DE60021206T2

DE60021206T2 - Datenrateschätzung in einem kommunikationssystem

Info

Publication number: DE60021206T2
Application number: DE60021206T
Authority: DE
Inventors: Marko HEINILÄ; Ülo PARTS
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-12-10
Filing date: 2000-11-28
Publication date: 2006-04-27
Anticipated expiration: 2020-11-29
Also published as: EP1238470A2; WO2001043330A2; ATE299312T1; WO2001043330A3; GB9929373D0; AU3154901A; EP1238470B1; US7180932B1; DE60021206D1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und einen Schaltkreis zur Schätzung von Spreizfaktoren und/oder Datenraten von in einem Kommunikationssystem übertragenen Signalen, genauer, aber nicht ausdrücklich, zwischen Stationen in einem zellularen Kodeteilungsmehrzugangs- (CDMA, „Code division multiple access") oder jedem gleichwertigen Kommunikationssystem.
Hintergrund der Erfindung
In einem Kommunikationssystem werden Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen in aufeinanderfolgenden Datenrahmen übertragen. Die die Daten befördernden Signale können mit variablen Datenübertragungsraten (Datengeschwindigkeiten) übertragen werden, wobei die Übertragungsrate in aufeinanderfolgenden Übertragungsrahmen unterschiedlich sein kann. In einem zellularen CDMA-System beispielsweise werden Daten zur Übertragung durch eine Verarbeitung der zu übertragenden Datensymbole durch einen Spreizkode und einen eindeutigen Verwürfelungskode für jeden Übertragungskanal kodiert. Die Länge des Spreizkodes (d.h. die Anzahl der „Chips" pro einem Datensymbol) ist durch einen Spreizfaktor festgelegt. Die Wirkung eines Spreizkodes ist die Spreizung des Frequenzbands einer Übertragung auf eine Chiprate, die größer als die eigentliche Informationsbitrate ist. Dies führt dazu, dass mehr Symbole oder Bits übertragen werden als die eigentliche Anzahl der Informationssymbole oder Bits beträgt. Beträgt der Spreizfaktor beispielsweise acht, werden acht (als „Chips" bezeichnete) Bits für jedes an eine Basisstation gesendete Informationsbit übertragen. Der Verwürfelungskode ist für jedes Mobilfunkendgerät eindeutig, damit die Übertragung von einzelnen Mobilfunkendgeräten an der Basisstation unterschieden werden kann. Sowohl die Spreizkodes als auch die Verwürfelungskodes sind vorzugsweise so weit wie möglich orthogonal, um einer Vielzahl verschiedener Mobilfunkendgeräte die Kommunikation mit einer Basisstation auf ausgewählt kodierten Kanälen zu ermöglichen.
Damit ist es beispielsweise möglich, eine derartige Variabelraten-(Mehrraten-)Verbindung aufzubauen, bei der die Datenrate der Informationsbits und damit der bei der Spreizmodulation dieser Bits verwendete Spreizkode von Funkrahmen zu Funkrahmen (z.B. alle 10 ms) variiert. Die bei einer solchen Verbindung verwendeten Datenraten sind nicht beliebig, aber für jede Funkrahmendauer wird eine aus der Vielzahl vordefinierter Datenraten verwendet. Außerdem ist jede höhere Datenrate durch eine niedrigere Datenrate teilbar, wobei der Teilungsfaktor 2^k für k ≥ 0 beträgt. Obwohl diese Beschreibung ein Beispiel darstellt, dass die Variabel-Raten-Verbindungsspreizfaktoren 4, 8, 12, 32, 64, 128 und 256 und entsprechende Datenraten verwendet, ist es offensichtlich, dass auch andere Spreizfaktoren und Datenraten verwendet werden könnten, ohne das Grundkonzept der Variabeldatenraten-(oder Mehrraten-)Übertragung zu verlassen. Um ein Beispiel zu geben, ist in einem CDMA mit einer Chiprate von 4,096 MHz das Verhältnis zwischen den Spreizfaktoren (SF) und den Datenraten dergestalt, dass Spreizfaktoren von 4, 8, 16, 32, 64, 128 bzw. 256 Datenraten von 1024, 512, 256, 128, 64, 32 bzw. 16 Kilobits pro Sekunde (kbps) entsprechen. Ändert sich jedoch die Chipratenfrequenz, verändert sich das Verhältnis zwischen den Spreizfaktoren und Datenraten entsprechend.
Wird ein Signal zwischen einer Basisstation und einem Mobilfunkendgerät eines CDMA-Systems übertragen (entweder im Uplink oder im Downlink), muss die empfangende Station bzw. das empfangende Gerät aus dem empfangenen Signal Informationen über den Kommunikationsweg ermitteln, entlang dessen sich das Signal fortbewegt hat. Dieser Vorgang wird hier als „Kanalschätzung" bezeichnet. Die Kanalschätzung wird typischerweise in einer Kanalschätzungseinrichtung durchgeführt. Es sind verschiedene Verfahren zur Kanalschätzung bekannt. Eine durch die Schätzungseinrichtung erzeugte Kanalimpulsantwort ist zur angemessenen Dekodierung und Verarbeitung ankommender Daten erforderlich.
Der Spreizfaktor und/oder die entsprechenden Datenübertragungsraten des empfangenen Signals können bei der Kanalschätzung verwendet werden. Steht der Spreizfaktor und/oder die Datenrate eines empfangenen Funkrahmens bei der Empfangsstation bzw. dem Empfangsgerät jedoch nicht direkt zur Verfügung, muss die korrekte Datenrate beispielsweise mittels Ausprobieren mehrerer möglicher Datenspreizfaktoren für die Übertragung bestimmt werden. In dem CDMA-System beispielsweise werden die Informationssymbole in dem Funkrahmen üblicherweise mittels Erkennung der komplexen Datensymbole erhalten unter Annahme der Verwendung der größtmöglichen Datenrate zur Übertragung und des kleinstmöglichen Spreizfaktors bei der empfangenden Station bzw. dem empfangenden Gerät. Der kürzestmögliche Spreizkode (z.B. mit Spreizfaktor SF = 4) muss bekannt sein, damit all die anderen Kodes aus dem kürzesten Kode konstruiert werden können durch Multiplikation des kürzesten Kodes mit einer Ganzzahl. Ist in der Praxis die Kodelänge, d.h. der Spreizfaktor, nicht bekannt, muss die Empfangseinrichtung die erste Entspreizung auf der Grundlage einer Annahme der Verwendung des kürzestmöglichen Kodes (kleinster SF) für die Übertragung durchführen. Wird beispielsweise angenommen, dass die Datenrate des empfangenen Funkrahmens von vornherein 1024 kbps beträgt, entspricht dies dem zur Erkennung der Datensymbole verwendeten Spreizfaktor von 4 (bei 4,096 Millionen Chips pro Sekunde). Das Ergebnis dieser Erkennung sollte ein Datenvektor aller erkannten komplexen dem empfangenen Funkrahmen entsprechenden Informationssymbole sein.
Nach einer MRC (Maximalratenkombination, „maximal ratio combination") muss jedoch ein korrekter Spreizfaktor verwendet werden, ansonsten können die empfangenen Daten nicht richtig dargestellt oder auf andere Weise dekodiert verwendet werden und/oder gehen verloren. Deshalb reicht die vorstehende Annahme der Datenrate nicht aus, sondern es muss geschätzt werden, was die eigentliche Signaldatenrate bei der übertragenden Station bzw. dem übertragenden Gerät während der Übertragung war. Da beispielsweise die Grundannahme falsch sein kann, kann dieses Stadium eine Entscheidung herbeiführen, dass anstelle der angenommenen und ursprünglich verwendeten 1024 kbps (mit Spreizfaktor 4 und Frequenz 4,096 MHz) die eigentliche Datenrate in dem empfangenen Funkrahmen 256 kbps betrug (entsprechend dem Spreizfaktor von 16). Nach der Schätzung der korrekten Datenrate werden so viele zusammenhängende Symbole, wie durch den Spreizfaktor angegeben, aufaddiert, um ein eigentliches Informationssymbole zu erhalten. Bei dem vorstehenden Beispiel würde dies zu einem Aufaddieren von jeweils vier zusammenhängenden Symbolen führen, um ein eigentliches Informationssymbol (4 × 4 = 16) zu erhalten. Deshalb wäre es von Vorteil, bereits zum Zeitpunkt der Signalerkennung in dem Empfängerschaltkreis in der Lage zu sein, Informationen über die aktuelle Datenrate und/oder den aktuellen Spreizfaktor der Übertragung zu gewinnen.
Die Übertragung zwischen den Stationen bzw. Endgeräten kann ausdrückliche Informationen der Spreizfaktoren und/oder Datenraten des übertragenen Signals enthalten oder nicht. Enthält im ersten Fall die Variabelratenverbindung ausdrückliche Informationen über die verwendeten Datenraten für jeden empfangenen Funkrahmen, werden diese Informationen üblicherweise in einen getrennten Kanal gegeben, wie beispielsweise in einen DPCCH („dedicated physical control channel", zugeordneter physikalischer Steuerkanal). Diese Informationen sind jedoch häufig derart codiert, dass die eigentliche Datenrate des empfangenen Funkrahmens zum Zeitpunkt der Erkennung der Datensymbole des Funkrahmens nicht bekannt ist. Zusätzlich können einige Anwendungen beispielsweise zum Zwecke der Verifikation und/oder der Korrektur empfangener Datenrateninformationen die Befähigung zu einer weiteren Schätzung der Datenrate erfordern. Enthält im letzteren Fall das empfangene Signal keine ausdrücklichen Informationen, kann die sogenannte Unbekannte- oder Blinddatenratenschätzung in der empfangenden Station bzw. dem empfangenden Gerät zur Festlegung der eigentlichen Datenrate des empfangenen Signals im Empfänger verwendet werden.
Aus diesem Grund ist ein Verfahren zur Schätzung der Datenrate oder des Spreizfaktors in einer empfangenden Station oder einem empfangenden Gerät (beispielsweise einer Basisstation bzw. einem Mobilfunkendgerät) erforderlich. Diese Schätzung kann beispielsweise dann wünschenswert sein, wenn diese Informationen nicht verfügbar sind, oder eine frühzeitige Schätzung der Datenrate vor der Dekodierung erforderlich ist, oder eine Bestätigung der von der sendenden Station bzw. dem sendenden Gerät empfangenen Datenrateninformationen gewünscht wird.
Ein Vorschlag gemäß dem Stand der Technik zur Erkennung der Datenrate des empfangenen Signals vor einer Dekodierung basiert auf dem Leistungsunterschied der empfangenen Bits in dem Datenkanal und dem Steuerkanal (d.h. das Leistungsverhältnis zwischen dem Daten- und Steuerkanal). Das Verfahren ist vergleichsweise einfach, da es lediglich die mittleren Leistungsschätzungen der empfangenen Steuer- und Datensymbole erfordert. Der Nachteil des Leistungsverhältnisverfahrens ist jedoch, dass es nicht sehr genau und/oder verlässlich ist. Wird besonders von vornherein ein kleiner Spreizfaktor zur Erkennung der Datensymbole (SF = 4 im vorstehenden Beispiel) verwendet, wird das Rauschen beim Erkennungsvorgang übermächtig. Dies setzt die Leistung der Datensymbolleistungsschätzung beträchtlich herab.
Ein weiteres Verfahren gemäß dem Stand der Technik basiert auf einer CRC-Dekodierung („cyclic redundancy check", zyklische Redundanzüberprüfung: ein Fehlererkennungssignal) des empfangenen Signals. Hier wird ein Faltungskode oder ein anderer passender Kode (beispielsweise ein sogenannter Turbokode, der typischerweise zur Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung verwendet wird) für jeden möglichen Spreizfaktor dekodiert und es wird eine CRC-Überprüfung mit den Ergebnissen durchgeführt. Wird eine korrekte CRC erkannt, ist eine korrekte Datenrate gefunden. Mit anderen Worten basiert das Verfahren auf einer angenommenen Datenrate in jedem Dekodierungsstadium und auf einer nachfolgenden Auswahl einer entweder ein korrektes oder inkorrektes CRC-Wort angebenden Datenrate. Um ein Beispiel anzugeben, sei wieder angenommen, dass die möglichen Datenraten 32, 64, 128, 256, 512 und 1024 kbps betragen, dann würde eine CRC-Überprüfung direkt für die Informationssymbole des empfangenen Funkrahmens berechnet werden unter der Annahme einer ersten Datenrate von 1024 kbps. Das sich ergebende CRC-Wort wird gespeichert. Zwei zusammenhängende empfangene Symbole werden unter der Annahme einer Datenrate von 512 kbps aufaddiert und es wird eine weitere CRC-Überprüfung für diese Informationssymbole berechnet. Das sich ergebende CRC-Wort wird wiederum gespeichert. Der Vorgang setzt das Aufaddieren zweier zusammenhängender Symbole und das Berechnen von CRC-Überprüfungen für all diese Informationsströme fort, bis eine kleinstmögliche Datenrate erreicht ist. Danach werden die gespeicherten CRC-Worte verifiziert, und daraus wird eine Datenrate derart ausgewählt, dass sie der in dem Sender verwendeten Rate entspricht, bei der eine richtige CRC-Überprüfung erhalten wurde (falls eine derartige Datenrate überhaupt existiert).
Das CRC-Verfahren ist jedoch rechentechnisch komplex und bringt einen beträchtlich großen Verarbeitungsaufwand mit sich, da der Faltungskode oder ähnliches für jede mögliche Rahmenlänge dekodiert werden muss. Existieren N mögliche Datenraten, erfordert dies N folgende CRC-Dekodierungsvorgänge, bevor eine Entscheidung über die Sendedatenrate gefällt werden kann. Zusätzlich muss die Spreizfaktorerkennungseinrichtung auf der CRC basierend nach der Dekodierung angeordnet sein, und die Datenrate eines Rahmens kann lediglich nach gänzlich empfangenem Rahmen berechnet werden. Dieses Verfahren kann beispielsweise dann nicht verwendet werden, wenn der Spreizfaktor zu jedem Zeitpunkt während des Empfangsvorgangs bekannt sein muss, und die CRC-Überprüfung kann nicht in Anwendungen angewendet werden, bei denen die Datenrateninformation vor dem gänzlich empfangenem Funkrahmen verfügbar sein muss. Das vorstehende Verfahren verzögert die endgültige Entscheidung über die Datenrate des empfangenen Signals bis zu einem Stadium, bei dem wenigstens ein Teil der Datendekodierung zum ersten Mal erforderlich ist. Dies erschwert den Betrieb für Empfängeraufbauten, die eine Schätzung der Datenübertragungsraten des empfangenen Signals zu einem früheren Stadium als dem der ersten Dekodierung erfordern. Ein solcher Empfänger umfasst einen Interferenzaufhebempfänger (IC, „interference cancellation"). Außerdem gibt das Verfahren überhaupt keine Datenrate aus, wenn der Algorithmus keine genau übereinstimmende CRC-Überprüfung ausgibt.
Sheung C. N. u.a.: „Rate determination algorithms in IS-95 forward traffic channels", IEEE Vehicular Technology Conference, 18. Mai 1998, offenbart ein Verfahren zur Bestimmung von Spreizfaktor und Datenrate und einen Empfänger in einem Variabeldatenratenkommunikationssystem des CDMA-IS-95-Typs. Die Datenratenschätzung basiert gemäß der IS-95 auf der Tatsache, dass die Bitenergie der Informationssymbole von der Übertragungsrate abhängt, wohingegen die Bitenergie der Leistungssteuersymbole davon unabhängig ist. Dadurch ermöglicht das Verhältnis zwischen beiden Energien die Schätzung der Datenrate.
Kurzzusammenfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung ist die Behandlung eines oder mehrerer der Nachteile des Stands der Technik und/oder die Bereitstellung eines neuen Lösungstyps zur Schätzung von Spreizfaktor und/oder Datenrate.
Gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten bereitgestellt, wobei ein übertragenes Signal eine Vielzahl von Datensymbolen in einem oder mehreren Datenrahmen umfasst, wobei die Datensymbole in jedem der Datenrahmen auf eine Weise gespreizt sind, die durch einen entsprechenden Spreizfaktor definiert ist, mit den Schritten
Empfangen des Signals,
Schätzen von Rauschabweichungen für die Spreizfaktoren, die für einen Datenrahmen in dem Signal möglich sind, basierend auf Informationen, die unter der Annahme bestimmt werden, dass für die Übertragung des Datenrahmens der kleinstmögliche Spreizfaktor verwendet wurde,
Skalieren der geschätzten Rauschabweichungen mit vordefinierten Konstanten, wobei jede der Konstanten von dem jeweils möglichen Spreizfaktor abhängt,
Bestimmen derjenigen der skalierten Rauschabweichungsschätzungen, die den kleinsten Wert aufweist, und
Schätzen des wahrscheinlichsten Spreizfaktors des empfangenen Datenrahmens basierend auf der bestimmten kleinsten skalierten Rauschabweichungsschätzung.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird ein Signalempfangsschaltkreis zur Verwendung in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten bereitgestellt, wobei Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen übertragen werden, die über einen oder mehrere Datenrahmen gespreizt sind, wobei die Spreizung der Datensymbole innerhalb jedes der Datenrahmen durch einen entsprechenden Spreizfaktor definiert ist, wobei der Signalempfangsschaltkreis Prozessoreinrichtungen zum Schätzen von Rauschabweichungen für die Datenspreizfaktoren, die für einen Datenrahmen möglich sind, wobei die Schätzung auf Informationen des Signals basiert, die unter der Annahme bestimmt werden, dass der für die Übertragung des Datenrahmens verwendete Spreizfaktor der kleinste Spreizfaktor ist, der für die Übertragung des Datenrahmens möglich ist, zum Skalieren der geschätzten Rauschabweichungen mit vordefinierten Konstanten, wobei jede der Konstanten von dem jeweils möglichen Spreizfaktor abhängt, zum Bestimmen derjenigen der skalierten Abweichungsschätzungen, die den kleinsten Wert aufweist, und zum Schätzen des wahrscheinlichsten Spreizfaktors des empfangenen Datenrahmens basierend auf der Bestimmung der kleinsten skalierten Abweichungsschätzung aufweist.
Die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung bieten mehrere Vorteile. Die erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele können zur Bereitstellung einer Spreizfaktor- oder Datenratenschätzung verwendet werden, wenn keine Rateninformation übertragen wird. Zusätzlich können die erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele verwendet werden, wenn die Datenrateninformation zwar übertragen, aber aus irgendwelchen Gründen nicht verwendet oder im Signal während des Empfangsvorgangs erkannt werden kann. Eine mögliche Verwendung der Ausführungsbeispiele ist die Bereitstellung einer zusätzlichen Datenrateninformation beispielsweise zur Verwendung zum Korrigieren oder zur Fehlerüberprüfung einer aus dem übertragenen Signal erkannten Rateninformation. Die Schätzung der Datenübertragungsrate kann auch in anderen Teilen der Verarbeitungsfolge des Empfangssignals verwendet werden, beispielsweise in einem IC-Empfänger. Die Möglichkeit zur frühzeitigen Erkennung der unbekannten Datenrate kann die Verwendung von Empfängeraufbauten ermöglichen, die sich die Datenrateninformation in einem frühen Stadium zunutze machen. Die Schätzung kann auch zur Hilfestellung bei einer Ratenauswahl für Anwendungen, wie eine Viterbi-Dekodierung ankommender Datensymbole oder zur Hilfestellung bei einer Entscheidung über eine alternative Übertragungsrate zur Dekodierung bei fehlgeschlagener Fehlerüberprüfung verwendet werden. Zusätzlich können erfindungsgemäße Ausführungsbeispiele eine gegenüber SNR-Schwankungen („Signal-to-Noise Ratio", Signalrauschabstand) nicht zu empfindliche Datenratenerkennung bereitstellen. Das Ausführungsbeispiel kann auch einen weniger komplexen Erkennungsaufbau und weniger komplexe Berechnungen als die Vorschläge gemäß dem Stand der Technik bereitstellen.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
Zum besseren Verständnis der Erfindung und zur Veranschaulichung der Realisierung derselben ist nachstehend auf die beigefügten Zeichnungen als Beispiel Bezug genommen. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Mobilkommunikationsnetzwerks,
2 einen Empfangsschaltkreis in einer Station bzw. einem Gerät,
3 den Schlitzaufbau für physikalische Kanäle zur Übertragung mit unbekannter Datenrate,
4 ein Ablaufdiagramm für eine Blindratenklassifikation eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,
5 ein veranschaulichendes Ausführungsbeispiel als ein Programmkode in der Sprache C,
6a bis 6g mit verschiedenen Spreizfaktoren erhaltene Simulationsergebnisse als eine Wahrscheinlichkeit des Ratenerkennungsfehlers relativ zur Rahmenfehlerrate, und
7a bis 7g mit verschiedenen Spreizfaktoren erhaltene Simulationsergebnisse als eine Wahrscheinlichkeit des Ratenerkennungsfehlers relativ zur Bitfehlerrate.
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung
1 ist ein Blockschaltbild, das einen Zusammenhang zeigt, in dem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Das heißt, ein CDMA Mobilkommunikationssystem, das einer Vielzahl von Mobilfunkendgeräten MS1, MS2, MS3 die Kommunikation mit einer Basis(sendeempfänger)station BTS in einer allgemein üblichen Funkzelle über zugehörige Kanäle CH1, CH2, CH3 ermöglicht. Diese Kanäle sind voneinander durch die Verwendung von Verwürfelungskodes auf einer in der Technik bekannten Weise unterschieden. 2 ist ein Blockschaltbild eines Empfängerschaltkreises in einer Basisstation in einem WCDMA-System (Breitband-CDMA, „Wideband CDMA"). Der Empfängerschaltkreis gemäß 2 dient zur Verwendung in Uplink-Richtung, d.h. zum Signalempfang von den Mobilfunkendgeräten (MS). Es sei darauf hingewiesen, dass obwohl die Empfangsschaltkreisimplementierung in der Downlink-Richtung, d.h. bei dem Mobilfunkendgerät etwas unterschiedlich sein kann, die Erfindung genauso auf den Downlink und auch die Mobilfunkendgeräte angewendet werden kann.
Vor der Beschreibung des veranschaulichenden ein Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendenden Empfangsschaltkreises aus 2 ist nachstehend ein Senderschaltkreis (nicht gezeigt) innerhalb einer Senderstation bzw. eines Sendegeräts kurz beschrieben. Zwischen einem Mobilfunkendgerät (MS) und einer Basissendeempfängerstation (BTS) zu übertragende Daten können Sprach-, Video- oder andere Daten sein. Die Daten werden in eine zur Übertragung bei einer von der Datenquelle abhängigen Bitrate passende Form kodiert. Die kodierten Anwenderdaten werden typischerweise einer Rahmenmultiplexeinrichtung zugeführt. In einigen Ausführungsbeispielen können die Anwenderdaten auch einer CRC-Kodiereinrichtung zugeführt werden, die eine Prüffolge (CRC) für jeden Datenrahmen erzeugt. Eine Fehlerkorrekturkodierung und eine Bitverschachtelung der Rahmenfolge können vor der Übertragung auf in der Technik bekannte Weise durchgeführt werden. Die Fehlerkorrektur wird zum Schutz der Anwenderdaten vor Fehlern in einem Funkkanal verwendet, damit beispielsweise eine Viterbi-Dekodiereinrichtung die kodierten Daten wiederherstellen kann, selbst wenn einige der Bits unbrauchbar sind. Zum Zwecke der Kodierung und Dekodierung können auch das Ende jeder Anwenderdatenfolge festlegende Endbits an das Ende einer Anwenderdatenfolge angefügt werden. Eine Bitverschachtelung spreizt typischerweise in Funkkanälen auftretende Signalblockfehler gleichmäßiger über die Zeit, um der Dekodiereinrichtung die effizientere Korrektur der Fehler aus den kodierten Daten zu ermöglichen.
Ein Rahmenmultiplexer organisiert die zu übertragenden Daten in einer Rahmenfolge. 3 zeigt ein Beispiel eines Schlitzaufbaus für physikalische Kanäle DPCCH („dedicated physical control channel", zugeordneter physikalischer Steuerkanal) und DPDCH („dedicated physical data channel", zugeordneter physikalischer Datenkanal) in der Rahmenfolge. Der DPCCH-Rahmenteil enthält eine Pilotfolge (PILOT), eine mögliche, aber nicht erforderliche, Rateninformations-(RI)folge (nicht gezeigt) und eine Übertragungsleistungssteuer-(ÜLS)folge. Der DPDCH-Rahmenteil enthält die gesamte verschachtelte Anwenderdatenfolge (Anwenderbits, mögliche CRC-Bits und mögliche Endbits). Die Anwenderdaten des DPDCH werden typischerweise in Rahmenperioden eingeteilt, wie Perioden von 10 Millisekunden pro Rahmen. Jeder Rahmen kann mit einer unterschiedlichen Rate übertragen werden. Damit ist die Sendeeinrichtung zum Multiplexen von Daten unterschiedlicher Quellen in Rahmenfolgen zur Übertragung und zur Bereitstellung unterschiedlicher Übertragungsraten in unterschiedlichen Rahmen der Rahmenfolge in der Lage. In den nachstehenden veranschaulichenden Ausführungsbeispielen wird die DPDCH-Rahmenfolge der Datenratenerkennung in dem Empfänger unterzogen.
Die Rahmenfolge wird einer Spreizeinrichtung zugeführt, die Spreiz- und Verwürfelungskodes von einer Kodeerzeugungseinrichtung empfängt. Die Spreiz- und Verwürfelungskodes sind bekannt und können gemäß bekannter CDMA-Verfahren erzeugt werden und sind deshalb hier nicht weiter beschrieben. Die Wirkung des Spreizkodes liegt in der Spreizung des Übertragungsfrequenzbands auf eine Chiprate, die größer als die Bitrate ist. Wie vorstehend beschrieben, ist der Verwürfelungskode eindeutig für jedes an eine einzelne Basisstation sendende Mobilfunkendgerät, so dass die Sendungen von einzelnen Mobilfunkendgeräten in der Basisstation unterschieden werden können. Werden M parallele Kodekanäle verwendet, werden M Datensymbole unter Verwendung unterschiedlicher Spreizcodes gespreizt und dann die Ergebnisse aufaddiert. Das Spreizsignal wird dann typischerweise einer Modulationseinrichtung zugeführt, die das Signal zur Übertragung aufbereitend moduliert, beispielsweise gemäß der QPSK-Modulation. In manchen Systemen kann die Modulation vor der Spreizung ausgeführt werden. Diese Ereignisfolge hat jedoch keine Auswirkung auf die vorliegende Erfindung. Das gespreizte modulierte Signal wird dann einer Digital-Nach-Analog (D/A)-Umwandlungseinrichtung und weiter einer RF(„radio frequency", Funkfrequenz)-Einrichtung zugeführt, die das gespreizte Signal für die Übertragung aufbereitet.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Empfangsseite der Verbindung. Der Empfang des gespreizten Signals ist nachstehend unter Bezugnahme auf 2 beschrieben. Wie gezeigt, werden an einer Antenne 30 ankommende Signale durch eine RF-Einrichtung 28 empfangen und einer Digital-Nach-Analog(A/D)-Umwandlungseinrichtung 32 zugeführt. Ein Signal kann selbstverständlich bei der empfangenden Station bzw. dem empfangenden Gerät ankommen, nachdem es Mehrwege mit voneinander abweichenden Signallaufzeiten durchlaufen hat. Abtastungen oder ein Teil des digitalen Signals können einer Synchronisationseinrichtung 34 und/oder einer Impulsantwortmesseinrichtung zugeführt werden. Die Synchronisationseinrichtung 34 wickelt die Synchronisation zwischen dem Mobilfunkendgerät und der Basisstation BTS sowohl nach Einschalten der Stromzufuhr als auch in einem Verbindungsübergabefall ab. Der Synchronisationsvorgang beinhaltet die Suche nach Signalen, die mit einem für jene einzelne sendende Station bzw. jenes einzelne sendende Gerät eindeutigen Verwürfelungskode übertragen worden sind. Die Synchronisationseinrichtung 34 empfängt den eindeutigen Kode von einer Kodeerzeugungseinrichtung 22. Zur Durchführung der Suchfunktion korreliert die Synchronisationseinrichtung den eindeutigen Kode mit dem ankommenden Signal, bis eine starke Korrelation erkannt wird. Nach Beendigung des Synchronisationsvorgangs kann ein zugeordneter Verkehrskanal zwischen der bzw. dem sendenden und empfangenden Station bzw. Gerät aufgebaut werden.
Das digitale Signal wird auch einer oder mehreren Entspreizungs- und Kanalschätzungseinrichtungen 36a, 36b zugeführt. Es können mehr als zwei Einrichtungen verwendet werden, und die erforderliche Anzahl der Einrichtungen 36a, 36b hängt von der Funkausbreitungsumgebung und/oder der Kommunikationsanwendung ab. Die Entspreizung basiert auf der Annahme, dass die zur Übertragung verwendete Spreizung diejenige mit dem kleinstmöglichen Spreizfaktors ist. Die Kanalphasenschätzung durch die Einrichtung 36a und/oder 36b wird typischerweise zur Kombination und Demodulation der empfangenen Datensymbole erforderlich.
Ein Vorkombinator 38 ist zur Kombination der von der Entspreizungs- und Kanalschätzungseinrichtung 36a und/oder 36b empfangenen Datensymbole eingerichtet. Das Signal von der Entspreizungseinrichtung 36a kann als das stärkste Signal angenommen werden (d.h. ein entlang des Primärwegs angekommenes Signal). Die Zuführung von Informationen von einer Vielzahl von Entspreizungseinrichtungen zu der Vorkombinationseinrichtung ist ebenfalls möglich. Die von der Einrichtung 36a und/oder 36b empfangenen Datensymbole werden zur Bereitstellung von Softdatensymbolen kombiniert, d.h. summiert.
Der Schaltkreis umfasst auch einen Ratenschätzer 40 zur Bereitstellung einer Datenratenschätzung zur weiteren Verarbeitung des empfangenen Signals. Die Schätzungseinrichtung 40 kann beispielsweise durch Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) oder mehrerer DSPs implementiert werden. Ein Vorteil der DSPs liegt darin, dass sie eine vielseitige Implementierung der Schätzungseinrichtung ermöglichen. Eine Alternative liegt in der Implementierung der Schätzungseinrichtung mittels einer anwendungsabhängigen integrierten Schaltung (ASIC, „application specific integrated circuit") oder mehrerer ASICs. Es sei jedoch angemerkt, dass auch andere Arten von Verarbeitungsaufbauten möglich sind. Die allgemeine Architektur der Verarbeitungsfunktionalität kann ebenfalls variieren, und es ist möglich, die verschiedenen zur Schätzung erforderlichen Funktionen auf mehrere getrennte und/oder verschiedene Verarbeitungseinrichtungen je nach Maßgabe zu verteilen.
Eine Schätzung der Datenrate von der Schätzungseinrichtung 40 erforderlich, um zu einer Entscheidung, wie viele erfolgreiche Datensymbole aufaddiert werden, in der Lage zu sein. Der Betrieb der Einrichtung 40 ist nachstehend bei der Erklärung möglicher Verfahren für die Ausführungsbeispiele der Datenratenschätzung ausführlicher beschrieben.
Nach der Bestimmung der Datenrate ist die Durchführung einer endgültigen Entspreizung des Signals in der Entspreizungseinrichtung 42 möglich. Das vollkommen entspreizte Signal kann dann einer Weiterverarbeitung unterzogen werden, wie eine Kanaldekodierung in einer Kanaldekodierungseinrichtung 44 usw.
Es sei angemerkt, dass mehrere alternative Schaltkreisaufbauten des in 2 gezeigten Ausführungsbeispiels zur Implementierung von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung möglich sind.
Wie bereits vorstehend kurz erwähnt, ist dem Schaltkreis eine Ratenschätzungseinrichtung 40 bereitgestellt, die zum Informationsempfang des Signals von der Vorkombinationseinrichtung 38 eingerichtet ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen die Informationen von dem Signal abgeleitete Softsymbole.
Nachstehend ist unter Bezugnahme auf 4 ein Ausführungsbeispiel zur Schätzung des Spreizfaktors und damit der Übertragungsdatenrate aufeinanderfolgender Rahmen durch direkte Schätzung der Datenrate aus Softdatensymbolen beschrieben, die von dem empfangenen Signal abgeleitet und der Datenratenschätzungseinrichtung zugeführt wurden.
Bei dem nachstehend beschriebenen Verfahren nimmt eine Schätzungseinrichtung eines Empfängers an, dass ein kleinstmöglicher Spreizfaktor aus der Vielzahl möglicher Spreizfaktoren (und damit die größtmögliche Datenrate) von der Übertragung verwendet wird. Mittels dieser Grundannahme ist es möglich, den Bedarf an mehreren aufeinanderfolgenden oder parallelen Dekodierungsversuchen zu umgehen. Eine Rauschvarianz wird für jeden möglichen Spreizfaktor geschätzt. Die Schätzung wird vorzugsweise durch eine Verarbeitung weiterer Softbits geschätzt, die anfänglich auf der Grundlage der vorstehenden Annahme der größtmöglichen Datenrate (kleinstmöglicher Spreizfaktor) berechnet wurden. In den Ausführungsbeispielen der Erfindung sind die sich ergebenden Rauschvarianzen für verschiedene Spreizfaktoren durch angemessene Konstanten skaliert, von denen jede von dem zugehörigen Spreizfaktor abhängt. Die Berechnungsergebnisse werden untersucht, um eine skalierte Rauschvarianz aus einer Vielzahl skalierter Rauschvarianzen festzulegen, die den kleinsten Wert besitzt. Die Erfinder haben herausgefunden, dass der wahrscheinlichste Spreizfaktor, und damit die Datenrate, des empfangenen Signals auf der Grundlage der Information über den kleinsten skalierten Rauschvarianzschätzwert bestimmt werden kann. Genauer gesagt wurde ermittelt, dass der wahrscheinlichste Spreizfaktor mit der skalierten Rauschvarianz einhergeht, die den kleinsten Wert besitzt.
Die Rauschvarianzschätzung kann auf einfache Verfahren gestützt werden, wie nachstehend beschrieben. Angemessene Skalierungskonstanten können ebenfalls leicht festgelegt werden, und damit das Ausführungsbeispiel funktionieren kann, wird ein Überblendkanal mit schneller Übertragungsleistungssteuerung verwendet.
Der Ratenerkennungsalgorithmus kann auf eine Verarbeitung von durch den kleinstmöglichen Spreizfaktor S₀ erhaltenen Softdatenbitabtastungen r₁ gestützt werden. Im Allgemeinen kann ein maximalverhältniskombiniertes (MRC) Softdatensymbol ausgedrückt werden als: r_i = d_mA + η_i (1)wobei dm ein Datensymbol ist (z.B. +/–1), A eine Signalamplitude und η_i ein Gaußrauschen mit Varianz σ₂ darstellt. Die Wahrscheinlichkeitsverteilung von r_i ist gegeben mit:
Um die Wahrscheinlichkeit des Spreizfaktors S zu lösen, kann man schreiben: P({ri}, S) = P({ri}|S)·P(S) = P(S|{ri})·P({ri}) (3)damit die Bayessche Regel für die Wahrscheinlichkeit von S erhalten werden kann, die in den empfangenen Abtastungen {r_i} bedingt ist: P(S|{ri}) = P({ri}|(S)/P(S)/P({ri}) (4)wobei P({ri}) = Σ SP({ri}|S)·P(S) (5) P({ri}|S) = ∫dA∫dσ·P({ri}}A, σ, S)·P(A, σ|S) (6)
Der Maximalwert von Gleichung (4) als Funktion von S beschreibt den wahrscheinlichsten Spreizfaktor. Damit kann Gleichung (4) direkt zur Bestimmung des Spreizfaktors verwendet werden. Obwohl der Betrieb der Ratenschätzungseinrichtung auf vorstehende Gleichung (4) gestützt werden kann, muss dies jedoch nicht der geradlinigste und einfachste Ansatz für alle praktischen Anwendungen sein. Nachstehend ist dies durch ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel zur Datenratenschätzung beschrieben.
Obwohl die Signalamplitude A und die Rauschvarianz in gewissem Maß von dem Spreizfaktor abhängen können, haben die Erfinder herausgefunden, dass es zur Vereinfachung des Spreizfaktorerkennungsvorgangs möglich ist, jeglichen Bedarf an Vorwissen über die eigentliche Signalamplitude A oder Varianz σ zu umgehen, wie nachstehend beschrieben. Das Erfordernis des Vorwissens kann umgangen und die Gleichung (4) vereinfacht werden unter der Annahme einer konstant bleibenden Datenamplitude.
In der nachstehenden Gleichung wurde angenommen, dass der Abtastungsindex i die Werte i = 0, ..., N_S, ..., N–1 annimmt, wobei N_S die Anzahl der Zeitschlitze und N die Anzahl der Abtastungen pro einem Zeitschlitz bezeichnet. Im WCDMA-System ist es beispielsweise möglich, dass N = 640 ist, wenn S₀ = 4 ist. Wie vorstehend erklärt, können alle möglichen Spreizfaktoren durch Multiplizieren mit dem kleinstmöglichen Spreizfaktor S₀ festgelegt werden, d.h. S = K·S₀, wobei der K-Wert eine den Teilungsfaktor 2^K für K ≥ 0 anzeigende Ganzzahl darstellt. Mit anderen Worten, ist K = S/S₀.
Für jeden Zeitschlitz i = 0, ..., N_S – 1 kann eine Rauschvarianzschätzung für alle möglichen Spreizfaktoren berechnet werden durch:
In der vorstehenden Gleichung ist die Mächtigkeit M = N/K, d.h. ist die Anzahl der Symbole pro Zeitschlitz für den Spreizfaktor S = K·S₀. Die Rauschvarianzen werden für jeden Zeitschlitz getrennt berechnet, weil die Leistungssteuerung des Kommunikationssystems die Amplitude in jedem Schlitz verändert, und damit kann die Amplitude in nachfolgenden Schlitzen eine andere sein.
Die Rauschvarianzschätzungen können dann über N_S nachfolgende Zeitschlitze gemittelt werden:
Die Mittelung ist nicht bei allen Anwendungen erforderlich. Die Mittelung ist beispielsweise nicht erforderlich in Anwendungen, die keine Leistungssteuerung verwenden oder in Anwendungen, die kein merkliches Überblenden darreichen. Die Mittelung ist jedoch vorzuziehen, da sie die Zuverlässigkeit der durch die Ausführungsbeispiele erhältlichen Ergebnisse verbessert. Die Zuverlässigkeit wird verbessert, da die Verkürzung der Zeitschlitzlängen mittels der Mittelung möglich ist.
Schließlich kann die wahrscheinlichste Datengeschwindigkeit erhalten werden durch eine Bestimmung der kleinsten skalierten Mittelwerte der Varianzschätzungen
über die möglichen K-Werte. Der Betrag des Ausdrucks α kann durch Minimierung der Erkennungsfehlerrate ausgewählt werden. Gute Skalierungsfaktoren für verschiedene Datengeschwindigkeiten wurden als Ergebnis ermittelt, wenn die Konstante α in dem Ausdruck
den Wert α = 2,8 annimmt. Der vorgeschlagene Wert α = 2,8 wurde als Lieferant guter Ergebnisse in nachstehend beschriebenen Simulationen ermittelt. Folglich wird gute Leistung erhalten, wenn die Skalierungskonstanten für die K-Werte K = 1, 2, 4, 8, 16, 32 bzw. 64 proportional zu 2,8, 1,673, 1,294, 1,137, 1,0665, 1,0327 bzw. 1,0162 mit der Chipfrequenz 4,096 MHz sind.
Eine veranschaulichende Fließkommaimplementierung in der Sprache C des vorstehenden Ausführungsbeispiels ist in 5 gezeigt. Bei dem Beispiel gibt die Funktion int_detection (float r[Nsample]) den wahrscheinlichsten Spreizfaktor zurück. Der Eingabevektor r(Nsample] enthält die Abtastungen für den kleinsten Spreizfaktor (im Beispiel SF = 4). Nsample ist die Anzahl der Abtastungen für den kleinsten Spreizfaktor. In dem Beispiel in 5 wurde die Mittelung über einen Rahmen durchgeführt, so dass Nsample = 16*10*256/4 ist. Nblock ist die Verarbeitungsblocklänge der Varianzschätzung. Das Beispiel stützt sich auf eine weitere Annahme der Verwendung eines Blocks für die gesamte Blocklänge, so dass Nblock = 10*256/4 ist. MaxK ist der größte SF geteilt durch den kleinsten SF, d.h. MaxK = 256/4 = 2**6 = 64. MaxLog2K ist der Logarithmus von MaxK zur Basis 2, d.h. es ist MaxLog2K = 6.
Der vorstehend beschriebene Datenratenerkennungsalgorithmus wurde auch durch Simulation mit realistischen Signalen getestet. Die Testsignale wurden unter der Annahme eines Überblendfunkkanals, einer realistischen Kanalschätzung und schneller Übertraqungsleistungssteuerung erzeugt. Zwei Antennen und ein Ausbreitungsweg pro Antenne wurden ebenfalls als durch die simulierte Implementierung verwendet angenommen. Der Überblendfunkkanal wurde mit einem Dopplerspektrum vom Jakestyp modelliert. Es wurde eine Dopplerfrequenz von 10 Hz verwendet. Ein üblicher 1/3-Ratenfaltungskode mit K = 9 wurde als Kanalkode verwendet. Die Funkrahmenlänge betrug in allen Simulationen 10 ms. Eine Kanalverschachtelung wurde mit einer einfachen Matrixverschachtelungseinrichtung über 16 WCDMA-Zeitschlitze ausgeführt. Das Kanalschätzungsverfahren wurde auf einen einfachen gleitenden Mittelwert über 2 aufeinanderfolgende Zeitschlitze gestützt. Die Pilotkanalamplituden wurden in G-vielfachen der Datenamplitude angegeben, wobei G ein Faktor von 0,25, 0,31, 0,36, 0,44, 0,54 bzw. 0,69 war für die Spreizfaktoren 4, 8, 16, 32, 64, 128 bzw. 256.
Bei den Simulationen wurde die Ratenerkennung zur Schätzung des korrekten Spreizfaktors unter 7 verschiedenen Möglichkeiten verwendet. Die möglichen Spreizfaktoren waren 4, 8, 16, 32, 64, 128 und 256. Es wurde bei allen Spreizfaktoren SF die gleiche Vorabwahrscheinlichkeit angenommen, d.h. alle SF-Werte hatten die gleiche Auftrittswahrscheinlichkeit.
Die Wahrscheinlichkeit einer inkorrekten Datenratenentscheidung wurde durch Verwendung unterschiedlicher Mittelungslängen von 2 bis 16 WCDMA-Zeitschlitzen geschätzt, d.h. die zur Berechnung verwendete Mittelungszeit reichte von 1,25 ms bis 10 ms. In den 6a bis 6g ist die Wahrscheinlichkeit einer inkorrekten Datenratenschätzung als eine Funktion der Rahmenfehlerrate (FER, „frame error rate") geplottet. Um Vergleiche mit anderen Simulationen und Datenratenerkennungsverfahren zu erleichtern, sind die gleichen Ergebnisse auch in den 7a bis 7g als eine Funktion der Bitfehlerrate (BER, „bit error rate") ohne Verwendung eines Faltungskodes gezeigt.
Aus den 6g und 7g lässt sich ersehen, dass das Verhalten bei SF = 256 eine Ausnahme gegenüber den für die anderen Spreizfaktoren erhaltenen Ergebnissen darstellt. Dies liegt daran, dass 256 der größte betrachtete Spreizfaktorwert war und das verwendete Ratenerkennungsverfahren den größten Spreizfaktor (d.h. SF = 256) als eine Standardeinstellung annahm, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis miserabel zu sein schien. Deshalb ist die schwächste Leistung im Fall von SF = 128 (6f und 7f) anstelle von SF = 256 zu sehen.
Es wurde ermittelt, dass die Datenraten für SF = 4, 8, 16 (6a bis 6c und 7a bis 7c) mit guter Genauigkeit mit einer Mittelung über 2 Zeitschlitze geschätzt werden können. Bei FER = 0,1 wurde die Ratenerkennungsfehlerwahrscheinlichkeit als kleiner als 0,1 für jeden Spreizfaktor ermittelt, solange die Mittelung über 8 Zeitschlitze durchgeführt wird.
Daraus wurde geschlossen, dass die vorliegenden Ausführungsbeispiele eine einfache und vielversprechende Lösung der Blinddatenratenerkennung angeben. Es ist kein Wissen über die Signalamplitude, die Rauschvarianz oder das Signal-Rausch-Verhältnis erforderlich, da die Ausführungsbeispiele auch lediglich für den kleinstmöglichen Datenspreizungsfaktor erhaltene Softbitabtastungen verwenden können. Die vorstehend beschriebenen Simulationen zeigen, dass auch im Fall eines Überblendkanals mit schneller Übertragungsleistungssteuerung (TPC, „transmission power control") zuverlässige Datenratenschätzungen bereitgestellt werden.
Obwohl die Erfindung in Zusammenhang mit einem CDMA-basierten System beschrieben wurde, sei darauf hingewiesen, dass ähnliche Prinzipien in anderen Kommunikationssystemen angewendet werden können, beispielsweise in einem TDMA-System oder in jeder Telekommunikationsvorrichtung, die Datensymbole mit variablen Raten empfängt und Informationen über die Spreizfaktoren oder die Datenübertragungsrate erfordert, wie in Modems.
Wenngleich die Erfindung vorstehend in Verbindung mit der Blinddatenratenerkennung beschrieben wurde, könnte das beschriebene Datenratenschätzungsverfahren zusammen mit Rateninformationsbits oder ähnlichen Datenrateninformationen verwendet werden, um eine abgeglichene und/oder korrigierte Datenratenschätzung zu erzeugen. Dies stellt besonders bei Implementierungen mit hohen Anforderungen an die Genauigkeit der Übertragungsratenschätzung eine praktikable Alternative dar.
Es sei hier auch darauf hingewiesen, dass, wenngleich vorstehend veranschaulichende Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben werden, es mehrere Variationen und Modifikationen gibt, die an der offenbarten Lösung durchgeführt werden können, ohne den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen, wie er in den anhängenden Patentansprüchen festgelegt ist.

Claims

Verfahren, das angepasst ist, in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten verwendet zu werden, wobei ein übertragenes Signal eine Vielzahl von Datensymbolen in einem oder mehreren Datenrahmen umfasst, wobei die Datensymbole in jedem der Datenrahmen auf eine Weise gespreizt sind, die durch einen entsprechenden Spreizfaktor definiert ist, mit den Schritten: Empfangen (28, 30) des Signals; Schätzen (38) von Rauschabweichungen für die Spreizfaktoren, die für einen Datenrahmen in dem Signal möglich sind, basierend auf Informationen, die unter der Annahme bestimmt werden, dass für die Übertragung des Datenrahmens der kleinstmögliche Spreizfaktor verwendet wurde; Skalieren der geschätzten Rauschabweichungen mit vordefinierten Konstanten, wobei jede der Konstanten von dem jeweils möglichen Spreizfaktor abhängt; Bestimmen derjenigen der skalierten Rauschabweichungsschätzungen, die den kleinsten Wert aufweist; und Schätzen (40) des wahrscheinlichsten Spreizfaktors des empfangenen Datenrahmens basierend auf der bestimmten kleinsten skalierten Rauschabweichungsschätzung.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem die Informationen durch Verarbeitung weicher Datenbitabtastwerte bestimmt werden, die für den kleinstmöglichen Spreizfaktor berechnet sind.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Rauschabweichungsschätzungen für jeden der möglichen Werte über eine vordefinierte Anzahl aufeinander folgender Zeitschlitze gemittelt werden und der kleinste Wert der kleinste Wert der skalierten Mittelwerte der Rauschabweichungsschätzungen ist.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, zusätzlich mit einem Schätzen der Datenrate des Datenrahmens basierend auf dem geschätzten Spreizfaktor.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Konstante zum Skalieren des jeweiligen Spreizfaktors definiert ist durch die Gleichung:
wobei der Ausdruck α eine vordefinierte Konstante ist und der Ausdruck K eine Ganzzahl ist, die die Länge des jeweiligen Spreizfaktors als ein Vielfaches der Länge des kleinstmöglichen Spreizfaktors definiert.
Verfahren gemäß Anspruch 5, bei dem der Ausdruck α ungefähr gleich 2,8 ist.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Kommunikationssystem ein zellulares Codemultiplex-Kommunikationsnetzwerk aufweist und die Daten zwischen einer Mobilstation und einer Basisstation des Netzwerks über eine Funkschnittstelle übertragen werden.
Verfahren zur Kanalschätzung, das angepasst ist, in einem zellularen Codemultiplex-Kommunikationssystem verwendet zu werden, wobei die Datenübertragungsrate gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7 geschätzt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 8, bei dem die Schätzung der Datenübertragungsrate verwendet wird, um eine Ratenauswahl für eine Viterbi-Decodierung der empfangenen Datensymbole zu unterstützen.
Verfahren gemäß Anspruch 8 oder 9, bei dem die Kanalschätzung sowohl auf Datenrateninformationen, die von einer übertragenden Station empfangen werden, als auch auf der geschätzten Datenübertragungsrate basiert.
Signalempfangsschaltkreis, der angepasst ist, in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten verwendet zu werden, wobei Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen übertragen werden, die über einen oder mehrere Datenrahmen gespreizt sind, wobei die Spreizung der Datensymbole innerhalb jedes der Datenrahmen durch einen entsprechenden Spreizfaktor definiert ist, wobei der Signalempfangsschaltkreis Prozessoreinrichtungen aufweist zum Schätzen von Rauschabweichungen für die Datenspreizfaktoren, die für einen Datenrahmen möglich sind, wobei die Schätzung auf Informationen des Signals basiert, die unter der Annahme bestimmt werden, dass der für die Übertragung des Datenrahmens verwendete Spreizfaktor der kleinste Spreizfaktor ist, der für die Übertragung des Datenrahmens möglich ist, zum Skalieren der geschätzten Rauschabweichungen mit vordefinierten Konstanten, wobei jede der Konstanten von dem jeweils möglichen Spreizfaktor abhängt, zum Bestimmen derjenigen der skalierten Abweichungsschätzungen, die den kleinsten Wert aufweist, und zum Schätzen des wahrscheinlichsten Spreizfaktors des empfangenen Datenrahmens basierend auf der Bestimmung der kleinsten skalierten Abweichungsschätzung.
Signalempfangsschaltkreis gemäß Anspruch 11, bei dem die Prozessoreinrichtungen einen digitalen Signalprozessor aufweisen.
Signalempfangsschaltkreis gemäß Anspruch 11, bei dem die Prozessoreinrichtungen eine Anwendungs-spezifische integrierte Schaltung aufweisen.
Signalempfangsschaltkreis gemäß einem der Ansprüche 11 bis 13, bei dem die Prozessoreinrichtungen eingerichtet sind, die Signalinformationen durch Verarbeitung weicher Datenbitabtastwerte zu bestimmen, die für den kleinstmöglichen Spreizfaktor berechnet sind.
Empfängerstation eines zellularen Funkkommunikationssystems, mit einem Signalempfangsschaltkreis gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14.