DE102008016434B4

DE102008016434B4 - Frequenzoffsetschätzung

Info

Publication number: DE102008016434B4
Application number: DE102008016434.8A
Authority: DE
Inventors: Holger Neuhaus; Bertram Gunzelmann; Michael Weber
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2007-05-03
Filing date: 2008-03-31
Publication date: 2014-10-16
Anticipated expiration: 2028-04-01
Also published as: US7899136B2; DE102008016434A1; DE102008064822B3; US20080273635A1

Abstract

Einrichtung zum Berechnen einer Gesamt-Frequenzoffsetschätzung aus mehreren Frequenzoffsetschätzungen, umfassend: eine Empfängereinheit, die dafür ausgelegt ist, mehrere komplexwertige Datenströme zu empfangen; eine Phasenverschiebungsschätzungseinheit, die dafür ausgelegt ist, eine Phasenverschiebungsgröße zu erzeugen, die eine Phasenverschiebung über eine Anzahl aufeinanderfolgender Datenabtastwerte in dem jeweiligen Datenstrom repräsentiert; eine mit der Phasenverschiebungsschätzeinheit gekoppelte Phasenverschiebungsverarbeitungseinheit, die dafür ausgelegt ist, auf der Grundlage der jeweiligen Phasenverschiebungsgröße eine Größe zu berechnen, die mit dem mit einem Datenstrom assoziierten Rauschabstand zusammenhängt; eine Frequenzoffsetschätzeinheit, die dafür ausgelegt ist, mit den jeweiligen Datenströmen assoziierte Frequenzoffsetschätzungen zu erzeugen; und einen Kombinierer, der dafür ausgelegt ist, auf der Grundlage der Frequenzoffsetschätzungen und der mit den Rauschabständen zusammenhängenden Größen die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung zu berechnen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die Erfindung betrifft die Schätzung eines Gesamt-Frequenzoffsets auf der Grundlage mehrerer Frequenzoffsetschätzungen und ferner die Schätzung einer Größe, die einen Rauschabstand repräsentiert. Insbesondere betrifft die Erfindung Kommunikationssysteme und Empfänger.
STAND DER TECHNIK
In Mobilkommunikationssystemen kann eine Mobilstation gleichzeitig mit mehreren Basisstationen verbunden sein. In diesem Fall erfolgt die Frequenzoffsetkorrektur in der Mobilstation in der Regel nicht für jede Basisstation getrennt. Statt dessen versucht die Frequenzoffsetkorrektur, Offsets der Frequenzerzeugungseinrichtung zu korrigieren.
Die Druckschrift WO 02/29978 A2 beschreibt eine Einrichtung und ein Verfahren zur automatischen Frequenzsteuerung in einem CDMA Empfänger. Dabei wird ein Frequenzoffset zwischen mindestens einer Frequenz zumindest eines Senders und einer lokalen Referenzfrequenz eines Empfängers geschätzt.
Gewöhnlich wird nur eine einzige Einrichtung als Referenz für die Frequenzerzeugung verwendet. Wenn Frequenzoffsetschätzungen durch Messungen aus mehreren Signalquellen erhalten werden, wie zum Beispiel aus Basisstationen, mit denen die Mobilstation verbunden ist, muß eine Strategie konzipiert werden, wie diese mehreren Frequenzoffsetschätzungen zu einem einzigen Wert, d. h. einer Gesamt-Frequenzoffsetschätzung, kombiniert werden sollen. Da die Empfangsleistungsfähigkeit und das Sendefrequenzoffset auf der Aufwärtsstrecke einer Mobilstation empfindlich von der Kompensation von Frequenzoffsets abhängen, ist eine effiziente Strategie zum Kombinieren der Frequenzoffsetschätzungen zu einem einzigen Wert wünschenswert.
Größen, die Rauschabstände von Signalen in einem Funkempfänger repräsentieren, sind ferner bekanntermaßen für viele Anwendungen notwendig und werden in einem Funkempfänger für vielfältige Berechnungen verwendet. Deshalb sind effiziente Algorithmen und Schaltkreise zum Erzeugen von Rauschabstandschätzungen in einem Funkempfänger wünschenswert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Aspekte der Erfindung werden über Beispiele in der folgenden ausführlichen Beschreibung von Ausführungsformen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren besser ersichtlich. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild von grundlegenden Funktionsblöcken eines Empfängers;
2 ein Blockschaltbild der in 1 gezeigten automatischen Frequenzsteuereinheit;
3 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform des in 2 gezeigten Kombinierers;
4 ein Schaltbild einer Einrichtung zum Kombinieren mehrerer Frequenzoffsetschätzungen in einem Empfänger; und
5 ein Schaltbild einer Einrichtung zum Berechnen von Rauschabstandschätzungen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
In der folgenden Beschreibung werden weitere Aspekte und Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung offengelegt. Zusätzlich wird auf die beigefügten Zeichnungen verwiesen, die einen Teil dieser bilden und in denen zur Veranschaulichung ein oder mehrere Beispiele gezeigt sind, in denen die Erfindung ausgeübt werden kann. Die vorliegenden Ausführungsformen geben ein besseres Verständnis des einen oder der mehreren Aspekte der vorliegenden Erfindung. Die vorliegende Offenlegung der Erfindung soll die Merkmale oder Schlüsselelemente der Erfindung nicht auf eine spezifische Ausführungsform beschränken. Statt dessen können die in den Ausführungsformen offengelegten verschiedenen Elemente, Aspekte und Merkmale von Fachleuten auf verschiedene Weisen kombiniert werden, um einen oder mehrere Vorteile der vorliegenden Erfindung zu erzielen. Es versteht sich, daß andere Ausführungsformen verwendet und strukturelle oder logische Änderungen vorgenommen werden können, ohne von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die Elemente der Zeichnung sind nicht unbedingt maßstabsgetreu zueinander. Gleiche Bezugszahlen kennzeichnen entsprechende ähnliche Teile.
In einem Empfanger kann die tatsächliche Frequenz des Empfangssignals aus verschiedenen Gründen von einer in dem Empfänger zum Verarbeiten des Empfangssignals verwendeten lokalen Frequenz verschieden sein, wodurch in dem Empfangssignalweg des Mobilempfängers ein Frequenzoffset verursacht wird. Zum Beispiel sind Frequenzverschiebungen in dem empfangenen Funksignal oder eine Verstimmung des lokalen Oszillators des Empfängers für die Erzeugung eines solchen Frequenzoffsets in dem Empfänger verantwortlich. Ein Frequenzoffset im Empfänger beeinträchtigt die Leistungsfähigkeit des Empfängers signifikant und kann zu einem Sende-Mittenfrequenzoffset führen, das zulässige Toleranzwerte übersteigt.
Im folgenden wird gemäß einer ersten Ausführungsform ein verbessertes Kombinieren von Frequenzoffsetschätzungen in einem Empfänger beschrieben. Die nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen können in verschiedenen Mobilkommunikationssystemen verwendet werden, darunter Systeme mit CDMA (Code Division Multiple Access), wie zum Beispiel UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) oder in Mobilkommunikationssystemen, die andere Arten von Mehrfachzugangsverfahren verwenden, wie zum Beispiel GSM (Global System for Mobile Communications). Die nachfolgend betrachteten Kommunikationssysteme können zum Beispiel Systeme mit mehreren Zellen oder Systeme mit einer einzigen Zelle, die mehrere Sender umfassen, sein.
1 zeigt grundlegende Funktionsblöcke eines Empfängers, zum Beispiel eines Mobilempfängers. Der Empfangssignalweg des Empfängers kann eine Verstärkungsstufe 1, einen ersten Empfangsteil (RX1) 2, eine Einheit für einen Empfangssignalstärkeindikator (RSSI), eine Einheit für automatische Verstärkungssteuerung (AGC) 5, einen zweiten Empfangsteil (RX2) 4, eine Einheit 6 für automatische Frequenzsteuerung (AFC) und eine Datenverarbeitungseinheit (DATA) 7 umfassen.
Die Verstärkungsstufe 1, der erste Empfangsteil 2, die RSSI-Einheit 3 und die AGC-Einheit 5 bilden eine zur Empfangssignalleistungssteuerung verwendete Rückkopplungsschleife. Genauer gesagt empfängt die Verstärkungsstufe 1 an dem Eingang 10 ein von einem Empfängereingang bereitgestelltes Eingangssignal. Der Empfängereingang kann eine (nicht gezeigte) Antenne sein, der optionale Schaltkreise, wie zum Beispiel Filter und/oder zusätzliche Signalvorverarbeitungseinheiten, folgen. Das Eingangssignal wird durch ein mit dem zweiten Eingang 11 der Verstärkungsstufe 1 verbundenes Leistungssteuersignal verstärkt (z. B. multipliziert). Ein Ausgangssignal der Verstärkungsstufe 1 wird dem ersten Empfangsteil 2 des Empfängers zugeführt. Der erste Empfangsteil 2 umfaßt in der Regel den HF-(Hochfrequenz-)Teil des Empfängers. Wie in der Technik bekannt ist, wird somit das Eingangssignal in ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Band bzw. Basisband heruntergesetzt. Das Heruntersetzen erfolgt in der Regel durch einen (nicht gezeigten) Mischer, der durch einen lokalen Oszillator 8 betrieben wird, der ein Oszillatorsignal der Frequenz f_os ausgibt. Ferner kann der erste Empfangsteil 2 wie in der Technik bekannt Filterstufen und andere Signalverarbeitungseinheiten umfassen.
Ein Ausgangssignal des ersten Empfangsteils 2 wird der RSSI-Einheit 3 zugeführt. Die RSSI-Einheit 3 erzeugt ein Ausgangssignal 12, das die Signalstärke oder Signalleistung des Empfangssignals repräsentiert. Der Ausgang 12 der RSSI-Einheit 3 ist mit einem Eingang der AGC-Einheit 5 gekoppelt. Die AGC-Einheit 5 vergleicht das Ausgangssignal 12 der RSSI-Einheit 3 mit einem Zielwert und erzeugt als Reaktion auf das Vergleichsergebnis ein Verstärkungssteuersignal 13. Das Verstärkungssteuersignal 13 wird einem Steuereingang 11 der Verstärkungsstufe 1 zugeführt und somit zum Steuern der Empfangssignalleitungsverstarkung des Empfängers verwendet. Anders ausgedrückt, bildet die Rückkopplungsschleife, die die Verstärkungsstufe 1, den ersten Empfangsteil 2, die RSSI-Einheit 3 und die AGC-Einheit 5 umfaßt, einen Regelkreis, der wirkt, um die Signalleistung in dem Empfangssignal-Datenstrom an dem Signalausgang 14 der RSSI-Einheit 3 auf einen festen bekannten Energiezielwert Pt' einzustellen.
Das Ausgangssignal 14 der RSSI-Einheit 3 wird dem zweiten Empfangsteil 4 zugeführt. Der zweite Empfangsteil 4 des Empfängers kann einen Demodulator zum Rekonstruieren von (im folgenden auch als Symbole bezeichneten) Datenabtastwerten, die in dem Empfangssignal-Datenstrom enthalten sind, umfassen. Zu diesem Zweck kann der zweite Empfangsteil 4 zum Beispiel Teile eines RAKE-Empfängers zum Detektieren und Vorverarbeiten von über verschiedene Ausbreitungswege eines Funkkanals empfangenen Signalbeiträgen umfassen. Ferner kann der zweite Empfangsteil 4 mit einer Entschlüsselungs- und Entspreizungsstufe ausgestattet sein, die zum Extrahieren der erwünschten Daten- und Steuer-/Pilotsignale aus dem Empfangssignal, das eine Überlagerung aller am Eingang erfaßten Daten- und Steuersignale ist, verwendet wird. Wie in der Technik bekannt ist, werden in CDMA-Kommunikationssystemen Benutzersignale (d. h. logische Kanäle pro Basisstation und Benutzer) durch verschiedene Spreizcodes getrennt. Die Benutzersignaltrennung im Empfänger kann somit durch Entspreizen des Empfangssignals durchgeführt werden.
Ferner ermöglicht der zweite Empfangsteil 4 eine Trennung von Signalen, die von verschiedenen Signalquellen, wie etwa Basisstationen, gesendet werden. Bei CDMA-Kommunikationssystemen verwendet jede Signalquelle einen individuellen Verschlüsselungscode zur Codierung von zu sendenden Signalen. Die Trennung der aus verschiedenen Signalquellen empfangenen Signale im Empfänger kann deshalb durch Entschlüsseln des Empfangssignals erreicht werden.
In Kommunikationssystemen, die andere Techniken für Mehrbenutzerzugang und/oder Basisstationsidentifikation verwenden, ist es ähnlich möglich, zwischen Signalen, die für verschiedene Benutzer bestimmt sind und/oder von verschiedenen Signalquellen (z. B. Basisstationen) empfangen worden sind, jeweils zu unterscheiden. Anders ausgedrückt, kann an einem Ausgang 15 des zweiten Empfangsteils 4 ein benutzerspezifisches und signalquellenspezifisches Signal bereitgestellt werden. Ein solches Signal kann durch einen mit der konkreten Mobilstation assoziierten Strom komplexwertiger Symbole r_i,m repräsentiert werden, wobei i den Zeitindex bedeutet und m die Basisstation identifiziert (m = 1, ..., M), von der das Symbol r_i,m gesendet wurde.
Der Ausgang 15 des zweiten Empfangsteils 4 ist mit einem Eingang 16 der AFC-Einheit 6 und einem Eingang 17 der Datenverarbeitungseinheit 7 gekoppelt. Die Datenverarbeitung in der Datenverarbeitungseinheit 7 kann gemäß in der Technik bekannten Techniken erfolgen (z. B. kann Entschachtelung, Kanaldecodierung usw. umfassen) und wird im folgenden nicht ausführlicher beschrieben. In der AFC-Einheit 6 werden die Symbole r_i,m verarbeitet, um eine Gesamt-Frequenzoffsetschätzung Δf zu berechnen. Die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung Δf wird als Eingabe für eine Steuereinheit 9 verwendet, die ein Frequenzsteuersignal f_c zum Einstellen der zum Beispiel durch einen Oszillator 8 erzeugten Frequenz f_os erzeugt. Somit bilden der erste Empfangsteil 2, die RSSI-Einheit 3, der zweite Empfangsteil 4, die AFC-Einheit 6, die Steuereinheit 9 und der Oszillator 8 einen Frequenzsteuerkreis, der betreibbar ist, um Δf = 0 aufrechtzuerhalten. In einer Ausführungsform kann die Steuereinheit 9 durch eine Nachschlagetabelle oder eine Umsetzungsfunktion implementiert werden und wirkt sich auf das Steueransprechverhalten des Frequenzsteuerkreises aus. Allgemeiner ausgedrückt, kann die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung Δf zur Steuerung der Verarbeitung des Empfangssignals in dem Mobilempfänger verwendet werden.
Es sind gemäß der Erfindung verschiedene Modifikationen zur Implementierung des Frequenzsteuerkreises machbar. Zum Beispiel kann das Frequenzsteuersignal f_c statt in den Oszillator 8 in eine (nicht gezeigte) Frequenzkorrekturstufe eingegeben werden. Die Frequenzkorrekturstufe kann an einem beliebigen Punkt in dem Empfangssignalweg zwischen der Antenne und dem Eingang 17 der Datenverarbeitungseinheit 7 angeordnet werden. Eine solche Frequenzkorrekturstufe kann sich entweder in dem analogen Teil oder in dem digitalen Teil des Empfängers befinden. Im letzteren Fall kann die Frequenzkorrektur zum Beispiel in dem zweiten Empfangsteil 4 etwa mittels einer (nicht gezeigten) digitalen Frequenzkorrekturschaltung durchgeführt werden. In dieser Hinsicht ist zu beachten, daß in der Regel in dem ersten Empfangsteil 2 des Empfängers Analog-Digital-Umsetzung durchgeführt wird, die aber im allgemeinen an jedem beliebigen zweckmäßigen Punkt in dem in 1 gezeigten Empfangssignalweg durchgefuhrt werden kann.
2 zeigt als Beispiel den Entwurf der AFC-Einheit 6 gemäß einer Ausführungsform. Die AFC-Einheit 6 umfaßt eine Zeigererzeugungseinheit 100, eine Mittelungseinheit (AVG) 101, eine Einheit 102 zur Berechnung des quadrierten Betrags der komplexen Zeiger, einen Teller (DIV) 103, einen Kombinierer 104 und eine Argumenteinheit 105. Die Zeigererzeugungseinheit 100 berechnet auf der Grundlage der Eingangssymbole r_i,m komplexwertige Zeiger p_i,m. Der Zeiger p_i,m kann bei einer Ausführungsform definiert werden durch p_i,m = r_i,m·r * / i-D,m, (1) und ist das Produkt des Symbols r_i,m und des konjugiert Komplexen eines vorausgehenden Symbols r_i-D,m (das mit derselben Signalquelle m assoziiert ist). D ist eine ganze Zahl und kann in der Regel als D = 1 gewählt werden. Das Argument des Zeigers p_i,m, d. h. arg (p_i,m), gibt eine Phasenverschiebung zwischen dem tatsächlichen Symbol r_i,m und dem vorausgehenden Symbol r_i-D,m an.
Die Zeiger p_i,m werden der Mittelungseinheit 101 zugeführt. In der Mittelungseinheit werden die Zeiger p_i,m folgendermaßen über eine Mittelungslänge L_avg gemittelt oder summiert:
Die gemittelten Zeiger p av / m können zweifach verwendet werden, nämlich zur Berechnung der Frequenzoffsets Δf_m, die mit den Symbolströmen r_i,m assoziiert sind, und zum Berechnen von Größen, die einen mit den Symbolströmen r_i,m assoziierten Rauschabstand repräsentieren.
Um eine Schätzung des Frequenzoffsets Δf_m zu erzeugen, werden die gemittelten Zeiger p av / m der Argumenteinheit 105 zugeführt. Die Argumenteinheit 105 berechnet das Argument – d. h. die Phase oder den Winkel – jedes gemittelten Zeigers p a / m, der gemäß Δf_m = arg(p av / m)/(2π·L_avg·T_sym) proportional zu dem Frequenzoffset Δf_m ist. Man beachte, daß die Normierung durch den Faktor (2π·L_avg·T_sym)^–1 in 2 nicht abgebildet ist. Ferner ist zu beachten, daß für D ≠ 1 der Term D·T_sym anstelle von T_sym verwendet werden muß.
Um Größen zu erzeugen, die Rauschabstände repräsentieren, werden die gemittelten Zeiger p av / m erst der Quadrateinheit 102 und dann dem Teller 103 zugeführt. Am Ausgang des Teilers 103 wird eine Größe C_m ausgegeben, die mit dem mit dem Symbolstrom r_i,m assoziierten Rauschabstand zusammenhängt.
Im folgenden wird gezeigt, daß eine Große, die mit dem Rauschabstand zusammenhängt, der mit dem Symbolstrom r_i,m assoziiert ist, auf der Grundlage der Zeiger p_i,m berechnet werden kann. Eine mit dem Rauschabstand zusammenhangende Größe kann jede beliebige Größe sein, die als sinnvolle Metrik mit dem Rauschabstand zusammenhängen kann, insbesondere eine Größe, die sich durch eine eindeutige funktionale Beziehung in den Rauschabstand übersetzt. Um die Notation zu vereinfachen, wird der Index m weggelassen, weil die Berechnung für Symbole aus jeder Signalquelle (z. B. Basisstation) m identisch ist.
Die Energie des gemittelten Zeigers p^av das Quadrat des Absolutwerts des komplexwertigen gemittelten Zeigers p^av und kann als die Summe des Quadrats des Real- und Imaginärteils des gemittelten Zeigers geschrieben werden, d. h. Q = |p^av|² = re(p^av)² + im(p^av)² (3)
Diese Energie hängt mit dem Rauschabstand des Signals zusammen. Es wird angenommen, daß der Empfänger eine ideale automatische Verstärkungsregelung auf der Basis von RSSI-Messungen auf Chipniveau vor Basisstationstrennung und Benutzertrennung (z. B. Entschlüsselung und Entspreizung) verwendet. Um die Dinge zu vereinfachen, wird ferner angenommen, daß alle unerwünschten Signalteile entweder orthogonal beitragen (z. B. durch Entspreizung aufgehoben werden) oder als weißes Gaußsches Zufallsrauschen erscheinen (wie zum Beispiel Signale von Basisstationen auf verschiedenen Verschlüsselungscodes). Die folgende Ableitung verwendet den Spezialfall eines CDMA-Empfängers.
Es wird nachfolgend die folgende Notation benutzt:

E: Energie pro Chip des erwünschten Signals
N: Rauschenergie pro Chip
SNR = E/N: Rauschabstand auf Chipniveau
L_corr: Spreizfaktor (Anzahl der Chips pro Symbol)
L_avg: Mittelungslänge für Zeiger
Δf: Frequenzoffset
T_sym: Symbol-Abtastzeit
Pt': AGC-Energiezielwert pro Chip am Ausgang der AGC-Rückkopplungsschleife

Die Signalenergie am Ausgang der AGC-Rückkopplungsschleife ist der AGC-Energiezielwert, d. h. Pt' = E + N (4) mit N = Pt'/(1 + SNR) E = Pt' – N (5)
Ein Frequenzoffset von Δf reduziert die mittlere Energie pro Chip E nach der Entspreizung über L_corr Werte (entsprechend T_sym) auf eine ”verschlechterte” mittlere Energie pro Chip E_deg gemäß E_deg·L 2 / corr = E·|sinc(Δf·T_sym)|²·L 2 / corr (6)
Zur Qualitätsangabe von Frequenzoffsetschätzungen kann ein verschlechterter Rauschabstand folgendermaßen definiert werden: SNR_deg = E_deg/N mit SNR_deg < SNR (7)
Die quadrierte gemittelte Zeigerenergie Q kann schließlich folgendermaßen ausgedrückt werden: Q = 4(L²E 2 / deg + 2LNE_deg + LN²) = = 4(Pt/(1 + SNR))²L²SNR 2 / deg(1 + 2/(LSNR_deg) + 1/(LSNR 2 / deg)) (8) mit L = L 2 / corrL_avg.
Pt berücksichtigt eine etwaige mögliche Leistungsskalierung durch den zweiten Empfangsteil 4, d. h. kann als der Energiezielwert pro Chip signalabwärts des zweiten Empfangsteils 4 interpretiert werden. Wenn der zweite Empfangsteil 4 keine Leistungsskalierung einführt, gilt Pt = Pt'.
Eine erste Approximation dieses Terms kann auf der Grundlage der folgenden Annahmen abgeleitet werden: SNR << 1(⇒ SNR_deg << 1) L·SNR_deg >> 2.
Unter diesen Annahmen ergibt Gleichung (8) Q = 4Pt²(SNR 2 / degL² + L). (9)
Eine zweite, noch einfachere Approximation findet sich auf der Grundlage strengerer Annahmen: SNR << 1(⇒ SNR_deg << 1) L·SNR_deg >> 2 L·SNR 2 / deg >> 1
Unter diesen Annahmen ergibt Gleichung (8) Q = 4Pt²L²SNR² _deg. (10)
Wie aus Gleichung 10 hervorgeht, ist die Energie Q des gemittelten Zeigers proportional zu dem Quadrat des verschlechterten Rauschabstands SNR_deg, wenn L groß genug ist. Als Beispiel besitzt bei UMTS bei Verwendung der gemeinsamen Pilotkanalsymbole als Eingangssymbolstrom r_i,m aus jeder Basisstation m der Spreizfaktor einen festen Wert von L_corr = 256. Somit kann L_avg so gewählt werden, daß Gleichung (10) ungefähr erfüllt ist (man beachte, daß in vielen Fällen nicht unbedingt exakte Ergebnisse erforderlich sind). Zum Beispiel bei Verwendung einer mittleren Länge von L_avg = 150 entsprechend einem UMTS-Frame gilt die in Gleichung (10) dargelegte Approximation für etwa –34 dB < SNR_deg < –10 dB. Vom Chipniveau in das Symbolniveau übersetzt liegt der Bereich des verschlechterten Rauschabstands SNR_deg von –10 dB bis +14 dB. Dieser Bereich sollte ausreichen, um Differenzierung zwischen verschiedenen Rauschabständen für Frequenzoffsetschätzungen bereitzustellen.
Die Mittelungslänge L_avg kann variabel und so gewählt sein, daß sie für verschiedene Messungen verschieden ist. Aus diesem Grund, und um den Dynamikumfang der Ergebnisse weiter zu begrenzen, kann die Energie Q des gemittelten Zeigers durch L² dividiert werden. Dies erfolgt in dem Teiler 103 gemäß C = Q/L². (11)
Da der AGC-Engergiezielwert Pt' und somit der skalierte Energiezielwert Pt wahrscheinlich feste Werte sind, ist C dann eine Größe, die den Rauschabstand des verarbeiteten Signals ungeachtet der verwendeten mittleren Länge L_avg repräsentiert.
3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des Kombinierers 104. Der Kombinierer 104 kann eine optionale Verwerfeinheit (DISC) 200, eine Gewichtungseinheit (WG) 210 und eine Mittelungseinheit (AVG) 220 umfassen.
Die Verwerfeinheit 200 ist betreibbar, um Frequenzschätzungen Δf_m zu verwerfen, die einen verschlechterten Rauschabstand SNR_deg aufweisen, der kleiner als ein erforderliches Minimum SNR_deg,min ist. Zu diesem Zweck kann die Verwerfeinheit 200 einen Multiplizierer 201, einen Komparator 202 und einen Multiplexer 203 umfassen. Der Multiplizierer 201 ist bei einer Ausführungsform dafür ausgelegt, einen Schwellenwert T folgendermaßen zu berechnen: T = 4SNR 2 / deg,minPt² (12) wobei C_m in dem Komparator 202 mit dem Schwellenwert T verglichen wird. Im Fall Cm < T weist das entsprechende Frequenzoffset Δf_m eine niedrige Konfidenz auf, weil es auf der Grundlage rauschbehafteter Daten mit einem verschlechterten Rauschabstand SNR_deg (der durch C_m repräsentiert wird) berechnet wurde, der kleiner als der minimale verschlechterte Rauschabstand SNR_deg,min ist. In diesem Fall wird Cm durch den Multiplexer 203 auf C_m = 0 gesetzt. Es ist zu beachten, daß auch andere Schwellenwerte T als der in Gleichung (12) angegebene Schwellenwert T verwendet werden können.
Durch die Verwerfeinheit 200 ausgegebene Werte von Cm werden in die erste Gewichtungseinheit 210 eingegeben. Die Gewichtungseinheit 210 kann einen ersten Multiplizierer 211 und einen zweiten Multiplizierer 212 in Reihenschaltung umfassen. Der (optionale) erste Multiplizierer 211 multipliziert jeden Wert Cm bei einer Ausführungsform mit einem Gewichtungsfaktor J_m. Der Gewichtungsfaktor J_m kann eine Quellenwichtigkeits-Gewichtungseinstellung gewährleisten, die Prioritaten mit Bezug auf den Signalinhalt einführt. Genauer gesagt, kann ein Symbolstrom r_i,m einer spezifischen Signalquelle (z. B. Basisstation) m wichtiger für die Signaldemodulation im Empfänger sein, weil zum Beispiel die Basisstation m einen spezifischen Dienst bietet. Als Beispiel kann die Basisstation m HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) in einem UMTS-Kommunikationssystem bereitstellen. Dann kann es wünschenswert sein, die Frequenzeinstellung in dem Empfänger so zu optimieren, daß die Kompensation von
gegenüber der Kompensation der Frequenzoffsets Δf_m von Signalen von anderen Signalquellen m ≠ m bevorzugt wird, um den erweiterten Dienst HSDPA besser auszunutzen. Zu diesem Zweck wird
als
> 1 gewählt, im Gegensatz zu J_m = 1 für m ≠ m. Die Quellenwichtigkeitsgewichtung, so wie sie oben erläutert wurde, kann zum Beispiel als Reaktion auf Dienstindikatoren erfolgen, die von den Signalquellen gesendet werden, und die in dem Empfänger in Dienstmodus-Flags (z. B. ein HSDPA-Modus-Flag für eine Basisstation, die HSDPA bietet) übersetzt werden. Dann werden entsprechende Gewichtungswerte J_m auf der Basis der aktivierten Flags in dem Empfänger angewandt. Wie später ausführlicher erläutert werden wird, können verschiedene Gewichtungsschemata für J_m verwendet werden.
Der zweite Multiplizierer 212 multipliziert das Ausgangssignal des ersten Multiplizierers 211 mit Δf_m. Somit erzeugt die Gewichtungseinheit 210 an einem Ausgang 213 des zweiten Multiplizierers 212 Werte J_m·C_m·Δf_m und an einem Ausgang 214 des ersten Multiplizierers 211 Werte J_m·C_m.
Diese Ausgangssignale 213, 214 der Gewichtungseinheit 210 werden in die Mittelungseinheit 220 eingegeben. Die Mittelungseinheit 220 umfaßt einen ersten Akkumulator (AC) 221, eine zweiten Akkumulator (AC) 222 und einen Teller (DIV) 223. Die Akkumulatoren 221, 222 akkumulieren ihre Eingangssignale über m = 1, ..., M und leiten ihre jeweiligen Ergebnisse zu dem Teiler 223. Der Teiler 223 erzeugt das Gesamt-Frequenzoffset Δf gemäß
Es können auch andere Mittelungsschemata als die oben exemplifizierten verwendet werden.
Die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung Δf kann periodisch mit einem durch L_avg gegebenen Zeitintervall ausgegeben werden. Zum Beispiel ergibt in einem UMTS-Kommunikationssystem, wenn als die Symbole r_i,m über den gemeinsamen Pilotkanal (CPICH) gesendete Pilotsignale verwendet werden, die Annahme L_avg = 150 einen Wert von Δf pro Frame (die Framedauer beträgt 10 ms).
Mit Bezug auf den Schaltkreisentwurf ist es ferner, da die Signalverarbeitung signalaufwärts der Mittelungseinheit 220 für jede Signalquelle m separat erzielt wird, entweder möglich, die signalaufwarts der Mittelungseinheit 220 angeordneten Komponenten zu duplizieren oder diese in einem Zeitmultiplexzyklus zu betreiben, der sukzessive über m = 1, ..., M abläuft.
In dem oben beschriebenen Beispiel werden sowohl die Frequenzoffsets Δf_m als auch die Größen Cm, die einen Rauschabstand repräsentieren und als Gewichtungsfaktoren verwendet werden, auf der Grundlage derselben Eingangsdaten und auf der Grundlage eines Ansatzes der differenziellen Phasenschätzung berechnet. Auf diese Weise enthalten die Gewichtungsfaktoren Cm alle für die Gewichtung relevanten Effekte, die aber externe Quellen nicht kennen, und schließen alle Effekte aus, denen externe Quellen ausgesetzt sind, während die Frequenzoffsetschätzungen Δf_m es nicht sind. Da die Gewichtungsfaktoren C_m auf demselben Zeitintervall wie die Frequenzoffsetschätzungen Δf_m basieren können, werden ferner Fehler, die durch nichtsynchronisierte Gewichtungsfaktorquellen eingeführt werden, ausgeschlossen. Das obige Schema zur Erzeugung von Gewichtungsfaktoren Cm (Frequenzoffsetschätzungen Δf_m) kann somit im Hinblick auf niedrigen Hardwareimplementierungsaufwand und hohe Genauigkeit von Vorteil sein. Statt die Frequenzoffsets Δf_m aus den gemittelten Zeigern p av / m zu berechnen, können jedoch auch von dem Kombinierer 104 benutzte Frequenzoffsets Δf_m an anderer Stelle in dem Empfänger berechnet werden, d. h. durch andere Algorithmen, die andere Signalverarbeitungseinrichtungen verwenden, die im obigen nicht gezeigt sind. In diesem Fall kann die Argumenteinheit 105 weggelassen werden.
Gemäß einer anderen Ausführungsform kann das Konzept der Quellenwichtigkeitsgewichtung in praktisch jedem Kombinierer unabhängig davon implementiert werden, wie die Frequenzoffsetschatzungen Δf_m und Größen, die die Rauschabstände repräsentieren, bestimmt werden. 4 zeigt einen Schaltkreis gemäß dem allgemeinen Konzept der Quellengewichtigkeits-Gewichtungseinstellung für eine Berechnung des Gesamt-Frequenzoffsets Δf. Der Kombinierer 304 kann dem in 3 gezeigten Kombinierer 104 ähnlich sein. Die optionale Verwerfeinheit 200 kann weggelassen werden. Die Mittelungseinheit 320 kann mit der Mittelungseinheit 220 identisch entworfen werden. Die Gewichtungseinheit 310 kann zum Beispiel Rauschabstände SNR_m oder Werte Cm für Signalqualitätsgewichtungszwecke verwenden. Wieder konnen die signalquellenspezifischen Frequenzoffsetschätzungen Δf_m durch andere Schaltkreise als die in 2 gezeigten bereitgestellt werden. Zusätzlich können zu der Gewichtungseinheit 310 übermittelte signalquellenspezifische Rauschabstände SNR_m auf herkömmliche Weise berechnet werden, d. h. nicht auf der Grundlage eines differenziellen Phasenschätzungsansatzes (durch Verwendung von Zeigern) wie oben erläutert, sondern an anderer Stelle im Empfänger.
Darüber hinaus ist es bei einer Ausführungsform möglich, daß die Gewichtung der Frequenzoffsetschätzungen Δf_m mit den die Rauschabstände repräsentierenden Größen weggelassen wird. In diesem Fall werden die Frequenzoffsetschätzungen Δf_m einfach durch die signalinhaltsabhängigen Gewichtungsfaktoren J_m gedichtet. Dann empfängt der Kombinierer 104 möglicherweise die einen Rauschabstand repräsentierenden Größen Cm nicht. Die Verwerfeinheit 200 und der Multiplizierer 211 können somit weggelassen werden, und die signalinhaltsabhängigen Gewichtungsfaktoren J_m können mit dem Eingang des Multiplizierers 212 gekoppelt werden (der als das andere Eingangssignal die Frequenzoffsetschätzungen Δf_m empfängt). In bezug auf 4 muß in diesem Fall der Kombinierer 304 die Größen SNR_m (die durch die Größen Cm in 3 repräsentiert werden können) nicht empfangen.
Das Register 330 enthält eine Anzahl von Signalquellendienst-Flags, die jeweils mit einer spezifischen Signalquelle (z. B. Basisstation) m assoziiert sind und anzeigen, ob die jeweilige Signalquelle m einen spezifischen Dienst, zum Beispiel HSDPA, bereitstellt. Wenn das Flag den Wert 1 aufweist, wird der Dienst bereitgestellt, und wenn das Flag den Wert 0 aufweist, wird der Dienst nicht bereitgestellt. Hier stellen die Signalquelle m (und wahrscheinlich auch andere Signalquellen) diesen Dienst bereit. Wenn das Flag den Wert 1 aufweist, wird der Multiplexer 340 so gesteuert, daß J > 1 ausgegeben wird. Andernfalls gibt der Multiplexer 340 den Wert 1 aus, wenn das Flag den Wert 0 aufweist. Wenn während einer Kommunikation mit mehreren Signalquellen eine Signalquelle einen spezifischen Dienstmodus (z. B. HSDPA) aktiviert, wird somit die Frequenzoffsetkompensation in dem Empfänger für das durch die Signalquelle m gesendete Signal verbessert. Aus dem obigen ist ersichtlich, daß für verschiedene Dienste verschiedene Werte von J verwendet werden können, um zwischen der Wichtigkeit mehrerer Dienste zu differenzieren.
Merkmale bezüglich des Konzepts der in Verbindung mit den in 4 gezeigten Schaltkreisen erläuterten Quellenwichtigkeitsgewichtung können in den oben erwähnten Ausführungsformen angewandt werden und umgekehrt. Ferner sind Merkmale in bezug auf das Konzept der Schätzung eines Gesamt-Frequenzoffsets Δf auf der Grundlage mehrerer Frequenzoffsetschätzungen Δf_m wie in Verbindung mit 1 bis 3 dargestellt auf die in 4 gezeigten Schaltkreise anwendbar und umgekehrt.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung sind in 5 Schaltkreise zum Berechnen eines Rauschabstands gezeigt. Solche Schaltkreise können in praktisch jeder Art von Empfänger in Kommunikationssystemen verwendet werden, d. h. ihre Verwendung ist weder auf Mobilkommunikationssysteme noch auf Funksysteme beschränkt. In bezug auf Mobilkommunikationssysteme können sie in einer Basisstation oder in einer Mobilstation oder in beiden implementiert werden. Wie in der Technik bekannt ist, werden Schätzungen des Rauschabstands von verschiedenen Schaltungsteilen in einem Empfänger verwendet. Zum Beispiel können in einem RAKE-Empfanger Ausgangssignale einzelner RAKE-Finger unter Verwendung von mit jedem Fingerausgangssignal assoziierten (d. h. mit einer Komponente eines Signals, das über einen spezifischen Ausbreitungsweg des Funkkanals gesendet wird, assoziierten) Rauschabstandschätzungen kombiniert werden. Die Rauschabstandschätzung gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung kann somit zum Beispiel auch dafür verwendet werden, Rauschabstandsschätzungen für einen RAKE-Kombinierer bereitzustellen.
Die in 5 gezeigten Schaltkreise umfassen eine Phasenverschiebungsschätzeinheit 400, die wirkt, um gemittelte Zeiger p^av aus einem ankommenden komplexwertigen Datenstrom r_i zu erzeugen. Die Phasenverschiebungsschätzeinheit 400 umfaßt eine Zeigererzeugungseinheit 100 und eine Mittelungseinheit 101, die gemäß den oben erläuterten entsprechenden Einheiten entworfen werden können. Der gemittelte Zeiger p^av wird somit gemäß Gleichung (2) (ohne den Index m) gebildet. Wie bereits erwähnt wurde, repräsentiert der gemittelte Zeiger p^av eine Phasenverschiebung, die in dem Eingangsdatensignal r_i über eine Anzahl L_avg aufeinanderfolgender Datenabtastwerte auftritt. L_avg kann gleich 1 sein, es wird aber in der Regel eine größere Mittelungslänge verwendet.
Die gemittelten Zeiger p^av werden einer Phasenverschiebungsbearbeitungseinheit 401 zugeführt. Die Phasenverschiebungsbearbeitungseinheit 401 umfaßt eine erste Quadrier-(SQR-)Einheit 402, eine zweite Quadrier-(SQR-)Einheit 403, einen Addierer 404, eine Wurzelextraktionseinheit 405 und einen Teiler (DIV) 406. Die erste Quadriereinheit 402 empfängt den Realteil des gemittelten Zeigers p^av und ihr Ausgang ist mit einem ersten Eingang des Addierers 404 verbunden. Die zweite Quadriereinheit 403 empfängt den Imaginärteil des gemittelten Zeigers p^av und ihr Ausgang ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 404 verbunden. An einem Ausgang des Addierers 404 wird die Größe Q gemäß Gleichung (3) berechnet.
In der Wurzelextraktionseinheit 405 wird Q^1/2 berechnet. Die Quadratwurzel von Q entspricht dem Absolutwert des komplexwertigen gemittelten Zeigers p^av und ist proportional zu dem Rauschabstand SNR.
Vorausgesetzt, daß der Energiewert pro Datenabtastwert Pt_s ist, ist der Rauschabstand SNR gemäß der folgenden Gleichung zu berechnen:
Zu diesem Zweck dividiert der Teiler 406 die Quadratwurzel von Q durch 2·Pt_s·L_avg und gibt eine Schätzung der Rauschabstandschätzung SNR pro L_avg Datenabtastwerte r_i aus.
In vielen Fällen ist es eventuell nicht notwendig, den Rauschabstand zu berechnen, sondern es kann ausreichen, eine Größe zu erzeugen, die proportional zu dem Rauschabstand SNR ist, oder sogar eine Größe, die den Rauschabstand des SNR gemäß einer einzigartigen funktionalen Beziehung repräsentiert. In solchen Fällen kann die Phasenverschiebungsverarbeitungseinheit 401 z. B. das Ergebnis des Addierers 404 (gegebenenfalls durch L_avg ² dividiert) bzw. das Ausgangssignal der Wurzelextraktionseinheit 405 (gegebenenfalls durch L_avg dividiert) ausgeben.
Obwohl hier spezifische Ausführungformen dargestellt und beschrieben wurden, ist für Durchschnittsfachleute erkennbar, daß jede Anordnung, die dafür berechnet ist, denselben Zweck zu erreichen, die gezeigten spezifischen Ausführungsformen ersetzen kann. Es versteht sich, daß die obige Beschreibung veranschaulichend und nicht einschränkend sein soll. Die vorliegende Anmeldung soll jegliche Anpassungen oder Varianten der Erfindung abdecken. Fachleuten werden bei Durchsicht und Verständnis der obigen Beschreibung Kombinationen der obigen Ausführungsformen und viele andere Ausführungsformen einfallen. Der Schutzumfang der Erfindung umfaßt jegliche anderen Ausführungsformen und Anwendungen, in denen die obigen Strukturen und Verfahren verwendet werden können. Der Schutzumfang der Erfindung sollte deshalb mit Bezug auf die angefügten Ansprüche zusammen mit dem Schutzumfang von Äquivalenten, zu dem diese Ansprüche berechtigt sind, bestimmt werden.
Es wird betont, daß die Zusammenfassung nur gegeben wird, um 37 C.F.R. Abschnitt 1.72(b) zu genügen, der eine Zusammenfassung erfordert, die es dem Leser erlaubt, schnell die Beschaffenheit und das Wesentliche der technischen Offenlegung zu bestimmen. Sie wird mit dem Verständnis eingereicht, daß sie nicht zum Interpretieren oder Begrenzen des Schutzumfangs oder der Bedeutung der Ansprüche benutzt wird.

Claims

Einrichtung zum Berechnen einer Gesamt-Frequenzoffsetschätzung aus mehreren Frequenzoffsetschätzungen, umfassend: eine Empfängereinheit, die dafür ausgelegt ist, mehrere komplexwertige Datenströme zu empfangen; eine Phasenverschiebungsschätzungseinheit, die dafür ausgelegt ist, eine Phasenverschiebungsgröße zu erzeugen, die eine Phasenverschiebung über eine Anzahl aufeinanderfolgender Datenabtastwerte in dem jeweiligen Datenstrom repräsentiert; eine mit der Phasenverschiebungsschätzeinheit gekoppelte Phasenverschiebungsverarbeitungseinheit, die dafür ausgelegt ist, auf der Grundlage der jeweiligen Phasenverschiebungsgröße eine Größe zu berechnen, die mit dem mit einem Datenstrom assoziierten Rauschabstand zusammenhängt; eine Frequenzoffsetschätzeinheit, die dafür ausgelegt ist, mit den jeweiligen Datenströmen assoziierte Frequenzoffsetschätzungen zu erzeugen; und einen Kombinierer, der dafür ausgelegt ist, auf der Grundlage der Frequenzoffsetschätzungen und der mit den Rauschabständen zusammenhängenden Größen die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung zu berechnen.
Einrichtung nach Anspruch 1, wobei ein Eingang der Frequenzoffsetschätzeinheit mit einem Ausgang der Phasenverschiebungsschätzeinheit gekoppelt ist.
Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Phasenverschiebungsschätzeinheit einen Multiplizierer zum Multiplizieren eines Datenabtastwerts mit einem komplex Konjugierten eines vorausgehenden Datenabtastwerts in dem empfangenen Datenstrom umfaßt.
Einrichtung nach Anspruch 3, wobei die Phasenverschiebungsschätzeinheit eine Mittelungseinheit mit einem mit einem Ausgang des Multiplizierers gekoppelten Eingang umfaßt.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Kombinierer einen Komparator umfaßt, der dafür ausgelegt ist, die mit den Rauschabständen zusammenhängenden Größen mit einem Schwellenwert zu vergleichen.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Kombinierer eine erste Gewichtungsstufe umfaßt, die dafür ausgelegt ist, die mit den Rauschabständen zusammenhängenden Größen mit einem ersten Gewichtsfaktor zu gewichten, der von einem Signalinhalt des mit dem jeweiligen Rauschabstand assoziierten Datenstroms abhängt.
Einrichtung nach Anspruch 6, wobei der erste Gewichtsfaktor von einem Dienstindikator abhängt, der von einer Signalquelle mit Bezug auf den jeweiligen Datenstrom gesendet wird.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Kombinierer eine zweite Gewichtungsstufe umfaßt, die dafür ausgelegt ist, die Frequenzoffsetschätzungen mit einem zweiten Gewichtsfaktor zu gewichten, der von dem mit der jeweiligen Frequenzoffsetschätzung assoziierten Rauschabstand abhängt.
Einrichtung nach Anspruch 8, wobei der Kombinierer eine Mittelungsstufe umfaßt, die dafür ausgelegt ist, die gewichteten Frequenzoffsetschätzungen zu mitteln, um die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung zu erzeugen.
Einrichtung zum Berechnen einer Größe, die mit einem Rauschabstand eines komplexwertigen Datenstroms zusammenhängt, umfassend: eine Phasenverschiebungsschätzeinheit, die dafür ausgelegt ist, eine Phasenverschiebungsgröße zu erzeugen, die eine Phasenverschiebung repräsentiert, die über eine Anzahl aufeinanderfolgender Abtastwerte in dem Datenstrom auftritt, und eine mit der Phasenverschiebungsschätzeinheit gekoppelte Phasenverschiebungsverarbeitungseinheit, die dafür ausgelegt ist, auf der Grundlage der jeweiligen Phasenverschiebungsgröße eine Größe zu berechnen, die mit dem Rauschabstand zusammenhängt, der mit dem komplexwertigen Datenstrom assoziiert ist.
Einrichtung nach Anspruch 10, wobei die Phasenverschiebungsverarbeitungseinheit ein Quadrierungselement umfaßt.
Einrichtung nach Anspruch 10 oder 11, wobei die Phasenverschiebungsverarbeitungseinheit eine Divisionsstufe umfaßt .
Einrichtung nach Anspruch 12, wobei der in der Divisionsstufe verwendete Divisor einen Faktor umfaßt, der den Leistungspegel des komplexwertigen Datenstroms repräsentiert.
Verfahren zum Berechnen einer Gesamt-Frequenzoffsetschätzung aus mehreren Frequenzoffsetschätzungen, umfassend: Empfangen mehrerer komplexwertiger Datenströme; Schätzen einer Phasenverschiebungsgröße, die eine Phasenverschiebung repräsentiert, die über eine Anzahl aufeinanderfolgender Datenabtastwerte in dem jeweiligen Datenstrom auftritt, für jeden Datenstrom; Berechnen einer mit dem Rauschabstand in dem jeweiligen Datenstrom zusammenhängenden Größe auf der Grundlage der mit dem jeweiligen Datenstrom assoziierten Phasenverschiebungsgröße für jeden Datenstrom; Erzeugen von mit den jeweiligen Datenströmen assoziierten Frequenzoffsetschätzungen unter Verwendung der geschätzten Phasenverschiebungsgrößen; und Kombinieren der Frequenzoffsetschätzungen auf der Grundlage der mit den Rauschabständen zusammenhängenden Größen, um die Gesamt-Frequenzoffsetschätzung zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Schätzen der Phasenverschiebungsgröße umfaßt, einen Datenabtastwert mit einem komplex Konjugierten eines vorausgehenden Datenabtastwerts in dem jeweiligen Datenstrom zu multiplizieren.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei das Schätzen der Phasenverschiebungsgröße umfaßt, mehrere Multiplikationsergebnisse zu summieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Berechnen der mit dem Rauschabstand zusammenhängenden Größe umfaßt, die jeweilige Phasenverschiebungsgröße zu quadrieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Kombinieren der Frequenzoffsetschätzungen umfaßt, die mit den Rauschabständen zusammenhängenden Größen mit einem ersten Gewichtungsfaktor zu gewichten, der von einem Signalinhalt des mit dem jeweiligen Rauschabstand assoziierten Datenstroms abhängt.
Verfahren zum Berechnen einer Größe, die mit einem Rauschabstand eines komplexwertigen Datenstroms zusammenhängt, umfassend: Erzeugen einer Phasenverschiebungsgröße, die eine Phasenverschiebung repräsentiert, die über eine Anzahl aufeinanderfolgender Abtastwerte in dem Datenstrom aufgetreten ist; und Berechnen einer Größe, die mit dem Rauschabstand zusammenhängt, der mit dem komplexwertigen Datenstrom assoziiert ist, auf der Grundlage der jeweiligen Phasenverschiebungsgröße.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Berechnen einer mit dem Rauschabstand zusammenhängenden Größe umfaßt, den Absolutwert der Phasenverschiebungsgröße zu berechnen.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei das Berechnen einer mit dem Rauschabstand zusammenhängenden Größe umfaßt, den berechneten Absolutwert der Phasenverschiebungsgröße durch einen Faktor zu dividieren, der den Leistungspegel des komplexwertigen Datenstroms repräsentiert.