CN101048939A - 用于无线音频传输系统的发射机和接收机 - Google Patents

Abstract

用于无线音频传输系统的发射机，具有：至少一个模/数转换单元以用于待传输的模拟音频信号的模/数转换；至少一个数字信号处理单元，所述数字信号处理单元具有压缩/编码装置，用于压缩和编码待传输的数字信号；数/模转换单元，用于将数字信号处理单元的数字输出信号数/模转换为模拟信号；以及发送单元，用于无线地发送模/数转换单元的输出信号。还公开了一种用于无线音频传输系统的接收机，所述接收机具有：接收单元，用于接收无线传输的模拟HF信号；中频单元，用于将HF信号混合到中频信号上；至少一个模/数转换单元，用于无线接收的信号的模/数转换；至少一个数字信号处理单元，所述数字信号处理单元具有扩展/解码装置，用于对通过至少一个模/数转换单元数字化后的信号进行扩展和解码；以及至少一个数/模转换单元，用于将数字信号处理单元的数字输出信号转换为模拟信号。

Description

用于无线音频传输系统的发射机和接收机

技术领域

本发明涉及用于无线传输系统的发射机和接收机。

背景技术

对于诸如无线麦克风、耳内监听器以及束在下巴上的头戴式耳机等的无线音频传输系统，正在向着采用模拟和数字功能部件(也即在混合的基础上)实现这种传输系统的方向过渡。具体地说，将相对简单但鲁棒的音频信号的模拟FM传输和数字信号处理的优点相结合。对于比如混合式麦克风的混合传输系统的传统途径，模拟输入信号经模/数转换器数字化并被输入到数字信号处理单元，在该数字信号处理单元中，数字化的信号被相应地处理，然后被数/模转换器再次转换回模拟信号。经转换的模拟信号被模拟无线FM传输段所传输，并被相应的接收机所接收。在接收机中，模拟FM信号被再次数字化，并且原始的数字音频信号借助另一个数字信号处理单元被重建。为了改善或者控制传输，导频音被叠加到发射机的数字信号处理单元中的数字化音频信号上，其作用是控制接收机的静音电路(噪声抑制)。因此，导频音和经编码的音频信号通过无线FM传输段被一起传输。

作为现有技术的一般情况，可以参考文献DE 36 21 513 C2，DE 41 30045 A1，DE 697 23 959 T2，US 5,845,216 A，US 5,222,250 A，US 6,317,613B1以及US 6,219,559 B1。

发明内容

本发明的目的是提供一种经改进的无线音频传输系统。

该目的是通过权利要求1所述的发射机、权利要求8所述的接收机以及权利要求16所述的无线音频传输系统实现的。

于是，这里提供了一种用于无线音频传输系统的发射机，所述发射机包括：至少一个用于对待传输的模拟音频信号进行模/数转换的模/数转换单元；至少一个数字信号处理单元，所述数字信号处理单元具有将待传输的数字化的信号进行压缩和编码的压缩/编码装置；将数字信号处理单元的数字输出信号数/模转换为模拟信号的数/模转换单元；以及用于无线传输数/模转换单元的输出信号的传输单元。

这里进一步提供了一种用于无线音频传输系统的接收机，所述接收机包括：用于接收被无线地传输的模拟HF信号的接收单元；将HF信号混合到中频信号上的中频单元；至少一个用于将无线接收的信号进行模/数转换的模/数转换单元；至少一个数字信号处理单元，所述数字信号处理单元具有扩展/解码装置，用于对经至少一个模/数转换单元数字化后的信号进行扩展和解码；以及至少一个将数字信号处理单元的数字输出信号转换为模拟信号的数/模转换单元。

本发明进一步的扩展方案是从属权利要求的主题。

附图说明

下面将参考附图详细描述本发明，其中：

图1示出了本发明的发射机的方框图，

图2示出了本发明的接收机的方框图，

图3示出了传统的模拟正交解调器的方框图，

图4示出了成本最优化的正交解调器的方框图，

图5示出了另外一个正交解调器的方框图，

图6示出了正交解调器的总体布置的方框图，

图7示出了数字FM解调的方框图，

图8示出了另外一种数字FM解调的方框图，

图9示出了无线数字音频传输系统的示意性方框图，

图10a示出了根据第一实施例的数字压缩器的方框图，

图10b示出了根据第一实施例的扩展器的方框图，

图11a示出了根据第二实施例的压缩器的方框图，以及

图11b示出了根据第二实施例的扩展器的方框图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的第一实施例的数字无线音频传输系统中的发射机的方框图。发射机具有三个模/数转换器AD1到AD3、数字信号处理单元DSP_S、FM调制装置FMM、数/模转换器DAC以及HF传输单元HF。外部主麦克风MM和外部控制麦克风CM和发射机相连接。更确切地说，来自于主麦克风MM的音频信号被第一和第二模/数转换器AD1、AD2数字化，并且控制麦克风CM的音频信号通过第三模/数转换器AD3数字化。数字信号处理单元DSP_S具有模/数合并装置ADCM、信号调理装置SKM、压缩/编码装置KEM、状态信息编码器SIE以及预加重/限制装置PL。任选地，FM调制装置FMM的FM调制也可以在数字信号处理单元DSP_S中实现。

由控制麦克风CM录制的模拟音频信号被第三模/数转换器AD3数字化。模/数合并装置ADCM用来合并第一和第二模/数转换器AD1、AD2的输出信号，以获得超出单个转换器的信噪比。模/数合并装置ADCM和第三模/数转换器AD3的输出信号被输入到信号调理装置SKM中，以执行相应的信号调理。更确切地说，信号调理装置SKM的作用是消除阶跃噪声、声音噪声(Schallgeraeusche)和爆裂噪声。此外还有可能执行对数字化的音频信号的音调的影响，以补偿两个麦克风MM、CM中的炭精盒的特性。

压缩/编码装置KEM是数字压扩器的编码部分。压扩器的数字实施能够实现(在无线传输系统的对应的接收机中的)编码器和解码器的信号处理单元(加权滤波器、滤波器组、包络判定、时间常数)的完全的相关性。此外，短时频率分析方法的实现也成为可能。

状态信息编码器SIE的作用是整合多项状态信息，比如电池状态BS、信道辨识KK、辅助信息AI，麦克风信息MI和/或预放大信息PI，这些信息在基带或者扩展的音频带(20Hz到56Hz)内的FM传输中从发射机发送到接收机。这些数字信息通过状态信息编码器SIE在发射机中被编码，然后在接收机中被解码。具体地，待传输的数字状态信息适配于现有的FM信道。此外，可以针对不同的信道产生不同的导频音。例如，数字信息可以被编码为导频音的幅值和/或相位。由数字压缩装置KEM编码的音频信号和来自于状态信息编码器SIE的状态信息信号(例如导频音)相合并，并且合并后的NF信号通过预加重以及限制器适配于信道。限制器PL的作用是限制FM信号的带宽。任选地，即如果有足够的电流以及足够的处理器功率，则通过FM调制装置的FM调制也可以在数字领域中实现，这样的结果是获得改善的信噪比(S/N)和改善的线性度。

图2示出了根据本发明的接收机的方框图。图2中的接收机的作用是接收由图1所示的发射机传输的无线信号。接收机具有HF接收单元HF、振荡器OSC、中频单元ZF、模/数转换器AD、数字信号处理单元DSP_E、数/模转换器DA以及控制/显示单元CDM。HF单元的输出被混合到中频ZF上，并且在模/数转换器AD中执行模/数转换。该模/数转换以合适的采样速率实现，这使得能够在数字领域中产生完整的FM频谱图像。它既可以通过欠采样也可以通过过采样实现。数字信号处理单元DSP_E具有数字ZF解调装置ZFM、去加重装置DEM、滤波器F、状态信息解码器SID、扩展器/解码器EDM以及后处理装置PPM。

NF信号被输出于ZF解调装置ZFM的输出端，使得去加重操作可以在去加重装置DEM中完成。去加重装置DEM的输出被转发到滤波器F，同时被转发到状态信息解码器SID。状态信息由状态信息解码器SID予以分析，并被划分为对应的单个信息，例如电池状态BS，信道辨识KK，噪声抑制SQ，辅助信息AI，麦克风信息MI以及预放大信息PI。这些信息被转发到控制/显示装置CDM，该装置设置扩展器/解码器EDM和后处理装置PPM的相应配置。另外，和静音电路相关的噪声抑制信息SQ被转发给后处理装置PPM。更确切地说，由导频音和附加的数字信息的存在可以信道特定地生成用于静音电路的噪声抑制标准。

通过滤波器F清除了状态信息信号的信号被传递给扩展器/解码器DEM以用于扩展信号，并且扩展器/解码器EDM的输出信号被传递给音频/后处理操作，以避免不想要的音频信号特征。这些特征是可开通的，并且可以通过控制单元CDM的输入而被配置。这些能被开通的功能例如有静音电路、线性滤波、齿音降低(去丝丝声)、音频压缩以及逼真度增强(激励器)。

通过数字信号处理单元(例如数字信号处理器DSP)的功能的数字实现的优点主要是：改进了传输特性，节省了成本、空间和校准过程。另外，也减小了模拟元件的器件老化的不利影响并建立可重新编程的功能。这些功能可以与芯片无关地实现，并可以实现进一步的、在模拟的基础上不便于实现的功能。

于是，数字ZF、基带和NF功能单元，也即调制/解调、音频压缩/扩展，状态信息的编码器/解码器以及音频预/后处理都可以在数字单元中实现。通过被传输的信号、发射机配置的识别以及接收机与发射机之间非直接的适配，实现了传输特性的可编程性和控制。尤其证实有利的是，这实现了模拟的动态降低的传输段的音频动态范围的扩展。此外，传输的线性度也被提高，硬件的复杂程度以及压扩器假象也被降低。特别是模拟器件的在生产期间以及在老化之后的必要的补偿开销被降低，控制功能以及NF传输特性的可自由配置性，以及发送/接收段的关于HF和音频传输特性方面的方便的(尤其是自动地)配置现在成为可能。

于是，发射机中的模/数转换器例如可以工作于20Hz到20(40)kHz的NF范围，其采样速率Fs＝48/96kHz，音频预处理、预加重、“噪声过滤器”；压缩器/编码器、状态/控制信号生成(导频音，状态信息生成和编码)、音频信号和控制信号的合并、信道滤波器(预加重)以及调制器和任选的第一中频ZF可被实施。在接收机中，高采样的AD转换器/比较器(采样速率Fs为几百kHz到几兆Hz)、解调器、信道滤波器、状态/控制信号的提取、扩展器/解码器、音频后处理以及采样速率为Fs＝48/96kHz的数/模转换器被实现。

下述的是图2所示的接收机的一种实施可能性，其中接收机中的解调器已被数字化实现，这带来了提高的解调线性度的基本优点，并且节省了RSSI、限制器以及第二混合器。取代相对复杂的解调器IC，第一到第二中频ZF的转换只还需要一个简单的混合器。另外也有可能减少对SAW滤波器的选择要求，由此可以以较低的谐波失真因数被实现。

例如针对混合式麦克风，在传统的方法中在第二中频(大多情况为10.7MHz)中再次借助陶瓷滤波器提高选择性并且随后解调。AD转换器(模/数转换器)采样当前的模拟音频信号，目的是将扩展器算法应用于数字式的数据序列。如果AD转换器已被置入中频ZF，就有可能通过巧妙地选择采样速率，通过采样过程本身获得向下混合(downmixing)甚至完美的正交解调。在这种情况下，转换器的采样速率不必和ZF的级别相匹配，而只需针对基带带宽而匹配，这与否则需要使用的音频转换器相比产生了大约5...10的因子(480kHz/96kHz...480kHz/48kHz)。然而此外还有两个另外的要求。一方面，如已经表明的，采样速率必须和ZF具有确定的关系，并且另一方面，中频的模拟输入带宽(采样-保持部分的品质)必须足够。

图3示出了传统的模拟正交解调器的方框图。中频ZF上的输入信号被输送给两个混合器并且与LO(本地振荡器)的振荡器信号相混合。随后的低通滤波器TP分别抑制总和混合乘积，从而只有I和Q的基带(中间频率＝0)出现于输出端。随后FM解调则由复数信号I+j*Q实现。

因为图3中的装置的模拟实施不是对于迄今的FM解调的简单替代，所以AD转换器已经置于中频的范围内。混合器现在变成数字乘法器，并且两个LO信号变成数字形式的余弦和正弦数据流。从

cos(2πf₀t)得出

以及

sin(2πf₀t)变成 在每种情况下，t＝nT_s并且 $T_s=\frac{1}{f_s}$

如果现在比率

被选取为：

$f_s=\frac{4}{k}{f}_0---\left(1\right)$

那么，针对余弦和正弦函数分别就给出函数值{1，0，-1，0，...}以及{0，1，0，-1...}。

图4示出了数字正交解调器的方框图，其情形为：

k＝1，从而f_s＝4f₀，

显而易见的是，在两个通道中，只有每隔一个的采样值是有意义的，而各个正交分量变为零。为了实现总的正交解调，必须只插入零，并且在给定的位置将符号反转；也就是说，可以完全省略数控振荡器(NCO)和乘法器。因为恰好构成一个采样值的90°的相移，AD转换器的数字数据流甚至可以直接解释为由I和Q值复合而成，对于这些值，只需对各正交分量分配零：

I₀，Q₁，-I₂，-Q₃，I₄，Q₅，-I₆，-Q₇，I₈，Q₉，-I₁₀，-Q₁₁，I₁₂，Q₁₃，-I₁₄，-Q₁₅，...

鉴于此，从I或者Q开始计数完全不重要，因为在例如FM调制的调制的情况下，在错误情形中导致的边带反转只引起固定的相移。符号操纵的开始也无关紧要，因为由此仅仅将LO的相位移动180°，它对FM信号的解调没有影响。

符号的改变可以很简单地通过随后低通元件的相应系数取非或者通过滤波器的累加器交替地符号反转实现。因为I和Q值从来不会同时不等于零，所以这甚至可以仅仅通过一个单滤波器实现，所述滤波器具有两个分立的被轮流使用的累加器，如图5所示。在该滤波器之后，采样速率骤减到必要的级别，目的是减少必要的随后级的复杂程度。

对于已被选择为k＝1或者f_s＝4f₀的特定情况，对应于10.7MHz的当前中频ZF，所需的采样速率恰好是42.8MHz。具有该时钟频率的AD转换器通常很不利的，并且不满足于小电流，这根据应用(例如在电池驱动情况下)给出了一个重要标准。然而更加不利的是，这样的时钟频率甚至对于现今的DSP也是很高的负担，它几乎不允许其它的处理。如上所述，如此之高的采样速率也是不必要的，因为采样定理不必要满足于中频ZF，而是只需满足于有用带宽。由于它在装置中还在解调器之前进行，所以该有用带宽是调制的带宽(而不是被解调的音频信号的带宽！)。k可以被增加，只要得到的采样速率满足条件

fs≥2B_BB，其中B_BB为一侧的基带带宽。              (2)

f_s优选应当选择得稍微高一点，由此基带滤波不要求过高的开销(DSP中的必要乘法的数目)。在通过相应低的采样速率实现的欠采样的情况下，发生的混叠(Aliasing)可以被完全有目的地加以使用。如果采样速率被设定为和中频ZF为整数的关系，则在采样过程中，调制到ZF上的信号被直接混合到零位置中。所要满足的关系如下：

$f_s=\frac{f_0}{m},$ m∈G，其中G是所有数的范围                (3)

在欠采样的情况下，采样频率的所有整数倍的分量被折叠到基带之中，使得唯一感兴趣的混叠图像的选择必然在10.7MHz左右进行。这已经由在前的ZF滤波器实现，该滤波器只允许10.7MHz左右的区域无衰减地通过。优选地，AD转换器不应当具有任何装入的抗混叠滤波器，而必须具有欠采样能力。在这种情况下，模拟输入带宽比可能的采样速率高多倍，并且依赖于采样-保持部分的品质(频谱当中的加权sinc函数)。此外，采样的不确定性(孔径抖动)决定了与高频输入信号相关的可用动态特性。信噪比(SNR)的限制可按如下公式计算：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dB}}=20{\log }_{10}\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{in}}{t}_j}\right),$ 其中，t_j为时钟抖动的均方值。       (4)

如果接收到的诸如FM信号的被调制的信号应该通过中频的欠采样以开销优化的方式获得，并且同时正交解调应该无需NCO和乘法器地实现，则由方程(1)，(2)和(3)得到如下的要求：

$\frac{k}{m}=4,$ 其中必须有 $m\≤\frac{f_0}{2B_{\mathrm{BB}}},$ k＝1，3，5，...并且m∈G。      (5)

因为奇数k除以4不可能得到整数m，所以在给定条件下不存在解决办法。理想的直角正交解调和伴随采样出现的至0赫兹的向下混合不可能同时实现，而始终只能是两者之一。

取代立刻混合到f＝0，可以这样选择k，使得有用信号通过欠采样而被置于数字范围内的附加的、更低得多的中频ZF(f_od)上。在这种情况下，必须注意的是，必须针对双边带满足采样定理。在这种情形下，产生下面的新要求：

f_s≥4B_BB，并且此外                               (6)

$\frac{f_s}{2}\≥f_{\mathrm{od}}\≥B_{\mathrm{BB}},$ B_BB为一边的基带带宽。                                (7)

对于例如f₀＝10.7MHz的中频，在k＝81，并且m＝20时得到以下参数：

f_s＝528.395kHz

f_od＝f₀-mf_s＝132.099kHz。

图6示出了数字正交调制器的方框图。在这种情况下，在中频中设置有一AD转换器ADC，它给数字信号处理单元DSP提供复合的I/Q数据流，由于相对小的数据速率，所以数字信号处理单元DSP具有足够的时间用于信号处理。需要其中的一部分用于将数字中频f_od的I和Q信号向下混合到零位置。在这种情况下，数字中频f_od对应于中频的输入信号减去m乘以AD转换器ADC的采样速率(f_od＝f₀-mf_s)。通过参数k，m的恰当选择使得可以确保调制带宽处于最大100kHz(在一侧)(根据ETSI标准)。这可以通过与数字中频的余弦相乘实现，或者有效地借助CORDIC算法实现，该算法通过移位和相加来实现该任务。通常说来，在偶数Nyqusit区域的欠采样中，可以发现边带反转，这在FM中引起固定的相移。

第二低通滤波器可以非常有效地实现为所谓的半带滤波器的形式，其中，极限频率对应于Nyquist速率的一半，由此，每隔一个系数变为零。由此利用两个累加器，I和Q的复合成为可能。因为只必须针对一侧的基带带宽满足采样定理，所以可以实现采样速率的抽选，这从而允许更加复杂的信号处理。需要强调的是，尽管处理两个信号分量(I和Q)，但是没有地方需要执行多于f_s的乘法操作。

两个低通滤波器增加了信道的选择性，使得与此相关的对模拟ZF滤波器的要求在某些情况下可以减小，以利于得到较低的谐波失真因数。然而在此应当注意的是，中频ZF的AD转换器的动态特性必须允许有用信号和干扰信号的线性变换。可能的上游连接的自动增益控制AGC的减敏感作用不能被再次反转。这意味着，一个dB的较少选择需要在AD转换器动态特性上的更多的一个dB。如果由于成本的原因不希望使用在相位线性度方面被优化ZF滤波器(定制部分)，则可以如迄今那样在AD转换器之前使用模拟限制器，它极大地减小了动态要求，使得可以完全无需AGC，而借助更简单的转换器工作。必要时，采样甚至可以仅仅以一个比特的分辨率实现，也即它可以采用比较器实现。

数字FM解调和模拟解调相比的主要优点是其更高的线性度，与之相关联的无需补偿以及没有老化的问题。因此，这种解调器的谐波失真因数显著更小，并且动态特性仅仅取决于信号处理的字宽。只要在AD转换器之前模拟限制器没有如传统的解决方案那样进行AM抑制，则该抑制现在通过如图7所示的数量相除实现。随后的乘法网络形成输出信号：

Y(n)＝Q(n)I(n-1)-I(n)Q(n-1)＝sin((n)-(n-1))           (8)

在将正弦函数反转之后，得到每个单位时间的相位差，其对应于当前的调制频率：

其中 $T_s=\frac{1}{f_s}---\left(9\right)$

更易于在数字中实现的是通过CORDIC算法实现笛卡尔坐标系(I，Q)到极坐标系(r，)的转换(仅仅使用移位和加法)，目的是通过简单的减法从相位值确定瞬时调制频率。如图8所示，在一定程度上通过忽略幅值r来实现AM抑制。

目前在混合式麦克风中，在DSP中除了得出不同的静噪标准(噪声功率，导频音)之外，在电池电报(Batterietelegramm)的过滤和分析之后，直接紧跟着可能进行的预加重的反转以及自然还有扩展器。

在混合式麦克风接收机中使用的用于扩展的DSP也可以用于中频的开销优化处理以及全数字实现FM解调。和模拟实现方式相比，后者提供了充分地提高了的线性度，并且完全不需要补偿。

尽管前面叙述了本发明的针对FM调制和FM解调的工作原理，本发明的原理还可以应用于其它的调制/解调。

上面指出的数字范例仅仅用于表示本发明的工作方式。本发明的工作方式还可以采用其它的数字范例实施。

图9示出了根据本发明的第二实施例的无线数字音频传输系统的示意性方框图。待传输的输入信号IN被输送给压缩器单元K，其将输入信号IN压缩，这些信号然后通过传输段T被传输。扩展器单元E接收传输来的压缩信号并执行信号的扩展，然后将信号作为输出信号OUT输出。传输段优选为无线传输段。

根据第二实施例的数字压扩器由发射机中的压缩器单元K以及接收机中的相互地工作的扩展器单元E构成。根据第二实施例的数字压扩器以多带压扩器的形式实现，也即输入信号被划分为不同的带。

图10a示出了第二实施例的压缩器的方框图。压缩器具有包括多个输出BS₁-BS_N的滤波器组FB、多个乘法器单元G₁-G_N、求和滤波器组SFB、包络检测单元ED、滤波器组分析单元AFB、传输时间校正单元LK以及求和单元S。待传输的IN信号被传递到传输时间校正单元LK以及滤波器组FB，在滤波器组FB中，输入信号IN被划分为不同的频带。滤波器组的各个输出BS₁-BS_N为实数或者复数信号，也即包括实部和虚部。滤波器组的输出BS₁-BS_N分别被输送给乘法器单元G₁-G_N，目的是将它们乘以频带特定的实数值加权因数。乘法器单元G₁-G_N的输出信号被分别输送给求和滤波器组SFB，在求和滤波器组SFB中，分别在其值中被转换的复数带信号被合并为总信号。所述合并信号在求和单元S中被加到输入信号IN。优选地，该输入信号IN在传输时间校正单元LK中进行传输时间校正。在此，这样地选择传输时间校正，即通过输入信号IN的处理，在滤波器组FB、乘法器单元G₁-G_N以及求和滤波器组SFB中形成的传输时间被均衡。

将被修正的信号叠加到传输时间校正的输入信号IN的结果是信号动态特性的压缩，使得输出信号OUT经受动态压缩。

上述实施方式还另外提供有反馈回路。目的是将输出信号OUT传递到滤波器组分析单元AFB。滤波器组分析单元AFB的输出信号是实数值或者复数值函数，并被转发给包络检测单元ED。在包络检测单元ED中进行信号包络的估计，从而利用包络检测单元ED的输出信号可以求得加权函数，该函数描述了带有压缩特性的特性曲线。得出的加权函数被传递到乘法器单元G₁-G_N之中，并且乘以输出信号BS₁-BS_N。包络检测单元ED另外的作用是将临时的调整特性(比如上冲(Attack)、衰退(Decay)、保持(Sustain)、释放(Release)等等)施加到加权函数上。

图10b示出了根据第二实施例的扩展器的方框图。在此情况下，扩展器大体上是图10a的压缩器的相反结构。只是传输时间校正单元LK可被省略。这里，输入信号IN是通过图9中的传输段传输的信号。在图10a所示的压缩器中，滤波器组FB、乘法器单元G₁-G_N以及求和滤波器组SFB为前向结构，图10b的扩展器中的这些单元被布置在反馈路径中，使得求和滤波器组SFB的输出信号在求和单元S中被从输入信号IN中减除，以给出输出信号OUT。滤波器组分析单元AFB的功能以及包络检测单元ED的功能和图10a的压缩器中的那些单元的功能相对应。

根据本发明的第二实施例的数字压扩器是基于多带实现的，而根据本发明的第三实施例的数字压扩器是基于具有连续带的数字压扩器。

图11a示出了根据本发明的第三实施例的压缩器的方框图。在此情况下，压缩器具有时变滤波单元ZVF，滤波系数计算单元FKB以及频谱估计单元SSE。待传输的输入信号IN被传递到求和单元S以及时变的滤波单元ZVF。时变的滤波单元ZVF生产时变的滤波，从而出现连续带。滤波单元ZVF的输出信号在求和单元S中被加到输入信号IN，从而形成输出信号OUT。输出信号OUT被传递到执行频谱估计的频谱估计单元SSE。这种估计操作例如可以由LPC滤波器或者短时FFT实现。估计单元SSE的输出信号被输入到滤波系数计算单元FKB。这里，针对时变滤波器ZVF的系数的计算基于频谱估计、压缩因数以及可能的另外的时间参数(比如上冲、衰退、保持和释放)实现。以这种方式确定的代表期望压缩特性曲线的当前滤波系数被传递到时变滤波器ZVF，目的是相应地影响输入信号IN。于是，输出信号OUT的动态特性可以通过影响滤波系数而在其动态特性中被相应地压缩。

图11b示出了根据本发明的第四实施例的扩展器的方框图。在此情况下，扩展器大体上为和图11a的压缩器互补或者相反的结构。于是，扩展器还具有频谱估计单元SSE、滤波系数计算单元、时变滤波单元ZVF以及求和单元S。在此情况下，传输来的输入信号IN被转发到求和单元S以及频谱估计单元SSE。频谱估计单元SSE的输出信号被输送到计算相应的滤波系数的滤波系数计算单元FKB，并将之输送到时变滤波单元。输出信号OUT被输送给时变滤波单元ZVF，使得滤波单元ZVF的输出信号在求和单元S中被从输入信号中减除。由此，在压扩器和扩展器之间前向和后向结构被反转配置，如第一实施例所示。

根据第二实施例的数字压扩器和根据第三实施例的数字压扩器相似，因为根据第二实施例的多带压扩器中的带的数量增加时，这就构成了向第三实施例的连续带的数字压扩器的转变。根据第二实施例的压扩器和根据第三实施例的压扩器的区别在于对应的调整量被不同地确定，以及区别还在于到时变滤波器的频率确定的系数的相应转换。

如上所述，数字压扩器由发射机中的压扩器单元以及接收机中相反或者互补地工作的扩展器单元构成。压扩器的数字实现基本上保证了信号分析单元(比如加权滤波器，滤波器组，包络确定，以及编码器或压扩器的时间常数以及解码器或扩展器的时间常数)的完全一致性。由此，传输的音频函数不再依赖于相应的器件的可能存在的器件公差或者老化现象。通过数字信号处理单元DSP的压扩器的数字实现此外允许短时频率分析方法的简化实施，这些短时频率分析方法比如有傅立叶变换以及LPC分析和相应的非线性功能性的简单实现。

根据本发明的另外一个实施例，滤波器组分析单元AFB或者频谱估计单元SSE可以根据检测到的输入信号IN设定压扩器特征。作为替代，数字压扩器的配置可以相应地手动实现。为此，压扩器特征可以被编程并且通过预设定或者预先选择的设置而选择。由此得到不同数字压扩器系统的发射机和接收机之间的兼容性。

在已公开的模拟压扩器中，压扩器是基于单带或者多带技术实现的，单带技术的缺点是全部的带或者其电平通过窄带信号调节。这就导致了可听见的噪声标志(Rauschfahnen)和高频信息不期望地被调制到低频信号分量上或者反过来。相反，多带技术解决了该问题，但是它在其模拟实施中具有明显更高的实现和均衡开销。此外，时间参数以及包络估计的方式方法由模拟电路固定地预先给定。另外，带内的压缩比率是固定的。相反，在数字实施中，这些参数可以变化，使得信号内容的分析可以控制时间参数、包络形成的方式以及压缩比率。

根据第二和第三实施例的压缩器和扩展器可以分别用作根据第一实施例的压缩器/编码器装置KEM以及扩展器/解码器装置EDM。

根据第二和第三实施例所描述的压缩和扩展可以用于任何可以使用压扩器的地方。

Claims (24)

1.一种用于无线音频传输系统的发射机，包括：

至少一个模/数转换单元(AD1-AD3)，用于待传输的模拟音频信号的模/数转换，

至少一个数字信号处理单元(DSP_S)，其具有压缩/编码装置，用于将数字化的待传输的信号进行压缩和编码，

数/模转换单元(DAC)，其用于所述数字信号处理单元(DSP_S)的数字输出信号至模拟信号的数/模转换，以及

发送单元(HF)，用于无线地发送所述数/模转换单元(DAC)的输出信号。

2.根据权利要求1所述的发射机，还进一步包括：

状态信息编码器(SIE)，用于对数字状态信息进行编码，以及用于将所述数字状态信息添加到所述被压缩和编码的信号上。

3.根据权利要求1或2所述的发射机，其中所述数字信号处理单元(DSP_S)具有调制装置(FMM)，用于在数字基础上进行调制。

4.根据权利要求1、2或3中的任一项所述的发射机，其中所述数字信号处理单元(DSP_S)具有预加重/限制器装置(PL)，用于执行预加重操作以及限制所述被压缩和编码的信号。

5.根据权利要求1到4中的任一项所述的发射机，其中所述数字信号处理单元(DSP_S)具有信号调理装置(SKM)，用于对所述数字化的待传输的信号进行信号调理。

6.根据权利要求1到5中的任一项所述的发射机，包括

第一和第二模/数转换单元(AD1，AD2)，其用于将外部主麦克风(MM)的音频信号数字化，以及

模/数合并装置(ADCM)，其用于将所述第一和第二模/数转换单元(AD1，AD2)的输出信号合并。

7.根据权利要求1到6中的任一项所述的发射机，还进一步包括：

第三模/数转换单元(AD3)，其用于将外部辅助麦克风(CM)的音频信号数字化。

8.一种用于无线音频传输系统的接收机，包括：

接收单元(HF)，用于接收被无线地传输的模拟HF信号，

中频单元(ZF)，用于将所述HF信号混合到中频信号上，

模/数转换单元(AD)，用于无线接收的信号的模/数转换，

数字信号处理单元(DSP_E)，具有扩展/解码装置(EDM)，用于对通过所述模/数转换单元(AD)数字化的信号进行扩展和解码，以及

至少一个数/模转换单元(DA)，用于将所述数字信号处理单元(DSP_E)的数字输出信号转换为模拟信号。

9.根据权利要求8所述的接收机，其中所述数字信号处理单元(DSP_E)具有状态信息解码器(SID)，用于对所述传输信号中包含的所述状态信息进行解码。

10.根据权利要求9所述的接收机，其中所述数字信号处理单元(DSP_E)具有滤波器(F)，所述滤波器(F)处于所述扩展/解码装置(EDM)之前，用于对信号中的状态信息进行滤波。

11.根据权利要求9或10所述的接收机，其中所述数字信号处理单元(DSP_E)具有后处理装置(PPM)，所述后处理装置(PPM)用于根据经所述状态信息解码器(SID)解码的状态信息，对经扩展和解码的信号进行后处理。

12.根据权利要求8到11中的任一项所述的接收机，其中所述数字信号处理单元(DSP_E)具有数字中频解调装置(ZFM)，用于在数字基础上执行所接收的信号的解调。

13.根据权利要求12所述的接收机，其中所述模/数转换单元(AD)设置于所述中频单元(ZF)和所述数字中频解调装置(ZFM)之间。

14.根据权利要求13所述的接收机，其中所述模/数转换单元(AD)适合于以与信号的基带带宽相匹配的采样速率下工作。

15.根据权利要求13或者14所述的接收机，其中所述模/数转换单元(AD)适合于在欠采样模式下工作。

16.一种无线音频传输系统，包括：

根据权利要求1到7中的任一项所述的发射机，以及

根据权利要求8到15中的任一项所述的接收机。

17.一种用于数字压扩器装置的数字压缩器，包括：

滤波器组(FB)，用于将输入信号(IN)划分为不同的频带(BS1-BSN)，

至少一个乘法器单元(G1-GN)，用于将所述输入信号(IN)的不同频带(BS1-BSN)乘以加权因子(G1-GN)，

求和滤波器组(SFB)，用于将所述乘法单元(G1-GN)的输出信号合并为滤波器组总信号，以及

加法单元(S)，用于将所述输入信号(IN)加到所述滤波器组总信号，以得到输出信号(OUT)。

18.根据权利要求17所述的数字压缩器，还进一步包括：

滤波器组分析单元(AFB)，用于分析所述输出信号(OUT)，以及

包络检测单元(ED)，用于基于通过所述滤波器组分析单元(AFB)对所述输出信号(OUT)的分析，估计所述输出信号(OUT)的包络，从而确定所述加权因子(G1-GN)。

19.一种用于数字压扩器装置的数字扩展器，包括：

滤波器组(FB)，用于将输出信号(OUT)划分为不同的频带(BS1-BSN)，

至少一个乘法器单元(G1-GN)，用于将所述输出信号(OUT)的不同频带(BS1-BSN)乘以加权因子(G1-GN)，

求和滤波器组(SFB)，用于将所述乘法单元(G1-GN)的输出信号合并为滤波器组总信号，以及

加法单元(S)，用于从所述输入信号(IN)中减去所述滤波器组总信号输出信号，以得到输出信号(OUT)。

20.根据权利要求17所述的数字压缩器，还进一步包括：

滤波器组分析单元(AFB)，用于分析所述输入信号(IN)，以及

包络检测单元(ED)，用于基于通过所述滤波器组分析单元(AFB)对所述输入信号(IN)的分析，估计所述输入信号(IN)的包络，从而确定所述加权因子(G1-GN)。

21.一种用于数字压扩器装置的数字压缩器，包括：

时变滤波单元(ZVF)，用于输入信号(IN)的时变滤波，以及

加法单元(S)，用于将所述时变滤波单元(ZVF)的输出信号加到所述输入信号(IN)，以得到输出信号(OUT)。

22.用于数字压扩器装置的数字压缩器，还进一步包括：

频谱估计单元(SSE)，用于对输出信号(OUT)进行频谱估计，以及

滤波系数计算单元(FKB)，用于基于所述频谱估计单元(SSE)的频谱估计，计算所述时变滤波单元(ZVF)的系数。

23.一种用于数字压扩器装置的数字扩展器，包括：

时变滤波单元(ZVF)，用于输出信号(OUT)的时变滤波，以及

加法单元(S)，用于从输入信号(IN)中减去所述时变滤波单元(ZVF)的输出信号，以得到输出信号(OUT)。

24.一种用于数字压扩器装置的数字扩展器，还进一步包括：

频谱估计单元(SSE)，用于对输入信号(IN)进行频谱估计，

滤波系数计算单元(FKB)，用于基于所述频谱估计单元(SSE)的频谱估计，计算所述时变滤波单元(ZVF)的系数。

Images