KR19980702591A - 통신 시스템에서의 음성 압축 방법 및 장치 - Google Patents

통신 시스템에서의 음성 압축 방법 및 장치 Download PDF

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KR19980702591A
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클리포드 다나 레이체
로버트 존 쉬벤데만
카지미르즈 시위악
윌리엄 요셉 쿠즈니키
서닐 새티야머티
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다니엘 케이. 니콜스
모토롤라, 인크.
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Abstract

본 발명은 음성 통신 시스템 내의 주어진 대역폭을 가진 음성 통신 자원(도 6 참조) 내의 다수의 음성 신호를 압축하기 위한 방법을 포함한다. 본 방법은 서브 채널 상에 다수의 음성 신호 각각 중 적어도 하나를 위치시키면서 음성 통신 자원(441, 442, 443)을 서브 채널링하는 단계와 서브 채널 각각 내의 음성 신호 각각을 시간-스케일링(18)하는 단계를 포함하며, 이들 단계는 압축된 음성 신호를 제공한다.

Description

통신 시스템에서의 음성 압축 방법 및 장치
음성 메시지 페이징은 현재 기술로서는 대규모 페이징 시스템에 대해서 경제적으로 실행되지 못하고 있다. 음성 페이지를 위한 방송 시간(air time)이 톤(tone), 숫자(numeric) 또는 영문 숫자(alphanumeric) 페이지를 위해 필요한 시간보다 더 많이 요구된다. 현존하는 기술 수준을 이용하는 경우, 음성 페이징 서비스는 이상적인 통화 품질 재생보다 더 작은 톤, 숫자 또는 영문 숫자 페이징과 비교하여, 경제적으로 불가능할 것이다. 음성 메시지 페이징을 제한하는 또 다른 제한 요소는 대역폭(bandwidth) 및 페이징 채널의 대역폭을 이용하는 현존의 방법이다. 한편, 영문 숫자 페이징 방법의 발전은 개인용 키보드 또는 오퍼레이터 센터에 대한 호와 같은 어느 한 형태로 영문 숫자 메시지를 페이징 터미널로 전송하는 키보드 입력 장치에 대한 제한된 엑세스로 인해 제한되어 왔다. 음성 시스템은 호출자가 간단하게 전화기를 들고 엑세스 하고자 하는 번호를 다이얼하며, 메시지를 말할 수 있기 때문에 이들 문제들을 극복할 수 있다. 또한, 현재의 음성 페이징 시스템 중의 어떤 것도 FLEXTM 으로 알려진 모토롤라의 새로운 고속 페이징 프로토콜 구조를 이용하고 있지 않다.
현존하는 음성 페이징 시스템들은 많은 FLEXTM 프로토콜의 장점을 결여하고 있다. 이러한 장점은 높은 밧데리 절약 비율, 다중 채널 주사 능력, 데이타와 음성을 혼합하는 것과 같은 모드 혼합, 확인-백 페이징(호출 부에 대한 수신 회답 허용), 특히 대도시 지역에서, 위치 포착(position finding) 능력, 시스템 및 주파수 재사용 및 손실된 메시지 부분의 선택적인 재 전송을 통한 범위 확대 등을 포함한다.
음성 신호의 시간-스케일링을 포함하는 페이징과 구술 및 음성 우편과 같은 다른 응용 분야에 관하여, 현재의 시간-스케일링 방법은 적절한 통화 품질과 시스템 설계자가 주어진 제한 요소 내에서 응용을 최적하도록 하는 유연성을 제공토록 이상적으로 조합하지 못하고 있다. 따라서, 경제적으로 구현 가능하며, 주어진 구성 내에서 최적화가 가능한 유연성을 가지며, 특히, 페이징 응용 분야에 대해, 모토롤라사의 FLEXTM 프로토콜의 많은 장점을 또한 보유할 수 있는 음성 통신 시스템이 요구되고 있다.
발명의 요약
그러므로, 본 발명은 경제적으로 구현 가능하며, 주어진 구성내에서 최적화가 가능한 유연성을 가지며, 특히, 페이징 응용분야에 대해, 모토롤라사의 FLEXTM 프로토콜의 많은 장점을 또한 보유할 수 있는 음성 통신 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따르면, 변형된 형태의 파형 유사성 기반 중첩-부가 기법(Waveform Similarity based Overlap-Add: WSOLA)을 이용하는 음성의 시간 스케일 변형 방법은 메모리 내에 입력 음성 신호의 일부를 저장하는 단계와, 상기 입력 음성 신호의 일부를 분석하여 산출된 피치 값을 제공하는 단계와, 상기 산출된 피치 값에 응답하여 세그먼트 사이즈(segment size)를 결정하는 단계와, 상기 결정된 세그먼트 사이즈에 응답하여 주어진 시간 스케일링 인자에 대해, 입력 음성 신호를 시간 스케일링하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시 태양에 따르면, 적어도 하나의 송신기 기지국(transmitter base station) 및 다수의 선택 호 수신기(selective call receiver)를 가진 음성 압축 기법을 이용하는 통신 시스템은 WSOLA-SD기법과 직각 진폭 변조(quadrature amplitude modulation)기법을 이용하여 음성 신호를 압축하여 처리된 신호를 제공하는 처리 장치와 상기 처리된 신호를 전송하는 직각 진폭 변조 송신기를 포함한다. 또한, 각각의 선택 호 수신기에서는 수신된 처리 신호를 수신하는 선택 호 수신기 모듈과 직각 진폭 복조(quadrature amplitude modulation)기법 및 WSOLA-SD 신장(expansion)기법을 이용하여 수신된 처리 신호를 복조 하여 재생된 신호를 제공하는 처리 장치가 제공된다.
본 발명의 또 다른 실시 태양에 따르면, 처리된 음성 신호를 수신하는 선택 호 수신기는 전송된 처리 신호를 수신하는 선택 호 수신기 및 단측파 대복조 기법 및 WSOLA-SD 신장 기법을 이용하여 수신된 처리 신호를 복조 하여, 재생된 신호를 제공하는 처리 장치를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시 태양에 따르면, 음성의 시간 스케일 변경을 위한 변형된 형태의 파형 유사성 기반 중첩-부가 기법(WSOLA)을 이용하는 전자장치가 입력 음성의 일부를 저장하기 위한 메모리와, 상기 입력 음성의 일부를 분석하여 산출된 피치 값을 제공하고, 상기 산출된 피치 값에 응답하여 세그먼트 사이즈를 결정하는 처리기와 결정된 세그먼트 사이즈에 응답하여 입력 음성을 시간 스케일링 또는 주파수 스케일링하는 장치를 포함한다.
본 발명은 음성 압축(compression) 기법에 관한 것으로, 특히 효율적인 대역폭 이용 및 시간 압축 기법을 이용한 음성 압축 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 음성 통신 시스템의 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 기지국 송신기의 블록도.
도 3은 본 발명에 따른 기지국 송신기의 확대 전기 블록도.
도 4는 본 발명에 따른 또 다른 기지국 송신기의 확대 전기 블록도.
도 5는 본 발명에 따른 기지국 송신기의 음성 처리, 부호화 및 변조부의 블록도.
도 6은 본 발명에 따른 6개의 단측파대역 신호 송신기의 스펙트럼 분석기 출력을 나타내는 도면.
도 7은 본 발명에 따른 선택 호 수신기의 확대 전기 블록도.
도 8은 본 발명에 따른 또 다른 선택 호 수신기의 확대 전기 블록도.
도 9는 본 발명에 따른 또 다른 선택 호 수신기의 확대 전기 블록도.
도 10은 본 발명에 따른 외부로의 신호 송출 프로토콜(outbound signaling protocol)의 전송 포맷을 보여주는 타이밍도.
도 11은 본 발명에 따른 상세한 음성 프레임을 포함하는 외부로의 신호 송출 프로토콜의 전송 포맷을 도시하는 또 다른 타이밍도.
도 12는 본 발명에 따른 외부로의 신호 송출 프로토콜의 제어 프레임 및 두 개의 아날로그 프레임들을 도시하는 또 다른 타이밍도.
도 13 내지 17은 본 발명에 따른 WSOLA 시간 스케일링(압축) 방법의 다수의 반복 동작에 대한 타이밍도.
도 18 내지 22는 본 발명에 따른 WSOLA-SD 시간 스케일링(압축) 방법의 다수의 반복 동작에 대한 타이밍도.
도 23 내지 24는 본 발명에 따른 WSOLA-SD 시간 스케일링(신장) 방법의 반복 동작에 대한 타이밍도.
도 25는 본 발명에 따른 전체 WSOLA-SD 시간 스케일링 방법의 블록도.
본 발명의 상기 및 기타 목적과 여러 가지 장점은 첨부된 도면을 참조하여 하기에 기술되는 본 발명의 바람직한 실시예로 더욱 명확하게 될 것이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명한다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 음성 압축 및 신장 기법을 나타내는 통신 시스템이 선택 호 시스템(100)의 블록 도에 도시된다. 선택 호 시스템(100)은 전화기(114)와 같이 오디오 신호를 수신하는 입력 장치를 포함하며, 전화기(114)는 시스템(100)내의 선택 호 수신기로의 송신을 위해 음성 기반 선택 호를 발생한다. 전화기(114)(또는 컴퓨터와 같은 다른 입력 장치)를 통해 입력된 각각의 선택 호는 전형적으로, (a) 시스템 내의 선택 호 수신기 중의 적어도 하나인 수신기 어드레스, 및 (b) 음성 메시지를 포함한다. 제안된 선택 호는 전형적으로 포맷팅(formatting) 및 큐잉(queuing)을 위해 송신기 기지국 또는 선택 호 터미널(113)에 제공된다. 터미널(113)의 음성 압축 회로(101)는 제공된 음성 메시지의 시간 길이를 압축하는 역할을 하게 된다(그와 같은 음성 압축 회로(101)의 상세한 동작은 도 2, 3 및 4를 참조하는 이후의 설명에서 논의 될 것이다). 바람직하게, 음성 압축 회로(101)는 시간-스케일링 기법 및 단측파 변조 기법을 이용하여 음성 신호를 압축하여 처리된 신호를 제공하는 처리 장치를 포함한다. 선택 호는 그 다음 선택 호 송신기(102)에 입력되며, 여기서, 안테나(103)를 통해 공중으로 송신된다. 바람직하게, 송신기는 처리된 신호를 전송하는 직각 진폭 변조 송신기이다.
선택 호 수신기(112)내의 안테나(104)는 변조되어 전송된 고주파 신호를 수신하여, 처리된 신호 또는 고주파 신호를 수신하는 선택 호 수신기 모듈 또는 고주파 수신기 모듈(105)에 신호를 제공한다. 여기서, 고주파 신호는 복조 되어, 수신기 어드레스와 압축된 음성 메시지 변조가 복구된다. 압축된 음성 메시지는 그 다음 아날로그/디지탈 변환기(A/D)(115)에 제공된다. 바람직하게, 선택 호 수신기(112)는 단측파 대역 복조(single sideband demodulation)기법 및 시간-스케일링 신장(time-scaling expansion)기법을 이용하여 수신된 처리 신호를 복조 하여 재생된 신호를 제공한다. 압축된 음성 메시지는 그 다음 음성 신장 회로(106)에 제공되며, 여기서, 음성 메시지는 시간 길이가 바람직하게 원하는 값으로 신장된다(본 발명의 음성 신장 회로(106)에 대해 자세한 것은 도 7 및 8을 참조하는 설명에서 이후에 논의 될 것이다). 음성 메시지는 그 다음 음성 메시지를 재생된 음성 신호로 증폭하기 위한 가청주파 증폭기(108)와 같은 증폭기에 제공된다.
복조된 수신기 어드레스는 고주파 수신기(105)로부터 복호기(107)에 공급된다. 수신기 어드레스가 복호기(107)내에 저장된 수신기 어드레스의 어떤 것과 일치하는 경우, 경보 블록(111)이 선택적으로 작동되어, 선택 호 수신기(112)의 사용자에게 선택 호가 수신되었음을 나타내는 간단한 감지 표시를 제공한다. 그와 같은 간단한 감지 표시로는 가청 신호, 진동과 같은 촉감 신호 또는 빛과 같은 가시 신호 또는 이들의 조합들이 포함된다. 증폭된 음성 메시지는 그 다음 증폭기(108)로부터 경보 블록(111)내의 가청 확성기로 메시지 전달되어, 사용자에게 검토된다.
복호기(107)는 메모리를 가지며, 이러한 메모리 내에 수신된 음성 메시지가 저장되고, 하나 이상의 제어 블록(110)의 조작에 의해 재검토를 위해 반복적으로 소환된다.
본 발명의 또 다른 실시 태양에 따르면, 도 1의 부분들은 구술 장치(dictation device), 음성 우편 시스템(voice mail system), 응답 장치(answering machine) 또는 예를 들면, 사운드 트랙 편집 장치(sound track editing device)와 동일하게 해석될 수 있다. 선택 호 송신기(102) 및 고주파 수신기(105)를 제거하는 것을 포함하여, 시스템(100)의 무선 부분을 제거함으로써, 시스템은 점선으로 표시된 바와 같이 A/D (115)를 통해 음성 압축 회로 (101)로부터 음성 신장 회로(106)로 선택적으로 하드웨어적인 선으로 연결될 수 있다. 따라서, 음성 우편, 응답 장치, 사운드 트랙 편집 및 구술 시스템에 있어서, 입력 장치(114)는 음성 신호와 같은 음향 입력 신호를 음성 압축 회로(101)를 가진 터미널 (113)로 공급한다. 음성 우편, 응답 장치, 구술, 사운드 트랙 편집 또는 다른 응용 시스템에 있어서, 음성 신장 회로(106) 및 제어 블록(110)은 출력 음성 신호에 대한 청취 및 조작 수단을 제공한다. 본 발명은 특허 청구된 시간-스케일링 기법이 페이징(paging)뿐만 아니라 많은 다른 응용에 이용되도록 하고 있다. 본 명세서에서의 페이징 예는 이들 응용 분야 중의 단지 하나를 나타내는 것이다.
도 2를 참조하면, 시간 압축 모듈(160)에 결합된 진폭 압축 및 필터링 모듈(150)을 포함하는 터미널(113)과 페이징 송신기(102)의 블록 도가 도시된다. 여기서, 시간 압축 모듈(160)은 공중 또는 안테나 (103)를 이용하여 메시지를 전송하는 공중 또는 안테나(103)을 이용하여 메시지를 전송하는 선택 호 송신기(102)에 결합된다. 도 3 및 4를 참조하면, 도 2의 블록도 보다 하위 레벨의 블록 도가 도시된다.
이러한 압축 음성 페이징 시스템은 높은 대역폭 효율을 가지며, 음성 신호의 직각 진폭(QAM) 또는 단측파 대역(SSB) 변조 및 시간 스케일링의 기본 개념을 이용하여 25 KHz 채널당 전형적으로 6 내지 30 음성 메시지를 지원한다는 것을 알 수 있을 것이다. 바람직하게, 제1 실시예 및 도 6을 참조하면, 압축된 음성 채널 또는 음성 통신 자원은 6250 Hz 씩 이격된 3개의 서브 채널로 구성된다. 각각의 서브 채널은 두 개의 측파대와 하나의 파일럿 캐리어로 구성된다. 이들 두 개의 측파대 각각은 제1 방법으로 동일한 메시지를 가지거나, 제2 방법으로 각각의 측파대상에 분리된 음성 메시지를 가지거나, 상 하측파 대역간에 단일 메시지를 분리하여 가질 수 있다(원하거나 설계된 바와 같이 동일한 수신기 또는 상이한 수신기 모두가 이용될 수 있다). 단일 서브 채널은 실질적으로 6250 Hz의 대역폭을 가지며, 각각의 측파대는 실질적으로 3125 Hz의 대역폭을 점유한다. 음성 대역폭은 실질적으로 300-2800 Hz 이다. 또한, 두 개의 독립 신호가 신호의 I 및 Q 성분을 통해 직접 전송되어 각각의 서브 채널 신호를 형성하는 경우, 직각 진폭 변조가 이용될 수 있다. 전송을 위해 필요한 대역폭은 QAM 및 SSB 경우에서와 동일하다.
도 2 내의 모듈(150) 및 (160)은 각기 다른 음성 신호(25 KHz 와이드 채널에서 6 배까지 및 50 KHz 와이드 채널에서 14배까지)에 의한 이용을 위해 반복 이용되어, 음성 메시지의 효과적인 동시 전송(도시된 예에 있어 6 까지)이루질 수 있게 된다. 그들은 그 다음 가산 장치(도시 안됨, 그러나 도 5에 도시됨)에서 모두 가산되며, 바람직하게, 선택 호 송신기(102)에서 복합 신호로서 처리된다. 분리된 신호(도시 안됨)은 이후에 설명될 FLEXTM 프로토콜의 FM 변조를 포함하며, 이러한 FM 변조는 소프트웨어 또는 하드웨어 FM 신호 여진기에 의해 선택적으로 발생될 수 있다.
바람직하게, 본 명세서에 도시된 예에 있어서, 인입 음성 메시지는 터미널(113)에 의해 수신된다. 본 발명의 시스템은 바람직하게 시간 스케일링 방법 또는 기법을 이용하여 필요한 압축을 수행한다. 본 발명에 사용된 바람직한 압축 기법은 인입 메시지에 대해 특정한 어떤 파라메타를 이용하여 최적 품질을 제공한다. 바람직하게, 시간 스케일 압축 기법은 음성 신호를 압축되지 않은 음과 동일한 대역폭 특성을 가진 신호로 처리한다. 이러한 파라메타가 계산되는 경우, 음성은 원하는 시간 스케일링 압축 기법을 이용하여 압축된다. 이러한 시간 스케일 압축된 음성은 그 다음 디지탈 부호 기를 이용하여 부호화 되며, 이 경우, 전송을 위해 할당되는 비트의 수는 줄어 들게 된다. 페이징 시스템의 경우, 동시 방송 페이징 시스템 내의 다수의 동시 방송 사이트의 송신기들에 분배된 부호화된 음성은 진폭 압축과 같은 또다른 처리를 위해 다시 한번 부호화 되어야 할 필요가 있다. 인입 음성 신호의 진폭 압축(바람직하게, 음절 압신기 이용)이 송신기에 이용되어, 채널 손상에 대한 보호를 제공한다.
파형 유사성 기반 중첩-부가 기법 또는 WSOLA로 알려진 시간 스케일링 기법은 음성을 압축되지 않은 음성과 같은 대역폭 특성을 가진 아날로그 신호로 부호화 한다. WSOLA의 이러한 특성으로 인해, SSB 또는 QAM 변조와 조합되며 그 결과, 얻어진 전체 압축은 다중 QAM 또는 SSB 서브 채널(예를 들면, 6개의 음성 채널)의 대역 압축 비와 WSOLA의 시간 압축비(전형적으로 1 과 5사이)의 곱이 된다. 본 발명에 있어서, 이후에 설명되고 WSOLA-SD로 표시되는 WSOLA의 변형된 형태
가 이용된다. WSOLA-SD는 SSB 또는 QAM 변조와의 조합을 허용하는 WSOLA의 호환적 특성을 유지한다.
바람직하게, 적응 차분 펄스 코드 변조 코드(Adaptive Differential Pulse Coded Modulation: ADPCM)가 음성을 송신기에 분배될 데이타로 부호화 하는데 이용된다. 송신기에서, 디지탈 데이타는 복호화 되어, WSOLA-SD 압축된 음성이 얻어진다. 이러한 WSOLA-SD 압축된 음성은 그 다음 진폭 신장되어 채널 잡음에 대한 보호를 제공한다. 또한, 신호는 직각 변환되어, QAM 신호가 얻어진다. 파일럿 캐리어가 그 다음 신호에 가산되며, 최종 신호는 바람직하게 16KHz 샘플링 속도로 보간 되어 아날로그로 변환된다. 이것은 그 다음 변조되어 전송된다.
본 발명은 혼합 모드(음성 또는 디지탈) 원 또는 투 웨이(one or two way) 통신 시스템으로 동작할 수 있다. 이러한 혼합 모드 원 또는 투 웨이 통신 시스템은 아날로그 및/또는 디지탈 메시지들을 포워드(forward) 채널(기지국 송신기로부터 외부로 향하는)상의 선택 호 수신기에 전달하며, 부가적으로 선택적인 송신기(선택 반대 채널(기지국 수신기로 향하는))를 가지는 동일한 선택 호 수신기 유니트로부터의 확인을 수신한다. 본 발명의 시스템은 에드레싱 및 음성 메시징 둘 모두를 위한 포워드 채널 상의 FLEXTM (모토롤라 사의 고속 페이징 프로토콜 및 본 명세서에 참조 문헌으로 인용된 미국 특허 제5,282,205호의 주제)와 유사한 동기 프레임 구조를 이용한다. 두 가지 프레임, 즉, 제어 프레임 및 음성 프레임이 이용된다. 제어 프레임은 바람직하게 휴대용 음성 유니트(portable voice unit: PVU's)의 형태인 선택 호 수신기에 대한 디지탈 데이타의 어드레싱 및 전달을 위해 이용된다. 음성 프레임은 PVU's에 대한 아날로그 음성 메시지를 전달하는데 이용된다. 두 가지 형태의 프레임은 길이에 있어 표준 FLEXTM 프레임들과 동일하며, 두 프레임은 표준 FLEXTM 동기화와 동일하게 시작된다. 이러한 두가지형태의 프레임은 단일 포워드 채널상에서 시분할 다중화된다. 본 발명의 프레임 구조는 도 10, 11 및 12 관련하여 이후에 보다 자세히 논의 될 것이다.
변조에 관련하여, 두 가지 형태의 변조, 즉, 디지탈 FM(2-레벨 및 4-레벨 FSK) 및 AM(파일럿 캐리어를 가진 SSB 또는 QAM)이 본 발명의 포워드 채널 상에서 바람직하게 이용된다. 디지탈 FM 변조는 두 가지 형태의 프레임 모드의 동기 부분 및 제어 프레임의 데이타 필드 부분을 위해 이용된다. AM 변조(각각의 서브 밴드는 독립적으로 또는 단일 메시지 내에 조합되어 이용될 수 있음)는 음성 프레임의 음성 메시지 필드에 이용된다. 전송의 디지탈 FM 부분은 6400bps(3200보우드 심볼) 신호화를 지원한다. 전송시 AM 부분은 대역 제한 음성(2800Hz)을 지원하며, 한 쌍의 음성 신호에 대해 6.25KHz를 필요로 한다. 이후에 도시되는 바와 같이, 프로토콜은 전체 채널을 6.25KHz 서브 채널로 나누고 독립된 메시지를 위해 각 서브 채널과 AM 측파대를 이용함으로써 축소된 AM 대역폭의 잇점을 이용한다.
본 발명의 음성 시스템은 바람직하게 각기 25 KHz 또는 50 KHz 포워드 채널중 어느 하나로 동작하도록 설계되지만, 다른 사이즈의 스펙트럼도 본 발명에서는 당연히 고려되고 있다. 25KHz 포워드 채널은 제어 프레임 중에 단일 FM 제어 신호를 지원하고 음성 프레임의 메시지 부분 중에서 3개의 AM 서브 채널(6 개 독립 신호)을 지원한다. 50KHz 포워드 채널은 제어 프레임 중에 시간 락(time lock)으로 동작되는 두 개의 FM 제어 신호를 지원하며, 음성 프레임의 메시지 부분 중에 7개의 AM 서브 채널(14 독립 신호)까지를 지원한다. 물론, 상이한 사이즈의 대역폭 및 다수의 서브 채널 및 신호를 사용하는 다른 구성들 또한 본 발명에 포함될 수 있다. 본 명세서에 논의된 예들은 본명세서의 잠재적인 넓은 범위의 청구범위를 단순하게 도시하고 나타내는 것일 뿐이다.
스펙트럼의 변조 및 서브 채널 화를 통해 얻어지는 스펙트럼 효율에 부가하여, 또다른 실시예에 있어서, 본 발명은 음성을 1 내지 5 배인 인자에 의해 시간 스케일링하는 화자 종속 음성 압축 기법을 이용할 수 있다. 동일 메시지의 상이한 부분 또는 상이한 메시지를 위한 서브 채널의 AM 측파대(또한 2 QAM 성분) 모두를 이용함으로써, 서브 채널당 전체 압축 인자는 2 내지 10 배가된다. 음성 품질은 전형적으로 시간 압축 인자가 증가함에 따라 감소 할 것이다. 본 발명의 음성 시스템에 바람직하게 사용된 압축 기법은 전술한 바와 같이 변형된 형태의 파형 유사성 기반 중첩-부가 기법(WSOLA)과 같은 알려진 시간 스케일링 기법이다. 변형된 형태의 WSOLA는 이용된 화자 또는 음성에 따른다. 따라서, 이후에 설명되는 바와 같이, 이것은 WSOLA-화자 종속을 위한 WSOLA-SD로 명명된다.
본 발명의 동작은 리버스(reverse)(기지국 송신기로 향하는)채널을 이용 가능한 경우에 향상된다. 주파수 분할 단 방향 모드의 동작은 하나의 지원된 기지국 송신기로 향하는 동작 모드이다. 본 명세서에 참조 문헌으로 인용되며, 본 발명의 양수인인 모토롤라 사에 양도된 미국 특허 제4,875,038 호 및 제4,882,579 호는 기지국으로 향하는 채널 상의 다수의 확인 신호의 사용을 도시한다. 주파수 분할 단 방향 모드에 있어서, 분리된 전용의 채널(통상 기지국 외부로 향하는 채널과 쌍을 이룸)은 기지국을 향하는 송신을 위해 제공된다. 800 내지 9600bps의 기지국을 향하는 데이타 속도는 12.5KHz의 채널 대역폭 내에 포함된다.
본 발명의 시스템은 리버스 채널의 이용 가능성에 따라 다수의 모드 중의 하나로 동작 될 수 있다. 어떠한 리버스 채널도 이용 가능하지 않는 경우, 시스템은 바람직하게 어드레싱 및 음성 메시징 모두에 대해 동시 방송 모드로 동작한다. 리버스 채널이 제공되는 경우, 시스템은 대상 메시지 모드로 동작하여 메시지는 휴대용 음성 유니트 가까이에 위치된 송신기의 단일 또는 보조 세트 상에만 방송한다. 리버스 채널 상의 휴대용 음성 유니트의 응답으로 위치가 제공하며, 그다음 휴대용 음성 유니트에 대한 국부적인 메시지 전송이 이루어 진다. 대상 메시지 모드의 동작은 서브 채널에 대한 재사용 기회를 제공하며, 결국, 이러한 모드 동작이 많은 큰 시스템에서 시스템의 용량을 증가 할 수 있게 만든다.
도 3 은 본 발명에 따른 송신기(300)의 제1 실시예의 블록 도를 도시한다. 아날로그 음성 신호는 안티-엘리어싱(anti-aliasing) 저역 통과 필터(301)에 입력되며, 저역 통과 필터(301)는 필터(301)에 결합된 아날로그/디지탈 변환기(ADC)(303)의 샘플링 속도의 1/2 이상의 모든 주파수를 강하게 감쇄시킨다. ADC (303)는 바람직하게 아날로그 음성 신호를 디지탈 신호로 변환하기 때문에 이후의 신호 처리는 디지탈 처리 기법을 사용하여 처리된다. 디지탈 처리가 바람직한 방법이지만, 아날로그 기법 또는 아날로그 및 디지탈 기법의 조합을 이용하여 동일한 기능을 수행 할 수 있다.
ADC(303)에 결합된 대역 통과 필터(305)는 그의 차단 주파수들 이상 및 이하의 주파수들을 강하게 감쇄시킨다. 하부 차단 주파수는 바람직하게 충분한 음성 주파수들 통과시키지만 파일럿 캐리어와 간섭을 일으키는 더 낮은 주파수를 감쇄 시키기 위한 300Hz가 바람직하다. 상부 차단 주파수는 충분한 음성 주파수를 통과시키지만 인접 전송 채널과 간섭을 일으키는 높은 주파수들을 감쇄 시키기 위해 바람직하게는 2800Hz 이다. 바람직하게 필터(305)에 결합된 자동 이득 제어(AGC) 블록(307)은 상이한 음성들의 볼륨 레벨을 등화 시킨다.
바람직하게 AGC 블록(307)에 결합된 시간 압축 블록(309)은 음성 신호의 전송에 필요한 시간을 줄이는 한편 대역 통과 필터 (305)의 출력에서와 같은 동일한 신호 스펙트럼을 기본적으로 유지한다. 이러한 시간 압축 방법은 바람직하게 WSOLA-SD(이후에 설명됨)이지만 다른 방법 또한 이용될 수 있다. 진폭 압축 블록(311) 과 수신기 내의 대응 진폭 신장 블록(720: 도 7)은 수신된 음성의 표면상의 신호 대 잡음 비를 증가시키는 것으로 알려진 압신 장치를 형성한다. 압신 비는 바람직하게 2 내지 1 dB 이지만 다른 비가 본 발명에 따라 이용될 수 있다. 페이징 시스템과 같은 특정한 예의 통신 시스템에 있어서, 장치(301-309)는 페이징 터미널(도 1의 113)에 포함될 수 있으며, 도 3의 나머지 성분들은 페이징 송신기(도 1의 102)를 구성할 수 있다. 그와 같은 경우에 있어서, 페이징 터미널과 페이징 송신기 사이에는 전형적으로 디지탈 링크가 존재한다. 예를 들면, 블록(309)이후의 신호는 펄스 코드 변조(pulse code modulation: PCM)기법을 이용하여 부호화 될 수 있으며, 그 다음 PCM을 이용하여 순차적으로 복호화 되어 페이징 터미널 및 페이징 송신기 사이에 전송되는 비트의 수를 줄일 수 있다.
한편, 진폭 압축 블록(311)에 결합된 제2 대역 통과 필터(308)는 그의 차단 주파수의 상하부 주파수들을 강하게 감쇄시켜 AGC(307), 시간 압축 블록(309) 또는 진폭 압축 블록(311)에 의해 발생된 어떤 비정상적인 주파수 성분을 제거한다. 하부 차단 주파수는 충분한 음성 주파수들은 통과시키되 파일럿 캐리어와 간섭을 일으킬 수 있는 낮은 주파수들을 감쇄시키는 바람직하게는 300Hz 이다. 상부 차단 주파수는 충분한 음성 주파수들을 통과시키되 인접하는 전송 채널과 간섭을 일으킬 수 있는 높은 주파수를 감쇄 시키는 바람직하게는 2800Hz 이다. 시간 압축된 음성 샘플들은 전체 음성 샘플들이 처리될 때까지 바람직하게 버퍼(313)에 저장된다. 이렇게 하여, 시간 압축된 음성 샘플들은 그 다음 전체로서 전송된다. 이러한 버퍼링 방법은 바람직하게 페이징 서비스를 위해 사용된다(전형적으로 비 실시간 서비스임). 바람직하게, 다른 버퍼링 방법들이 다른 응용분야에 이용될 수 있다. 예를 들면, 투 웨이(two way) 실시간 대화를 포함하는 응용을 위해서는, 이러한 유형의 버퍼링에 의해 야기되는 지연은 허용 되기 어렵다. 이러한 경우, 다수의 대화내용의 작은 세그먼트들을 삽입하는 것이 바람직할 것이다. 예를 들면, 시간 압축비가 3:1 인 경우, 3 개의 실시간 음성 신호가 신호 채널을 통해 전송될 수 있다. 이러한 3 개의 전송은 150 ms 버스터(burst)로 채널상에 삽입될수 있으며, 그결과의 지연은 불만족한 것은 아닐 것이다. 버퍼(313)으로 부터의 시간 압축된 음성 신호는 힐버터(Hilbert) 변환 필터(323) 및 힐버터 변환 필터와 동일한 지연을 가지지만 신호에는 영향을 주지않는 시간 지연 블록(315) 모두에 제공된다. 가산 회로(317)을 통해 시간지연 블록(315) 및 힐버터 변환필터(323)의 출력은 각기 상측파대(USB) 단측파대(SSB) 신호의 동상 (I) 및 직각(Q) 성분을 형성한다. 시간지연 블록의 출력 과 힐버터 변환필터의 음(-)의 출력(325)은 각기 하측파대(LSB) 단측파대(SSB) 신호의 동상 (I) 및 직각(Q) 성분을 형성한다. 따라서, 전송은 도면에 점선으로 연결된 바와 같이 상 또는 하측파대 중 어느하나로 이루어 질 수 있다.
상측파대는 하나의 시간 압축된 신호를 전송하는데 이용되는 반면, 하측파대는 하측파대에서 동작하는 또다른 유사한 송신기를 이용하여 제2 시간 압축된 음성 신호를 전송하는데 이용될 수 있다. 전송 대역의 효과적인 사용과 누화에대한 억제 등을 이유로 SSB는 바람직한 변조 방법이다. 더블(Double) 측파대 진폭 변조(AM) 또는 주파수 변조(FM)가 이용될 수 있으나, 전송을 위해서는 적어도 두배의 대역폭이 필요하게 된다. 이것은 또한 I 성분을 통해 하나의 시간 압축된 음성 신호를 직접적으로 전송하며, Q 성분을 통해 제2의 시간 압축된 음성 신호를 직접 전송할 수 있지만, 본 발명의 실시예 있어서, 이러한 방법은 다중 경로 수신이 수신기에서 발생하는 경우 두 개의 신호 사이에 누화를 입게 된다.
직류(DC) 신호는 신호의 I 성분에 부가되어 파일럿 캐리어를 발생한다. 이것은 신호와 함께 전송되어 수신기(700)에서 이용되며, 실질적으로 전송 채널에서 이득 및 위상 진동 또는 페이딩 현상을 제거하는 데 이용된다. 신호의 I 및 Q 성분은 디지탈/아날로그 변환기(DAC)(319) 및(327)에 의해 각기 아날로그 형태로 변환된다. 두 개의 신호는 그 다음 각기 저역 통과 재생 필터(321) 및 (329)에 의해 필터 되어 디지탈/아날로그 변환 과정 중에 발생한 불필요한 주파수 성분을 제거한다. 직각 진폭 변조(QAM) 변조기(333)는 I 및 Q 신호들을 저 전력 레벨의 고주파(RF) 캐리어로 변조시킨다. 다른 변조 방법, 예를 들면, 변조된 신호의 직접 디지탈 합성은 DAC(319 및 327), 재생 필터(321 및 329) 및 QAM 변조기(333)와 같은 목적을 수행할 것이다. 결국, 선형 RF 전력 증폭기 (335)는 변조된 RF 신호를 원하는 전력 레벨, 전형적으로 50W이상으로 증폭시킨다. 그 다음 RF 전력 증폭기(335)의 출력은 송신 안테나에 공급된다. 다른 변경들 또한 기본적으로 동일한 결과를 가져올 것이다. 예를 들면, 진폭 압축은 시간 압축 전에 수행되거나 함께 제거 될 수 있으며, 이런 장치는 기본적으로 동일한 기능을 수행할 것이다.
도 4 는 본 발명에 따른 제2의 실시예의 송신기(400)의 블록 도를 도시한다. 도 4 에 있어서, 상 및 하측파대는 모두 동일한 시간 압축된 신호의 상이한 부분들을 동시에 전송하는데 이용된다. 송신기(400)는 바람직하게 도 3 에 도시된 바와 같이 결합되고 구성된 안티-엘리아스 필터(404), ADC(403), 대역 통과 필터(405), AGC(407), 시간 압축 블록(409), 진폭 압축 블록(411) 및 대역 통과 필터(408)를 포함한다. 도 4의 송신기의 동작은 전체 음성 메시지가 처리되어 버퍼(413)에 저장될 때까지 도 3 에서와 동일하다. 버퍼(413)에 저장된 시간 압축된 음성 샘플들은 그 다음 상 및 하 측파대중 어느 하나로 전송 되도록 분할된다. 바람직하게, 시간 압축된 음성 메시지의 제1 1/2부분은 하나의 측파대를 통해 전송되며, 제2 1/2부분은 다른 측파대를 통해 전송된다(또는 직접적으로 각각의 I 및 Q 성분을 통해 전송된다). 버퍼(413)으로 부터의 시간 압축된 음성 신호의 제1 부분은 제1 힐버터 변환 필터(423) 및 제1 시간 지연 블록(415) 모두에 제공된다. 제1 시간 지연 블록(415)은 힐버터 변환 필터 (423)과 동일한 시간 지연을 가지지만 신호에는 영향을 주지 않는다. 제1 시간 지연 (가산회로(417)를 통한) 및 제1 힐버터 변환 필터(423)(가산회로(465)를 통한)의 출력은 동상(I) 및 직각 위상(Q) 신호성분이며, QAM 변조기의 I 및 Q 입력에 제공되는 경우, 시간 압축된 음성 샘플들의 제1 부분으로부터의 정보만를 가진 상 측파대 신호를 발생한다. 버퍼(413)으로 부터의 제2 시간 압축된 음성 샘플은 제2 힐버터 변환 필터(461) 및 제2 시간 지연 블록(457) 모두에 제공된다. 여기서, 제2 시간 지연 블록(457)은 힐버터 변환 필터(461)과 동일한 지연을 가지지만 신호에는 영향을 주지 않는다. 제2 시간 지연 (가산회로(459) 및 (417)을 통한) 의 출력 및 제2 힐버터 변환 필터(461)의 음(-)(463)의 출력은 동상(I) 및 직각 위상(Q) 신호 성분이다. 여기서, QAM 변조기의 I 및 Q 입력에 제공되는 경우 시간 압축된 음성샘플의 제2 부분으로 부터의 정보만을 가진 상 측파대 신호를 발생한다. 상 및 하 측파대 신호의 I 성분들은 가산회로(459)를 통해DC 파일럿 캐리어 성분에 전송을 위한 복합 I 성분을 형성한다. 상 및 하 측파대 신호의 Q 성분들은 가산회로(467)를 통해 가산되어 전송을 위한 복합 Q 성분을 형성한다. 성분(415), (423), (457), (461), (417), (459), (463), (465), (419), (427), (421) 및 (429)는 프레 프로세서(preprocessor)를 형성하며, 프레프로세서는 사전 처리된 I 및 Q 신호 성분을 발생한다. QAM 변조기 (453)에 제공되는 이들 I 및 Q 신호 성분들은 각 측파대에 독립적인 정보를 가진 두 개의 단측파신호를 가지며 서브캐리어 FA 를 가진 저레벨 서브 채널 신호를 발생한다.
송신기(400)는 또한 도 3 에 도시된 바와 같이 배열되고 구성된 DAC (419) 및 (427), 재생 필터(421) 및 (429), QAM 변조기(433), 및 RF 전력 증폭기(455)을 포함한다. 도 4 의 송신기의 나머지 동작은 도 3 에서와 동일하다.
바람직하게, 도 3 및 도 4 의 두 송신기(300) 및 (400)에 있어서, 단지 안티-엘리어스 필터, 재생 필터, RF 전력 증폭기 및 선택적으로, 아날로그/디지탈 변환기와 디지탈/아날로그 변환기는 분리된 하드웨어 성분들이다. 장치의 나머지 부분은 바람직하게 프로세서, 즉, 디지탈 신호처리기에서 실행 될 수 있는 소프트웨어로 합체 될 수 있다.
도 7 은 본 발명에 따른 도 3의 송신기(300)와 함께 바람직하게 동작하는 수신기(700)를 도시한다. 수신 안테나는 수신기 모듈(702)에 결합된다. 수신기 모듈(702)은 RF 증폭기, 믹서(mixer), 대역 통과 필터 및 중간 주파(IF) 증폭기(도시 안됨)와 같은 통상적인 수신기 성분들을 포함한다. QAM 복조기(704)는 수신된 신호의 I 및 Q 성분을 검출한다. 아날로그/디지탈 변환기(706)는 I 및 Q 성분을 또 다른 처리를 위해 디지탈 형태로 변환시킨다. 디지탈 처리는 바람직한 방법이지만, 어떤 기능은 아날로그 기법 또는 아날로그 및 디지탈 기법의 조합으로 또한 수행 될 수 있다. 변조의 다른 방법, 예를 들면, 시그마-델타 변환기 또는 직접 디지탈 복조 등이 QAM복조기(704) 및 ADC(706)과 동일한 목적을 수행할 수 있다.
피드포워드(feedforward) 자동 이득 제어(AGC) 블록(708)은 시간 압축된 음성 신호와 함께 전송된 파일럿 캐리어를 위상 및 진폭 기준 신호로서 이용하여 송신 채널에서 발생하는 진폭 및 위상의 왜곡 효과를 실질적으로 제거한다. 피드 포워드 자동 이득 제어의 출력은 수신된 신호의 보정된 I 및 Q 성분이다. 보정된 Q 성분은 힐버터 변환 필터(712)에 공급되고, 보정된 I 성분은 시간 지연 블록(710)에 공급된다. 시간 지연 블록(710)은 힐버터 변환 회로(712)와 동일한 지연을 가지지만 신호에 영향을 주지는 않는다.
시간 압축 음성 신호가 상 측파대상으로 전송된 경우, 힐버터 변환 필터(712)의 출력은 가산 회로(714)를 통해 시간 지연 블록(710)의 출력에 부가되어 재생된 시간 압축된 음성 신호를 발생한다. 시간 압축된 음성 신호가 하측파대로 전송된 경우 힐버터 변환 필터(712)는 시간 지연 블록(710)의 출력에서 감산되어 재생된 시간 압축된 음성 신호를 발생한다. 재생된 시간 압축된 음성 신호는 바람직하게 전체 메시지가 수신될 때까지 버퍼(718)에 저장된다. 다른 버퍼링 방법이 또한 이용 가능하다(도 3을 참조하여 설명된 부분 참조).
진폭 신장 블록(720)은 도 3의 진폭 압축 블록(311)과 관련하여 동작하여 압신 기능을 수행한다. 시간 신장 블록 (722)은 도 3의 시간 압축 블록(309)과 관련하여 동작하며, 음성을 그의 고유한 시간 프레임(변환기(724)를 통한 음성 출력을 위한) 또는 다른 응용 분야에서 제의된바 와 같은 다른 시간 프레임으로 바람직하게 재생한다. 하나의 응용 분야에서는 선택적으로 디지탈화된 음성을 컴퓨팅 장치(726)에 전달하는 것을 포함한다. 여기서, 수신기 대 컴퓨터 인터페이스로는 PCMCIA 또는 RS-232 인터페이스 또는 본 기술 분야에 알려진 다수의 인터페이스가 이용될 수 있다. 시간 압축 방법은 바람직하게 WSOLA-SD 이지만, 송신기 및 수신기에서 상보적인 방법으로 이용될 수 있는 한 다른 방법이 이용될 수 있다. 구성에 있어서, 다른 변형은 기본적으로 동일한 결과를 가져온다. 예를 들면, 진폭 압축은 시간 압축 다음에 수행 될 수 있으며, 함께 생략될 수 있으며, 그 결과 장치는 여전히 기본적으로 동일한 기능을 수행한다.
도 8 은 본 발명에 따른 도 4의 송신기와 함께 동작하는 수신기(750)의 블록 도를 도시한다. 도 8의 수신기는 도 7에서 도시된 바와 같이 배열되고 구성되는 안테나, 수신기 모듈(752), QAM 변조기(754), ADC(756), 피이드 포워드 AGC(758), 시간 지연 블록(760) 및 힐버터 변환 필터(762)를 포함한다. 도 8의 수신기의 동작은 시간 지연 블록(760) 및 힐버터 변환 필터(762)의 출력까지는 도 7 과 동일하다. 힐버터 변환 필터(762)의 출력은 가산 회로(764)를 통해 시간 지연 블록(760)의 출력에 가산되어 상 측파대로 전송되었던 음성 신호의 제1 1/2 부분에 대응한 재생된 시간 압축된 음성 신호를 발생한다. 힐버터 변환 필터(762)의 출력은 감산기(766)를 통해 시간 지연 불록(760)의 출력으로부터 감산되어 하 측파대로 전송된 음성 메시지의 제2 1/2 부분에 대응하는 재생된 시간 압축된 음성 신호를 발생한다.
두 개의 재생된 시간 압축된 음성 신호는 각 상측파대 및 하측파대 버퍼 (768) 또는 (769)중의 어느 하나에 전체 메시지가 수신될 때까지 저장된다. 그 다음 제1 1/2 부분의 메시지에 해당하는 신호 및 제2 1/2 부분의 메시지에 해당하는 신호는 순차적으로 진폭 신장 블록(770)에 공급된다. 진폭 신장 블록(770)은 도 4의 진폭 압축 블록(411)과 함께 동작하여 압신 기능을 수행한다.
도 8의 수신기의 나머지 부분의 동작은 도 7 과 동일하다. 시간 신장 블록(772)은 도 4의 시간 압축 블록(409)과 함께 작동하며, 음성을 그의 고유한 시간 프레임, 바람직하게, 다른 응용 분야에서 제의하거나 요구되는 바와 같은 다른 시간 프레임으로 재생한다. 시간 압축 방법은 바람직하게는, WSOLA-SD이지만, 송신기 및 수신 기내에서 상보적인 방법으로 사용되는 한 다른 방법이 이용될 수 있다. 다른 구성도 기본적으로 동일한 결과를 가져올 수 있다. 예를 들면, 진폭 압축은 시간 압축 다음에 수행될 수 있으며, 모두 생략 될 수 있으며, 그 결과 장치는 여전히 기본적으로 동일한 기능을 수행 할 것이다.
도 3 및 4의 송신기에서 구현한 바와 같이, 도 7 및 8 의 많은 성분들은 AGC에 국한되는 것은 아니지만, 단측파대 또는 QAM 변조기, 가산 회로, 진폭 신장 블록 및 시간 신장 블록을 포함하여 소프트웨어로 구현될 수 있다. 모든 다른 성분들은 바람직하게 하드웨어로 구현된다.
본 발명의 음성 처리, 부호화 및 변조 부분이 하드웨어로 구현되는 경우, 도 5의 구현 방법이 이용될 수 있다. 예를 들면, 도 5의 송신기는 그들의 각 파일럿 캐리어(581-583)의 주파수로 설정된 일련의 단측파 여진기 쌍(571-576)을 포함한다. 여진기(571-576) 및 파이럿 캐리어(581-583)는 분리된 통화 처리 경로에 대응한다. FM 신호 여진기(577)(전술한 동기, 어드레스 및 데이타 필드를 위해 이용되는 디지탈 FM 변조를 위함)로 부터의 신호를 포함하여, 이들 모든 신호는 가산 인자기(570)에 제공되며, 선형 증폭기(580)에 의해 증폭되어 순차적으로 전송된다. FM 여진기(577)의 저 레벨 출력은 또한 가산 인자기(570)에서 선형적으로 조합된다. 가산 인자기(570)의 복합 출력 신호는 원하는 전력 레벨, 통상 500W이상으로 선형 RF 전력 증폭기(580)에 의해 증폭된다. 선형 RF 전력 증폭기(580)의 출력은 그 다음 전송 안테나에 결합된다.
다른 수단들은 다수의 서브 채널 신호들을 조합하는 데 이용된다. 예를 들면, 도 4내의 가산 회로(417) 및 (465) 의 출력에서 얻어진 다수의 디지탈 기저 대역 I 및 Q 신호는 그들의 각 서브 캐리어 오프셋(offset) 주파수에 대한 주파수로 변형되어 디지탈형태로 조합되고, 그 다음 캐리어 주파수 상으로의 변조를 위한 아날로그 형태로 변환된다.
도 9를 참조하면, 본 발명에 따른 또 다른 수신기 유니트(900)가 도시된다. 수신기(900)는 FLEXTM 신호 프로토콜에 사용되는 FM 변조 제어 신호를 검출하여 복호화하는 수단을 부가적으로 포함한다. 블록(902)은 수신기 전단 및 FM 후단에 위치한다. 디지탈 자동 주파수 제어기(digital automatic frequency control: DAFC) 및 자동 이득 제어기(AGC)는 블록(902)에 포함된다. 블록(906)은 지원 칩(950)을 가진 무선 프로세서를 포함하며, 블록(911), (914) 및 (916)은 모든 출력장치를 포함한다. 블록(904)은 프로세서 (906)의 제어 하에서 동작하는 밧데리 절약 또는 밧데리 경제 회로이다. 블록(850)은 그 다음에 아날로그/디지탈 변환기 및 랜덤 엑세스 메모리(RAM)블록(868)이 결합되는 선형 복호기이다. 수신기 블록(902)은 바람직하게 본 발명의 양수인에게 양도되고 본명서에 참조 문헌으로 인용된 미국 특허 제5,239,306호에 개시된 바와 같은 DAFC 및 FM 복조 전에 대부분의 수신기 이득을 추종하는 점에서 중간 주파(IF) 출력을 제공하는 AGC 의 부가를 포함하는 변형된 FM 수신기 이다.
모토롤라 사의 FLEXTM 프로토콜 호환 페이저를 제어하는 동일 프로세서는 FM 복조된 신호의 어드레스 인식 및 메시지 복호화를 포함하는 본 발명에 있어서 모든 프로토콜 기능을 적절하게 처리 할 것이다. 부가적으로, FM 변조된 어드레스(및 메시지 포인터 코드 워드)에 응답하여, 프로세서(906)는 아날로그/디지탈 변환 및 RAM 블록(868)의 동작을 스타트한다. 블록(868)은 선형 복호화 블록(850)의 출력에서 동상(I) 및 직각(Q) 선형 변조 신호 각각 또는 모두를 샘플링 한다. 신호 샘플들은 프로세서(906)로 부터의 제어 신호에 응답하여, 어드레스 카운터의 도움을 받아 직접적으로 RAM 에 기록된다.
음성은 채널 또는 동일하게 전술하는 I 또는 Q 채널 상의 단일 음성 대역을 점유하는 SSB 신호로서 전송될 수 있다. 각각의 I 및 Q 신호들은 두 개의 아날로그 단측파대(SSB)로서 동일한 RF 대역폭을 동시에 점유한다. 음성 대역폭은 약 2.8KHz 이며, 아날로그-SSB 가 I 및 Q 채널 정보로부터 복구되는 경우, 아날로그 디지탈 변환기에는 각기 약 6.4 KHz 의 전형적인 신호 샘플링 속도가 요구된다. 아날로그/디지탈 변환기는 8 비트 정밀도를 가지고 샘플링을 수행한다(비록 10 비트 가 바람직하더라도). 아날로그/디지탈 변환기에 의한 직접 메모리 엑세스는 속도와 전력이 채널 데이타 속도의 직접 함수가 아닌 프로세서의 사용을 허용한다. 즉, 마이크로 프로세서는 직접 메모리 엑세스와 함께 사용될 수 있으며, 한편으로 아날로그/디지탈 변환된 데이타가 마이크로 프로세서를 통해 메모리로 판독되는 경우, 충분히 고 속의 프로세서가 요구 될 수 있다.
아날로그/디지탈 변환기(A/D), 듀얼 포트 RAM 및 어드레스 카운터가 블록 (868)으로 그룹화 된다. 제2 RAM I/O 포트는 직렬 또는 병렬일 수 있으며, 12K 샘플/초로 동작한다. 제2 RAM I/O 포트가 제공되어 프로세서가 샘플된 음성 또는 데이타를 추출하고, 변조 함수를 처리하며, 압축된 음성을 신장하거나 데이타를 포맷할 수 있다. 재생된 음성은 음성 프로세서(914) 및 변환기(916)를 통해 재생되는 한편, 포맷된 데이타는 표시 장치(911)상에 표시될 수 있다.
다시, 도 9를 참조하면, 본 발명의 듀얼 모드 통신 수신기의 수신기 동작을 보다 자세하게 설명하는 데 이용되는 확대된 전기 블록 도가 도시된다. FM 변조 포맷 또는 선형 변조 포맷(SSB와 같은)으로 변조되고 전송된 정보 신호는 안테나(802)에 의해 수신되며, 안테나(802)는 정보 신호를 수신기 섹션(902), 특히, 고주파 RF 증폭기(806)의 입력에 제공한다. 메시지 정보는 VHF 대역 및 UHF 대역에서와 같이 어떤 적절한 RF 채널로 전송된다. RF 증폭기(806)는 930 MHz 페이징 채널 주파수상으로 수신된 신호와 같이 수신된 정보 신호를 증폭하여, 증폭된 정보 신호를 제1 믹서(808)의 입력에 제공한다. 주파수 합성기 또는 국부 발진기(810)에 의해 본 발명의 바람직한 실시예에서 발생되는 제1 발진기 신호는 또한 제1 믹서(808)에 제공된다. 제1 믹서(808)는 증폭된 정보 신호 및 제1 발진기 신호를 합성하여 제1 중간 주파 주파수 또는 45 MHz IF 신호와 같은 IF 신호를 제공한다. 이러한 제1 중간 주파 신호는 제1 IF 필터(812)의 입력에 제공된다. 다른 페이징 채널 주파수들이 이용되는 경우, 특히, 다른 IF 주파수들이 잘 이용될 수 있을 것이다. 채널 상의 정보 신호인 IF 필터의 출력은 이후에 설명될 제2 변환 섹션(814)의 입력에 결합된다. 제2 변환 섹션 (814)는 채널상의 정보 신호를, 합성기 (810)에 의해 또한 발생되는 제2 발진기 신호를 이용하여, 455 KHz와 같은 낮은 중간 주파수에 혼합한다. 제2 변환 섹션(814)은 결과의 중간 주파 신호를 증폭하여, 제2 IF 신호를 제공하며, 제2 IF 신호는 FM 복조기 섹션 (908) 또는 선형 출력 섹션(824)중의 어느 하나에 적절하게 결합된다.
수신기 섹션(804)은 통상적인 FM 수신기와 유사하게 동작하지만, 통상적인 FM 수신기와는 달리, 본 발명의 수신기 섹션은 자동 주파수 제어(automatic frequency control: AFC)섹션(816)을 포함한다. 자동 주파수 제어 섹션(816)은 제2 변환 섹션(814)에 결합되며, 바람직하게는 제2 IF 신호를 샘플링 하여 주파수 보정 신호를 제공한다. 주파수 보정 신호는 주파수 합성기(810)에 결합되어, 할당된 채널에 대한 수신기의 동조를 유지시킨다. 수신기 동조의 유지는 특히 QAM(즉, I 및 Q 성분) 및/또는 선형 변조 포맷으로 전송된 SSB 정보의 적절한 수신을 위해 특히 중요하다. 제1 및 제2 발진기 주파수를 발생하기 위한 주파수 합성기를 사용함으로써 다중 동작 주파수 상의 수신기의 선택적인 동작이 가능하며, 이러한 선택은 코드 메모리 프로그래밍 및/또는 예를 들면, FLEXTM 프로토콜 내에서와 같이 공중을 통해 수신된 파라메타에 의해 이루어진다. 자동 주파수 제어 섹션(816)으로부터의 주파수 보정신호에 의해 조정될 수 있는 고정 주파수 발진기 회로와 같은 다른 발진기 회로들이 잘 이용될 수 있다.
자동 이득 제어(820)는 본 발명의 듀얼 모드 수신기의 제2 변환 섹션(814)에 결합된다. 자동 이득 제어(820)는 제2 IF 신호의 샘플들의 에너지를 산출하여, 이득 보정 신호를 제공한다. 이러한 이득 보정 신호는 RF 증폭기(806)에 결합되어 RF 증폭기(806)에 대한 기설정된 이득을 유지시킨다. RF 증폭기(806) 및 제2 변환 섹션(814)의 이득 유지는 선형 변조 포맷으로 전송된 고속 데이타 정보를 수신하는데 필요하며, 또한, 이 때문에 통상적인 FM 수신기로부터 본 발명의 듀얼 모드 수신기가 구별될 수 있다.
메시지 정보 또는 제어 데이타가 FM 변조 포맷으로 전송된 경우, 제2 IF 신호는 이후에 설명되는 바와 같이 FM 복조기 섹션 (908)에 결합된다. FM 복조기 섹션 (908)은 본 기술 분야에 잘 알려진 방법으로 제2 IF 신호를 복조하여, FM 변조 포맷으로 전송 수신된 어드레스 및 메시지 정보에 대응하는 이진 정보의 스트림(stream)인 복구된 데이타를 제공한다. 복구된 데이타 신호는 마이크로컴퓨터(906)의 입력에 결합되며, 마이크로 컴퓨터 (906)은 입/출력 포트 또는 I/O 포트(828)의 입력을 통해 복호기 및 제어기로 동작한다. 마이크로컴퓨터(906)는 통신 수신기(900)의 전체 동작 제어를 제공하며, 디코딩, 메시지 저장, 판독, 표시 제어 및 경보 등과 같은 기능을 제공한다. 장치(906)는 바람직하게는 모토롤라에 의해 제조된 MC68HC05 마이크로컴퓨터와 같은 단일 칩 마이크로컴퓨터이며, 선택 제어를 위해 CPU(840)을 포함한다. 내부 버스(830)는 장치(906)의 각각의 작동 요소를 연결한다. I/O 포트(828)(도 9에 도시)는 밧데리 절약기 스위치(904), 음성 프로세서(914), 표시 장치(911) 및 디지탈 저장 장치(868)와 같은 외부 회로로부터 장치(906)로의 통신을 제공하는 다수의 제어 및 데이타 라인을 제공한다. 타이머(834)와 같은 타이밍 수단은 밧데리 절약 타이밍, 경보 타이밍, 메시지 저장 및 표시 타이밍과 같은 통신 수신기의 동작을 위해 필요한 타이밍 신호를 발생한다. 발진기(832)는 CPU(840)의 동작을 위한 클럭을 제공하며, 타이머(834)를 위한 기준 클럭을 제공한다. RAM(838)은 통신 수신기(900)의 동작을 제어하는 다양한 펌웨어 루틴을 수행하는데 이용되는 정보를 저장하는데 이용되며, 숫자 메시지와 같은 짧은 메시지들을 저장하는데 이용될 수 있다. ROM(836)은 복구된 데이타 신호를 복호화하는데 필요한 루틴, 밧데리 절약 제어, 메시지 저장 및 디지탈 저장 섹션(868)내의 검색 및 페이저 동작 및 메시지 표시의 일반 제어에 필요한 루틴들을 포함하여, 장치(906)의 동작을 제어하는 데 사용된 펌웨어 루틴들을 저장한다. 경보 발생기(842)는 FM 변조 신호화 정보를 복호화하는것에 응답하여 경보 신호를 제공한다. 코드 메모리(910)(도시 안됨)은 I/O를 통해 마이크로컴퓨터(906)에 결합된다. 코드 메모리는 바람직하게는 통신 수신기(900)가 응답하는 하나 이상의 기설정된 어드레스들을 저장하는 EEPROM(전기적으로 삭제 가능 프로그램 가능 독출전용 메모리)이다.
FM 변조 신호 정보가 수신되는 경우, 이것은 본 기술 분야에 알려진 방법으로 복호화기 작동하는 장치(906)에 의해 복호화 된다. 복구된 데이타 신호 내의 정보가 저장된 기설정된 어드레스 중의 어떤 것과 일치하는 경우, 다음에 수신된 정보는 복호화되어, 부가적인 정보가 FM 변조 포맷으로 변조된 수신기에 관련된 경우인지 또는 부가적인 정보가 선형 변조 포맷으로 변조된 경우인지를 결정한다. 부가적인 정보가 FM 변조 포맷으로 전송된 경우, 복구된 메시지 정보는 수신되어 이후에 설명되는 바와 같이, 마이크로컴퓨터 RAM(838) 또는 디지탈 저장 섹션(868)에 저장되며, 경보 신호가 경보신호 발생기(842)로 부터 발생된다. 경보 신호는 음성 프로세서(914)에 결합되며, 음성 프로세서(914)는 변환기(916)를 구동하여 가청 경보를 전달한다. 촉감 또는 진동 경보와 같은 감지 가능한 경보의 다른 형태가 사용자에게 경보를 보다 잘 전달하기 위해 제공될 수 있다.
부가적인 정보가 선형 변조 포맷(SSB 또는 I 및 Q 와 같은)으로 전송된 경우, 마이크로컴퓨터(906)는 포인터 정보를 부호화 한다. 포인터 정보는 부가적인 정보가 전송될 채널 대역폭 내에서 측파대의 조합(또는 I 및 Q 성분의 조합)을 수신기에 지시하는 정보를 포함한다. 현재 일괄 처리의 종료, 다음 할당된 일괄 처리까지 수신기에 대한 전력 공급의 중단 시점, 또는 고속 데이타의 전송 중에 포인터에 의해 표시된 일괄 처리에 도달된 경우까지, 장치(906)는 FM 변조 포맷으로 전송된 정보를 감시하고 복호화하는 동작을 계속한다. 장치(906)은 I/O 포트(828)를 통해 밧데리 절약 제어 신호를 발생하며, 이러한 밧데리 보호 제어 신호는 밧데리 절약 스위치(904)에 결합되어 FM 변조기(908)에 대한 전력 공급을 중단시키며, 이후에 설명되는 바와 같이, 선형 출력 섹션(824), 선형 복조기(850) 및 디지탈 저장 섹션(868)전력을 공급한다.
SSB(또는 I 및 Q)정보를 반송하는 제2 IF 출력 신호는 선형 출력 섹션(824)에 결합된다. 선형 출력 섹션(824)의 출력은 직각 검출기(850), 특히, 제3 믹서(852)의 입력에 결합된다. 제3 국부 발진기는 또한 제3 믹서(852)에 연결되며, 비록 다른 주파수가 잘 이용될 수 있겠지만 35-150 KHz 주파수 범위가 바람직하다. 선형 출력 섹션(824)은 제3 국부 발진기(854)와 혼합되어 제3 믹서(852)의 출력에서 제3 IF 신호를 발생하며, 이러한 제3 IF 신호는 제3 IF 증폭기(856)에 결합된다. 제3 IF 증폭기는 저 이득 증폭기로서 입력 신호로부터 출력 신호를 버퍼링한다. 제3 출력 신호는 I 채널 믹서(858) 및 Q 채널 믹서(860)에 결합된다. I/O 발진기(862) 는 제3 IF 주파수로 직각 발진기 신호를 제공하며, 이러한 직각 발진기 신호는 I 채널 믹서(858) 및 Q 채널 믹서(860)내의 제3 출력 신호와 혼합되어 믹서 출력에서 기저 대역 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 제공한다. 기저 대역 I 채널신호는 저역 통과 필터(864)에 제공되며, 기저대역 Q 채널 신호는 저역 통과 필터(866)에 결합되어 압축 및 압신 음성 신호를 나타내는 한 쌍의 기저대역 음성 신호를 제공한다.
음성 신호는 디지탈 저장 섹션(868), 특히, 아날로그/디지탈 변환기(870)의 입력에 결합된다. A/D 변환기(870)는 저역 통과 필터(864) 및 (866)의 출력에서 가장 높은 주파수 성분의 적어도 두배의 속도로 신호를 샘플링 한다. 이러한 샘플링 속도는 바람직하게 I 및 Q 채널당 6.4KHz 이다. 표시된 데이타 샘플링 속도는 단지 예시적인 것으로 다른 샘플링 속도가 수신된 음성 메시지의 대역폭에 따라 이용될 수 있다.
고속 데이타가 전송되는 경우의 일괄 처리 중에, 마이크로 프로세서(906)는 어드레스 카운터(872)에 결합되는 카운트 인에이블링(enabling)신호를 제공한다. A/D 변환기(870)는 또한 정보 심볼 쌍들의 샘플링을 수행한다. A/D 변환기(870)는 고속 샘플 클럭 신호를 발생하며, 이러한 고속 클럭 신호는 어드레스 카운터(872)를 클럭 하는데 이용되고, 어드레스 카운터(872)는 순차적으로 어드레스를 발생하여, 변환기(870)로부터 RAM(874)로 향하는 데이타 라인을 통해 샘플된 음성 신호를 듀얼 포트 랜덤 엑세스 메모리(874)로 로딩한다. 듀얼 포트 RAM(874)으로 고속으로 실시간으로 로드된 음성 신호는 모든 음성 신호가 수신된 후에 마이크로컴퓨터(906)에 의해 처리된다. 그에 따라, 마이크로컴퓨터(906)가 정보를 실시간으로 처리할 필요 없기 때문에 소비되는 에너지가 충분하게 줄어들게 된다. 마이크로컴퓨터(906)는 데이타 라인 및 어드레스 라인을 통해 저장된 신호를 엑세스하며, 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 정보 심볼쌍들을 처리하여, 영문 숫자 데이타가 전송된 경우 ASCII 부호화 정보, 음성이 전송된 경우, 디지탈 샘플 데이타 중의 어느 하나를 생성한다. 디지탈 음성 샘플들은 또한 BCD, CVSD 또는 LPC기반 형태 및 요구되는 다른 형태와 같은 다른 포맷으로 저장될 수 있다. 시간 압축된 음성 신호의 경우, ADC 변환기(870)에 의해 샘플된 I 및 Q 성분은 또한 듀얼 포트 RAM(874) 및 I/O(828)을 통해CPU(840)에 의해 처리되며, 여기서, 도 7 및 8의 수신기의 동작과 유사하게, (1) 오디오 신호를 진폭 신장하고, (2) 신호를 시간 신장한다. 음성은 그 다음 RAM(874)에 다시 저장된다. 정보가 통신 수신기의 사용자에 의해 표시가 요청될 때까지, ASCII 부호 또는 음성 데이타는 듀얼 포트 RAM 에 저장된다. 저장된 ASCII 부호 데이타는 저장된 메시지를 선택하여 판독하는 스위치(도시안됨)를 이용하여 이용자에 의해 복구된다. 저장된 ASCII 부호 메시지가 판독되는 경우, 사용자는 판독된 메시지를 선택하여, 데이타를 복구하여, 복구된 데이타를 액정 표시 장치와 같은 표시 장치(911)에 제공하도록 마이크로컴퓨터(906)를 인에이블 시킨다. 음성 메시지가 판독되는 경우, 사용자는 판독될 메시지를 선택하여 판독 스위치를 작동하여 마이크로컴퓨터(906)을 작동시켜 듀얼 포트 RAM으로 부터의 데이타를 복구하며, 복구된 데이타를 음성 프로세서(914)에 제공한다. 음성 프로세서(914)는 디지탈 음성정보를 아날로그 음성 신호로 변환하여 스피커(916)에 제공하며, 스피커(916)을 통해 음성 메시지가 사용자에게 제공된다. 마이크로컴퓨터(906)는 또한 주파수 합성기(810)에 결합되는 주파수 선택 신호를 발생 할 수 있으며, 이러한 주파수 선택 신호인해 이전에 설명된 바와 같이 상이한 주파수의 선택이 가능하게 된다.
도 10을 참조하면, 도 1의 무선 통신 시스템 (100)에 의해 이용된 외부로의 신호 송출 시의 FLEXTM 부호화 포맷의 특징을 도시하는 타이밍 도가 도시된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 제어 프레임(330)의 상세한 내용이 포함된다. 제어 프레임은 또한 디지탈 프레임으로 분류된다. 신호 송출 프로토콜은 시간(310), 사이클(320), 프레임(330) 및 (430), 블록(340) 및 워드(WD)(350)들인 프로토콜 부분으로 분할된다. 15개까지 4 분의 독특하게 표시된 사이클들이 각 시간(310)내에 전송된다. 통상적으로 모든 15 사이클(320)은 각 시간에 전송된다. 128개의 1.875sec 디지탈 프레임(330) 및 아날로그 프레임(430)을 포함하는 독특하게 인식되는 프레임은 각각의 사이클(320) 내에 전송된다. 통상적으로 모든 128 프레임 모두가 전송된다. 115ns인 하나의 동기 및 프레임 정보 신호(331) 와 11 개의 160ms 독특하게 표시되는 블록(340)이 각각의 제어 프레임 내에 전송된다. 3200 bps 또는 6400 bps 의 비트 전송 속도가 바람직하게 각각의 제어 프레임(330)중에 이용된다. 각각의 제어 프레임(330)중의 비트 전송 속도는 동기 신호(331)중의 선택 호 방송과 통신된다. 비트 전송 속도 가 3200 bps 인 경우, 16개의 독특하게 표시된 32 비트 워드가 도 10에 도시된 바와 같이 각 블록(340)에 포함된다. 비트 전송 속도가 6400 bps 인 경우, 32 개의 독특하게 표시된 32 비트 워드가 각각의 블록(340)(도시 안됨)에 포함된다. 각각의 워드에 있어, 적어도 11 비트가 에러 검출 및 정정을 위해 이용되며, 21 비트 또는 그이하의 비트가 본 기술 분야에 잘알려진 바와 같이 정보를 위해 이용된다. 각 블록(340)내의 비트 및 워드 (350)는 당업자에 잘알려진 기법을 이용하여, 삽입의 형태로 전송되어 프로토콜의 에러 정정 능력을 향상시킨다.
정보는 블록 정보 필드(BI)(332)내의 프레임 구조 정보, 어드레스 필드(AF)내의 하나 이상의 선택 호 어드레스, 및 벡터 필드(VF)(334)내의 하나 이상의 벡터를 포함하여 정보 필드 내의 각 제어 프레임(330)에 포함된다. 벡터 필드(334)는 벡터 경계부(334)에서 스타트한다. 벡터 필드(334) 내의 벡터는 어드레스 필드(333)내의 어드레스 중의 하나에 대응 한다. 정보 필드(332), (333), (334)의 경계부는 블록 정보 필드(332)에 의해 규정된다. 정보 필드(332), (333), (334)는 동기 및 프레임 정보 필드(331)내에 포함된 시스템 정보의 유형, 어드레스 필드(333)내에 포함된 어드레스의 수 및 벡터 필드(334)에 포함된 벡터의 수 및 유형과 같은 인자에 따라 가변된다.
도 11을 참조하면, 도 1의 무선통신 시스템에 이용되는 기지국으로 향하는 신호 프로토콜의 전송 포맷의 특징을 나타내는 타이밍 도가 도시되며, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 음성 프레임(430)이 상세하게 도시된다. 본 명세서에서 음성 프레임은 아날로그 프레임으로 분류된다. 프로토콜 분할 시간(310), 사이클(320) 및 프레임 (330) 및 (430)의 주기는 도 10내의 제어 프레임에 관련하여 설명된 것과 일치한다. 각각의 아날로그 프레임(430)은 헤더부분(435) 및 아날로그 부분(440)을 가진다. 동기 및 프레임 정보 신호(331)는 제어 프레임(330)내의 동기 신호(331)와 동일하다. 전술한 바와 같이, 헤더 부분(435)은 주파수 변조되며, 프레임(430)의 아날로그 부분(440)은 진폭 변조된다. 전이 부분(444)은 헤더 부분(435) 및 아날로그 부분(440)사이에 존재한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 전이 부분은 3 개의 서브 채널(441), (442), (443)까지의 진폭 변조된 파일럿 서브 캐리어를 포함한다. 아날로그 부분(440)은 3개의 서브 채널(441), (442), (443)을 도시하며, 이들은 동시에 전송된다. 각각의 서브 채널은 상 측파대 신호(401) 및 하 측파대 신호(402)(또는, 동상 및 직각 신호)를 포함한다. 도 11 에 도시된 예에 있어서, 상 측파대 신호(401)는 제1 아날로그 메시지의 제1 부분인 하나의 메시지 프레그먼트(fragment)(425)를 포함한다. 하측파대 (402)에는 4개의 메시지 세그먼트(410), (412), (416), (418)를 위한 4개의 품질산출 신호(420), (422), (424), (426)와 하나의 세그먼트(414)(본 발명의 예에서는 사용안됨)를 포함한다. 두 개의 세그먼트(410), (412)는 제1 아날로그 메시지의 제2 프래그먼트의 세그먼트들이다. 제1 및 제2 아날로그 메시지는 압축된 아날로그 음성 신호들로서, 사이클 2(320)의 프레임1(430)의 제1 서브 채널(441)에 포함되도록 분해 된다. 제1 메시지의 제2 프래그먼트 및 제2 메시지의 제1 프레그먼트는 품질 산출 신호(420), (426)을 포함하도록 분해되며, 이들 각각의 스플릿(split)은 각각의 3개의 서브 채널(441), (442), (443)의 하측파대(402)내의 기설정된 위치에 반복된다. 아날로그 프레임 내에 포함된 메시지의 가장 작은 세그먼트는 음성 인크리먼트(450)으로 정의되며, 88개가 아날로그 프레임(430)의 각각의 아날로그 부분(440)내에 독특하게 표시된다. 품질 산출 신호는 바람직하게 변조안된 서브캐리어 피일럿 신호로서 전송되며, 주기 중의 하나의 음성 인크리먼트이며, 바람직하게 프레임의 아날로그 부분 내에서 420ms 이하의 간격을 가진다. 하나 이상의 메시지 프레그먼트가 두개의 품질 산출 신호 사이에 발생 될 수 있으며, 메시지 프레그먼트는 전형적으로 음성 인크리먼트의 변하는 전체 길이를 가진다는 것을 알 수 있을 것이다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 도 10의 무선통신 시스템에 이용되는 기지국으로 향하는 신호 프로토콜의 제어 프레임(330) 및 두 개의 아날로그 프레임을 도시하는 타이밍 도가 도시된다. 도 12 에는 제어 프레임(330)인 도 10의 프레임 0의 예가 도시된다. 4개의 어드레스(510), (511), (512), (513) 및 4개의 벡터(520), (521), (522), (523)가 도시된다. 두 개의 어드레스(510), (511)은 하나의 선택 호 방송(106) 어드레스를 포함하는 한편, 다른 두 개의 어드레스(512), (513)는 제2 및 제3 선택 호 방송(106)을 위한 것이다. 관련된 벡터(즉, 벡터의 시작 위치 및 길이)의 프로토콜 위치를 나타내는 각각의 어드레스 내의 포인터를 포함시킴으로써, 각각의 어드레스 (510), (511), (512), (513)는 독특하게 벡터(520), (521), (522) 및 (523)중의 하나와 연관된다.
도 12 에 도시된 예에 있어서, 벡터(520), (521), (522), (523)는 독특하게 서브 채널 중의 하나 내의 메시지 부분에 관련된다. 특히, 벡터(520)는 서브 채널(441)(도 11 참조)의 상 측파대를 지정할 수 있으며, 벡터(522)는 서브 채널(441)의 하측파대를 지정할 수 있다. 유사하게, 벡터(521)는 서브 채널(442)의 양 측파대를 지정할 수 있다. 즉, 서브 채널 (441)의 경우에 있어서, 두 개의 상이한 메시지 부분이 상 및 하 측파대역에 의해 반송되는 예가 도시된다. 서브 채널(442)의 경우에 있어서, 하나의 메시지 부분의 두 개의 1/2 부분이 각각 상 및 하 측파대역에 의해 반송된다. 따라서, 벡터는 어떤 서브 채널(즉 어떤 고주파수)이 메시지를 위해 수신기가 주시하여야하는 가를 지시하는 정보를 포함하며, 또한 두 개의 분리된 메시지가 서브 채널로부터 복구되는지 단일 메시지의 제1 및 제2 1/2 부분이 복구 될것인지를 나타내는 정보를 포함한다.
두 개의 상이한 메시지가 상하측파대역(즉, I 및 Q 채널)통해 각기 동시에 전송되는 실시예에 대한 하나의 이용 방법은 하나의 메시지가 직접 음성 페이징 메시지이거나, 다른 메시지가 페이저 내에 저장될 음성 메일 박스(mailbox) 메시지인 경우이다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 벡터 위치는 벡터가 스타트하는 위치에서 벡터 경계부(335)부의 워드(350)의 수 및 워드로서 벡터의 길이를 표시함으로서 제공된다. 이렇게 함으로써, 어드레스 및 벡터의 관련 부분들은 서로 독립적임을 알 수 있다. 이러한 관계는 화살표로 도시된다. 각각의 벡터(520), (521), (522), (523)는 관련 벡터의 프로토콜 부분(즉, 프레그먼트가 어디서 스타트하는지 및 얼마나 긴지)을 나타내는 각각의 벡터 내에 포인터를 포함하여, 독특하게 메시지 프레그먼트(550), (521), (552), (523)에 관련된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 프레임(430) 번호(1 내지 127), 서브 채널(441), (442), (443) 번호 (1 내지 3), 측파대(401), (402), (또는 I 또는 Q) 및 메시지 프레그먼트가 스타트하는 음성 인크리먼트(450), 및 음성 인크리먼트(450)의 항으로 메시지 프레그먼트의 길이를 확인함으로써, 메시지 프레그먼트의 위치가 제공된다. 예를 들면, 벡터 3(522)은 선택 호 어드레스 (512)를 가진 선택 호 변환기(106)를 지정하는 메시지 2 프레그먼트 1(552)이 프레임 1 (560)의 음성 인크리먼트 46 (450)(음성 인크리먼트(450)는 도 12 에는 도시 안됨)에서 스타트하도록 위치된다는 것을 나타내는 정보를 포함하며, 벡터 13(523)가 선택 호 어드레스(513)를 가진 선택 호 변환기(106)를 지정하는 메시지 9 프레그먼트 1 (553)이 프레임 5 (561)의 음성 인크리먼트 0 (450)에 스타트하도록 위치된다는 것을 나타내는 정보를 포함한다.
음성 신호는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 설명되는 반면, 모뎀 신호 또는 듀얼 톤 멀티 주파수(dual tone multi-frequency:DTMF) 신호와 같은 다른 아날로그 신호가 본 발명에의 또한 이용될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 이전에 설명된 프레임 구조 내에 사용된 블록 정보로 인해 통신 시스템 내에 보다 큰 전체 작업량이 가능해지며, 부가적인 특징들이 가능해 지는 보다 향상된 기능을 구현하는 데 이용될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 예를 들면, 휴대용 음성 유니트에 전송된 메시지는 시스템으로 재 전송되는 확인 신호가 그의 메시지 형태를 수신했다는 것을 송신기에 확인하는 정보를 포함하도록 요구할 수 있다. 따라서, 휴대용 음성 유니트에 도달시키는데 필요한 하나의 송신기를 이용하여, 메시지를 주어진 휴대용 음성 유니트로 전송함으로써 방송 시스템 내에서 주파수 재사용이 이루어질 수 있다. 부가적으로 시스템이 휴대용 음성 유니트의 위치를 아는 경우, 그 다음 대상 메시징이 국부적으로 구현된다.
본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 종래의 WSOLA로 설명된 시간 스케일링 기법은 본 발명과 합께 사용되는 경우, 어떤 현존하는 단점을 가진다. 따라서, WSOLA를 변형하여 화자 독립이 되도록 변경하여, 이것을 적절하게는WSOLA-SD라는 기법이 개발되었다. 이러한 WSOLA의 변형하여 WSOLA-SD를 형성하는 것을 보다 쉽게 이해 하기 위해, 이후에 WSOLA에 대해 간단하게 설명될 것이다.
파형 유사성 기반 중첩-부가 기법(WSOLA)이라 불리는 기법은 다른 기법에 비교하여 높음 품질의 시간 스케일 변형을 얻을 수 있으며, 다른 방법들보다 더 간단하다. 가속 또는 감속 음성에 대해 이용되는 경우, 통화 품질은 WSOLA 기법이라 하더라도 좋지는 않다. 재생된 음성은 배경에 있어서의 에코, 금속음 및 반향과 같은 많은 인조 잡음을 포함한다. 본 발명의 실시 태양은 이러한 문제를 극복하고 인조 잡음이 나타나는 것을 최소화하기 위해 다수의 향상을 제공한다. WSOLA 알고리즘 내의 많은 파라메터들은 최적화 되어 주어진 화자 및 요구되는 압축/신장 또는 시간-스케일링 인자에 대해 가능한 최상의 품질을 얻을 수 있다. 본 발명의 실시 태양은 이러한 파라메터를 결정하고, 재생된 음성 신호의 품질을 개선하면서, 어떻게 이들을 음성 신호의 압축/신장 또는 타일-스케일링에 적용할 것인지를 처리한다.
WSOLA 알고리즘: x(n) 은 변형될 입력 음성 신호, y(n) 은 시간 스케일 변형된 신호 및 α 는 시간 스케일링 파라메터 이다. α 가 1 보다 작은 경우, 음성 신호는 신장된다. α 가 1 보다 큰 경우 음성 신호는 시간상으로 압축된다.
도 13 내지 17을 참조하면, WSOLA 시간-스케일링(압축) 방법의 다수의 반복 동작에 대한 타이밍 도가 본 발명의 WSOLA-SD의 바람직한 방법과 대비하여 도시된다. 입력 음성 신호가 적절하게 디지탈화되어 저장된 경우를 가정하면, 도 13 은 압축되지 않은 입력 음성 신호에 WSOLA 방법의 제1 반복 동작을 도시한다. WSOLA 방법은 시간 스케일 인자 α (본 명세서에서는 α＞1 인경우 압축, α＜1 인 경우 신장이라는 2 가지 가정을 이용) 및 입력 음성 특성 의 독립, 특히, 피치의 독립인 임의의 분석 압축을 요구한다. 중첩 세그먼트 사이즈 (So)는 0.5*Ss로 계산되며, WSOLA에서 고정된다. 제1 Ss 샘플들은 도 14에 도시된 바와 같이 출력에 직접 결합된다. 출력 내의 최종 샘플의 인덱스를 If1 으로 설정한다. 중첩 인덱스 O1 은 출력 내의 최종 이용가능한 샘플의 단부로부터 Ss/2 샘플로서 결정된다. 현재 중첩 부가될 샘플들은 O1 와 If1 사이에 존재한다. 검색 인덱스 S1 은 α*O1 과 같이 결정된다. 입력 신호의 초기 부분이 출력에 복사된 뒤에, 입력으로 부터의 샘플의 이동 윈도우가 결정된다. 이러한 윈도우는 검색 인덱스 S1 주변으로 결정된다. 윈도의 시작을 Si- Loffset 되도록 하고 그의 끝이 Si- Hoffset 이 되도록 한다. 제1 반복에 있어서, i=1 이다. 윈도우에 있어서, 최상의 상관 So 샘플들은 다음에 주어진 정규화 교차 상관(Normalized Cross-Correlation) 방정식을 이용하여 결정된다.
정규화된 R(k)이 최대인 지연 k=m 이 결정된다. 최상의 인덱스 Bi 는 Si+m 로 주어진다. 평균 크기 편차 함수(Average Magnitude Difference Function: AMDF) 와 같은 다른 방법 및 다른 상관 함수가 최상의 정합 파형을 찾는데 이용될 수 있음을 알 수 있을 것이다. B1에서 시작하는 So 샘플들이 그 다음 증가 램프(ramp) 함수( 비록 다른 가중 함수들이 이용될 수 있더라도)와 승산 되며 출력 내의 최종 So 샘플들에 가산된다. 가산에 앞서, 출력 내의 So 샘플들은 감소 램프 함수와 승산된다. 가산 결과의 샘플들은 입력 내의 최종 So 샘플을 대체할 것이다. 결국, 선행하는 최종 정합 So 들의 바로 다음의 So 샘플들은 그다음 다음의 반복 동작에 이용되기위해 출력단에 복사된다. 이것은 WSOLA 내의 제1 반복 동작의 끝이 될 것이다.
다음 반복을 위해, 도 15 내지 도 16을 참조하면, O1 과 유사한 새로운 중첩 인덱스 O2 계산해야 한다. 유사하게, 새로운 검색 인덱스 S2 및 대응 검색 윈도우가 이전 반복 동작에서 이루어진 바와 같이 결정된다. 다시, 검색 윈도우내에서, 최상의 상관 So 샘플들이 교차 상관 방정식을 이용하여 전술한 바와 같이 결정된다. 여기서, 결정된 최상의 샘플들의 시작은 B2 이다. B2 에서 시작하는 So 샘플들은 그 다음 증가 램프(ramp) 함수에 의해 승산 되며 출력에서 최종 So 샘플에 가산된다. 가산에 앞서, 출력에서 So 샘플들은 감소 램프 함수와 승산된다. 가산 결과의 샘플들은 입력에서 최종 So 샘플들을 대체 할 것이다. 최종적으로, 이전 최상 정합 So 샘플 바로 다음의 So 샘플들은 그다음, 다음의 반복 동작에 이용되기 위해 출력의 단부에 복사된다. 여기서, i 번째 반복 동작에서는 중첩 인덱스 Oi , 검색 인덱스 Si , 출력에서 최종 샘플 Ifi 및 최상 인덱스 Bi 를 가질 것이다.
도 17은 도 13 내지 16을 참조하여 설명된 이전 두 개의 반복 동작으로부터의 결과 출력을 도시한다. 두 개의 반복 동작간의 결과 출력 신호 내에서는 중첩이 존재하지 않는다는 것을 알 수 있을 것이다. 이러한 방법이 유사한 형태로 계속 되는 경우, WSOLA 방법은 전체 음성 신호를 시간 스케일(압축)하지만, 각각의 반복 동작의 결과들간에는 어떠한 중첩도 없을 것이다. WSOLA 시간 스케일 신장은 유사한 방법으로 수행될 것이다.
본 발명의 바람직한 방법, 즉, WSOLA-SD에 관련하여 WSOLA의 다수의 단점이 나타난다. 이러한 단점은 도 18 내지 23에 도시된 다음 예의 WSOLA-SD 방법으로부터 알 수 있을 것이다. WSOLA 의 일차적인 단점은 최적 품질의 시간 스케일된 음성을 얻지 못한다는 것이다. 그 이유는 고정된 해석 세그먼트 사이즈(Ss)가 피치 특성과 무관하게, 모든 입력 음성에 대해 이용된다는 것이다. 예를 들면, Ss 가 입력 음성 신호에 대해 너무 큰 경우, 신장에 따른 결과의 음성은 에코 및 반향을 포함할 것이다. 또한, Ss 가 입력 음성 신호에 비해 너무 작은 경우, 신장에 따른 결과의 음성은 삐걱거리는 소리를 낼 것이다.
WSOLA 의 제2 중요한 단점은 압축률 (α)이 2 보다 큰 경우 발생한다. 그와 같은 경우, 반복 동작간의 이동 윈도의 분리로 인해 중요한 입력 음성 성분을 건너뛰는 경우가 생기게 되며, 그로 인해 결과의 출력 음성의 명료성에 심각한 영향을 주게 된다. 반복 동작중에 비 중첩 검색 윈도우를 보상하기 위해, 이동 윈도우의 크기를 증가시키는 경우, 교차 상관 함수의 결과에서와 같이 어떤 입력 음성이 건너뛰게 되며, 결과의 출력 음성에 눈에 띠는 영향을 주게 되는 가변 시간 스케일링을 가져온다.
WSOLA 방법의 제3의 단점은 음성의 품질 및 주어진 한정 사항을 가진 주어진 시스템에 대한 계산의 복잡성에 관련하여 시스템 설계자 또는 사용자에게 유연성(주어진 시간 스케일링 인자(α))을 제공할 수 없다는 것이다. 이것은 특히 중첩도(f)가 WSOLA 방법 내에서 0.5 로 고정되기 때문이다. 따라서, 높은 품질의 음성 재생이 요구되는 응용 분야에 있어서, 적정의 처리 능력 및 메모리를 가정하여, 본 발명의 WSOLA-SD 는 부가된 계산의 복잡성을 가지지만, 더 높은 중첩률을 사용하여 보다 고 품질의 음성 재생을 제공할 수 있다. 한편, 처리 능력, 메모리 또는 다른 한정 사항으로 제한된 응용 분야에 있어서, 중첩도는 WSOLA-SD에서 더 낮아 질 수 있으며, 그 결과 가까운 장래에 특정 응용 분야의 제한 사항을 고려하여 단지 원하는 정도까지만 통화 품질이 희생된다.
도 25 는 WSOLA-SD 방법의 전체 블록 도를 도시한다. 블록도에서, Ss, f 및 α는 음성을 압축 또는 신장하느냐에 따라 계산된다. 이러한 WSOLA-SD 알고리즘은 WSOLA 이상의 재생 통신 품질에서의 커다란 개선을 제공한다. WSOLA 방법은 화자, 특히 특정 화자의 피치에 대해 독립적이다. 따라서, 피치 결정(12)은 분석 세그먼트 사이즈가 결정(14)되기 전에 수행된다. 주어진 f 및 α (피치 결정(12)에 따라 변경된 α(16)를 제공)에 대해, WSOLA-SD는 음성을 시간 스케일 한다(18). 시간 스케일링으로 입력 신호가 압축 또는 신장 될 것이다. 또한, 주파수 스케일된 신호는 α＞1 인 경우 α 인자에 의해 시간 스케일된 신호를 보간 하거나 α＜1 인 경우 1/α 인자에 의해 시간 스케일된 신호를 1/10로 줄임으로써 얻어진다. 1/10로 줄이는 경우에 있어서, 1/10으로 줄어든 신호의 샘플링 주파수는 신호 내의 가장 중요한 주파수 성분의 적어도 2/α배는 되어야 한다. (α= 0.5 및 가장 중요한 주파수가 4000Hz 인 경우, 샘플링 속도는 적어도 16,000Hz 가 바람직할 것이다.) 보간 및 1/10 줄임은 오펜하임 및 시퍼(Oppenheim Schaefer)에 의한 이산 시간 처리(Discrete Time Processing)에 도시된 바와 같이 디지탈 신호 처리 형태에서 잘 알려진 기법이다. 예를 들면, 입력 음성의 2sec 단위가 8 KHz 로 샘플링 된다고 가정하면, 여기서, 신호는 0 과 4000Hz 사이의 중요한 주파수 성분을 가진다. 입력 음성 신호가 2인 인자에 의해 시간 스케일 압축된다고 가정한다. 결과의 신호는 1 초 길이를 가지지만, 0 과 4000 Hz 사이에 중요한 주파수 성분을 가진다. 이러한 신호는 α= 2 인 인자에 의해 보간 된다(오펜하임 및 시퍼 참조). 이것은 신호가 2 sec의 길이를 가지지만, 주파수 성분은 0 및 2000 Hz 사이에 존재하게 된다. 시간 스케일로 복귀하면, 도메인은 α=2 인 인자에 의해 주파수 압축된 신호를 1/10 줄임으로써 원래의 시간 스케일된 음성(0 및 4000 Hz 사이의 중요한 주파수 성분)을 정보 내용의 손실 없이 얻을 수 있다.
도 18 내지 22를 참조하면, 본 발명에 따른 WSOLA-SD 시간 스케일링(압축) 방법의 다수의 반복 동작을 도시하는 타이밍도가 도시된다. 입력 음성 신호가 적절하게 디지탈화 되어 저장된 것으로 가정하면, 도 18 는 압축 안된 음성 입력 신호상에서 WSOLA-SD 방법의 제1 반복 동작이 도시된다. WSOLA-SD 방법은 또한 입력 음성 신호의 유성음 부분의 근사 피치 주기의 1/10 줄임을 필요로 한다. 피치 결정의 간단한 설명과 세그먼트 사이즈가 그것으로부터 어떻게 얻어지는지에 관에 다음에서 주어진다.
1) 입력 음성을 20ms 블록으로 프레임 한다.
2) 각 블록 내의 에너지를 계산한다.
3) 블록당 평균 에너지를 계산한다.
4) 블록당 평균 에너지의 함수로서 음성화된 음성을 검출하기 위해 에너지 임계값을 결정한다.
5) 에너지 임계값을 사용하여, 적어도 5 개 블록 길이의 음성화된 음성의 인접 블록들을 결정한다.
6) 단계 5)에서 발견된 인접 음성 스피치의 각 블록 상에 피치 분석을 수행한다. 여기서는 변형된 자동 상관 방법, ADMF 또는 생략 자동 상관(Clipped auto correlation)방법을 포함하는 다양한 방법을 이용하여 수행될 수 있다.
7) 메디안 필터를 이용하여 피치 값이 평활(smooth) 되어 산출에서의 에러를 제거한다.
8) 모든 평활된 피치 값들을 평균하여 화자 피치의 근사화된 산출치를 얻는다.
9) 따라서, 세그먼트 사이즈(Ss) 계산은 다음과 같다.
피치 P 가 60 샘플보다 큰 경우, Ss=2*피치
피치 P 가 40 및 60 샘플 사이인 경우, Ss=120
피치 P 가 40 샘플 이하인 경우, Ss=100
8 KHz 인 샘플링 속도가 전술하는 모든 경우에 대해 가정된다.
WSOLA의 설명에서의 전술하는 어떤 단점을 극복하는 장점을 가진 WSOLA-SD를 제공하는 중대한 인자는 중첩도(f) 이다. WSOLA내의 중첩도(f)가 0.5 보다 큰 경우, 보다 복잡하다는 문제가 있지만 고품질을 제공한다. WSOLA-SD 내의 중첩도(f)가 0.5 보다 작다면, 품질을 낮추겠지만 알고 리즘의 복잡성을 줄어들 것이다. 따라서, 사용자는 그들의 특정한 응용 분야의 설계 및 사용 따라 더 큰 유연성 및 제어를 가질 수 있다.
다시, 도 18 내지 23을 참조하면, WSOLA-SD 방법은 시간 스케일 인자 α (본 명세서에서는 α＞1 인 경우 압축, α＜1 인 경우 신장이라는 2 가지 가정을 이용) 및 입력 음성 특성, 소위 화자의 피치를 최적화 하는 분석 세그먼트 사이즈(Ss)를 필요로 한다. 중첩 세그먼트 사이즈 So는 f*Ss로 계산되며, WSOLA-SD에서 주어진 피치 주기 및 f 에 대해 고정된다. 도시된 예에 있어서, f 는 0.5 보다 커서 높은 품질의 결과 출력 음성을 나타낸다. 제1 Ss 샘플들은 출력에 직접 복사된다. 출력 내의 최종 샘플의 인덱스를 If1 으로 설정한다. 중첩 인덱스 O1 은 출력 내의 최종 이용 가능 샘플의 단부로부터 So 샘플로서 결정된다. 현재 중첩 부가될 샘플들은 도 19에 도시된 바와 같이, O1 와 If1 사이에 존재한다. 제1 검색 인덱스( S1 )는 도 18 에 도시된 바와 같이, α*O1 과 같이 결정된다. 입력 신호의 초기 부분이 출력에 복사된 뒤에, 입력으로부터의 샘플의 이동 윈도우가 결정된다. 윈도우는 검색 인덱스 S1 중심 및 주변으로 결정된다. 윈도우에 있어서, 최상의 상관 So 샘플들은 전술하는 정규화 교차 상관 방정식을 이용하여 결정된다. 여기서, 최상의 샘플들의 시작은 B1 이다. B1에서 시작하는 So 샘플들이 그 다음 증가 램프 함수(비록 다른 가중 함수들이 이용될 수 있더라도)와 승산되며 출력 내의 최종 So 샘플들에 가산된다. 가산에 앞서, 출력 내의 So 샘플들은 감소 램프 함수와 승산된다. 가산 결과의 샘플들은 입력에서 최종 So 샘플을 대체할 것이다. 결국, 선행하는 최종 정합 So 들의 바로 다음의 Ss-So 샘플들은 그다음, 다음의 반복 동작에 이용되기위해 출력단에 복사된다. 이것은 WSOLA-SD 내의 제1 반복 동작의 끝이 될 것이다.
다음 반복을 위해, 도 20 내지 도 21을 참조하면, O1 과 유사한 새로운 중첩 인텍스 O2 를 계산 해야 한다. 유사하게, 새로운 검색 인덱스 S2 및 대응 검색 윈도우가 이전 반복 동작에서 이루어진 바와 같이 결정된다. 다시, 검색 윈도우 내에서, 최상의 상관 So 샘플들이 교차 상관 방정식을 이용하여 전술한 바와 같이 결정된다. 여기서, 결정된 최상의 샘플들의 시작은 B2 이다. B2 에서 시작하는 So 샘플들은 그 다음 증가 램 함수에 의해 승산되며, 출력에서 최종 So 샘플에 가산된다. 가산에 앞서, 출력에서 So 샘플들은 감소 램 함수와 승산된다. 가산 결과의 샘플들은 입력에서 최종 So 샘플들을 대체 할 것이다. 최종적으로, 이전 최상 정합 So 샘플 바로 다음의 Ss-So 샘플들은 그다음, 다음의 반복 동작에 이용되기 위해 출력의 단부에 복사된다.
도 22는 WSOLA-SD를 이용한 이전 두 개의 반복 동작으로부터의 결과 출력을 도시한다. 결과 출력 신호 내에서는 중첩 영역(Ss-So)이 존재하며, WSOLA 방법에 비교하여 중요한 입력 음성 성분를 건너뜀 없이 향상된 명료성을 제공함을 알 수 있을 것이다.
도 23 내지 24를 참조하면, 본 발명에 따른 WSOLA-SD 방법을 이용하는 시간 스케일 신장에 대한 예시적인 입력 타이밍도 및 출력 타이밍 도의 i 번째 반복 동작이 도시된다. 신장 방법은 Si 보다 빠르게 이동하는 중첩 인덱스 Oi 및 검색 인덱스를 제외하고는 기본 적으로 도 18 내지 22에 도시된 예와 유사하게 동작한다. 정확하게는, Oi 는 신장 동작 중에 Si 보다 α배 빠르게 이동한다. 중첩도는 0 내지 1의 범위에 있지만, 0.7 이 도 23 및 24 의 예에서 이용된다. 이 경우에 있어서, 시간 스케일링 인자 α는 신장률의 역수가 될 것이다. 신장률이 2 라 가정하면, 시간 스케일링 인자 α=0.5 이된다. 중첩 세그먼트 사이즈 So 는 f*Ss 와 동일하거나 분석 세그먼트 사이즈의 중첩 율의 배수와 동일하다. 따라서, 각 최상의 정합 입력 세그먼트 상에 증가 램프 함수를 이용하고, 각각의 출력 중첩 세그먼트 상에 감소 램프 함수를 이용하여 충첩 부가를 다수회 반복한 다음, 가산전에 입력 음성 신호는 전술한 바와 같이 WSOLA-SD 의 모든 장점을 유지하면서, 출력 음성 신호로 신장된다.
또 다른 개선점들은 그와 같은 순간에 세그먼트의 피치를 WSOLA-SD 알고리즘내의 세그먼트 사이즈 (Ss)에 다이나믹하게 적응시킴으로서 얻어진다. 이것은 이전에 설명된 방법을 변경함으로써 수행된다. 무성음에 대해 Ss=100인 짧은 세그먼트 사이즈를 사용하는 경우(샘플링 속도를 8 KHz 로 가정), 그들의 품질은 개선되어, 유성음에 대해 세그먼트 사이즈는 (Ss=2*피치)로 될 것이다. 또한, 음성 세그먼트가 유성음 또는 무성음인가를 판단하기 위해 약간의 변경이 필요하다. 이러한 변경을 가진 방법은 다음에 설명된다.
1) 입력 음성을 20ms 블록으로 프레임화 한다.
2) 각 블록 내의 에너지를 계산한다.
3) 각 블록 내에 제로 크로싱(zero-crossing)의 수를 계산한다.
4) 블록당 평균 에너지를 계산한다.
5) 블록당 평균 에너지의 함수로서 검출된 유성음을 검출하기 위해 에너지 임계값을 결정한다.
6) 에너지 임계값 및 제로 크로스 수를 이용하여 적어도 5 개 블록 길이의 유성음의 연속하는 블록을 결정한다.
7) 모든 유성음 세그먼트 상에 피치 분석을 수행하고 이들 유성음 세그먼트 각각 내의 평균 피치를 결정한다. 이것은 변형된 자동 상관 방법, AMDF 또는 생략 자동 상관 방법을 포함하는 다양한 방법에 의해 수행 될 수 있다.
8) 유성음으로 표시되지 않은 세그먼트는 이제 임시적인 무성음 세그먼트로 표시된다.
9) 임시 무성음 세그먼트들 내의 적어도 5 개 프레임의 연속하는 블록들이 취해져서 피치 분석이 수행된다. 최대 대 최소 상관 인자의 비가 결정된다. 비가 큰 경우 세그먼트는 무성음으로 분류되거나, 만일 작은 경우 이들 세그먼트는 유성음로 표시되고, 이들 세그먼트의 평균 피치는 음성 세그먼트의 시작 및 종료에 따라 결정된다.
10) 각각의 이들 분류된 음성 세그먼트에 대한 세그먼트 사이즈(Ss)는 다음과 같이 결정된다.
유성인 경우, Ss=2*피치
무성인 경우, Ss=100 (8KHz 인 샘플링 속도를 가정)
11) 가변 세그먼트 사이즈를 가지고 시간 스케일링인 WSOLA-SD 방법이 수행된다. 각각의 시간 순간에서, 처리에 사용될 입력 음성 세그먼드의 부분이 결정된다. 그의 위치에 따라, 이미 결정된 세그먼트 사이즈(Ss)가 처리를 위해 이용된다. 이러한 기법을 사용함으로써 높은 품질의 시간 스케일된 음성 신호를 얻을 수 있다.
시간 스케일링인 WSOLA-SD 방법이 통신 시스템의 경우에서와 같이 동일한 음성 입력 신호상에 압축 및 그 다음의 신장 모두를 수행하도록 이용되는 경우, 재생된 음성 신호의 품질은 다양한 기법을 이용하여 주어진 평균 시간 스케일 인자에 대해 보다 개선될 수 있다.
지각에 의한 테스터로 부터, 높은 기본 주파수(낮은 피치 주기)를 가진 음성 신호는 주어진 통화 품질에 대해 낮은 기본 주파수(높은 피치 주기)를 가진 신호에 비해 보다 잘 압축될 수 있다. 따라서, 그들의 음성은 지각할 수 있을 만큼 그들의 통화 품질에 영향을 주지 않으면서, 10%이상까지 압축/신장 될 수 있다. 반면, 평균적으로 낮은 주파수로 발음하는 남성 발성자는 10%이하로 그들의 음성이 압축/신장될 수 있다. 따라서, 높고 및 낮은 기본 주파수를 가진 대략 동일한 수의 화자를 가진 전형적인 통신 시스템에서, 음성 재생의 전체 개선된 통신 품질은 전술한 바와 같이 동일한 압축/신장(시간-스케일링)인자로 부터 얻어질 수 있다.
이러한 기법을 이용하는 확장 및 압축의 또 다른 특성은 보다 향상을 가져온다는 것이다. 예를 들면, 음성에 있어서의 대부분의 인조 잡음은 음성 신호의 시간 스케일 중에 생성된다는 것을 알 수 있을 것이다. 음성 신호가 보다 신장되는 경우 보다 많은 인조 잡음이 발생한다. 음성 신호가 원래 음성보다 조금 빠르게(10% 보다 작게)재생되는 경우, 속도에서의 변경은 거의 인식할 수 없지만, 인조 잡음은 인식 가능할 정도로 줄어든다. 이러한 특성은 보다 작은 신장 인자로 음성 신호를 신장하는데 도움을 주며, 그 결과 인조 잡음을 줄이고, 통화 품질을 개선 시킨다. 예를 들면, 입력 음성이 시간 스케일링 인자 3에 의해 압축되는 경우, 신장중에 음성이 10%까지 빠르게 재생되는 것을 의미하는 인자 2.7에 의해 신장된다. 이러한 음성 속도에서의 변경은 인지가능하지 않으며, 인조 잡음을 줄이기 때문에 음성의 정확성이 절대적으로 중요하지 않은 응용에 있어서, 본 발명의 방법으로 구현될 것이다.

Claims (24)

  1. 음성 통신 시스템 내의 주어진 대역폭을 가진 음성 통신 자원 내의 다수의 음성 신호를 압축하는 방법에 있어서,
    (a) 음성 통신 자원을 서브 채널링하고 서브 채널상에 다수의 음성 신호 각각 중 적어도 하나를 동시에 위치시키는 단계; 및
    (b) 상기 각각의 서브 채널 내에 상기 음성 신호 각각의 시간을 압축하는 단계
    를 포함하며, 상기 단계 (a)와 (b)의 결과가 압축 음성 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 서브 채널링 단계가 단측 대역 변조를 이용하여 서브 채널상에 상기 다수의 음성 신호쌍들을 위치시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 서브 채널링 단계가 상기 음성 통신 자원 내의 상기 각각의 서브 채널 내의 다수의 파일럿 신호에 대해서 상기 다수의 음성 신호 각각을 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 서브 채널링 단계가 직각 진폭 변조를 이용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 음성 신호 각각의 시간을 압축하는 단계가 상기 음성 신호의 시간-스케일 압축을 이용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 음성 신호 각각의 시간을 압축하는 단계가 상기 음성 신호에 대해 파형 유사성 기반 중첩-부가(Waveform Similarity based Overlap-Add: WSOLA) 시간 압축을 이용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 음성 신호 각각의 시간을 압축하는 단계가 상기 음성 신호 각각 내의 피치 주기를 식별하여 시간-스케일링 인자를 변경하기 위해 일 피치 주기로부터 데이타를 전송하는 화자(speaker) 종속 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 음성 신호 각각의 시간 압축 단계가 상기 음성 신호에 대해 파형 유사성 기반 중첩-부가(WSOLA) 시간 압축 기법의 화자 종속 변경을 이용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 신호 압축 방법.
  9. 음성 통신 시스템 내의 음성 통신 자원 내의 다수의 음성 신호를 압축하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 음성 통신 자원을 서브 채널링함으로써 상기 다수의 음성 신호의 대역폭을 압축하고 상기 음성 통신 자원 내의 다수의 파일럿 신호에 대해서 상기 다수의 음성 신호 각각을 변조하는 단계, 및
    (b) 상기 음성 신호의 시간을 압축하는 단계
    를 포함하고, 상기 단계 (a)와 (b)의 결과가 송신기를 통한 전송을 위한 압축 음성 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 음성 압축 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 송신기에서 상기 압축 음성 신호를 다수의 선택호 수신기로 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 압축 방법.
  11. 제9항에 있어서, 상기 압축 음성 신호를 수신하여 상기 다수의 선택호 수신기 중 어느 하나에서 상기 압축 대역폭 신호를 복조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압축 방법.
  12. 적어도 하나의 송신기 기지국과 다수의 선택호 수신기를 구비한 음성 압축 이용 통신 시스템에 있어서,
    상기 송신기 기지국에서,
    오디오 신호를 수신하기 위한 입력 장치, 및
    처리된 신호를 제공하기 위하여 시간-스케일 압축 및 단측 대역 변조 기법을 이용하여 상기 오디오 신호를 압축하기 위한 처리 장치, 및
    상기 처리된 신호를 전송하기 위한 송신기
    를 포함하며,
    상기 다수의 선택호 수신기 각각에서,
    상기 전송된 처리 신호를 수신하기 위한 선택호 수신기,
    재구성된 신호를 제공하기 위하여 단측 대역 복조 및 시간-스케일 신장을 이용하여 상기 수신된 처리 신호를 복조하기 위한 처리 장치, 및
    상기 재구성된 신호를 재구성된 오디오 신호로 증폭하기 위한 증폭기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 압축 이용 통신 시스템.
  13. 제12항에 있어서, 상기 단측 대역 변조 기법이 상한 측대역과 하한 측대역 간에 분할된 단일 메시지의 전송을 제공하는 것을 특징으로 하는 음성 압축 이용 통신 시스템.
  14. 제12항에 있어서, 상기 단측 대역 변조 기법이 상한 측대역과 하한 측대역 상에서 반복된 단일 메시지의 전송을 제공하는 것을 특징으로 하는 음성 압축 이용 통신 시스템.
  15. 상기 송신기에서는 채널 이탈(aberration)의 결과로서 생기는 왜곡에 대한 진폭 및 위상 기준으로 제공되는 파일럿 반송파 신호 발생기를 포함하고,
    상기 수신기에서는 상기 파일럿 반송파 신호 발생기에 의해 발생된 진폭 및 위상 기준을 검출 및 필터링하고 상기 기준에 응답하기 위한 수신기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 음성 압축 이용 통신 시스템.
  16. 압축된 음성 신호를 수신하기 위한 선택호(selective call) 수신기에 있어서,
    시간-스케일 압축을 이용하여 압축된 압축 음성 신호를 포함하는 전송된 처리 신호를 수신하기 위한 선택호 수신기,
    재구성된 신호를 제공하기 위하여 단측 대역 복조 및 시간-스케일 신장을 이용하여 상기 수신된 처리 신호를 복조하기 위한 처리 장치, 및
    상기 재구성된 신호를 재구성된 오디오 신호로 증폭시키는 증폭기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 수신기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 선택호 수신기가 기지국에서의 송신기 내의 파일럿 반송파 신호 발생기에 의해 발생된 진폭 및 위상 기준을 검출 및 필터링하고 상기 기준에 응답하기 위한 수신기 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 수신기.
  18. 소정의 대역폭을 가진 통신 자원 상에서 선택호 신호를 전송하기 위한 선택호 페이징 기지국에 있어서,
    다수의 오디오 신호를 수신하기 위한 입력 장치,
    상기 통신 자원을 소정수의 서브 채널로 서브 채널링하기 위한 수단,
    각각의 오디오 신호의 진폭을 압축하고 각각의 오디오 신호를 필터링하기 위한 각 서브 채널에 대한 진폭 압축 및 필터링 모듈,
    각 서브 채널에 대한 각각의 오디오 신호의 시간을 압축하기 위한 시간 압축 모듈, 및
    상기 처리된 신호를 전송하기 위한 직각 진폭 변조 송신기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 페이징 기지국.
  19. 제18항에 있어서, 다수의 오디오 신호를 수신하기 위한 상기 입력 장치가 컴퓨팅 장치로부터 전화 메시지나 데이타 메시지를 수신하기 위한 페이징 단말기를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 페이징 기지국.
  20. 제18항에 있어서, 상기 진폭 압축 및 필터링 모듈이 자동 이득 제어기 및 클리퍼 회로에 결합된 대역 통과 필터에 결합된 아날로그-디지탈 변환기에 결합된 앤티-앨리어스(anti-alias) 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 페이징 기지국.
  21. 제18항에 있어서, 상기 시간 압축 모듈이 시간-스케일 압축 기법을 이용하여 상기 오디오 신호를 압축하기 위한 처리 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 페이징 기지국.
  22. 제18항에 있어서, 상기 시간 압축 모듈이 WSOLA 시간 압축 기법을 이용하여 상기 오디오 신호를 압축하기 위한 처리 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 페이징 기지국.
  23. 압축된 음성 선택호 신호를 수신하기 위한 선택호 수신기 장치에 있어서,
    디지탈화된 수신된 신호를 제공하기 위한 아날로그-디지탈 변환기를 구비한 수신기,
    단측 대역 복조를 수행하고, 또 처리된 신호를 제공하기 위하여 파일럿 반송파를 필터링하는 기능, 피드포워드 루프를 이용한 자동 이득 제어 수행 기능, 또는 디지탈화된 수신된 신호의 복조 기능 중 적어도 어느 한 기능을 수행하기 위한 디지탈 신호 처리기, 및
    상기 처리된 신호를 디지탈화된 오디오 신호로 변환시키기 위한 디지탈-아날로그 변환기 및 재구성 필터, 및
    상기 디지탈화된 오디오 신호를 증폭하기 위한 증폭기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 선택호 수신기 장치.
  24. 오디오 음성 신호를 수신하기 위한 단말기,
    상기 오디오 음성 신호를 디지탈화된 음성 신호로 변환하기 위한 오디오-디지탈 변환기,
    상기 디지탈화된 음성 신호를 분할하는 기능과 대역 통과 필터링, 자동 이득 제어, 시간 스케일링, 압신, 또는 버퍼링 기능 중 적어도 어느 한 기능을 수행함으로써 상기 디지탈화된 음성 신호를 처리하기 위한 디지탈 신호 처리기, 및
    무선 주파수 전력 증폭기에 결합된 직각 진폭 변조기에 결합된 재구성 필터에 결합된 디지탈-아날로그 변환기에 결합된 적어도 힐버트 변환(Hilbert transform) 필터를 구비한 송신기
    를 포함하는 통신 기지국.
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