JP2008518535A - 無線音声伝送システムのための送信機及び受信機 - Google Patents

Abstract

無線音声伝送システム用送信機及び受信機が提供される。送信機は、送信されるべきアナログ音声信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器ユニットと、送信されるべきデジタル化された信号を圧縮し符号化する圧縮／符号化手段を有するデジタル信号処理ユニットと、デジタル信号処理ユニットのデジタル出力信号をアナログ信号にＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器ユニットと、Ｄ／Ａ変換器ユニットの出力信号を無線送信する送信ユニットとを備える。受信機は、無線送信されるアナログＨＦ信号を受信する受信機ユニットと、ＨＦ信号を中間周波数信号に混合する中間周波数ユニットと、無線受信された信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器ユニットと、Ａ／Ｄ変換器ユニットによってデジタル化された信号を伸張して復号する伸張／復号手段を有するデジタル信号処理ユニットと、デジタル信号処理ユニットのデジタル出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器ユニットとを備える。

Description

本発明は、無線伝送システムのための受信機及び送信機に関する。

例えば、ワイヤレスマイクロフォン、インイヤー式モニタ及びあごひもヘッドホン等の無線音声伝送システムの場合、一時的に、アナログ及びデジタル機能ユニットを有する類、つまりはハイブリッドによる伝送システムの具現化に移行する時期があった。具体的には、比較的単純であるがロバストな音声信号のアナログＦＭ伝送がデジタル信号処理の優位点と組み合わされている。例えばハイブリッドマイクロフォン等のハイブリッド伝送システムのための従来のアプローチの場合、入力されたアナログ信号はアナログ／デジタル変換器によってデジタル化され、デジタル信号処理ユニットに送られ、デジタル化された信号はここで適正に処理されてデジタル／アナログ変換器により再びアナログ信号に変換される。変換されたアナログ信号はアナログ無線ＦＭ送信部によって送信され、適切な受信機により受信される。受信機においては、アナログＦＭ信号は再びデジタル化され、別のデジタル信号処理ユニットによって元のデジタル音声信号が復元される。この送信を改善又は制御するために、送信機のデジタル信号処理ユニットにおいてデジタル化された音声信号にパイロットトーンが加算され、そのことは受信機のミュート回路（スケルチ）の制御に寄与している。従って、パイロットトーン及びコード化された音声信号は併せて、無線ＦＭ送信部を介して送信される。

一般的な最新技術としては、以下の特許文献１〜７に注目すべきである。

ドイツ特許第３６２１５１３−Ｃ２号。 ドイツ特許第４１３００４５−Ａ１号。 ドイツ特許第６９７２３９５９−Ｔ２号。 米国特許第５８４５２１６−Ａ号。 米国特許第５２２２２５０−Ａ号。 米国特許第６３１７６１３−Ｂ１号。 米国特許第６２１９５５９−Ｂ１号。

本発明の目的は、改良された無線音声伝送システムを提供することにある。

上述の目的は、請求項１に係る送信機と、請求項８に係る受信機と、請求項１６に係る無線音声伝送システムとによって達成される。

従って、提供される無線音声伝送システムのための送信機は、送信されるべきアナログ音声信号をアナログ／デジタル変換する少なくとも１つのアナログ／デジタル変換器ユニットと、送信されるべきデジタル化された信号を圧縮しかつ符号化する圧縮／符号化手段を有する少なくとも１つのデジタル信号処理ユニットと、上記デジタル信号処理ユニットのデジタル出力信号をアナログ信号にデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器ユニットと、上記デジタル／アナログ変換器ユニットの出力信号を無線送信する送信ユニットとを備える。

さらに、提供される無線音声伝送システムのための受信機は、無線送信されるアナログＨＦ信号を受信する受信機ユニットと、上記ＨＦ信号を中間周波数信号に混合する中間周波数ユニットと、上記無線受信された信号をアナログ／デジタル変換する少なくとも１つのアナログ／デジタル変換器ユニットと、上記少なくとも１つのアナログ／デジタル変換器ユニットによってデジタル化された信号を伸張して復号化する伸張／復号化手段を有する少なくとも１つのデジタル信号処理ユニットと、上記デジタル信号処理ユニットのデジタル出力信号をアナログ信号に変換する少なくとも１つのデジタル／アナログ変換器ユニットとを備える。

本発明の別の構成は、添付の特許請求の範囲に記載されている。

以下、添付の図面を参照して、本発明を詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタル無線音声伝送システムにおける送信を示すブロック図である。送信機は、３つのアナログ／デジタル変換器ＡＤ１〜ＡＤ３と、デジタル信号処理ユニットＤＳＰ＿Ｓと、ＦＭ変調手段ＦＭＭと、デジタル／アナログ変換器ＤＡＣと、ＨＦ送信ユニットＨＦとを有する。送信機には、外部主マイクロフォンＭＭと、外部制御マイクロフォンＣＭとが接続される。さらに詳しく言えば、主マイクロフォンＭＭからの音声信号は第１及び第２のアナログ／デジタル変換器ＡＤ１及びＡＤ２によってデジタル化され、制御マイクロフォンＣＭの音声信号は第３のアナログ／デジタル変換器ＡＤ３によってデジタル化される。デジタル信号処理ユニットＤＳＰ＿Ｓは、アナログ／デジタル合成手段ＡＤＣＭと、信号処理手段ＳＫＭと、圧縮／符号化手段ＫＥＭと、ステータス情報符号器ＳＩＥと、プリエンファシス／リミッタ手段ＰＬとを有する。任意選択として、ＦＭ変調手段ＦＭＭのＦＭ変調は、デジタル信号処理ユニットＤＳＰ＿Ｓ内に実装されてもよい。

制御マイクロフォンＣＭによって記録されたアナログ音声信号は、第３のアナログ／デジタル変換器ＡＤ３によってデジタル化される。アナログ／デジタル合成手段ＡＤＣＭは、個々の変換器を超える信号対雑音比を得るために、第１及び第２のアナログ／デジタル変換器ＡＤ１及びＡＤ２の出力信号を合成するために使用される。アナログ／デジタル合成手段ＡＤＣＭの出力信号と第３のアナログ／デジタル変換器ＡＤ３の出力信号は、適切な信号処理を実装するために信号処理手段ＳＫＭに入力される。より詳しく言えば、信号処理手段ＳＫＭは、ステップ、サウンド及びポッピングの各雑音を除去する働きをする。また、２つのマイクロフォンＭＭ及びＣＭ内のカプセルの特性を補償するために、デジタル化された音声信号のトーンに影響を与えることも可能である。

圧縮／符号化手段ＫＥＭは、デジタル圧伸器の符号器部分を表している。圧伸器のデジタル実装は、（無線伝送システム内の対応する受信機における）符号器及び復号器の信号処理ユニット（重み付けフィルタ、フィルタバンク、包絡線の決定、時定数）の完全な相互性を許容する。また、短時間の周波数分析プロセスの実装も可能である。

ステータス情報符号器ＳＩＥは、ベースバンドにおける、若しくは拡大された音声バンドにおける（２０Ｈｚから５６ｋＨｚまでの）ＦＭ送信で、送信機から受信機に送信されるべき、例えばバッテリステータスＢＳ、チャンネル識別子ＫＫ等のステータス情報の項目、補助情報ＡＩの項目、マイクロフォン情報ＭＩの項目及び／又は前置増幅情報ＰＩの項目とを統合する働きをする。これらのデジタル情報項目は、送信機においてステータス情報符号器ＳＩＥにより符号化され、後に、受信機において復号化される。具体的には、送信されるべきデジタルステータス情報が既存のＦＭチャンネルに適合化される。さらに、異なるチャンネル毎に異なるパイロットトーンが生成されてもよい。デジタル情報の項目は、例えば、パイロットトーンの振幅及び／又は位相において符号化されてもよい。デジタル圧縮手段ＫＥＭによって符号化された音声信号はステータス情報符号器ＳＩＥからのステータス情報信号（例えば、パイロットトーン）と合成され、合成されたＬＦ信号はプリエンファシスにより、かつリミッタによりチャンネルに適合化される。リミッタＰＬは、ＦＭ信号の帯域幅を制限する働きをする。任意選択として、言い換えれば、利用可能な十分な電流及び十分なプロセッサ電力の双方があれば、デジタル領域においてＦＭ変調器手段によるＦＭ変調が実装されてもよく、これにより、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を向上させ、直線性を改善することができる。

図２は、本発明に係る受信機を示すブロック図である。図２の受信機は、図１の送信機から伝達される無線信号を受信する働きをする。この受信機は、ＨＦ受信ユニットＨＦと、発振器ＯＳＣと、中間周波数ユニットＩＦと、アナログ／デジタル変換器ＡＤと、デジタル信号処理ユニットＤＳＰ＿Ｅと、デジタル／アナログ変換器ＤＡと、制御／表示ユニットＣＤＭとを有する。ＨＦユニットの出力は中間周波数ＩＦに混合され、アナログ／デジタル変換器ＡＤにおいてアナログ／デジタル変換が実施される。このアナログ／デジタル変換は、デジタル範囲において完全なＦＭスペクトルの画像を生成することを可能にする適切なサンプリングレートで実行される。これは、アンダーサンプリング及びオーバーサンプリングの双方によって実行されてもよい。デジタル信号処理ユニットＤＳＰ＿Ｅは、デジタルＩＦ復調手段ＩＦＭと、デエンファシス手段ＤＥＭと、フィルタＦと、ステータス情報復号器ＳＩＤと、伸張／復号器ＥＤＭと、後処理手段ＰＰＭとを有する。

ＬＦ信号は、デエンファシス手段ＤＥＭにおいてデエンファシス動作を実行できるように、ＩＦ復調手段ＩＦＭの出力で出力される。デエンファシス手段ＤＥＭの出力は、フィルタＦとステータス情報復号器ＳＩＤの双方に送られる。ステータス情報の項目はステータス情報復号器ＳＩＤによって分析され、例えばバッテリステータスＢＳ、チャンネル識別子ＫＫ、スケルチＳＱ、補助情報ＡＩ、マイクロフォン情報ＭＩ及び前置増幅情報ＰＩである、対応する個々の情報項目に分割される。これらの情報項目は制御／表示手段ＣＤＭに送られ、制御／表示手段ＣＤＭは、伸張／復号器ＥＤＭ及び後処理手段ＰＰＭに関して適切な構成を設定する。さらに、後処理手段ＰＰＭには、ミュート回路に関するスケルチ情報ＳＱが送られる。より詳しく言えば、ミュート回路に関するスケルチの基準は、パイロットトーンの存在と与えられるデジタル情報とからチャンネル固有の方式で生成されてもよい。

フィルタＦによりステータス情報信号がクリアされた信号は伸張／復号器ＤＥＭに送られて、当該信号が伸張され、伸張／復号器ＥＤＭの出力信号は音声／後処理動作に送られて望ましくない音声信号特性が回避される。これらの特性はオン切換されてもよく、制御ユニットＣＤＭの入力を介して構成されてもよい。オン切換され得るこれらの機能の例は、ミュート回路、線形フィルタリング、子音の低減（デ・エッシング）、音声圧縮及びブリリアンスの増幅（エキサイタ）である。

デジタル信号処理ユニットによって、例えばデジタル信号プロセッサＤＳＰによってこれらの機能性をデジタル実装する優位点は、実質的に、コスト、空間及び較正手順の節約という伝送特性の向上にある。さらに、アナログ素子の構成要素の経年変化による弊害はこれにより軽減され、再プログラム可能な機能が生成される。これらの機能はチップ非依存式に具現されてもよく、アナログにより容易に実装され得ない別の機能が具現されてもよい。

こうして、デジタルＩＦ、ベースバンド及びＬＦ機能ユニット、言い換えればステータス情報の変調／復調、音声圧縮／伸張、符号器／復号器及び音声前／後処理がデジタルユニットにおいて実装される。これにより、送信されている信号による伝送特性のプログラム可能性延べては制御、及び送信機構成の検出延べては受信機の送信機への間接的適合化がもたらされる。これは、具体的には、アナログダイナミックを低減した伝送経路の音声ダイナミックレンジの拡大による影響に対して効果的であることが分かっている。また、伝送の直線性も向上し、圧伸器の悪い副作用及びハードウェアの複雑さも低減される。アナログ構成要素の製造の間及び特には経年変化後も、補償上の必要な複雑さ及び経費は低減され、現時点では、送信／受信経路のＨＦ及び音声伝送特性に関する制御機能及びＬＦ伝送特性及び快適な構成の（具体的には自動的な）自由な構成可能性が存在し得る。

従って、例えば、送信機内のアナログ／デジタル変換器は、サンプリングレートＦｓ＝４８／９６ｋＨｚ、音声前処理、プリエンファシス、「ランブルフィルタ」を使用して２０Ｈｚから２０（４０）ｋＨｚまでのＬＦレンジ内で作動されてもよく、圧縮／符号器、ステータス／制御信号生成（パイロットトーン、ステータス情報生成及び符号化）、音声信号と制御信号との合成、チャンネルフィルタ（プリエンファシス）及び変調器及び任意選択として第１の中間周波数ＩＦが実装される。受信機には、高サンプリングのＡＤ変換器／比較器（サンプリングレートＦｓは数百キロヘルツから数メガヘルツまで）、復調器、チャンネルフィルタ、ステータス／制御信号の抽出、伸張／復号器、音声前処理及びＦｓ＝４８／９６ｋＨｚのサンプリングレートを有するデジタル／アナログ変換器が実装される。

以下、受信機内の復調器が既にデジタル式に実装されていて、復調の直線性の拡大及びＲＳＳＩ、リミッタ及び第２の混合器の省略という実質的な優位点を伴う、図２に示す受信機の実装オプションについて述べる。従って、比較的複雑な復調器ＩＣの代わりに、第１から第２の中間周波数ＩＦへの変換に必要なものは単純な１個の混合器だけである。さらに、ＳＡＷフィルタの選択要求の低減も可能であり、その結果、これはより低い高調波歪係数で具現されてもよい。

例えば第２の中間周波数（ほとんどが１０．７ＭＨｚ）におけるハイブリッドマイクロフォンのための従来的アプローチでは、セラミックフィルタを使用する選択が再度増加され、その後、復調が実行される。ＡＤ変換器（アナログ／デジタル変換器）は、その時点でデジタルであるデータシーケンスに伸張アルゴリズムを適用するために、存在するアナログ音声信号をサンプリングする。しかしながら、ＡＤ変換器が既に中間周波数ＩＦにおいて設けられ、サンプリングプロセス自体がサンプリングレートを賢明に選択することによって、ダウンミキシング及び完全な直交復調を達成することは既に可能である。その場合、変換器のサンプリングレートはＩＦのレベルに一致してはならず、もっぱら、別途で使用される音声トランスデューサではほぼ係数５，…，１０（４８０ｋＨｚ／９６ｋＨｚ，…，４８０ｋＨｚ／４８ｋＨｚ）になるベースバンド帯域幅にのみ一致しなければならない。しかしながら、さらに２つの要件が存在する点は留意される。その１つは、既に指摘したように、サンプリングレートはＩＦとの所定の関係性にあるものでなければならないことであり、もう一つは、アナログ入力帯域幅（サンプルホールド部の品質）が中間周波数に従わなければならないことである。

図３は、従来のアナログ直交復調器を示すブロック図である。中間周波数ＩＦを有する入力信号は２つの混合器に送られ、ＬＯ（局部発振器）の発振信号と混合される。これに続く低域通過フィルタＴＰは、出力においてそれぞれＩ及びＱのベースバンド（中心周波数＝０）のみが発生するように、和の混合積を抑圧する。次に、複素信号Ｉ＋ｊ×ＱからＦＭ復調が実行される。

図３の配置のアナログ実装は先のＦＭ復調の単純な代替物とはならないことから、ＡＤ変換器が既に中間周波数の領域に設けられている。この時点で、両混合器はデジタル乗算器になり、２つのＬＯ信号が数値的な余弦及び正弦データストリームになる。従って、ｃｏｓ（２πｆ_０ｔ）からはｃｏｓ｛２π（ｆ_０／ｆ_ｓ）ｎ｝が与えられ、ｓｉｎ（２πｆ_０ｔ）はｓｉｎ｛２π（ｆ_０／ｆ_ｓ）ｎ｝になり、何れの場合も、ｔ＝ｎＴ_ｓ及びＴ_ｓ＝（１／ｆ_ｓ）である。

ここで、次式（１）で比（ｆ_０／ｆ_ｓ）が選択されれば、余弦関数及び正弦関数に関して、それぞれ関数値｛１，０，−１，０，…｝及び｛０，１，０，−１，…｝しか与えない。

［数１］
ｆ_ｓ＝（４／ｋ）ｆ_０ （１）

図４は、ｋ＝１故にｆ_ｓ＝４ｆ_０という状況に関するデジタル直交復調器を示すブロック図である。

従って、両経路において、それぞれ第２のサンプリング値のみが重要であり、それぞれ直交成分がゼロになることは明らかである。従って、直交復調の総合効果を実装するためには、ゼロのみを挿入し、所定のロケーションで符号を逆にするだけでよい。言い換えれば、数値制御発振器（ＮＣＯ）及び乗算器を全く無しにすることができる。この場合は正確に１つのサンプル値を構成する９０度の位相シフトに起因して、ＡＤ変換器のデジタルデータストリームは、個々の直交信号成分につき唯１つのゼロが関連付けられるだけでよいＩ値及びＱ値、即ちＩ_０，Ｑ_１，−Ｉ_２，−Ｑ_３，Ｉ_４，Ｑ_５，−Ｉ_６，−Ｑ_７，Ｉ_８，Ｑ_９，−Ｉ_１０，−Ｑ_１１，Ｉ_１２，Ｑ_１３，−Ｉ_１４，−Ｑ_１５，…から多重化されたものとして直ちに解釈されてもよい。

この点に関して、カウントをＩ又はＱの何れで開始するかは全く重要でない。これは、例えばＦＭ変調等の変調の場合、エラー状況を引き起こす側波帯の反転は、一定の位相シフトしかもたらさないためである。また、符号操作の開始も、ＬＯの位相位置の１８０度変位を伴うだけであって、ＦＭ信号の復調に何ら影響を与えないことから重要ではない。

符号変換は、後続の低域通過部の対応する係数の否定によって、若しくはフィルタのアキュムレータにおける符号の交互反転によって、ごく容易に達成することができる。Ｉ値及びＱ値が同時に非ゼロであることは絶対にないことから、これは、図５に示すように交互に使用される２つの別個のアキュムレータを有する唯一のフィルタによって実装されてもよい。このフィルタの後、必要な連続ステージの複雑さを軽減させるために、サンプリングレートが必要な度合いまでデシメートされる。

先に選択したｋ＝１又はｆ_ｓ＝４ｆ_０である特定のケースでは、１０．７ＭＨｚである一般的な中間周波数ＩＦに対応する必要なサンプリングレートは、正確に４２．８ＭＨｚである。このクロックレートを有するＡＤ変換器は、概して特に望ましいものではなく、（例えば、バッテリモードに）包含される個々のアプリケーションに依存して重要な基準であるごく少量の電流に満足するものでもない。今日のＤＳＰにとってさえ、このクロックレートが別の処理をほとんど許容しない極めて高い利用負荷を表すことはさらに望ましくない点が留意されるであろう。しかしながら、先に述べたように、サンプリング定理は中間周波数ＩＦに関して満足される必要はなく、有益な帯域幅に関して満足されるだけでよいことから、このような高いサンプリングレートは必要ない。この点は復調器より前の配置においても有効であることから、この有益な帯域幅は（復調された音声信号の帯域幅ではなく）変調の帯域幅である。結果的なサンプリングレートが次式（２）の条件を満たす限り、ｋは増加されてもよい。ここで、次式（２）において、Ｂ_ＢＢは片側のベースバンド帯域幅である。

［数２］
ｆ_ｓ≧２Ｂ_ＢＢ （２）

ｆ_ｓは、好適には、ベースバンドフィルタリングが過度に高いレベルの複雑さ及び経費（ＤＳＰにおける必要な乗算ステップ数）を必要としないように、少しだけ高めに選択されるべきである。相応に低いサンプリングレートによって実装されるアンダーサンプリングにより、発生するエイリアシング効果は、極めて意図的に利用されてもよい。サンプリングレートが中間周波数ＩＦとの整数関係で設定されていれば、ＩＦ上に変調される信号は、サンプリングプロセスにおいて直接ゼロ位置に混合される。従って、満たされるべき条件は、次式（３）のようになる。ここで、次式（３）において、Ｇは整数の範囲である。

［数３］
ｆ_ｓ＝（ｆ_０／ｍ），ｍ∈Ｇ （３）

アンダーサンプリングの場合、サンプリング周波数の全ての整数倍の成分は、唯一の関心事であるエイリアス画像の選択が必ず１０．７ＭＨｚの周辺で実行されるようにベースバンドに折り返しされる。これは、１０．７ＭＨｚ周辺の領域のみを減衰されない状態で通過させる先行するＩＦフィルタによって既に実行されている。好適には、ＡＤ変換器はいかなるインストールされたアンチエイリアシングフィルタをも有するべきではなく、アンダーサンプリングが可能なものでなければならない。このようなケースでは、アナログ入力帯域幅は可能なサンプリングレートより高い倍数であり、サンプルホールド部の品質（そのスペクトル内の重み付けｓｉｎｃ関数）に依存する。さらに、サンプリングの不確実性（アパーチャジッタ）は、高周波数入力信号に対する利用可能なダイナミクスを決定する。信号対雑音比（ＳＮＲ）の限定は、次式（４）のように計算することができる。ここで、次式（４）において、ｔ_ｊはクロックジッタの二次平均値である。

［数４］
ＳＮＲ_ｄＢ＝２０ｌｏｇ_１０（１／（２πｆ_ｉｎｔ_ｊ）） （４）

例えばＦＭ信号等の受信された変調信号が中間周波数からのアンダーサンプリングによって最適化された複雑さで達成されるべきものであり、同時に、直交復調がＮＣＯ及び乗算器なしに実装されるべきものであれば、式（１）、（２）及び（３）から次式（５）のような必要条件が発生する。ここで、次式（５）において、ｍ≦（ｆ_０／２Ｂ_ＢＢ）でなければならず、ｋ＝１，３，５，…及びｍ∈Ｇである。

［数５］
ｋ／ｍ＝４ （５）

奇数ｋを４で割ると整数ｍにはなり得ないことから、与えられた上記条件下で解は存在しない。サンプリングに包含される完全に直交している直交復調及び０ヘルツへのダウンミキシングは、同時に実装することはできず、どちらか一方しか実装することができない。

ｋは、ｆ＝０に等しいミキシングではなく、アンダーサンプリングに起因する有益な信号がデジタル領域（ｆ_ｏｄ）において追加的な遙かに低い中間周波数ＩＦ上に置かれるように選択されてもよい。しかしながら、この場合、サンプリング定理は双方の側波帯に関して満たされなければならない点に留意しなければならない。従って、この状況では、次式（６）、さらに次式（７）のような新たな要件が適用される。ここで、Ｂ_ＢＢは片側のベースバンド帯域幅である。

［数６］
ｆ_ｓ≧４Ｂ_ＢＢ （６）

［数７］
（ｆ_ｓ／２）≧ｆ_ｏｄ≧Ｂ_ＢＢ （７）

例えば、ｆ_０＝１０．７ＭＨｚのＩＦの場合、パラメータは、ｋ＝８１及びｍ＝２０で、ｆ_ｓ＝５２８．３９５ｋＨｚ、ｆ_ｏｄ＝ｆ_０−ｍｆ_ｓ＝１３２．０９９ｋＨｚである。

図６は、デジタル直交変調器を示すブロック図である。この場合は、中間周波数内にＡＤ変換器ＡＤＣが存在し、多重化されたＩ／Ｑデータストリームをデジタル信号処理ユニットＤＳＰに供給する。デジタル信号処理ユニットＤＳＰは、比較的低いデータレートに起因して信号処理に十分な時間を有する。その一部は、デジタル中間周波数ｆ_ｏｄのＩ信号及びＱ信号をゼロ位置にダウンミキシングするために必要とされる。この場合、デジタル中間周波数ｆ_ｏｄは、中間周波数の入力信号からＡＤ変換器ＡＤＣのサンプリングレートのｍ倍を減算したもの（ｆ_ｏｄ＝ｆ_０−ｍｆ_ｓ）に一致する。パラメータｋ及びｍの適正な選択は、変調帯域幅が確実に（片側について）最大１００ｋＨｚになる（ＥＴＳＩ標準準拠）ことを可能にする。これは、デジタル中間周波数の余弦による乗算によって実行されてもよいが、効率的には、ビットシフト及び加算によってこのタスクを実装するＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを使用して実行されてもよい。一般的に言えば、アンダーサンプリングでは、ナイキスト領域からであっても側波帯の反転が観測され、このことは、ここでＦＭにおいて一定の位相シフトを生じさせる。

第２の低域通過部は、いわゆるハーフバンドフィルタの形式で極めて効率的に具現されてもよく、この場合、限界周波数はナイキストレートの半分に一致し、これにより、各第２の係数はゼロになる。従って、２つのアキュムレータを使用するＩ及びＱの多重化が可能である。また、サンプリング定理は片側のベースバンド帯域幅に関してのみ満たされればよいことから、サンプリングレートのデシメーションが実行されてもよく、これにより、その後のより複雑な信号処理が可能にされる。２つの信号成分（Ｉ及びＱ）の処理に代えて、どの時点でもｆ_ｓを超える乗算演算を実行する必要はないことは強調されるべきである。

２つの低域通過フィルタはチャンネル選択を増加させ、よって、アナログＩＦフィルタに対するこの点に関する要求は、幾つかの状況下で、より低い高調波歪率のために低減されてもよい。しかしながら、この点に関しては、中間周波数ＩＦにおけるＡＤ変換器のダイナミクスが有益な干渉信号の線形変換を許容しなければならないことに留意すべきである。おそらくは上段に接続される自動利得制御ＡＧＣによる感度抑圧は、再度反転することができない。これは、より少ない選択の各ｄＢが、１ｄＢ多いＡＤ変換器のダイナミクスを必要とすることを意味する。コストを理由に、位相線形性（カスタムパーツ）が最適化されているＩＦフィルタの使用が希望されない場合、これまでのように、ＡＤ変換器の上段にアナログリミッタを使用することが可能であり、これにより、完全にＡＧＣなしで、より単純な変換器を使用して動作することができるように、ダイナミクスに関する要求が大幅に低減される。任意選択として、サンプリングは唯一のビット解像度で実行されてもよく、言い換えれば、これは比較器によって実装されてもよい。

アナログ復調に比較したデジタルＦＭ復調の本質的な優位点は、補償のなさ及び経年変化のなさに結びつく遙かに高い線形レベルにある。従って、このような復調器の高調波歪係数は実質的に低く、ダイナミクスは信号処理のワード幅のみによって決定される。アナログリミッタが、従来の解決法の場合のようにＡＤ変換器の上段でＡＭ抑圧を達成していなければ、この抑圧は、図７に示すような量による分割によって実行される。これに続く乗算ネットワークは、次式（８）の出力信号を形成する。

［数８］
Ｙ（ｎ）＝Ｑ（ｎ）Ｉ（ｎ−１）−Ｉ（ｎ）Ｑ（ｎ−１）
＝ｓｉｎ（φ（ｎ）−φ（ｎ−１）） （８）

従って、正弦関数の反転の後、これは、次式（９）の一般的な変調周波数に対応する単位時間毎の位相差をもたらす。

［数９］
ｆ_ｍ＝｛φ（ｎ）−φ（ｎ−１）｝／Ｔ_ｓ、Ｔ_ｓ＝（１／ｆ_ｓ） （９）

デジタル式に実装するさらに容易なものは、単純な減算により位相値φから瞬間変調周波数を決定するための、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズム（ビットシフト及び加算のみ使用）によるデカルト座標（Ｉ，Ｑ）の極座標（γ，φ）への変換である。ＡＭ抑制は、図８に示すように、振幅値γを無視することにより仮想的に実行される。

次に、ハイブリッドマイクロフォンでは、ＤＳＰにおいて、様々なスケルチの基準（雑音電力、パイロットトーン）の派生に加えて、バッテリテレグラム信号のろ波及び評価、実装されている可能性のあるプリエンファシスの反転及び当然ながら伸張器が直接に続く。

また、ハイブリッドマイクロフォンの受信機内で伸張ステップのために使用されるＤＳＰは、経費が最適化された中間周波数の処理及び完全にデジタル式に実装されるＦＭ復調のために使用されてもよい。後者は、アナログ実装と比較して、実質的に強化された線形性及び補償からの完全な解放を提供する。

以上、本発明の原理をＦＭ変調及びＦＭ復調に関して説明してきたが、本発明の原理は他の変調／復調手順にも適用することができる。

先に特定した数値例は、本発明の動作の基本態様を単に例示するためのものである。本発明の動作の上記態様は、他の数値例によって実装されてもよい。

第２の実施形態．
図９は、第２の実施形態に係る無線デジタル音声伝送システムを示す概略ブロック図である。送信されるべき入力信号ＩＮは圧縮ユニットＫに供給され、圧縮ユニットＫによって圧縮され、送信部Ｔを介して送信される。伸張ユニットＥは、圧縮されて伝送された信号を受信して伸張し、出力信号ＯＵＴとして出力する。送信部は、好適には無線送信部を表す。

第２の実施形態に係るデジタル圧伸器は、圧縮ユニットＫを送信機内に備え、かつ相互的に動作する伸張器ユニットＥを受信機内に備える。第２の実施形態に係るデジタル圧伸器はマルチバンド圧伸器の形式で実装され、換言すると、入力信号は様々な帯域に分割される。

図１０ａは、第２の実施形態に係る圧縮器を示すブロック回路図である。圧縮器は、複数の出力ＢＳ_１〜ＢＳ_Ｎを備えるフィルタバンクＦＢと、複数の乗算ユニットＧ_１〜Ｇ_Ｎと、合計フィルタバンクＳＦＢと、包絡線検出ユニットＥＤと、フィルタバンク分析ユニットＡＦＢと、経過時間補正ユニットＬＫと、加算ユニットＳとを有する。送信されるべき信号ＩＮは、経過時間補正ユニットＬＫ及びフィルタバンクＦＢの双方に送られる。フィルタバンクＦＢにおいて、入力信号ＩＮは異なる周波数帯に分割される。フィルタバンクＢＳ_１〜ＢＳ_Ｎの個々の出力は実信号又は複素信号を表し、換言すると、実数部及び虚数部を含む。フィルタバンクＢＳ_１〜ＢＳ_Ｎの出力はそれぞれ乗算ユニットＧ_１〜Ｇ_Ｎに供給され、帯域固有の実数の重み係数で乗算される。乗算ユニットＧ_１〜Ｇ_Ｎの出力信号はそれぞれ合計フィルタバンクＳＦＢに送られ、個々に値を変更されている複素帯域信号が合成されて合計信号が得られる。合成された信号は、加算ユニットＳにおいて入力信号ＩＮに加算される。好適には、この入力信号ＩＮは、経過時間補正ユニットＬＫにおいて経過時間を補正される。この点に関して、経過時間の補正は、フィルタバンクＦＢ、乗算ユニットＧ_１〜Ｇ_Ｎ及び合計フィルタバンクＳＦＢにおける入力信号ＩＮの処理のために発生した各経過時間が等化されるように選択される。

経過時間を補正された入力信号ＩＮへの修正された信号の加算結果は、出力信号ＯＵＴが動的な圧縮を経験するような信号ダイナミクスの圧縮を表す。

上述の実装には、フィードバックループも供給される。この目的に沿って、出力信号ＯＵＴはフィルタバンク分析ユニットＡＦＢに送られる。フィルタバンク分析ユニットＡＦＢの出力信号は実数値又は複素数値の関数を表し、包絡線検出ユニットＥＤに送られる。包絡線検出ユニットＥＤは、包絡線検出ユニットＥＤの出力信号で重み関数を確定することができるように信号の包絡線を推定し、特徴的な曲線を圧縮特性で記述することを含む。確定された重み関数は乗算ユニットＧ_１〜Ｇ_Ｎに送られ、こうして出力信号ＢＳ_１〜ＢＳ_Ｎにより乗算される。また、包絡線検出ユニットＥＤは、例えば動作開始、減衰、持続、解放又はこれらに類似するもの等の時間調整特性を重み関数に印加する働きもする。

図１０ｂは、第２の実施形態に係る伸張器を示すブロック図である。この場合、伸張器は、図１０ａの圧縮器に対して実質的に相互的構成である。唯一、経過時間補正ユニットＬＫは省略されてもよい。この場合の入力信号ＩＮは、図９における送信部を介して送信される信号を表す。図１０ａにおける圧縮器では、フィルタバンクＦＢ、乗算ユニットＧ_１〜Ｇ_Ｎ及び合計フィルタバンクＳＦＢは前方向の構成で提供されるが、図１０ｂの伸張器におけるこれらのユニットは、合計フィルタバンクＳＦＢの出力信号が加算ユニットＳにおいて入力信号ＩＮから減算されて出力信号ＯＵＴを表すように、フィードバック経路内に配置される。この場合、フィルタバンク分析ユニットＡＦＢ及び包絡線検出ユニットＥＤの機能は、図１０ａの圧縮器におけるこれらのユニットの機能に相当する。

第３の実施形態．
本発明の第２の実施形態に係るデジタル圧伸器はマルチバンド実装に基づくが、本発明の第３の実施形態に係るデジタル圧伸器は連続バンドを有するデジタル圧伸器を基づく。

図１１ａは、本発明の第３の実施形態に係る圧縮器を示すブロック図である。この場合、圧縮器は、時変フィルタユニットＺＶＦと、フィルタ係数計算ユニットＦＫＢと、スペクトル推定ユニットＳＳＥとを有する。送信されるべき入力信号ＩＮは、加算ユニットＳ及びフィルタユニットＺＶＦの双方に送られる。フィルタユニットＺＶＦは、結果が連続バンドになるように時変フィルタリングを引き起こす。フィルタユニットＺＶＦの出力信号は、結果が出力信号ＯＵＴになるように、加算ユニットＳにおいて入力信号ＩＮに加算される。出力信号ＯＵＴは、スペクトル推定を実行するスペクトル推定ユニットＳＳＥに送られる。このような推定動作は、例えばＬＰＣフィルタ又は短時間ＦＦＴによって実行されてもよい。推定ユニットＳＳＥの出力信号は、フィルタ係数計算ユニットＦＫＢに供給される。次には、ここで、時変フィルタＺＶＦの係数の計算が、スペクトル推定、圧縮係数及びおそらくは例えば動作開始、減衰、持続及び解放等の別の時間パラメータに基づいて実行される。このようにして確定された、所望される圧縮特性曲線を表す一般的なフィルタ係数は、入力信号ＩＮに相応に影響を与えるために時変フィルタＺＶＦに送られる。従って、出力信号ＯＵＴのダイナミクスは、フィルタ係数にそのダイナミクスとの関連で影響を与えることによって相応に圧縮されてもよい。

図１１ｂは、本発明の第４の実施形態に係る伸張器を示すブロック図である。この場合、伸張器の構成は、図１１ａの圧縮器の構成に対して実質的に相補的又は相互的である。従って、本伸張器も、スペクトル推定ユニットＳＳＥと、フィルタ係数計算ユニットと、時変フィルタユニットＺＶＦと、加算ユニットＳとを有する。この場合、送信される入力信号ＩＮは、加算ユニットＳ及びスペクトル推定ユニットＳＳＥの双方に送られる。スペクトル推定ユニットＳＳＥの出力信号はフィルタ係数計算ユニットＦＫＢに供給され、フィルタ係数計算ユニットＦＫＢは対応するフィルタ係数を計算してそれを時変フィルタユニットに供給する。出力信号ＯＵＴは、フィルタユニットＺＶＦの出力信号が加算ユニットＳにおいて入力信号から減算されるように、時変フィルタユニットＺＶＦに供給される。従って、前方向及び後方向の構造は、第１の実施形態の場合と同様に、圧伸器と伸張器との間で反転された構成になっている。

第２の実施形態に係るデジタル圧伸器は、それが第２の実施形態に係るマルチバンド圧伸器における帯域数の増加時、第３の実施形態に係る連続バンドを有するデジタル圧伸器への移行を構成することから、第３の実施形態に係るデジタル圧伸器と同様である。第２の実施形態の圧伸器と第３の実施形態の圧伸器との相違点は、対応する調整パラメータの確定方法と、時変フィルタの周波数で決定される係数への対応する移転にある。

既に述べたように、デジタル圧伸器は、送信機内の圧縮ユニットと、相互的又は相補的に動作する受信機内の伸張ユニットとを備える。圧伸器のデジタル実装は、実質的に、例えば重み付けフィルタ、フィルタバンク、包絡線の決定及び符号器又は圧伸器及び復号器又は伸張器の個々の時定数等の信号分析ユニットの完全な同一性を保証する。従って、伝送に関する音声関数はもはや、構成要素の許容差又は対応する構成要素との関係で発生する可能性のある経年変化現象に依存しない。デジタル信号処理ユニットＤＳＰによる圧伸器のデジタル実装は、さらに、例えばフーリエ変換及びＬＰＣ分析等の短時間周波数分析プロセスの単純化された実装及び相応に単純な非線形機能の実装を許容する。

本発明の別の実施形態によれば、フィルタバンク分析ユニットＡＦＢ又はスペクトル推定ユニットＳＳＥは、検出される入力信号ＩＮに依存して圧伸特性を設定することができる。その代替として、デジタル圧伸器の構成は、相応に手動で達成されてもよい。この目的で、圧伸器の特性は、プリセット又は先行して選択される設定値によってプログラムされかつ選択されてもよい。従ってこれは、異なるデジタル圧伸システムを有する送信機と受信機との間に互換性を与える。

既知のアナログ圧伸器では、圧伸器はシングルバンド又はマルチバンド技術に基づいて具現されているが、シングルバンド技術には、帯域全体又はそのレベルが狭帯域信号によって調整されるという欠点がある。これにより、可聴雑音フラグ、及び低周波数信号成分上への高周波数情報の望ましくない変調又はその逆が生じる。これに対して、マルチバンド技術は、この問題を解決するものの、そのアナログ実装における具現及び補償のための複雑さ及び経費が著しく高レベルである。さらに、時間パラメータ及び包絡線推定のモードは、アナログ回路によって予め固定的に決定される。加えて、帯域内の圧縮比は一定である。これに対して、デジタル実装では、これらのパラメータは、信号コンテンツの分析が時間パラメータ、包絡線の形成方法及び圧縮比を制御できるように変化してもよい。

第２及び第３の実施形態に係る圧縮器及び伸張器はそれぞれ、第１の実施形態に係る圧縮／符号化手段ＫＥＭ及び伸張／復号化手段ＥＤＭとして使用されてもよい。

第２及び第３の実施形態に従って記述された圧縮及び伸張は、圧伸器を使用できる場合はいつでも使用可能である。

本発明に係る送信機を示すブロック図である。 本発明に係る受信機を示すブロック図である。 従来のアナログ直交復調器を示すブロック図である。 コストを最適化された直交復調器を示すブロック図である。 別の直交復調器を示すブロック図である。 上記直交復調器の全体配置を示すブロック図である。 デジタルＦＭ復調を示すブロック図である。 別のデジタルＦＭ復調を示すブロック図である。 無線デジタル音声伝送システムを示す概略ブロック図である。 第１の実施形態に係るデジタル圧縮器を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る伸張器を示すブロック図である。 第２の実施形態に係るデジタル圧縮器を示すブロック図である。 第２の実施形態に係る伸張器を示すブロック図である。

Claims (24)

1. 無線音声伝送システムのための送信機であって、
   送信されるべきアナログ音声信号をアナログ／デジタル変換する少なくとも１つのアナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ１〜ＡＤ３）と、
   上記送信されるべきデジタル化された信号を圧縮しかつ符号化する圧縮／符号化手段を有する少なくとも１つのデジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｓ）と、
   上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｓ）のデジタル出力信号をアナログ信号にデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器ユニット（ＤＡＣ）と、
   上記デジタル／アナログ変換器ユニット（ＤＡＣ）の出力信号を無線送信する送信ユニット（ＨＦ）とを備える送信機。
2. デジタルステータス情報を符号化し、上記デジタルステータス情報を上記圧縮されかつ符号化された信号に加算するステータス情報符号器（ＳＩＥ）をさらに備える請求項１記載の送信機。
3. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｓ）は、デジタルにより変調を実行する変調手段（ＦＭＭ）を有する請求項１又は２記載の送信機。
4. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｓ）は、プリエンファシス動作を実行し、上記圧縮されかつ符号化された信号を制限するプリエンファシス／リミッタ手段（ＰＬ）を有する請求項１、２又は３記載の送信機。
5. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｓ）は、上記送信されるべきデジタル化された信号の信号処理を実行する信号処理手段（ＳＫＭ）を有する請求項１乃至４のうちの１つの請求項記載の送信機。
6. 外部主マイクロフォン（ＭＭ）の音声信号をデジタル化する第１及び第２のアナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ１、ＡＤ２）と、
   上記第１及び第２のアナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ１、ＡＤ２）の出力信号を合成するアナログ／デジタル合成手段（ＡＤＣＭ）とを備える請求項１乃至５のうちの１つの請求項記載の送信機。
7. 外部補助マイクロフォン（ＣＭ）からの音声信号をデジタル化する第３のアナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ３）をさらに備える請求項１乃至６のうちの１つの請求項記載の送信機。
8. 無線音声伝送システムのための受信機であって、
   無線送信されたアナログＨＦ信号を受信する受信ユニット（ＨＦ）と、
   上記ＨＦ信号を中間周波数信号に混合する中間周波数ユニット（ＩＦ）と、
   上記無線受信された信号をアナログ／デジタル変換するアナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ）と、
   上記アナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ）によりデジタル化された信号を伸張して復号する伸張／復号手段（ＥＤＭ）を有するデジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｅ）と、
   上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｅ）のデジタル出力信号をアナログ信号に変換する少なくとも１つのデジタル／アナログ変換器ユニット（ＤＡ）とを備える受信機。
9. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｅ）は、上記送信された信号に含まれるステータス情報を復号するステータス情報復号器（ＳＩＤ）を有する請求項８記載の受信機。
10. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｅ）は、上記伸張／復号化手段（ＥＤＭ）の前に上記信号内のステータス情報をろ波するフィルタ（Ｆ）を有する請求項９記載の受信機。
11. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｅ）は、上記ステータス情報復号器（ＳＩＤ）によって復号されたステータス情報に従って上記伸張されて復号された信号を後処理する後処理手段（ＰＰＭ）を有する請求項９又は１０記載の受信機。
12. 上記デジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ＿Ｅ）は、上記受信された信号のデジタルベースでの復調を実行するデジタル中間周波数復調手段（ＺＦＭ）を有する請求項８乃至１１のうちの１つの請求項記載の受信機。
13. 上記アナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ）は、上記中間周波数ユニット（ＩＦ）と上記デジタル中間周波数復調手段（ＺＦＭ）との間に配置される請求項１２記載の受信機。
14. 上記アナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ）は、上記信号のベースバンド帯域幅に適合化されたサンプリングレートで動作されることに適する請求項１３記載の受信機。
15. 上記アナログ／デジタル変換器ユニット（ＡＤ）は、アンダーサンプリングモードで動作されることに適する請求項１４記載の受信機。
16. 無線音声伝送システムであって、
    請求項１乃至７のうちの１つの請求項記載の送信機と、
    請求項８乃至１５のうちの１つの請求項記載の受信機とを備える無線音声伝送システム。
17. デジタル圧伸装置のためのデジタル圧縮器であって、
    入力信号（ＩＮ）を異なる周波数帯域（ＢＳ１〜ＢＳＮ）に分割するフィルタバンク（ＦＢ）と、
    上記入力信号（ＩＮ）の異なる周波数帯域（ＢＳ１〜ＢＳＮ）を重み関数（Ｇ１〜ＧＮ）で乗算する少なくとも１つの乗算器ユニット（Ｇ１〜ＧＮ）と、
    上記乗算ユニット（Ｇ１〜ＧＮ）の出力信号を合成してフィルタバンク合計信号をもたらす合計フィルタバンク（ＳＦＢ）と、
    上記入力信号（ＩＮ）を上記フィルタバンク合計信号に加算して出力信号（ＯＵＴ）を取得する加算ユニット（Ｓ）とを備えるデジタル圧縮器。
18. 上記出力信号（ＯＵＴ）を分析するフィルタバンク分析ユニット（ＡＦＢ）と、
    上記フィルタバンク分析ユニット（ＡＦＢ）による上記出力信号（ＯＵＴ）の分析に基づいて上記出力信号（ＯＵＴ）の包絡線を推定することにより上記重み関数（Ｇ１〜ＧＮ）を決定する包絡線検出ユニット（ＥＤ）とをさらに備える請求項１７記載のデジタル圧縮器。
19. デジタル圧伸装置のためのデジタル伸張器であって、
    出力信号（ＯＵＴ）を異なる周波数帯域（ＢＳ１〜ＢＳＮ）に分割するフィルタバンク（ＦＢ）と、
    上記出力信号（ＯＵＴ）の異なる周波数帯域（ＢＳ１〜ＢＳＮ）を重み関数（Ｇ１〜ＧＮ）で乗算する少なくとも１つの乗算器ユニット（Ｇ１〜ＧＮ）と、
    上記乗算ユニット（Ｇ１〜ＧＮ）の出力信号を合成してフィルタバンク合計信号をもたらす合計フィルタバンク（ＳＦＢ）と、
    上記フィルタバンク合計信号の出力信号を上記入力信号（ＩＮ）から減算して出力信号（ＯＵＴ）を取得する加算ユニット（Ｓ）とを備えるデジタル伸張器。
20. 上記入力信号（ＩＮ）を分析するフィルタバンク分析ユニット（ＡＦＢ）と、
    上記フィルタバンク分析ユニット（ＡＦＢ）による上記入力信号（ＩＮ）の分析に基づいて上記入力信号（ＩＮ）の包絡線を推定することによって上記重み関数（Ｇ１〜ＧＮ）を決定する包絡線検出ユニット（ＥＤ）とをさらに備える請求項１７記載のデジタル圧縮器。
21. デジタル圧伸装置のためのデジタル圧縮器であって、
    入力信号（ＩＮ）を時変フィルタリングする時変フィルタユニット（ＺＶＦ）と、
    上記時変フィルタユニット（ＺＶＦ）の出力信号を上記入力信号（ＩＮ）に加算して出力信号（ＯＵＴ）を取得する加算ユニット（Ｓ）とを備えるデジタル圧縮器。
22. デジタル圧伸装置のためのデジタル圧縮器であって、
    上記出力信号（ＯＵＴ）のスペクトル推定を実行するスペクトル推定ユニット（ＳＳＥ）と、
    上記スペクトル推定ユニット（ＳＳＥ）のスペクトル推定に基づいて上記時変フィルタユニット（ＺＶＦ）の係数を計算するフィルタ係数計算ユニット（ＦＫＢ）と、をさらに備えるデジタル圧縮器。
23. デジタル圧伸装置のためのデジタル伸張器であって、
    出力信号（ＯＵＴ）を時変フィルタリングする時変フィルタユニット（ＺＶＦ）と、
    上記時変フィルタユニット（ＺＶＦ）の出力信号を上記入力信号（ＩＮ）から減算して出力信号（ＯＵＴ）を取得する加算ユニット（Ｓ）とを備えるデジタル伸張器。
24. デジタル圧伸装置のためのデジタル伸張器であって、
    上記入力信号（ＩＮ）のスペクトル推定を実行するスペクトル推定ユニット（ＳＳＥ）と、
    上記スペクトル推定ユニット（ＳＳＥ）のスペクトル推定に基づいて上記時変フィルタユニット（ＺＶＦ）の係数を計算するフィルタ係数計算ユニット（ＦＫＢ）と、をさらに備えるデジタル伸張器。

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