００の出力は、典型的
には２ｍｓｐｓ〜１０ｍｓｐｓのサンプリング速度でＡ
／Ｄ変換器３３０によってサンプリングされる。この速
度はチップ時間によって決まる。一般的には、チップ当
たり２以上のサンプルを得ると望ましい。
【００２０】相関器バンク３２０内の各々の相関器は、
図４に示すように、遅延３２２、信号乗算器３２４（四
象限ギルバート・セル等）、及び有限時間積分器３２６
を備えたアナログ回路である。信号を二つの経路に分割
して、うち一方を遅延させる。受信信号の二つの形態を
乗算して、積をチップ時間にわたって積分する。遅延３
２２は、遅延付き回路経路の先行パルスが無遅延回路経
路の追従パルスと時間的に位置合わせされるようなもの
とする。このノン・ゼロ平均の積をチップ間隔にわたっ
て積分して、チップ信号を発生する。この回路は、Ｄに
よって与えられる遅延で受信信号の相関を推定する数学
的演算を具現化していることを特記しておく。
図４に示すように、遅延３２２、信号乗算器３２４（四
象限ギルバート・セル等）、及び有限時間積分器３２６
を備えたアナログ回路である。信号を二つの経路に分割
して、うち一方を遅延させる。受信信号の二つの形態を
乗算して、積をチップ時間にわたって積分する。遅延３
２２は、遅延付き回路経路の先行パルスが無遅延回路経
路の追従パルスと時間的に位置合わせされるようなもの
とする。このノン・ゼロ平均の積をチップ間隔にわたっ
て積分して、チップ信号を発生する。この回路は、Ｄに
よって与えられる遅延で受信信号の相関を推定する数学
的演算を具現化していることを特記しておく。
【００２１】ＣＤＭＡ符号相関器３４０は、パルス対相
関器バンク３２０の多数の出力のサンプルを採取して、
予期されるＣＤＭＡ符号語によって規定される態様でこ
れらのサンプルを足し合わせる。この動作の目的は、す
べてのチップ信号の位置合わせした和を生成することに
ある。予期された符号語が送信された符号語１３５に整
合していた場合には、この動作は、遅延ホッピング（Ｄ
Ｈ）符号語波形全体に整合したゲート波形を、相関器３
２０の出力において観測されたデータに適用する効果を
有する。ゲート波形がチップ信号波形の形状に整合して
いる場合には、マッチド・フィルタが具現化される。し
かしながら、このためにはサンプル・クロックと送信器
チップ・クロックとの相対的なタイミングを知る必要が
ある。個々のチップに適用されるゲート波形が時間長２
Ｔcを有する矩形である場合には、ＣＤＭＡ符号語相関
器３４０の効果は、個々のチップ波形のすべてを位相を
合わせて加算することとなり、個々のチップ波形の高Ｓ
ＮＲ形態である出力を発生する。
関器バンク３２０の多数の出力のサンプルを採取して、
予期されるＣＤＭＡ符号語によって規定される態様でこ
れらのサンプルを足し合わせる。この動作の目的は、す
べてのチップ信号の位置合わせした和を生成することに
ある。予期された符号語が送信された符号語１３５に整
合していた場合には、この動作は、遅延ホッピング（Ｄ
Ｈ）符号語波形全体に整合したゲート波形を、相関器３
２０の出力において観測されたデータに適用する効果を
有する。ゲート波形がチップ信号波形の形状に整合して
いる場合には、マッチド・フィルタが具現化される。し
かしながら、このためにはサンプル・クロックと送信器
チップ・クロックとの相対的なタイミングを知る必要が
ある。個々のチップに適用されるゲート波形が時間長２
Ｔcを有する矩形である場合には、ＣＤＭＡ符号語相関
器３４０の効果は、個々のチップ波形のすべてを位相を
合わせて加算することとなり、個々のチップ波形の高Ｓ
ＮＲ形態である出力を発生する。
【００２２】一実施形態において、図５にＣＤＭＡ符号
相関器の構造を示す。図示の特定的な符号相関器３４０
は、図４に示す相関器バンク３２０の出力に整合するＣ
ＤＭＡ符号語１３５を用いる。チップ時間遅延（Ｄ
chip time）並びに符号（加算及び減算）によって、要
素的相関器のピークが同じ符号で時間的に整列すること
を特記しておく。ＣＤＭＡ符号語相関器からのＡ／Ｄ変
換器の遅延付き出力は加算器３４４によって加算されて
出力３５０として供給される。Ａ／Ｄ変換器３３０のサ
ンプル時間はチップ時間の部分数であるものとして指定
されているため、一実施形態では、図５の遅延３４２は
すべて、一定数のディジタル記憶素子として具現化する
ことができ、一つの記憶素子から次の記憶素子へ記憶デ
ータを渡すものとする。従って、一実施形態では、図５
のＣＤＭＡ符号語相関器３４０は、プログラマブル論理
素子（ＰＬＤ）又はＡＳＩＣとして具現化されるものの
ような同期ディジタル回路を示している。
相関器の構造を示す。図示の特定的な符号相関器３４０
は、図４に示す相関器バンク３２０の出力に整合するＣ
ＤＭＡ符号語１３５を用いる。チップ時間遅延（Ｄ
chip time）並びに符号（加算及び減算）によって、要
素的相関器のピークが同じ符号で時間的に整列すること
を特記しておく。ＣＤＭＡ符号語相関器からのＡ／Ｄ変
換器の遅延付き出力は加算器３４４によって加算されて
出力３５０として供給される。Ａ／Ｄ変換器３３０のサ
ンプル時間はチップ時間の部分数であるものとして指定
されているため、一実施形態では、図５の遅延３４２は
すべて、一定数のディジタル記憶素子として具現化する
ことができ、一つの記憶素子から次の記憶素子へ記憶デ
ータを渡すものとする。従って、一実施形態では、図５
のＣＤＭＡ符号語相関器３４０は、プログラマブル論理
素子（ＰＬＤ）又はＡＳＩＣとして具現化されるものの
ような同期ディジタル回路を示している。
【００２３】図６では、送信器３００の一実施形態がベ
ースバンド復調を用いて受信信号の相関関数の形状を修
正している。アンテナ２０１が超広帯域信号を受信し、
次いで超広帯域信号は増幅器２０２によって帯域通過フ
ィルタ処理されて増幅される。この信号は、ミキサ２０
３ａ及び２０３ｂにおいて直交で混成されて、複素受信
信号の実数部及び虚数部を生成する。ローカル発振器の
周波数を選択して、増幅器２０２からの受信信号の最大
スペクトル・パワー密度の周波数を近似する。ミキサ２
０３ａ及び２０３ｂからのベースバンド信号は、低域通
過フィルタ６１０によってフィルタ処理されて、遅延２
１ａ及び２１ｂの時間Ｄだけそれぞれ遅延される。次い
で、遅延２１ａ及び２１ｂの出力について、アナログ乗
算相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄを用いてミ
キサ２０３ａ及び２０３ｂからの無遅延信号との相関を
求める。これらの相関器からのアナログ出力は、減算器
２２０及び加算器２２１においてそれぞれ減算及び加算
される。減算器２２０及び加算器２２１から得られたア
ナログ信号は、ミキサ２０３ａ及び２０３ｂからの複素
ベースバンド信号の遅延付き形態と無遅延形態との間の
複素相関のアナログ具現化形態であるものと考えること
ができる。減算器２２０の差出力が複素相関信号の実数
部であり、加算器２２１の加算後の出力が複素相関信号
の虚数部である。積分器２３ａ及び２３ｂが複素積分を
実行して、複素積分はＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂによ
ってディジタル化される。ディジタル化後の結果はＤＳ
Ｐ２１５へ送られる。多数の遅延チャネルを備えた受信
器を具現化する場合には、破線で囲った項目（２１ａ〜
ｂ、２２ａ〜ｄ、２３ａ〜ｂ、２１０ａ〜ｂ、２２０、
２２１）は各々の異なる遅延チャネル毎に一回ずつ繰り
返される。各々の受信器は、アンテナ２０１、増幅器２
０２、ミキサ２０３ａ及びミキサ２０３ｂ、ローカル発
振器２０４、移相器２０５、並びにＤＳＰ２１５の一つ
の複製のみを必要とする。
ースバンド復調を用いて受信信号の相関関数の形状を修
正している。アンテナ２０１が超広帯域信号を受信し、
次いで超広帯域信号は増幅器２０２によって帯域通過フ
ィルタ処理されて増幅される。この信号は、ミキサ２０
３ａ及び２０３ｂにおいて直交で混成されて、複素受信
信号の実数部及び虚数部を生成する。ローカル発振器の
周波数を選択して、増幅器２０２からの受信信号の最大
スペクトル・パワー密度の周波数を近似する。ミキサ２
０３ａ及び２０３ｂからのベースバンド信号は、低域通
過フィルタ６１０によってフィルタ処理されて、遅延２
１ａ及び２１ｂの時間Ｄだけそれぞれ遅延される。次い
で、遅延２１ａ及び２１ｂの出力について、アナログ乗
算相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄを用いてミ
キサ２０３ａ及び２０３ｂからの無遅延信号との相関を
求める。これらの相関器からのアナログ出力は、減算器
２２０及び加算器２２１においてそれぞれ減算及び加算
される。減算器２２０及び加算器２２１から得られたア
ナログ信号は、ミキサ２０３ａ及び２０３ｂからの複素
ベースバンド信号の遅延付き形態と無遅延形態との間の
複素相関のアナログ具現化形態であるものと考えること
ができる。減算器２２０の差出力が複素相関信号の実数
部であり、加算器２２１の加算後の出力が複素相関信号
の虚数部である。積分器２３ａ及び２３ｂが複素積分を
実行して、複素積分はＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂによ
ってディジタル化される。ディジタル化後の結果はＤＳ
Ｐ２１５へ送られる。多数の遅延チャネルを備えた受信
器を具現化する場合には、破線で囲った項目（２１ａ〜
ｂ、２２ａ〜ｄ、２３ａ〜ｂ、２１０ａ〜ｂ、２２０、
２２１）は各々の異なる遅延チャネル毎に一回ずつ繰り
返される。各々の受信器は、アンテナ２０１、増幅器２
０２、ミキサ２０３ａ及びミキサ２０３ｂ、ローカル発
振器２０４、移相器２０５、並びにＤＳＰ２１５の一つ
の複製のみを必要とする。
【００２４】図６の受信器３００は、ＡＤＣ２１０ａ及
び２１０ｂからの値によって形成される複素数値の位相
角及び振幅を算出する。情報系列によって変調された複
素数値系列の位相角を推定する動作は、ローカル・ビッ
ト判定を用いるか又は入力データを自乗するかのいずれ
かにより実行することができる。位相の補正によって、
ＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂの複素出力を、ＡＤＣ２１
０ａ及び２１０ｂから算出された位相角に依存する符号
を有する実数へ変換することが可能になる。このように
して生成された実数データは、受信したパルス対の各パ
ルスの相対的な位相に応じて正又は負のいずれかとなる
ため、図４に示す受信器１００の出力と完全に類似した
態様で利用することができる。このデータの絶対値は、
ここでの不整合遅延における相関関数の絶対値（modulu
s）によって決まるため、遅延の不整合には比較的感受
性が低い。
び２１０ｂからの値によって形成される複素数値の位相
角及び振幅を算出する。情報系列によって変調された複
素数値系列の位相角を推定する動作は、ローカル・ビッ
ト判定を用いるか又は入力データを自乗するかのいずれ
かにより実行することができる。位相の補正によって、
ＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂの複素出力を、ＡＤＣ２１
０ａ及び２１０ｂから算出された位相角に依存する符号
を有する実数へ変換することが可能になる。このように
して生成された実数データは、受信したパルス対の各パ
ルスの相対的な位相に応じて正又は負のいずれかとなる
ため、図４に示す受信器１００の出力と完全に類似した
態様で利用することができる。このデータの絶対値は、
ここでの不整合遅延における相関関数の絶対値（modulu
s）によって決まるため、遅延の不整合には比較的感受
性が低い。
【００２５】図６の受信器に多数の遅延チャネルが必要
とされる場合には、すべての遅延チャネルで同じＩ／Ｑ
変換器を共有してよいことを特記しておく。また、遅延
の変動に対するさらなる保護が必要とされる場合には、
受信器チャネル当たり多数の遅延を具現化してよいこと
も特記しておく。例えば、一回はノミナルの遅延、一回
はノミナルの遅延からオフセットを減じたもの、及び一
回はノミナルの遅延に同じオフセットを加えたものとし
て、各々の遅延チャネルを三回ずつ複製することができ
る。追跡される各々の送信器について、各々のチャネル
について最適な遅延は出力エネルギの比較によって求め
ることができる。
とされる場合には、すべての遅延チャネルで同じＩ／Ｑ
変換器を共有してよいことを特記しておく。また、遅延
の変動に対するさらなる保護が必要とされる場合には、
受信器チャネル当たり多数の遅延を具現化してよいこと
も特記しておく。例えば、一回はノミナルの遅延、一回
はノミナルの遅延からオフセットを減じたもの、及び一
回はノミナルの遅延に同じオフセットを加えたものとし
て、各々の遅延チャネルを三回ずつ複製することができ
る。追跡される各々の送信器について、各々のチャネル
について最適な遅延は出力エネルギの比較によって求め
ることができる。
【００２６】図６の受信器３００は、ある遅延での入力
信号の自己相関を算出することにより動作するので、受
信器はまた、信号に加算されている任意の雑音の自己相
関を同じ遅延で算出する。この遅延での雑音自己相関が
ノン・ゼロである場合には、ビット誤り確率を高めるよ
うな信号自己相関に対する加算オフセットを生ずる。こ
の影響は二つの方法の一方で補正することができるが、
いずれも雑音自己相関関数が既知であることを必要とす
る。第一の選択肢は、雑音自己相関の既知のゼロにおけ
るノミナルの遅延を指定するものである。第二の選択肢
は、ビット検出の前に受信器の出力から既知のノン・ゼ
ロの雑音相関値を減算するものである。雑音自己相関関
数は、雑音の帯域を限定するフロント・エンド・フィル
タの周波数応答関数から得ることができる。
信号の自己相関を算出することにより動作するので、受
信器はまた、信号に加算されている任意の雑音の自己相
関を同じ遅延で算出する。この遅延での雑音自己相関が
ノン・ゼロである場合には、ビット誤り確率を高めるよ
うな信号自己相関に対する加算オフセットを生ずる。こ
の影響は二つの方法の一方で補正することができるが、
いずれも雑音自己相関関数が既知であることを必要とす
る。第一の選択肢は、雑音自己相関の既知のゼロにおけ
るノミナルの遅延を指定するものである。第二の選択肢
は、ビット検出の前に受信器の出力から既知のノン・ゼ
ロの雑音相関値を減算するものである。雑音自己相関関
数は、雑音の帯域を限定するフロント・エンド・フィル
タの周波数応答関数から得ることができる。
【００２７】例として、図７にプロットしたパワー・ス
ペクトル密度を考察する。この例では雑音搬送波を用い
る。図７は、帯域幅が２ギガヘルツで中心周波数が２ギ
ガヘルツの雑音搬送波のパワー・スペクトル密度（ＰＳ
Ｄ）を示している。この図は、所望の帯域通過応答を有
する５５１タップのＦＩＲフィルタで４０ギガヘルツで
サンプリングされた未相関の雑音をフィルタ処理するこ
とにより形成されるシミュレートされた搬送波のサンプ
ル・スペクトルである。図８は、ＴＲ／ＤＨＣＤＭＡ符
号語１３５によって変調された同じ搬送波を示す。一実
施形態では、ＣＤＭＡ符号語１３５は、１．６５ナノ
秒、２．６５ナノ秒、３．６５ナノ秒及び４．６５ナノ
秒の四つの遅延のうち一つで雑音搬送波に相関をそれぞ
れ付与する１６個の６００ナノ秒チップで構成されてい
る。図８に示すように、ＴＲ／ＤＨ変調の最も顕著な効
果は、全体のサイドローブ・レベルを高めることであ
る。図８に示す高められた全体のサイドローブ・レベル
はフィルタ１７５（図１）を用いてフィルタ除去し得る
ことが理解されよう。
ペクトル密度を考察する。この例では雑音搬送波を用い
る。図７は、帯域幅が２ギガヘルツで中心周波数が２ギ
ガヘルツの雑音搬送波のパワー・スペクトル密度（ＰＳ
Ｄ）を示している。この図は、所望の帯域通過応答を有
する５５１タップのＦＩＲフィルタで４０ギガヘルツで
サンプリングされた未相関の雑音をフィルタ処理するこ
とにより形成されるシミュレートされた搬送波のサンプ
ル・スペクトルである。図８は、ＴＲ／ＤＨＣＤＭＡ符
号語１３５によって変調された同じ搬送波を示す。一実
施形態では、ＣＤＭＡ符号語１３５は、１．６５ナノ
秒、２．６５ナノ秒、３．６５ナノ秒及び４．６５ナノ
秒の四つの遅延のうち一つで雑音搬送波に相関をそれぞ
れ付与する１６個の６００ナノ秒チップで構成されてい
る。図８に示すように、ＴＲ／ＤＨ変調の最も顕著な効
果は、全体のサイドローブ・レベルを高めることであ
る。図８に示す高められた全体のサイドローブ・レベル
はフィルタ１７５（図１）を用いてフィルタ除去し得る
ことが理解されよう。
【００２８】図９〜図１２は、図８に示すスペクトルを
有する雑音信号の復調における様々な段階を示してい
る。図９は、雑音を含む信号波形の一部であって、図示
の区画は２５ナノ秒の時間長を有する。図１０は、相関
器バンク３２０の四つの乗算器の出力を示す。相関器バ
ンク３２０の各々の相関器が、例えば図４に示す構造を
有する。図１０は、時間長９．６マイクロ秒の単一のＴ
Ｒ／ＤＨ符号語の送信が生じている１５マイクロ秒の時
間区間を示している。四つのパルス対相関器が、変調に
用いられる１．６５ナノ秒、２．６５ナノ秒、３．６５
ナノ秒及び４．６５ナノ秒の四つの遅延に同調されてい
る。幾つかの時刻では乗算器の出力の平均レベルがゼロ
から遠ざかるようにシフトしており、これらの時刻は送
信されるチップの時刻に対応していることを特記してお
く。図１１は、パルス対相関器の四つの積分器の出力を
示す。これらの波形は、シミュレーションから生ずる実
際のチップ波形である。この例で送信されたＤＨ ＣＤ
ＭＡ符号１３５は、整数の順序付き系列｛３，４，１，
−４，−１，−２，３，−２，４，−１，−３，−２，
−４，１，３，−４｝として表現することができる。こ
の数値系列は、送信された遅延の数値を表しており、最
も短いものから最も長いものへ番号付けされており、各
数値の符号が送信されたチップの極性を表わしている。
ＣＤＭＡ符号語１３５は、図１１に示す波形から分離し
て読み取る（"read off"）ことができる。例えば、左か
ら右へ読み取ると、出力波形を発生する第一のチャネル
は３であり、この波形の極性は正である。図１２は、入
力が図１１に示すチップ波形から成っている場合の図３
に示す形式のＤＨ ＣＤＭＡ符号相関器３４０の出力を
示している。この比較的短い符号の場合には、符号相関
器の出力は高いサイドローブを有する。他のＤＨ ＣＤ
ＭＡ符号は１０００以上のチップを有しており、出力相
関におけるピーク・メインローブ・レベルに対するピー
ク絶対値サイドローブ・レベルの比ははるかに小さい。
有する雑音信号の復調における様々な段階を示してい
る。図９は、雑音を含む信号波形の一部であって、図示
の区画は２５ナノ秒の時間長を有する。図１０は、相関
器バンク３２０の四つの乗算器の出力を示す。相関器バ
ンク３２０の各々の相関器が、例えば図４に示す構造を
有する。図１０は、時間長９．６マイクロ秒の単一のＴ
Ｒ／ＤＨ符号語の送信が生じている１５マイクロ秒の時
間区間を示している。四つのパルス対相関器が、変調に
用いられる１．６５ナノ秒、２．６５ナノ秒、３．６５
ナノ秒及び４．６５ナノ秒の四つの遅延に同調されてい
る。幾つかの時刻では乗算器の出力の平均レベルがゼロ
から遠ざかるようにシフトしており、これらの時刻は送
信されるチップの時刻に対応していることを特記してお
く。図１１は、パルス対相関器の四つの積分器の出力を
示す。これらの波形は、シミュレーションから生ずる実
際のチップ波形である。この例で送信されたＤＨ ＣＤ
ＭＡ符号１３５は、整数の順序付き系列｛３，４，１，
−４，−１，−２，３，−２，４，−１，−３，−２，
−４，１，３，−４｝として表現することができる。こ
の数値系列は、送信された遅延の数値を表しており、最
も短いものから最も長いものへ番号付けされており、各
数値の符号が送信されたチップの極性を表わしている。
ＣＤＭＡ符号語１３５は、図１１に示す波形から分離し
て読み取る（"read off"）ことができる。例えば、左か
ら右へ読み取ると、出力波形を発生する第一のチャネル
は３であり、この波形の極性は正である。図１２は、入
力が図１１に示すチップ波形から成っている場合の図３
に示す形式のＤＨ ＣＤＭＡ符号相関器３４０の出力を
示している。この比較的短い符号の場合には、符号相関
器の出力は高いサイドローブを有する。他のＤＨ ＣＤ
ＭＡ符号は１０００以上のチップを有しており、出力相
関におけるピーク・メインローブ・レベルに対するピー
ク絶対値サイドローブ・レベルの比ははるかに小さい。
【００２９】以上の本発明の議論は例証及び説明の目的
で掲げられている。さらに、この記載は本発明を本書に
開示した形態に限定するものではない。結果的に、上の
教示に相応した関連技術分野の技術及び知見による変形
及び改変は本発明の範囲内に含まれる。上で本書に記載
した実施形態はさらに、本発明を実施するのに現状で既
知の最良の態様を説明すると共に、当業者が本発明をそ
のまま、又は他の実施形態で、また本発明の特定の応用
又は用途によって要求される様々な改変を施して利用す
ることを可能にするためのものである。特許請求の範囲
は、従来技術によって許容される範囲まで代替的な実施
形態を包含するように解釈すべきものとする。
で掲げられている。さらに、この記載は本発明を本書に
開示した形態に限定するものではない。結果的に、上の
教示に相応した関連技術分野の技術及び知見による変形
及び改変は本発明の範囲内に含まれる。上で本書に記載
した実施形態はさらに、本発明を実施するのに現状で既
知の最良の態様を説明すると共に、当業者が本発明をそ
のまま、又は他の実施形態で、また本発明の特定の応用
又は用途によって要求される様々な改変を施して利用す
ることを可能にするためのものである。特許請求の範囲
は、従来技術によって許容される範囲まで代替的な実施
形態を包含するように解釈すべきものとする。
【図１】連続雑音遅延ホッピング送信参照を送信する送
信器の代表的な一実施形態のブロック図である。
信器の代表的な一実施形態のブロック図である。
【図２】連続雑音遅延ホッピング送信参照を送信する送
信器のもう一つの代表的な実施形態のブロック図であ
る。
信器のもう一つの代表的な実施形態のブロック図であ
る。
【図３】受信器の代表的な一実施形態のブロック図であ
る。
る。
【図４】相関器バンクの代表的な一実施形態のブロック
図である。
図である。
【図５】ＣＤＭＡ符号語相関器の代表的な一実施形態の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】受信器のもう一つの代表的な実施形態のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】雑音搬送波のパワー・スペクトル密度の図であ
る。
る。
【図８】送信参照遅延ホッピングで変調した雑音搬送波
のパワー・スペクトル密度の図である。
のパワー・スペクトル密度の図である。
【図９】変調された信号の図である。
【図１０】受信器の代表的な一実施形態の相関器乗算器
の出力の図である。
の出力の図である。
【図１１】受信器の代表的な一実施形態の積分器の出力
の図である。
の図である。
【図１２】ＣＤＭＡ符号語相関器の出力の図である。
１００ 送信器
３００ 受信器
３４２ チップ時間遅延
３５０ 出力
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 デビッド・エム・ダベンポート
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、ニスカ
ユナ、アントニア・ドライブ、2508番
(72)発明者 アーロン・マーク・デンティンジャー
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、ニスカ
ユナ、グレイド・ドライブ、39番
(72)発明者 ニック・アンドリュー・ヴァン・ストラレ
ン
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、ボール
ストン・レイク、アシュダウン・ロード、
75番
(72)発明者 ハロルド・ウッドラフ・トムリンソン，ジ
ュニア
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、スコウ
シャ、アラパホー・パス、1001番
(72)発明者 ケネス・ブレイクリイ・ウェルズ，ザ・セ
カンド
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、スコウ
シャ、ヘチェルタウン・ロード、104番
(72)発明者 ジョン・エリック・ハーシェイ
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、ボール
ストン・レイク、バインズ・ロード、４番
Ｆターム(参考） 5K022 EE04 EE11 EE21 EE31
Claims (28)
- 【請求項１】 時間間隔Ｄにより分離される複数の連続
雑音送信波形を発生する送信器（１００）であって、送
信されるデータは前記複数の連続雑音送信波形の二つの
インスタンスの相対的な極性により符号化されており、
当該送信器（１００）はＮC個のチップで構成される符
号語（１３５）を順次送信し、前記ＮC個のチップの各
々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信
波形を含んでいる、送信器（１００）と、 該送信器（３００）により送信された前記複数の連続雑
音送信波形を受信する受信器（３００）とを備えた無線
通信システムであって、 前記受信器（３００）は、 異なる遅延に同調されている各々の相関器（３２０）を
含んでいる相関器バンク（３２０）であって、該相関器
バンク（３２０）の各々の相関器（３２０）が、 前記受信された信号の遅延付き形態及び無遅延形態を乗
算する乗算器（３２２）と、 該乗算器（３２２）に接続されており該乗算器（３２
２）により出力された信号を積分する積分器（３２６）
とを含んでいる、相関器バンク（３２０）と、 前記積分器（３２６）に接続されており前記ＮC個のチ
ップに対応する前記符号語（１３５）の相関を求める符
号語相関器（３４０）とを含んでいる、無線通信システ
ム。 - 【請求項２】 前記符号語相関器（３４０）は、前記Ｎ
C個のチップに対応する前記符号語（１３５）の相関を
求める符号語相関器アルゴリズムを実行するディジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）を含んでいる請求項１に記載
の無線通信システム。 - 【請求項３】 前記符号語相関器（３４０）は、前記Ｎ
C個のチップに対応する前記符号語（１３５）の相関を
求める符号語相関器アルゴリズムを実行するプログラマ
ブル論理素子（ＰＬＤ）を含んでいる請求項１に記載の
無線通信システム。 - 【請求項４】 前記符号語相関器（３４０）は、前記Ｎ
C個のチップに対応する前記符号語（１３５）の相関を
求める符号語相関器アルゴリズムを実行する特定応用向
け集積回路（ＡＳＩＣ）を含んでいる請求項１に記載の
無線通信システム。 - 【請求項５】 前記受信器（３００）は、 前記送信器（１００）により送信された前記複数の連続
雑音送信波形を含む受信信号を受信するアンテナ（３１
０）と、 該アンテナ（３１０）に接続されており、前記受信信号
を複素出力の実数部及び虚数部へ変換するベースバンド
復調器（１０１）とをさらに含んでおり、 該ベースバンド復調器（１０１）は、 前記複素出力の前記実数部及び前記虚数部の両方を遅延
させるように構成されている遅延（２１ａ）と、 該遅延（２１ａ）に接続されており、前記受信信号の直
接経路に前記受信信号の遅延付き経路の複素共役を掛け
る複素乗算を実行するように構成されている信号乗算器
（２２ａ）とを含んでおり、前記積分器（３２６）は、
一方が前記信号乗算器（２２ａ）により出力された積信
号の前記実数部用及び他方が前記虚数部用である二つの
積分器（２３ａ、２３ｂ）を含んでいる、請求項１に記
載の無線通信システム。 - 【請求項６】 前記複数の連続雑音送信波形は、複数の
符号語（１３５）と共に順次送信される請求項１に記載
の無線通信システム。 - 【請求項７】 前記送信器（１００）は、 前記複数の連続雑音送信波形を発生する雑音源（１１
０）と、 該雑音源（１１０）に接続されており、前記時間間隔Ｄ
だけ前記複数の連続雑音搬送波の１以上を遅延させる遅
延（１６０）と、 該遅延に接続されており、前記符号語（１３５）を前記
複数の連続雑音送信波形の１以上へ変調させる情報変調
器（１３０）と、 該情報変調器（１３０）及び前記雑音源（１１０）に接
続されており、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送
信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調さ
れた符号語（１３５）を含む遅延付き連続雑音送信波形
を含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の前記二つの
インスタンスを結合する加算器（１７０）とを含んでい
る請求項１に記載の無線通信システム。 - 【請求項８】 前記送信器（１００）は、前記雑音源
（１１０）に接続されており前記連続雑音送信波形をス
ペクトル成形するフィルタ（１７５）を含んでいる請求
項７に記載の無線通信システム。 - 【請求項９】 前記雑音源（１１０）は広帯域雑音源を
含んでいる請求項７に記載の無線通信システム。 - 【請求項１０】 前記雑音源（１１０）は擬似ランダム
雑音源を含んでいる請求項７に記載の無線通信システ
ム。 - 【請求項１１】 前記遅延（１６０）は前記擬似ランダ
ム雑音源に含まれており、前記連続雑音送信波形は前記
擬似ランダム雑音源による発生時に遅延される請求項１
０に記載の無線通信システム。 - 【請求項１２】 前記遅延時間間隔Ｄは単一よりも多い
遅延を含むことができ、多数の遅延が、前記送信器の遅
延のノミナル値の周りのノミナル値拡散を有しており、
復調に実際に用いられる遅延（１６０）は、前記ノミナ
ルの遅延における送信に応答した最も高いエネルギの出
力を有する遅延として既存の遅延の中から選択される請
求項１に記載の無線通信システム。 - 【請求項１３】 時間間隔Ｄにより分離される複数の連
続雑音送信波形を発生する送信器（１００）であって、
送信されるデータは前記複数の連続雑音送信の二つのイ
ンスタンスの相対的な極性により符号化されており、当
該送信器（１００）はＮC個のチップで構成される符号
語（１３５）を順次送信し、前記ＮC個のチップの各々
が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波
形を含んでいる、送信器（１００）と、 該送信器（１００）により送信された前記複数の連続雑
音送信波形を受信する受信器（３００）とを備えた超広
帯域通信システムであって、 前記送信器（１００）は、 前記複数の連続雑音送信波形を発生する広帯域雑音源
（１１０）と、 該雑音源（１１０）に接続されており、前記時間間隔Ｄ
により前記複数の連続雑音搬送波の１以上を遅延させる
遅延（１６０）と、 該遅延（１６０）に接続されており、前記符号語（１３
５）を前記複数の連続雑音送信波形の１以上へ変調させ
る情報変調器（１３０）と、 該情報変調器（１３０）及び前記雑音源（１１０）に接
続されており、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送
信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調さ
れた符号語（１３５）を含む遅延付き連続雑音送信波形
を含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の前記二つの
インスタンスを結合する加算器（１７０）とを含んでお
り、 前記受信器（３００）は、 異なる遅延に同調されている各々の相関器（３２０）を
含んでいる相関器バンク（３２０）であって、該相関器
バンク（３２０）の各々の相関器（３２０）が、 前記受信された信号の遅延付き形態及び無遅延形態を乗
算する乗算器（３２２）と、 該乗算器（３２２）に接続されており該乗算器（３２
２）により出力された信号を積分する積分器（３２６）
とを含んでいる、相関器バンク（３２０）と、 前記積分器（３２６）に接続されており前記ＮC個のチ
ップに対応する前記符号語（１３５）の相関を求める符
号語相関器（３４０）とを含んでいる、超広帯域通信シ
ステム。 - 【請求項１４】 前記雑音源（１１０）は広帯域雑音源
を含んでいる請求項１３に記載の超広帯域通信システ
ム。 - 【請求項１５】 前記雑音源（１１０）は擬似ランダム
雑音源を含んでいる請求項１３に記載の超広帯域通信シ
ステム。 - 【請求項１６】 前記遅延（１６０）は前記擬似ランダ
ム雑音源に含まれており、前記連続雑音送信波形は前記
擬似ランダム雑音源による発生時に遅延される請求項１
５に記載の超広帯域通信システム。 - 【請求項１７】 連続雑音送信波形を通信する方法であ
って、 複数の連続雑音送信波形を発生する工程と、 時間間隔Ｄだけ前記連続雑音送信波形の１以上を遅延さ
せる工程と、 符号語を前記連続雑音送信波形の１以上の遅延付きイン
スタンスへ変調させる工程であって、前記符号語はＮC
個のチップで構成されており、該ＮC個のチップの各々
が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波
形を含んでいる、変調させる工程と、 第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んで
おり、第二のインスタンスが前記変調された符号語を含
む前記連続雑音送信波形の前記１以上の前記遅延付きイ
ンスタンスを含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の
二つのインスタンスの和を送信する工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記和を受信する工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和から前記ＮC個のチップに対応する前記
符号語の相関を求める工程とを備えた方法。 - 【請求項１８】 前記複数の連続雑音送信波形の二つの
インスタンスの前記受信された和と時間間隔Ｄを有する
遅延との相関を求める工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算す
る工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和の前記乗算された遅延付き形態及び無遅
延形態を積分する工程とをさらに含んでいる請求項１７
に記載の方法。 - 【請求項１９】 所定の値に対応するように前記時間間
隔Ｄを選択する工程をさらに含んでいる請求項１７に記
載の方法。 - 【請求項２０】 前記発生された複数の連続雑音送信波
形をスペクトル成形する工程をさらに含んでいる請求項
１７に記載の方法。 - 【請求項２１】 前記発生された複数の連続雑音送信波
形は広帯域擬似雑音を含んでいる請求項１７に記載の方
法。 - 【請求項２２】 前記発生された複数の連続雑音送信波
形は広帯域雑音を含んでいる請求項１７に記載の方法。 - 【請求項２３】 前記符号語の相関を求める工程は、符
号語相関器アルゴリズムを実行するディジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）上で実行され、前記複数の連続雑音送
信波形の二つのインスタンスの前記受信された和のアナ
ログからディジタルへの変換を実行すると共にディジタ
ル入力を前記ディジタル信号プロセッサへ供給する工程
をさらに含んでいる請求項１７に記載の方法。 - 【請求項２４】 前記符号語の相関を求める工程は、符
号語相関器アルゴリズムを実行するプログラマブル論理
素子上で実行される請求項１７に記載の方法。 - 【請求項２５】 前記符号語の相関を求める工程は、符
号語相関器アルゴリズムを実行する特定応用向け集積回
路（ＡＳＩＣ）上で実行される請求項１７に記載の方
法。 - 【請求項２６】 前記受信する工程は、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和を複素出力の実数部及び虚数部へ変換す
るように受信信号をベースバンド復調する工程と、 前記複素出力の前記実数部及び前記虚数部の両方を遅延
させる工程と、 直接経路に遅延付き経路の複素共役を掛ける複素乗算を
実行する工程と、 該複素乗算を実行する工程により発生される積信号出力
の実数部及び虚数部を積分する工程とをさらに含んでい
る請求項１７に記載の方法。 - 【請求項２７】 前記時間間隔Ｄは単一よりも多い遅延
を含むことができ、多数の遅延が、前記送信器の遅延の
ノミナル値の周りのノミナル値拡散を有しており、復調
に実際に用いられる遅延は、前記ノミナルの遅延におけ
る送信に応答した最も高いエネルギの出力を有する遅延
として既存の遅延の中から選択される請求項１７に記載
の方法。 - 【請求項２８】 連続雑音送信波形を通信する方法であ
って、 広帯域雑音源を用いて複数の連続雑音送信波形を発生す
る工程と、 時間間隔Ｄだけ前記連続雑音送信波形の１以上を遅延さ
せる工程と、 符号語を前記連続雑音送信波形の１以上の遅延付きイン
スタンスへ変調させる工程であって、前記符号語はＮC
個のチップで構成されており、該ＮC個のチップの各々
が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波
形を含んでいる、変調させる工程と、 第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んで
おり、第二のインスタンスが前記変調された符号語を含
む連続雑音送信波形の前記１以上の前記遅延付きインス
タンスを含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の二つ
のインスタンスの和を送信する工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記和を受信する工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和と時間間隔Ｄを有する遅延との相関を求
める工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算す
る工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和の前記乗算された遅延付き形態及び無遅
延形態を積分する工程と、 前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前
記受信された和から前記ＮC個のチップに対応する前記
符号語の相関を求める工程とを備えた方法。
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