ITMI942079A1

ITMI942079A1 - Ricevitore a larghezza di banda adattativa

Info

Publication number: ITMI942079A1
Application number: IT94MI002079A
Authority: IT
Inventors: Paul W Dent
Original assignee: Ericsson Ge Mobile Communicat
Priority date: 1993-10-14
Filing date: 1994-10-12
Publication date: 1996-04-12
Also published as: SG43121A1; SE9502106D0; US5745856A; FR2711293B1; GB2288936B; ITMI942079A0; AU678626B2; GB9511577D0; SE9502106L; JPH08506711A; SE520613C2; GB2288936A; AU7931394A; IT1271255B; FR2711293A1; DE4497810T1; DE4497810B4; WO1995010889A1; KR950704861A

Abstract

Viene descritto un ricevitore radio per demodulare segnali modulati in frequenza, sia a banda larga che a banda stretta. Il ricevitore radio migliora la capacità di un sistema riducendo l'occupazione di larghezza di banda di sistemi di modulazione di frequenza analogici. Il ricevitore radio comprende un dispositivo di frequenza supereterodina il quale converte il segnale modulato in frequenza ricevuto in un segnale a frequenza intermedia fissata. Successivamente un filtro filtra il segnale a frequenza intermedia con una prima banda passante di filtro adattata ad un segnale modulato in frequenza a banda larga. il segnale modulato in frequenza a banda larga filtrato viene successivamente demodulato in un demodulatore usando un discriminatore. Il segnale a frequenza intermedia viene successivamente filtrato usando una seconda ed una terza banda passante di filtro adattate ad un segnale modulato in frequenza a banda stretta. Finalmente, il segnale a frequenza intermedia ulteriormente filtrato viene demodulato usando un discriminatore.

Description

K/veg/1807 provv. - 2 - DR. ING. A. RACHELI & C. s.r.l. ‘

Descrizione dell'invenzione avente per titolo:

"RICEVITORE A LARGHEZZA DI BANDA ADATTATIVA"

Della Ditta: Ericsson GE Mobile Communications Ine.

di nazionalità statunitense, con sede a Research Triangle Park, North Carolina (USA) - che nomina quali mandatari e domiciliatari, anche in via disgiunta fra loro, Dr. Diana Domenighetti, Dr. Ing. Aldo Petruzziello, Dr. Maria Teresa Mannello e Dr. Ing. Maria Chiara Zavattoni, dell'Ufficio DR. ING. A. RACHELI & C. s.r.l. -Milano - Viale San Michele del Carso, 4.

Inventore: Dent Paul

Depositata il: N. :

1 2 0TT.1994<1 >

DESCRIZIONE MI 94 A 002079 Campo dell' Invenzione

La presente invenzione si riferisce alla modulazione di frequenza (FM) analogica adattativa per la trasmissione di segnale vocale nei sistemi di comunicazione radiotelefonici, e più particolarmente ai ricevitori cellulari FM analogici aventi larghezze di banda adattate in 'modo da ottimizzare la qualità media della voce demodulata.

Basi dell'Invenzione

Attualmente, i sistemi telefonici cellulari mobili usano una modulazione di frequenza analogica per la trasmissione di segnale vocale. I tre standard principali per i sistemi di comunicazione cellulare mobile sono il sistema AMPS usato negli Stati Uniti che utilizza una modulazione di frequenza a banda larga con una distanza tra i canali di 30 kHz, il sistema TACS usato nel Regno Unito che utilizza distanze tra i canali di 25 kHz, ed il sistema NMT usato in Scandinavia che utilizza una modulazione di frequenza a banda larga con distanze tra i canali di 12,5 kHz.

Nello sforzo di diminuire le restrizioni di capacità degli attuali sistemi di modulazione di frequenza analogici, la trasmissione digitale è stata standardizzata per i sistemi futuri in Europa, negli USA ed in Giappone. Tuttavia, gli standards di trasmissione digitale sono complicati e non adatti ad essere utilizzati ovunque. Di conseguenza, è un oggetto della presente invenzione implementare miglioramenti di capacità riducendo l'occupazione di larghezza di banda dei sistemi di modulazione di frequenza analogici.

Un altro modo per aumentare la capacità del sistema riducendo le esigenze di larghezza di banda è descritto in un sistema FM a banda stretta secondo le specifiche NAMPS. Nel sistema NAMPS si ottiene una distanza tra i canali di 10 kHz dividendo ciascun canale di 30 kHz del sistema AMPS in tre sezioni. Per adattare il segnale all'interno della ridotta larghezza di banda, vengono ridotti sia la deviazione di frequenza, o indice di modulazione, del segnale trasmesso che la larghezza di banda del ricevitore.

Vari aspetti dei sistemi di comunicazione a~modulazione di frequenza sono pubblicati nella tecnica nota, incluso H. Taub et al., Principles of Communication Systems, cap. 4, McGraw-Hill Book Co., New York (1971). Per un segnale modulante sinusoidale, la larghezza di banda B richiesta per trasmettere o ricevere un segnale FM con almeno il 98% di potenza di trasmissione è data dalla seguente espressione della regola di Carson:

B = 2(Af fm)

dove Af è la massima deviazione di frequenza della frequenza istantanea del segnale FM dalla frequenza della portante e fm è la frequenza della frequenza sinusoidale modulante. L’indice di modulazione β è legato a Af e fm dalla seguente espressione:

Quando l'indice di modulazione è dominante, vale a dire quando Af > > fm, la larghezza di banda secondo la regola di Carson viene ridotta proporzionalmente alla deviazione di frequenza Af. Quindi, la riduzione della deviazione di frequenza risulta in una commisurata riduzione della larghezza di banda.

Per sistemi FM a banda stretta nei quali l'indice di modulazione è piccolo, vale a dire quando Af < fm, le riduzioni della deviazione di frequenza Af non risultano in commisurate riduzioni della larghezza di banda B. Quindi, il livello del segnale modulante desiderato trasportato dal sistema di modulazione decresce più rapidamente del rumore passato dal ricevitore quando decresce la deviazione di frequenza, risultando in un peggioramento del rapporto segnale-rumore.

Per superare questo problema, quando il livello di rumore è troppo alto, possono essere usate delle larghezze di banda più piccole della larghezza di banda secondo la regola di Carson. Una larghezza di banda minore, comunque, provoca distorsione nel segnale demodulato perché viene scaricata più energia nelle bande laterali del segnale FM, ma questo è preferibile al far passare più rumore quando il livello di rumore è alto. Quando il livello di rumore è basso, comunque, la qualità del segnale demodulato è limitata dai componenti di distorsione, ed è desiderabile aumentare la larghezza di banda. Siccome, in pratica, i segnali ricevuti da un telefono mobile aumentano gradualmente e sfumano a causa del movimento e di altri effetti, è evidente che la larghezza di banda di un ricevitore FM a banda stretta si adatterebbe a tali effetti variando continuamente.

Inoltre, quando i segnali su canali adiacenti sono forti, una minore larghezza di banda che sopprima maggiormente i segnali di canali adiacenti può essere migliore di una larghezza di banda più ampia che eviti la distorsione. Quando segnali di canali adiacenti sono deboli o assenti, è comunque preferibile una larghezza di banda più ampia che eviti la distorsione. Siccome i livelli, sia del segnale desiderato che dei segnali dei canali adiacenti, aumentano gradualmente e sfumano in maniera non correlata, il loro rapporto può variare in un ampio intervallo, indicando nuovamente che una larghezza di banda adattativa può essere vantaggiosa.

Il brevetto U.S. n. 4.352.208 di Schroeder descrive un sistema di ricezione radio controllato da microprocessore per la commutazione automatica della larghezza di banda di uno stadio a frequenza intermedia (FI) tra valori piccoli e grandi. La larghezza di banda stretta è usata in un modo normale di funzionamento nel quale il ricevitore scandisce vari canali. La larghezza di banda ampia viene usata in un secondo modo nel quale è stato selezionato un canale e non ci sono segnali interferenti su canali adiacenti. Con la selezione di un canale nel secondo modo, il microprocessore aziona periodicamente un sintetizzatore di frequenza affinché quest'ultimo scandisca un canale verso l'alto ed un canale verso il basso per determinare la presenza di segnali interferenti e poi ritorni al canale selezionato. Se non è presente nessun segnale interferente su di un canale adiacente, lo stadio FI viene commutato da una larghezza di banda stretta ad una larghezza di banda ampia per migliorare la qualità della ricezione. Se fosse presente un segnale adiacente con energia di FI sufficiente, lo stadio FI rimarrebbe nel suo modo a larghezza di banda stretta.

II sistema descritto nel brevetto Schroeder è inutilizzabile in un sistema di comunicazione, quale un sistema telefonico radiomobile, nel quale le situazioni d'interferenza cambiano continuamente. In tali sistemi è indesiderabile, se non impossibile, permettere anche solo una perdita temporanea del segnale sul canale selezionato mentre il ricevitore verifica la presenza d'interferenza sui canali adiacenti. La presente invenzione fornisce un confronto continuo dell'energia aH'intemo ed all'esterno del canale, senza risintonizzare di continuo il ricevitore.

Il brevetto U.S. n. 4.124.817 di Takahashi pubblica un circuito per la commutazione di larghezza di banda per uno stadio amplificatore a frequenza intermedia in un ricevitore FM che assicura una ricezione chiara dei segnali desiderati commutando automaticamente lo stadio amplificatore a frequenza intermedia tra le larghezze di banda ampie e strette a seconda delle condizioni del campo radioelettrico. Il circuito per la commutazione della larghezza di banda include un rivelatore per rivelare le componenti di battimento dovute all’ interferenza contenute nei segnali ricevuti ed un commutatore per commutare il circuito di commutazione della larghezza di banda secondo i segnali rivelati dal rivelatore, dove la larghezza di banda dello stadio amplificatore a frequenza intermedia viene commutato automaticamente in dipendenza dal fatto che le componenti di battimento siano presenti o meno.

Sommario dell' Invenzione

Uno scopo della presente invenzione è fornire un miglioramento della capacità riducendo l'occupazione in larghezza di banda di sistemi di modulazione di frequenza analogici. In particolare, è uno scopo della presente invenzione fornire un' implementazione di un ricevitore che dia prestazioni migliorate usando una modulazione di frequenza a banda stretta con separazione di. IO kHz tra i canali.

La presente invenzione concerne la provvisione di una larghezza di banda variabile dinamicamente sia nel modo AMPS che nel modo NAMPS in maniera da ottenere il miglior compromesso tra distorsione e soppressione di rumore o interferenza. Una realizzazione preferita della presente invenzione permette alla larghezza di banda di essere variata dinamicamente tra il valore di 30 kHz richiesto per l'AMPS ed il valore di 10 kHz richiesto per il NAMPS, ottenendo quindi un ricevitore a modo duale.

Nella presente invenzione viene pubblicato un ricevitore radio per la demodulazione di segnali modulati in frequenza sia a banda larga che a banda stretta. Il ricevitore radio comprende un dispositivo di frequenza supereterodina il quale converte il segnale modulato in frequenza ricevuto in un segnale a frequenza intermedia fissata. Successivamente un filtro filtra il segnale a frequenza intermedia con una prima banda passante di filtro adattata ad un segnale a banda larga modulato in frequenza. Il segnale a banda larga modulato in frequenza filtrato viene successivamente demodulato in un demodulatore usando un discriminatore. Il segnale a frequenza intermedia viene in seguito filtrato usando una seconda ed una terza banda passante di filtro adattate ad un segnale a banda stretta modulato in frequenza. Finalmente, il segnale a frequenza intermedia ulteriormente filtrato viene demodulato usando un discriminatore.

Breve Descrizione dei Disegni

Queste ed altre caratteristiche e vantaggi dell'invenzione appariranno facilmente ad una persona di ordinaria abilità nel settore dalla seguente descrizione scritta, usata in congiunzione con i disegni, nei quali:

la figura 1 illustra schematicamente un ricevitore convenzionale in modulazione di frequenza (FM);

la figura 2 illustra schematicamente una realizzazione preferita di un ricevitore a larghezza di banda variabile dinamicamente secondo la presente invenzione; e

la figura 3 illustra schematicamente una elaborazione digitale di segnale utile nella realizzazione preferita di un ricevitore a larghezza di banda variabile dinamicamente illustrato in figura 2.

Descrizione Dettagliata

La figura 1 illustra un diagramma a blocchi di un ricevitore 5 FM convenzionale adatto a conformarsi alle specifiche radiotelefoniche mobili cellulari AMPS o NAMPS, con l'appropriata scelta della larghezza di banda a frequenza intermedia (FI) dei filtri a FI 50.

Il segnale ricevuto passa dall'antenna attraverso un filtro duplex 10 di trasmissione/ricezione, un amplificatore 20 a basso rumore, un filtro 30 di eliminazione d'immagine ed un convertitore verso il basso 40, quale un dispositivo di frequenza supereterodina, dove il segnale ricevuto viene convertito ad una adatta frequenza intermedia (FI)· I filtri a FI 50 impongono che la restrizione della larghezza di banda del canale principale sia appena minore di 30 kHz per la specifica AMPS, o attorno ai 10 kHz per la specifica NAMPS. Gli amplificatori a FI 60 forniscono la maggior parte deH'amplificazione e generano anche un'indicazione della forza del segnale ricevuto (RSSI). È pratica comune che tutti gli amplificatori a FI 60 siano contenuti in un singolo circuito integrato, e che una seconda conversione di frequenza verso il basso venga utilizzata all'interno del percorso attraverso il processo di amplificazione a monte del secondo filtro a FI 50, per permettere l'uso di filtri ceramici piccoli e di basso costo. Inoltre, è anche più facile evitare oscillazioni indesiderate dovute alla retroazione parassita quando Γ amplificazione totale venisse divisa tra due frequenze.

Il discriminatore 70 funziona a frequenza intermedia finale (Flf^J e produce un segnale d'uscita proporzionale alla deviazione istantanea di frequenza del segnale radio dalla sua frequenza nominale centrale, il quale è un facsimile del segnale vocale utilizzato per modulare in frequenza il trasmettitore. Il segnale d'uscita del discriminatore è limitato in banda entro l'intervallo di frequenze da 300 Hz a 3,4 kHz del segnale vocale in un filtro di disaccentuazione 80 per escludere più rumore possibile. È anche ben noto che il rumore in uscita di un discriminatore aumenta attraverso la banda di frequenze acustiche, in modo che l'uso della preaccentuazione al trasmettitore con disaccentuazione compensante nel filtro di .dis accentuazione 80 al ricevitore 5 migliori il rapporto segnalerumore applicando la maggior parte dell 'attenuazione alle componenti di maggior rumore. È anche ben noto che la qualità percepita di segnale vocale ha a che fare più con il rumore di fondo durante i periodi di silenzio o di calma che con il rapporto segnale-rumore durante i periodi nei quali è presente un segnale più forte, in modo che l'uso di decompressione o espansione in un decompressore 90 al ricevitore 5, il quale ingrandisce la disparità tra i segnali più e meno forti, tramite compressione- espansione compensante al trasmettitore, lasci inalterato il segnale vocale riducendo al contempo il rumore del ricevitore durante i periodi di calma. L'uscita del decompressore 90 viene poi portata in ingresso al padiglione del telefono.

Nel noto ricevitore FM convenzionale illustrato in figura 1, le larghezze di banda del filtro a FI 50 sono fisse, dato che l'odierna tecnologia dei filtri analogici non permette la facile costruzione di filtri a larghezza di banda regolabile dinamicamente. Per costruire un ricevitore adatto al funzionamento sia in sistemi AMPS che NAMPS, un cosiddetto ricevitore a modo duale dovrebbe comprendere dei filtri AMPS con larghezza di 30 kHz e dei filtri NAMPS con larghezza di 10 kHz. Comunque, entrambi questi filtri dovrebbero, nella soluzione convenzionale, avere larghezze di banda costanti.

Un 'implementazione preferita del ricevitore a larghezza di banda variabile dinamicamente della presente invenzione è illustrato nelle figure 2 e 3. Il ricevitore a larghezza di banda variabile dinamicamente inizia con una convenzionale conversione verso il basso ad una prima adatta frequenza intermedia (FI) come in figura 1, usando un filtro duplex 10 di trasmissione/ricezione, un amplificatore 20 a basso rumore, un filtro 30 di eliminazione d'immagine ed un convertitore verso il basso 40. I filtri 100 e 110 impongono una larghezza di banda di canale nella regione dei 30 kHz per il sistema AMPS. Il circuito 120 amplificatore a frequenza intermedia è un circuito integrato in silicio che contiene anche una seconda conversione verso il basso in un convertitore verso il basso 45.

L'uscita limitata rigorosamente dell' amplificato re a FI finale viene portata in ingresso, invece che ad un discriminatore, ad un circuito digitalizzatore di fase che produce campioni della fase istantanea del segnale. Il segnale dell'indicatore di forza del segnale (RSSI) ricevuto, generato dal circuito 120 amplificatore a FI viene portato in ingresso ad un convertitore 140 analogico-digitale il quale produce un valore digitalizzato della forza del segnale. Il segnale RSSI è preferibilmente linearmente proporzionale al logaritmo dell’ampiezza del segnale. Se digitalizzato con un'accuratezza di 8 bit, il valore a 8 bit rappresenta segnali in un intervallo, ad esempio, di 128dB in passi di 0,5dB, oppure in un intervallo di 64dB in passi di 0,25dB. Il digitalizzatore di fase 130 confronta le transizioni del segnale o i fronti d'onda sul segnale FI limitato rigorosamente con le transizioni del segnale o i fronti d'onda di un orologio stabile 135 generatore di impulsi di riferimento per quantizzare le transizioni di segnale con un'accuratezza di fase di 6 bit. Il valore di 6 bit modulo 64 riproduce esattamente l'intervallo di angolo di fase da 0 a 2π quando vengono visti entrambi nel dominio circolare. Approssimando il cerchio con un poligono regolare a 64 lati, la riproduzione è data da:

dove φ64 ≡ φ0 a causa della periodicità circolare.

L'ampiezza logaritmica digitalizzata e la fase digitalizzata insieme formano un numero digitale complesso in forma logaritmico-polare, il quale è pubblicato nel brevetto U.S. n. 5.084.669 designato frequentemente, la descrizione dei quale viene qui data per riferimento. Il flusso di numeri complessi ad una frequenza di campionamento appropriatamente alta, ad esempio 240.000 campioni al secondo (240 chilocampioni al secondo o 240kS/s), viene portato in ingresso ad un elaboratore digitale di segnali (DSP) 150 dove avviene la conversione da logaritmico-polare a cartesiano che risulta in numeri complessi della forma X+jY, dove j = 1. Un dimensionamento in scala automatico ha luogo durante questa conversione, in modo che le componenti cartesiane rientrino nella lunghezza di parola a virgola fissa del DSP 150.

All'interno del DSP 150, la frequenza di campionamento di X jY viene dapprima ridotta tramite un sottocampionamento, vale a dire, addizionando blocchi di campioni adiacenti lungo una finestra mobile, a 80kS/s per ridurre la quantità di. aritmetica susseguente.

Quando il ricevitore deve operare nel modo AMPS, il flusso a 80kS/s viene sottoposto ad un algoritmo numerico discriminatore. L'algoritmo preferito è un anello ad aggancio di fase digitale, i dettagli del quale esulano dallo scopo di questa pubblicazione ma possono essere determinati da chiunque possieda ordinaria capacità nel campo dell 'elaborazione numerica di segnali radio. In alternativa può essere adoperato il seguente algoritmo:

1) Esegui discriminazione:

2) Esegui il calcolo dell'ampiezza quadratica:

3) Ridimensiona in scala dopo la limitazione rigorosa:

dove X* e Y* sono valori ridimensionati in scala e N è il numero di campioni.

Un'altra alternativa consiste nel sottoporre i 240.000 campioni di fase al secondo (240kS/s) direttamente ad un anello ad aggancio di fase digitale il quale calcola una frequenza istantanea alla desiderata frequenza di sottocampionamento di 80kHz. Questi calcoli ad elevata frequenza possono essere eseguiti con l'aiuto di una logica digitale speciale allo scopo di togliere una parte del carico al DSP 150 programmabile.

Una volta calcolati gli 80kS/s campioni di frequenza istantanea, questi vengono sottoposti ad un filtraggio digitale post-discriminatore, a disaccentuazione, sottocampionamento e decompressione secondo note tecniche di filtraggio digitale ed elaborazione digitale dei segnali per ottenere 8000 campioni al secondo (8kS/s) di segnale vocale digitalizzato che viene convertito in un segnale analogico nel convertitore digitale-analogico 160. Il DSP 150 può anche contenere programmi di calcolo numerico per altri scopi, come la decodifica dei dati di segnalazione codificati di tipo Manchester, usata nel sistema AMPS a scopo di controllo.

Quando si desidera che il ricevitore funzioni nel modo NAMPS, il flusso X iY viene, dopo un primo sottocampionamento a 80 kS/s, sottoposto ad un filtro a risposta impulsiva finita (FIR) a 64 ingressi, come il filtro FIR 190 illustrato in figura 3, secondo una nota teoria, il quale riduce la larghezza di banda a quella richiesta dal sistema NAMPS, vale a dire una larghezza di banda nell intervallo da 8 kHz a 12 kHz. Inoltre, l'uscita del filtro FIR 190 viene ulteriormente sottocampionata a 16kS/s allo scopo di ridurre la quantità di elaborazione necessaria. Un algoritmo numerico discriminatore come sopra descritto viene poi applicato per demodulare in frequenza l'uscita del filtro FIR 190 e le usuali operazioni di filtraggio audio, disaccentuazione e decompressione vengono anche applicate numericamente, come illustrato dal filtro/disaccentuatore audio 210, dal decompressore 220 e dal filtro/sottocampionatore audio 230 in figura 3.

I coefficienti del filtro a 64 ingressi possono essere calcolati tramite una trasformata di Fourier a 64 punti di una risposta in frequenza di un filtro rettangolare ideale avente la desiderata larghezza di banda, moltiplicando successivamente il risultato con una funzione a finestra a coseno rialzato per ridurre lobi laterali indesiderati. Secondo la presente invenzione, almeno due insiemi di questi coefficienti sono precalcolati, il che corrisponde ad almeno due larghezze di banda NAMPS alternative, ad esempio 8,75 kHz e 11,25 kHz. Queste corrispondono rispettivamente a risposte in frequenza rettangolari a 64 punti, larghe rispettivamente 7 o 9 punti, vale a dire

Viene usato solo un insieme di coefficienti alla volta. Normalmente, i coefficienti corrispondenti ad una larghezza di banda di 11,25 kHz vengono usati quando i livelli d’interferenza di canale sono bassi. La quantità d'interferenza di canale adiacente viene determinata confrontando la potenza totale di segnale nel flusso a 80kS/s prima del filtro FIR 190 con la potenza totale di segnale nel flusso a 16kS/s dopo il filtro FIR 190. La prima rappresenta la potenza in una larghezza di banda di 30 kHz che abbraccia entrambi i canali adiacenti, mentre la seconda rappresenta la potenza nel canale desiderato o voluto. Sottraendo la seconda dalla prima, si ottiene la potenza nei due canali adiacenti. Se questa supera la potenza nel canale desiderato o voluto oltre un primo limite, viene usato un filtro FIR a banda stretta alternativo.

Quando è disponibile più di una larghezza di banda alternativa, può essere selezionata una larghezza di banda alternativa addirittura più stretta quando il rapporto di potenza canale adiacente-banda acustica (entro il canale) supera una seconda soglia. Se il rapporto di potenza canale adiacente-banda acustica (entro il canale) scende al di sotto di una terza soglia, la larghezza di banda viene ampliata nuovamente. Una voluta differenza tra le soglie per restringere ed ampliare le larghezze di banda viene adoperata in congiunzione con la costante di

tempo τ per misurare le potenze medie di segnale allo scopo di fornire isteresi e prevenire una commutazione di larghezza di banda eccessivamente frequente, che potrebbe altrimenti generare del rumore audio.

Tipicamente, il secondo rapporto di potenza di soglia per la commutazione da una prima larghezza di banda di 11,25 kHz ad una larghezza di banda più stretta di 8,75 kHz sarebbe 128 e la terza soglia per la commutazione di ritorno a 11,25 kHz sarebbe 32. La costante di tempo τ per la determinazione della potenza di canale desiderata o voluta e la potenza di canale adiacente è approssimativamente di 10 millisecondi (10ms). Quindi, la desiderata o voluta potenza di canale viene determinata come la somma dei quadrati dei campioni a 16 kHz lungo una finestra mobile a 160 campioni, dato che (16kS/s)(10ms) = 160 campioni, e la potenza di canale adiacente viene determinata come la somma dei quadrati di campioni a 80 kHz lungo una finestra mobile a 800 campioni, dato che (80kS/s)(10ms) = 800 campioni.

L'elaborazione digitale di segnale descritta sopra è illustrata ulteriormente in figura 3. La fase logaritmico-polare ed i valori RSSI entrano a 240.000 campioni al secondo (240kS/s) in una procedura 170 di conversione da logaritmico-polare a cartesiano che utilizza una tabella COSENO/SENO per calcolare coscp e sencp ed una tabella ANTILOGARITMO per convertire il segnale indicatore di forza del segnale (RSSI) ricevuto in una ampiezza, avendo dapprima sottratto un valore di dimensionamento in scala dal segnale RSSI. L'ampiezza A dimensionata in scala così ottenuta moltiplica i valori coscp zsencp per ottenere valori X+jY, dove X=Acoscp, e Y=Asencp.

Il valore di dimensionamento in scala è determinato in modo che la media mobile di X<2 >+ Y<2 >su 800 campioni sia nell'intervallo desiderato senza il rischio di traboccamento o traboccamento negativo. Per assicurare ciò, la media mobile viene fornita alla procedura di dimensionamento in scala la quale aumenta il valore del dimensionamento in scala quando la media mobile è troppo alta e diminuisce il valore del dimensionamento in scala quando la media mobile è troppo bassa.

I valori dimensionati in scala X+jY a 240.000 campioni al secondo (240kS/s) vengono successivamente sottocampionati a 80.000 campioni al secondo (80kS/s) nel sottocampionatore 180 calcolando la media mobile su tre campioni consecutivi e sommando poi tre valori consecutivi della media mobile per ottenere ciascun campione a 80kS/s. I valori X+jY a 80 kS/s vengono successivamente quadrati e sommati lungo una finestra mobile a 800 campioni. Questo richiede l'addizione delle ultime somme di quadrati e la sottrazione delie somme di quadrati calcolate 800 campioni prima e richiede una memoria di ritardo lunga 800 campioni. Per ridurre l'uso di memoria nell'elaboratore digitale di segnali (DSP) 150, la media mobile può essere calcolata con pesatura esponenziale piuttosto che rettangolare della storia passata dei campioni passati. Nella pesatura esponenziale, la nuova media Arviene calcolata a partire dalla vecchia media A(i-l), ed il nuovo campione Si come mostrato qui sotto

Ai = A(i-l) d(Si-A(i-l)) dove d è un valore piccolo, ad es. 1/800 Ai = (l-d)A(i-l) dSi

Ai - (799/800) A(i- 1 ) Si/800

Quindi, tutti i vecchi campioni contenuti nella vecchia media vengono progressivamente ridotti del valore (1-d) = 799/800 il quale è leggermente minore di 1 a ciascuna iterazione, in modo che un valore di Si usato N passi prima (Si-N) risulti pesato inversamente da (l-d)<N>. La media risulta quindi Ai = Si (l-d)S(i-l) (l-d)2S(i-2) ....ecc. con potenze crescenti di (1-d). Il vantaggio di questo sistema è che non sono richiesti vecchi valori di campioni come S(i-799), ma piuttosto solamente la media precedente ed il nuovo campione. In tale caso, la media mobile a 160 campioni dovrebbe anch'essa usare la pesatura esponenziale della storia passata dei campioni passati.

I filtri FIR 190 a 64 ingressi operano anche sui valori X+jY usando dei coefficienti CL, C2, CM che vengono selezionati da una di due memorie dei coefficienti alternative corrispondenti a larghezze di banda di 8,75 kHz o 11,25 kHz rispettivamente. I valori X+jY filtrati FIR sono emessi in uscita dai filtri FIR 190 ad una frequenza sottocampionata a 16 kS/s e poi elaborati in un discriminatore 200 ad anello ad aggancio di fase digitale per demodulare la modulazione di frequenza. L'uscita del discriminatore 200 viene successivamente sottoposta ad un filtraggio audio e disaccentuata secondo la specifica NAMPS in un filtro/disaccentuatore audio 210, decompressa in un decompressore 220, e finalmente ulteriormente sottoposta a filtraggio audio e sottocampionata a 8kS/s in un filtro/sottocampionatore 230 prima di essere portata in ingresso ad un convertitore digitale-analogico 160, come illustrato in figura 2.

II determinatore di larghezza di banda 240 usa un algoritmo per determinare se debba essere usata la larghezza di banda larga o stretta. La media mobile e/o la somma mobile della potenza di segnale filtrata FIR viene dimensionata in scala di un fattore 5 in un dimensionato re in scala 250 per compensare la differenza tra i diversi numeri di quadrati sommati, o, alternativamente, tramite un altro numero appropriato per compensare ugualmente un dimensionamento in scala non unitario attraverso i filtri FIR 190. Il dimensionamento in scala dei coefficienti C,, C2, ..., dei filtri FIR può infatti essere scelto deliberatamente in modo tale che il dimensionamento in scala richiesto per la media mobile a 160 campioni sia una potenza di due. La media mobile a 160 campioni dimensionata in scala viene successivamente sottratta dalla media mobile a 800 campioni in un sottrattore 260 per ottenere la potenza di canale adiacente. In seguito la potenza di canale adiacente viene confrontata, in un comparatore 270, con 128 o 32 volte la potenza di segnale entro la banda acustica (entro il canale), fornita da un dimensionatore in scala 255 (corrispondente al secondo oppure al terzo rapporto di potenza di soglia, rispettivamente), allo scopo di determinare se la larghezza di banda debba essere ridotta o aumentata, rispettivamente.

Sarà apprezzato da coloro che possiedono ordinaria abilità nel settore, che la presente invenzione può essere realizzata in altre forme specifiche senza scostarsi dallo spirito o dal carattere essenziale della stessa. Le realizzazioni qui presentate devono quindi essere considerate sotto tutti gli aspetti illustrative e non restrittive. L'ambito dell'invenzione è indicato nelle allegate rivendicazioni piuttosto che nella precedente descrizione, e tutte le variazioni che rientrano nel significato e nella portata degli equivalenti della stessa, sono da intendersi comprese nelle stesse.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Ricevitore radio per demodulare segnali modulati in frequenza, sia a banda larga che a banda stretta, comprendente: mezzi di frequenza supereterodina per convertire detti segnali modulati in frequenza ricevuti in un segnale a frequenza intermedia fissata; mezzi per filtrare detto segnale a frequenza intermedia tramite una prima banda passante di un filtro adattata ad un segnale modulato in frequenza a banda larga; primi mezzi per demodulare detto segnale modulato in frequenza a banda larga filtrato utilizzando un discriminatore; mezzi per filtrare ulteriormente detto segnale a frequenza intermedia usando una seconda o una terza banda passante di filtro adattata ad un segnale modulato in frequenza a banda stretta; e secondi mezzi per demodulare detto segnale a frequenza intermedia ulteriormente filtrato usando un discriminatore.
2. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 1, dove detta seconda banda passante di filtro è adattata a fornire un'alta qualità del segnale quando l'interferenza di canale adiacente è minore di una prima soglia predeterminata e detta terza banda passante di filtro è adattata a fornire un'alta qualità del segnale quando l'interferenza di canale adiacente è maggiore di una seconda soglia predeterminata.
3. Ricevitore radio per demodulare segnali modulati in frequenza, sia a banda larga che a banda stretta, comprendente: mezzi di frequenza supereterodina per convertire detto segnale modulato in frequenza ricevuto in un segnale a frequenza intermedia fissata; mezzi per filtrare detto segnale a frequenza intermedia con una prima banda passante di filtro adattata ad un segnale modulato in frequenza a banda larga; primi mezzi per demodulare detto segnale modulato in frequenza a banda larga filtrato usando un discriminatore; mezzi per filtrare ulteriormente detto segnale a frequenza intermedia usando una banda passante di filtro variabile adattata ad un segnale modulato in frequenza a banda stretta; e secondi mezzi per demodulare detto segnale a frequenza intermedia ulteriormente filtrato usando un discriminatore.
4. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 3, dove detta banda passante di filtro variabile viene variata in funzione dei livelli d'interferenza di canale adiacente.
5. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 4, dove detti livelli d'interferenza di canale adiacente vengono stimati a partire da misurazioni del livello di detto segnale a frequenza intermedia fatte prima e dopo detto filtraggio ulteriore.
6. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 3, dove detti mezzi per filtrare ulteriormente comprendono inoltre un filtro a risposta impulsiva finita.
7. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 3, dove un intervallo di frequenze entro il quale può essere variata detta banda passante di filtro variabile è deliberatamente ristretto.
8. Ricevitore radio per demodulare segnali modulati in frequenza, sia a banda larga che a banda stretta, comprendente: mezzi di frequenza supereterodina per convertire detto segnale modulato in frequenza ricevuto in un segnale a frequenza intermedia fissata; mezzi per filtrare detto segnale a frequenza intermedia con una prima banda passante di filtro adattata ad un segnale modulato in frequenza a banda larga; mezzi per amplificare detto segnale modulato a frequenza intermedia filtrato e mezzi per la conversione analogico-digitale di detto segnale a frequenza intermedia amplificato conservando il valore di vettore complesso di detto segnale a frequenza intermedia per produrre un flusso di campioni di valore complesso; primi mezzi per elaborare detto flusso di campioni di vettore complesso in un elaboratore numerico di segnali allo scopo di demodulare detto segnale modulato in. frequenza a banda larga usando un algoritmo discriminatore numerico; secondi mezzi per elaborare detto flusso di campioni di vettore complesso in un elaboratore numerico di segnali allo scopo di filtrare ulteriormente detto flusso di campioni di valore complesso usando un filtro digitale con banda passante variabile adattato ad un segnale modulata in frequenza a banda stretta; e terzi mezzi per elaborare detto flusso di campioni complessi filtrati digitalmente per demodulare detto segnale a frequenza intermedia filtrato ulteriormente usando un algoritmo discriminatore numerico.
9. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove detta banda passante di filtro variabile viene variata in funzione dei livelli d'interferenza di canale adiacente.
10. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 9, dove detti livelli d'interferenza di canale adiacente vengono stimati tramite misurazioni del livello di detto segnale a frequenza intermedia fatte prima e dopo detto filtraggio ulteriore.
11. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 9, dove detta banda passante di filtro variabile viene variata tra primi e secondi valori discreti.
12. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 11, dove il primo valore di larghezza di banda discreto viene adattato per fornire un'alta qualità del segnale demodulato quando i livelli d'interferenza di canale adiacente sono minori di una prima soglia predeterminata e il secondo valore discreto di larghezza di banda è adattato per fornire un’alta qualità del segnale demodulato quando i livelli d'interferenza di canale adiacente sono maggiori di una seconda soglia predeterminata.
13. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 12, dove detti livelli d'interferenza di canale adiacente vengono stimati tramite misurazioni del livello di detto segnale a frequenza intermedia fatte prima e dopo detto filtraggio ulteriore.
14. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove detti mezzi per filtrare ulteriormente comprendono inoltre un filtro a risposta impulsiva finita.
15. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove un intervallo di frequenze entro il quale detta banda passante di filtro variabile viene variata è deliberatamente ristretto.
16. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove detta conversione analogico-digitale digitalizza detto segnale a frequenza intermedia direttamente prima che detta elaborazione numerica di segnale risolva componenti di vettore reali ed immaginarie di detto segnale a frequenza intermedia.
17. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove detto segnale a frequenza intermedia viene risolto in componenti reali ed immaginarie prima della conversione separata analogico-digitale di dette componenti reali ed immaginarie risolte.
18. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove detta conversione analogico-digitale digitalizza separatamente la fase e l'ampiezza di detto segnale a frequenza intermedia e dove la conversione dalla forma polare alle componenti di vettore reali ed immaginarie viene eseguita da detto elaboratore numerico di segnali.
19. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 8, dove detta conversione analogico-digitale digitalizza separatamente la fase di detto segnale a frequenza intermedia ed un segnale proporzionale al logaritmo dell'ampiezza di detto segnale a frequenza intermedia e dove la conversione della forma logaritmicopolare alle componenti di vettore reali ed immaginarie viene eseguita da detto elaboratore numerico di segnali.
20. Ricevitore radio per ricevere e demodulare segnali modulati in frequenza comprendente: mezzi di frequenza supereterodina per convertire verso il basso un segnale ricevuto ad una conveniente frequenza intermedia; mezzi per filtrare detto segnale a frequenza intermedia usando una prima banda passante di filtro che circonda un desiderato spettro di segnale ed almeno parte di uno spettro di canale adiacente; primi mezzi per misurare un primo livello di segnale di detto segnale filtrato; mezzi per filtrare ulteriormente detto segnale filtrato usando una banda passante di filtro variabile adattata a detto spettro desiderato di segnale; secondi mezzi per misurare un secondo livello di segnale di detto segnale ulteriormente filtrato; mezzi per elaborare detti primi e secondi livelli di segnale misurati per stimare un livello di un segnale di canale adiacente confrontato con un livello desiderato di segnale; e mezzi per determinare un'impostazione di larghezza di banda per detta banda passante di filtro variabile usando detto livello comparativo stimato.
21. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 20, dove detti mezzi per filtrare ulteriormente comprendono inoltre un filtro a risposta impulsiva finita.
22. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 20, dove un intervallo di frequenza aH'interno del quale detta banda passante di filtro variabile può essere variata è deliberatamente ristretto.
23. Ricevitore radio per riceve e demodulare segnali modulati in frequenza comprendente: mezzi di frequenza supereterodina per convertire verso il basso un segnale ricevuto ad una conveniente frequenza intermedia; mezzi per filtrare detto segnale a frequenza intermedia usando una prima banda passante di filtro che circonda un desiderato spettro di segnale ed almeno parte di uno spettro di canale adiacente; mezzi per digitalizzare detto segnale a frequenza intermedia filtrato usando convertitori analogico-digitali che conversano le componenti di vettore complesse di detto segnale a frequenza intermedia filtrato per produrre un flusso di campioni di valore complesso; e mezzi per elaborare detto flusso di campioni di valore complesso in un elaboratore numerico di segnali, detti mezzi di elaborazione comprendenti mezzi per determinare un primo livello di segnale di detto segnale filtrato; secondi mezzi per filtrare ulteriormente detto segnale filtrato usando una banda passante di filtro variabile adattata a detto spettro desiderato di segnale, mezzi per determinare un secondo livello di segnale di detto segnale ulteriormente filtrato, mezzi per impiegare detti primi e secondi livelli di segnale determinati per stimare un livello d'interferenza di canale adiacente relativa ad un livello di segnale desiderato, e mezzi per impiegare detto livello relativo stimato per determinare l impostazione di larghezza di banda per detto filtro a larghezza di banda variabile.
24. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 23, dove detti mezzi per filtrare ulteriormente comprendono inoltre un filtro a risposta impulsiva finita.
25. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 23, dove un intervallo di frequenze entro il quale detta banda passante di filtro variabile può essere variata è deliberatamente ristretto.
26. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 23, dove detta conversione analogico-digitale digitalizza detto segnale a frequenza intermedia direttamente prima che detto elaboratore numerico di segnali risolva le componenti reali ed immaginarie di vettore di detto segnale a frequenza intermedia.
27. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 23, dove detto segnale a frequenza intermedia viene risolto in componenti reali ed immaginarie prima della conversione separata analogico-digitale di dette componenti reali ed immaginarie risolte.
28. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 23, dove detta conversione analogico-digitale digitalizza separatamente la fase e l'ampiezza di detto segnale a frequenza intermedia e dove la conversione dalla forma polare alle componenti di vettore reali ed immaginarie viene eseguita da detto elaboratore numerico di segnali.
29. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 23, dove detta conversione analogico-digitale digitalizza separatamente la fase di detto segnale a frequenza intermedia ed un segnale proporzionale al logaritmo dell'ampiezza di detto segnale a frequenza intermedia e dove la conversione dalla forma logaritmicopolare alle componenti di vettore reali ed immaginarie viene eseguita da detto elaboratore numerico di segnali.
30. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 1, dove detti mezzi per filtrare ulteriormente comprendono inoltre un filtro a risposta impulsiva finita.
31. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 24, dove detta banda passante di filtro variabile viene variata variando i coefficienti d'ingresso di detto filtro a risposta impulsiva finita.
32. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 31, dove detti coefficienti d'ingresso vengono variati in almeno due insiemi di valori discreti.
33. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 25, dove detta restrizione di frequenza comprende inoltre mezzi di isteresi per usare isteresi tra un primo livello di soglia d'interferenza di canale adiacente che causa la diminuzione di detta banda passante di filtro variabile ed un secondo livello di soglia d'interferenza di canale adiacente che causa l'aumento di detta banda passante di filtro variabile.
34. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 25, dove detta restrizione di frequenza comprende inoltre mezzi per stabilire una media per mediare una misurazione di livello di segnale filtrato e una misurazione di livello di segnale ulteriormente filtrato.
35. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 34, dove detti mezzi per stabilire una media utilizzano una media mobile lungo una finestra rettangolare.
36. Ricevitore radio secondo la rivendicazione 35, dove detti mezzi per stabilire una media utilizzano una pesatura esponenziale della storia passata.