JP2581696B2 - 音声分析合成器 - Google Patents
音声分析合成器Info
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- JP2581696B2 JP2581696B2 JP62184421A JP18442187A JP2581696B2 JP 2581696 B2 JP2581696 B2 JP 2581696B2 JP 62184421 A JP62184421 A JP 62184421A JP 18442187 A JP18442187 A JP 18442187A JP 2581696 B2 JP2581696 B2 JP 2581696B2
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- Japan
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- amplitude
- signal
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は音声分析合成方法及びその装置、特に音声
の符号化に関するものである。
の符号化に関するものである。
（従来の技術） 従来、この種の技術としてザ・ベル・システム・テク
ニカル・ジャーナル（The Bell System Technical Jour
nal）、55［８］（1976−10）（米）P.1069−1085に記
載されている帯域分割型音声分析合成方式（Sub−Band
Coding方式とも呼ばれ、以降SBC方式と略す）が知られ
ている。このSBC方式は第３図に示されるように音声信
号の周波数帯域を複数（通常４〜８）の帯域（図中、
、及びで示す。）に分割し、各分割チャネルの出
力を別々に符号化、復号化する方式である。
ニカル・ジャーナル（The Bell System Technical Jour
nal）、55［８］（1976−10）（米）P.1069−1085に記
載されている帯域分割型音声分析合成方式（Sub−Band
Coding方式とも呼ばれ、以降SBC方式と略す）が知られ
ている。このSBC方式は第３図に示されるように音声信
号の周波数帯域を複数（通常４〜８）の帯域（図中、
、及びで示す。）に分割し、各分割チャネルの出
力を別々に符号化、復号化する方式である。
第４図にこのSBC方式の基本的な回路構成を示す。ま
た、第５図（Ａ）〜（Ｅ）は第４図の回路の動作を説明
するための図である。以下、第４図、第５図（Ａ）〜
（Ｅ）を用いてSBC方式の動作を説明する。
た、第５図（Ａ）〜（Ｅ）は第４図の回路の動作を説明
するための図である。以下、第４図、第５図（Ａ）〜
（Ｅ）を用いてSBC方式の動作を説明する。
先ず、分析器の動作は次の通りである。マイク（図示
せず）等から入力されたアナログ音声信号は、ローパス
フィルタ（図示せず）に入力されて所定のサンプリング
周波数の1/2以上の周波数成分を除去された後、A/D変換
器（図示せず）で所定のサンプリング周波数においてア
ナログ信号からディジタル信号S(n)に変換される。ここ
でｎはサンプル番号である。このディジタル化された入
力信号S(n)はバンドパスフィルタ50に入力され、第５図
（Ａ）に示す如く特定の帯域成分（ここではW1k−W2k）
が抽出される。次にこのバンドパスフィルタ50の出力信
号は乗算器51において第５図（Ｂ）に示したW1kなる周
波数をもったコサイン波（cos波）と乗算されることに
よりcos変調が施され、第５図（Ｃ）の如く（０−Wk）
の基底帯域にシフトされる。このとき生じる2W1k以上の
不要な周波数成分Rk（ω）（例えば、第５図（Ｃ）で点
線で示した成分）をローパスフィルタ52によって除去す
る。このようにして得られる信号rk(n)はWk以下の周波
数成分しか必要としないものであるから、2Wkのサンプ
リング周波数でサンプリングすれば必要かつ十分な情報
が保たれる。このためにダウンサンプリング部53によっ
て必要以上に高いサンプリング周波数を2Wkに落として
ダウンサンプリングを行い、このダウンサンプリングし
た信号を符号器54で符号化し、符号化された信号を合成
器へ伝送する。
せず）等から入力されたアナログ音声信号は、ローパス
フィルタ（図示せず）に入力されて所定のサンプリング
周波数の1/2以上の周波数成分を除去された後、A/D変換
器（図示せず）で所定のサンプリング周波数においてア
ナログ信号からディジタル信号S(n)に変換される。ここ
でｎはサンプル番号である。このディジタル化された入
力信号S(n)はバンドパスフィルタ50に入力され、第５図
（Ａ）に示す如く特定の帯域成分（ここではW1k−W2k）
が抽出される。次にこのバンドパスフィルタ50の出力信
号は乗算器51において第５図（Ｂ）に示したW1kなる周
波数をもったコサイン波（cos波）と乗算されることに
よりcos変調が施され、第５図（Ｃ）の如く（０−Wk）
の基底帯域にシフトされる。このとき生じる2W1k以上の
不要な周波数成分Rk（ω）（例えば、第５図（Ｃ）で点
線で示した成分）をローパスフィルタ52によって除去す
る。このようにして得られる信号rk(n)はWk以下の周波
数成分しか必要としないものであるから、2Wkのサンプ
リング周波数でサンプリングすれば必要かつ十分な情報
が保たれる。このためにダウンサンプリング部53によっ
て必要以上に高いサンプリング周波数を2Wkに落として
ダウンサンプリングを行い、このダウンサンプリングし
た信号を符号器54で符号化し、符号化された信号を合成
器へ伝送する。
次に、合成器において分析器と全く逆の処理を行うこ
とにより、分析器から送られてきた信号を復号する。す
なわち、符号化された信号を復号器55によって復号した
後、補間部56によって分析器でダウンサンプリングされ
た信号を元のサンプリング周波数に戻すためにアップサ
ンプリングを行う。この補間部56からの出力信号は、乗
算器57において第５図（Ｄ）に示したW1kなる周波数を
もったcos波と乗算されることにより復調され、第５図
（Ｅ）に示した如く基底帯域（０−Wk）から再びもとの
周波数帯域（W1k−W2k）に戻された後、バンドパスフィ
ルタ58によって信号中の（W1k−W2k）以外の帯域の成分
を除去する。
とにより、分析器から送られてきた信号を復号する。す
なわち、符号化された信号を復号器55によって復号した
後、補間部56によって分析器でダウンサンプリングされ
た信号を元のサンプリング周波数に戻すためにアップサ
ンプリングを行う。この補間部56からの出力信号は、乗
算器57において第５図（Ｄ）に示したW1kなる周波数を
もったcos波と乗算されることにより復調され、第５図
（Ｅ）に示した如く基底帯域（０−Wk）から再びもとの
周波数帯域（W1k−W2k）に戻された後、バンドパスフィ
ルタ58によって信号中の（W1k−W2k）以外の帯域の成分
を除去する。
このようにして、合成器から信号Sk(n)が出力され
る。
る。
上記一連の処理を各分割帯域（チャネル）毎にそれぞ
れ行い、最後に全チャネルの出力を加算して出力音声信
号を得る。
れ行い、最後に全チャネルの出力を加算して出力音声信
号を得る。
以上がSBC方式の基本的な動作内容であるが、第４図
の回路構成を直接装置化することはあまりなく、回路量
を削減するためにバンドパスフィルタ50、58を用いない
第６図のような構成のSBC方式も提案されている。
の回路構成を直接装置化することはあまりなく、回路量
を削減するためにバンドパスフィルタ50、58を用いない
第６図のような構成のSBC方式も提案されている。
次に、この第６図の回路の動作を説明する。
先ず、分析器において、ディジタル化された入力信号
S(n)は複素信号ejωk n［ここでωｋ＝（W1k＋W2k）/2］
にて複素変調される。この複素変調は、乗算器61aによ
るうcos変調（変調波はcosωkn）、乗算器61bによるサ
イン（sin）変調（変調波はsinωkn）により行われる。
乗算器61a、61bの出力は帯域幅（０−ωk/2）のローパ
スフィルタ62a、62bにそれぞれ入力されフィルタリング
される。このようにして、ローパスフィルタ62aからは
複素信号ak(n)＋jbk(n)の実部ak(n)が、ローパスフィル
タ62bからは複素信号ak(n)＋jbk(n)の虚部bk(n)がそれ
ぞれ出力される。各信号ak(n)、bk(n)はそれぞれダウン
サンプリング部63a、63bによって周波数Wkにダウンサン
プリングされた後、符号器64によって符号化され、合成
器側へ伝送される。合成器においては符号化された信号
は復号器65によって復号された後、補間器66a、66bによ
って元のサンプリング周波数に戻され、次に帯域幅（０
−ωk/2）のローパスフィルタ67a、67bを通してフィル
タリングされた後、乗算器68aによるcos波との乗算、乗
算器68bによるsin波との乗算によって復調され、さらに
加算器69で信号のcos成分とsin成分とが加算され、当該
分割帯域の信号が合成される。
S(n)は複素信号ejωk n［ここでωｋ＝（W1k＋W2k）/2］
にて複素変調される。この複素変調は、乗算器61aによ
るうcos変調（変調波はcosωkn）、乗算器61bによるサ
イン（sin）変調（変調波はsinωkn）により行われる。
乗算器61a、61bの出力は帯域幅（０−ωk/2）のローパ
スフィルタ62a、62bにそれぞれ入力されフィルタリング
される。このようにして、ローパスフィルタ62aからは
複素信号ak(n)＋jbk(n)の実部ak(n)が、ローパスフィル
タ62bからは複素信号ak(n)＋jbk(n)の虚部bk(n)がそれ
ぞれ出力される。各信号ak(n)、bk(n)はそれぞれダウン
サンプリング部63a、63bによって周波数Wkにダウンサン
プリングされた後、符号器64によって符号化され、合成
器側へ伝送される。合成器においては符号化された信号
は復号器65によって復号された後、補間器66a、66bによ
って元のサンプリング周波数に戻され、次に帯域幅（０
−ωk/2）のローパスフィルタ67a、67bを通してフィル
タリングされた後、乗算器68aによるcos波との乗算、乗
算器68bによるsin波との乗算によって復調され、さらに
加算器69で信号のcos成分とsin成分とが加算され、当該
分割帯域の信号が合成される。
上記一連の処理を各分割帯域（チャネル）毎にそれぞ
れ行い、最後に全チャネルの出力を加算して出力音声信
号を得る。
れ行い、最後に全チャネルの出力を加算して出力音声信
号を得る。
以上がSBC方式の動作原理であるが、この方式は音声
信号そのものを符号化する方式に比べ以下のような特長
がある。
信号そのものを符号化する方式に比べ以下のような特長
がある。
各チャネルの量子化誤差は白色雑音に近く、周波数ス
ペクトル上の全域に広がるが、そのうち各チャネルの帯
域内の雑音だけしか各チャネルには落ちてこないため、
量化化雑音を軽減出来る。また、各チャネルの量子化誤
差はその周波数帯域内の信号のみに関係し、音声のよう
に低周波成分が大きく、高周波成分が小さい信号におい
ては周波数の高い帯域のチャネルでの誤差は信号全体か
ら見れば僅かな誤差にしかならない。さらに、音声信号
のうち高い周波数の成分は雑音成分が主であり、この帯
域での誤差は聴覚上あまり影響しない。
ペクトル上の全域に広がるが、そのうち各チャネルの帯
域内の雑音だけしか各チャネルには落ちてこないため、
量化化雑音を軽減出来る。また、各チャネルの量子化誤
差はその周波数帯域内の信号のみに関係し、音声のよう
に低周波成分が大きく、高周波成分が小さい信号におい
ては周波数の高い帯域のチャネルでの誤差は信号全体か
ら見れば僅かな誤差にしかならない。さらに、音声信号
のうち高い周波数の成分は雑音成分が主であり、この帯
域での誤差は聴覚上あまり影響しない。
従って、このような性質を考慮して帯域の分割方法や
各チャネルの信号に与える量子化ビット数を設定するこ
とにより、音声信号を直接符号化する方式に比べ、約1/
2程度の情報量で実現出来る。すなわち、8kHzでサンプ
リングされたPCM音声に対し、これを直接、例えばADPCM
符号化した場合、約30kビット／秒程度の情報量が必要
であるが、SBCでは聴覚上ほぼ同品質の合成音が16kビッ
ト／秒前後の情報量で得ることが出来る。
各チャネルの信号に与える量子化ビット数を設定するこ
とにより、音声信号を直接符号化する方式に比べ、約1/
2程度の情報量で実現出来る。すなわち、8kHzでサンプ
リングされたPCM音声に対し、これを直接、例えばADPCM
符号化した場合、約30kビット／秒程度の情報量が必要
であるが、SBCでは聴覚上ほぼ同品質の合成音が16kビッ
ト／秒前後の情報量で得ることが出来る。
（発明が解決しようとする問題点） 第７図（Ａ）はチャネルの出力信号を符号化する際の
チャネル毎の量子化ビット数の一般的な割当て例を示
す。この図から理解出来るように、チャネル番号１（帯
域:200〜1000Hz）では４ビット、チャネル番号２（帯
域:1000〜1800Hz）では３ビット、チャネル番号３（帯
域:1800〜2600Hz）では２ビット及びチャネル番号４
（帯域:2600〜3400Hz）では２ビットである。先に述べ
たように聴覚的重要度の高い低周波領域に多く、また音
韻性、量子化誤差に及ぼす影響の少ない高い周波数領域
になるほど少ない情報量の割当てとなっている。
チャネル毎の量子化ビット数の一般的な割当て例を示
す。この図から理解出来るように、チャネル番号１（帯
域:200〜1000Hz）では４ビット、チャネル番号２（帯
域:1000〜1800Hz）では３ビット、チャネル番号３（帯
域:1800〜2600Hz）では２ビット及びチャネル番号４
（帯域:2600〜3400Hz）では２ビットである。先に述べ
たように聴覚的重要度の高い低周波領域に多く、また音
韻性、量子化誤差に及ぼす影響の少ない高い周波数領域
になるほど少ない情報量の割当てとなっている。
ところで、当然のなりゆきとして高品質の合成音をさ
らに少ない情報量で実現したいという要求がある。SBC
方式では帯域分割された各チャネルの出力信号をサンプ
ル毎に第７図（Ａ）に示されるごとくの量子化ビット数
で符号化するが、この出願の発明者等の実験によればこ
のビット配分は第７図（Ｂ）に示すようなビット配分で
十分な品質が得られることが分っている。この場合、第
７図（Ａ）の場合と異なるのはチャネル番号２での割り
当てビット数が２であることであり、従って、チャネル
番号２の周波数帯域で２ビットの量子化ビット数で十分
な品質であればさらに聴覚的重要度の低い2kHz付近及び
それ以上の高い周波数ではもっと粗い量子化を行っても
全体の品質に及ぼす影響は少ないと考えられる。事実ス
ペクトル構造上でも2kHz以上の周波数域では、それ以下
の周波数域に比べ成分も少なく、また音韻上の特性を表
わすスペクトルのピーク（ホルマント）も低減に比べ明
確なものが少ない。上述した点を考慮すればこの領域で
は思いきった情報量削減が可能と考えられるが、通常の
サンプルバイサンプルの符号化方法では情報量の削減に
限界があり、高圧縮化の実現が困難であった。
らに少ない情報量で実現したいという要求がある。SBC
方式では帯域分割された各チャネルの出力信号をサンプ
ル毎に第７図（Ａ）に示されるごとくの量子化ビット数
で符号化するが、この出願の発明者等の実験によればこ
のビット配分は第７図（Ｂ）に示すようなビット配分で
十分な品質が得られることが分っている。この場合、第
７図（Ａ）の場合と異なるのはチャネル番号２での割り
当てビット数が２であることであり、従って、チャネル
番号２の周波数帯域で２ビットの量子化ビット数で十分
な品質であればさらに聴覚的重要度の低い2kHz付近及び
それ以上の高い周波数ではもっと粗い量子化を行っても
全体の品質に及ぼす影響は少ないと考えられる。事実ス
ペクトル構造上でも2kHz以上の周波数域では、それ以下
の周波数域に比べ成分も少なく、また音韻上の特性を表
わすスペクトルのピーク（ホルマント）も低減に比べ明
確なものが少ない。上述した点を考慮すればこの領域で
は思いきった情報量削減が可能と考えられるが、通常の
サンプルバイサンプルの符号化方法では情報量の削減に
限界があり、高圧縮化の実現が困難であった。
この発明の目的は、上述した従来の問題点を除去し、
情報圧縮を十分に行って少ない情報量で良質な合成音が
得られるように構成した音声分析合成器を提供すること
にある。
情報圧縮を十分に行って少ない情報量で良質な合成音が
得られるように構成した音声分析合成器を提供すること
にある。
（問題点を解決するための手段） この目的の達成を図るため、この発明のSBC方式音声
分析合成器においては、帯域分割された各チャネルの出
力信号に対する符号化器として聴覚的に重要な低周波数
帯域のチャネルに対してはADPCM、APCMなどの１サンプ
ル毎に定まった量子化ビット数にて符号化する符号化器
及び復号化器を具えている。
分析合成器においては、帯域分割された各チャネルの出
力信号に対する符号化器として聴覚的に重要な低周波数
帯域のチャネルに対してはADPCM、APCMなどの１サンプ
ル毎に定まった量子化ビット数にて符号化する符号化器
及び復号化器を具えている。
さらに合成音の品質に及ぼす影響の少ない高周波数帯
域のチャネルに対しては一定フレーム毎にチャネル信号
の平均振幅を算出する平均振幅算出器と、算出された平
均振幅を符号化する対数圧伸符号化器と、符号化さた平
均振幅を復号化する対数伸長器と、復号化された平均振
幅をサンプル毎に補間する振幅補間器と、平坦なスペク
トルを持った信号を発生するノイズ発生器と、発生した
ノイズと振幅補間された振幅情報とを乗じてチャネル信
号とする乗算器とを設けたものである。
域のチャネルに対しては一定フレーム毎にチャネル信号
の平均振幅を算出する平均振幅算出器と、算出された平
均振幅を符号化する対数圧伸符号化器と、符号化さた平
均振幅を復号化する対数伸長器と、復号化された平均振
幅をサンプル毎に補間する振幅補間器と、平坦なスペク
トルを持った信号を発生するノイズ発生器と、発生した
ノイズと振幅補間された振幅情報とを乗じてチャネル信
号とする乗算器とを設けたものである。
（作用） 上述したこの発明によれば、2kHz付近あるいは2kHz以
上の周波数のチャネル成分に対してサンプルバイサンプ
ルの符号化を行わず、一定時間区間のフレーム（10〜20
msec）毎にチャネル信号の平均振幅を算出し、算出され
た平均振幅情報のみを符号化して合成部へ送出し、合成
部では白色雑音をサンプル信号に代用して、送られてき
たフレーム振幅情報を白色雑音に乗じてチャネルの平均
振幅のみを保存したチャネル信号を再生する構成となっ
ているので、大幅な情報量削減を図ることが出来る。
上の周波数のチャネル成分に対してサンプルバイサンプ
ルの符号化を行わず、一定時間区間のフレーム（10〜20
msec）毎にチャネル信号の平均振幅を算出し、算出され
た平均振幅情報のみを符号化して合成部へ送出し、合成
部では白色雑音をサンプル信号に代用して、送られてき
たフレーム振幅情報を白色雑音に乗じてチャネルの平均
振幅のみを保存したチャネル信号を再生する構成となっ
ているので、大幅な情報量削減を図ることが出来る。
また、この発明によれば、フレーム毎に送られてくる
平均振幅情報をサンプル毎に補間するので、フレーム間
での電力の不連続をなくし、自然音に近い合成音を得
る。
平均振幅情報をサンプル毎に補間するので、フレーム間
での電力の不連続をなくし、自然音に近い合成音を得
る。
（実施例） 以下、図面を参照してこの発明の実施例つき説明す
る。
る。
全体構成 初めに全体構成について述べる。第１図は第６図に示
した従来のSBC方式音声分析合成器の構成に基づいて構
成された、この発明の実施例である４チャネルSBC方式
音声分析合成器の全チャネル分の構成を示すブロック図
であり、10は入力端子、11a1〜11a4及び11b1〜11b4は乗
算器、12a1〜12a4及び12b1〜12b4はローパスフィルタ、
13a1〜13a4及び13b1〜13b4はR:1のダウンサンプリング
部、14a1〜14a4及び14b1〜14b4は符号化部で、これらは
分析側の構成部分であって全チャネルとも第６図に示し
た分析器の構成に対応する。さらに、合成側の装置部分
も第６図の合成器の構成と対応して構成してあり、第１
図において15a1〜15a4及び15b1〜15b2は復号化部、16a1
〜16a4及び16b1〜16b4は1:Rの補間器、17a1〜17a4及び1
7b1〜17b4はローパスフィルタ、18a1〜18a4及び18b1〜1
8b4は乗算器、19は加算器、20は出力端子である。さら
に110及び111はそれぞれマルチプレクサ及びデマルチプ
レクサである。そして全体としての構成は、従来と同様
に、音声信号の周波数帯域を複数の帯域に分割し、各分
割チャネル信号を別個に符号化し合成するようになして
ある。
した従来のSBC方式音声分析合成器の構成に基づいて構
成された、この発明の実施例である４チャネルSBC方式
音声分析合成器の全チャネル分の構成を示すブロック図
であり、10は入力端子、11a1〜11a4及び11b1〜11b4は乗
算器、12a1〜12a4及び12b1〜12b4はローパスフィルタ、
13a1〜13a4及び13b1〜13b4はR:1のダウンサンプリング
部、14a1〜14a4及び14b1〜14b4は符号化部で、これらは
分析側の構成部分であって全チャネルとも第６図に示し
た分析器の構成に対応する。さらに、合成側の装置部分
も第６図の合成器の構成と対応して構成してあり、第１
図において15a1〜15a4及び15b1〜15b2は復号化部、16a1
〜16a4及び16b1〜16b4は1:Rの補間器、17a1〜17a4及び1
7b1〜17b4はローパスフィルタ、18a1〜18a4及び18b1〜1
8b4は乗算器、19は加算器、20は出力端子である。さら
に110及び111はそれぞれマルチプレクサ及びデマルチプ
レクサである。そして全体としての構成は、従来と同様
に、音声信号の周波数帯域を複数の帯域に分割し、各分
割チャネル信号を別個に符号化し合成するようになして
ある。
各分割チャネル内での動作 第１図に示す合成分析器において、チャネル１〜チャ
ネル４の各分割チャネル内での動作は、符号化器の内部
処理を除いて、全く同じである。また同一チャネル内で
も構成部分11ak〜18ak（但し、ｋはｋ番目のチャネルを
表わしている。この実施例ではｋ＝１〜４である。）の
cos成分に対するブロックと11bk〜18bkまでのsin成分に
対するブロックとでは変調波がcosとsinで異なるだけで
動作は全く同じであるため、ここでは１つのチャネル例
えば代表としてｋ＝１のチャネルのcos成分に対する動
作について以下に説明する。
ネル４の各分割チャネル内での動作は、符号化器の内部
処理を除いて、全く同じである。また同一チャネル内で
も構成部分11ak〜18ak（但し、ｋはｋ番目のチャネルを
表わしている。この実施例ではｋ＝１〜４である。）の
cos成分に対するブロックと11bk〜18bkまでのsin成分に
対するブロックとでは変調波がcosとsinで異なるだけで
動作は全く同じであるため、ここでは１つのチャネル例
えば代表としてｋ＝１のチャネルのcos成分に対する動
作について以下に説明する。
まず、入力端子10よりディジタル化された音声信号が
入力されると、その信号に対しチャネルの中心周波数と
同じ周波数を持ったcos波形（cosωktこの実施例ではco
sω1t）を乗じ変調を行う。cos変調された音声信号はω
ｋすなわちω１の1/2の帯域をもったローパスフィルタ1
2a1に通され、このチャネルのcos成分の出力a1（ｎ）が
抽出される。次にローパスフィルタ12a1の出力a1（ｎ）
はダウンサンプリング部13a1において（チャネルの帯域
幅）／（元の信号のサンプリング周波数）のサンプルに
ダウンサンプリングされ、その結果a1（SR）を符号化器
14a1によって符号化し、符号化結果A1（SR）をマルチプ
レクサ110を介して合成側へ送出する。
入力されると、その信号に対しチャネルの中心周波数と
同じ周波数を持ったcos波形（cosωktこの実施例ではco
sω1t）を乗じ変調を行う。cos変調された音声信号はω
ｋすなわちω１の1/2の帯域をもったローパスフィルタ1
2a1に通され、このチャネルのcos成分の出力a1（ｎ）が
抽出される。次にローパスフィルタ12a1の出力a1（ｎ）
はダウンサンプリング部13a1において（チャネルの帯域
幅）／（元の信号のサンプリング周波数）のサンプルに
ダウンサンプリングされ、その結果a1（SR）を符号化器
14a1によって符号化し、符号化結果A1（SR）をマルチプ
レクサ110を介して合成側へ送出する。
分析側ではデマルチプレクサ111を介して分析側より
送られてきた符号化結果A1（SR）を復号器化15a1により
復号しａ′１（SR）を得る。ａ′１（SR）は補間器16a1
によって元のサンプリング周期に戻され、ローパスフィ
ルタ17a1を通り、さらに乗算器18a1においてcosω1nを
乗ぜられて再び元の周波数帯域に復元される。
送られてきた符号化結果A1（SR）を復号器化15a1により
復号しａ′１（SR）を得る。ａ′１（SR）は補間器16a1
によって元のサンプリング周期に戻され、ローパスフィ
ルタ17a1を通り、さらに乗算器18a1においてcosω1nを
乗ぜられて再び元の周波数帯域に復元される。
以上の処理をsin成分、さらにｋ＝２、３及び４等の
他のチャネルも同様にして行い、最後に全チャネルの出
力結果を加算器19により加算し、合成結果として出力端
子20から出力する。
他のチャネルも同様にして行い、最後に全チャネルの出
力結果を加算器19により加算し、合成結果として出力端
子20から出力する。
符号化器、復号化器部分の説明 次に、この発明の要旨である符号化器、復号化器部分
の動作についてさらに詳細に説明する。
の動作についてさらに詳細に説明する。
この実施例では、一例として、チャネル１からチャネ
ル３までの符号化器14a1〜14a3、14b1〜14b3、復号化器
15a1〜15a3、15b1〜15b3にはサンプルバイサンプルの符
号化方式APCMを用いる。又、粗い符号化が許容できる高
周波数帯域のチャネル４の符号化器14a4〜14b4及び復号
化器15a4〜15b4に先に述べたフレーム平均振幅を符号化
する方法を用いている。
ル３までの符号化器14a1〜14a3、14b1〜14b3、復号化器
15a1〜15a3、15b1〜15b3にはサンプルバイサンプルの符
号化方式APCMを用いる。又、粗い符号化が許容できる高
周波数帯域のチャネル４の符号化器14a4〜14b4及び復号
化器15a4〜15b4に先に述べたフレーム平均振幅を符号化
する方法を用いている。
＜APCM符号化・復号化部＞ 第２図（Ａ）はチャネル１〜３で採用されるAPCM符号
化・復号化部すなわち、例えば第１図に200で示す点線
枠の部分の構成を具体的に示すAPCM符号化・復号化部の
ブロック図である。第２図（Ｂ）は平均振幅符号化及び
再生部すなわち例えば第１図に400で示す点線枠の部分
の構成を具体的に示す平均振幅符号化・復号化再生部の
ブロック図である。
化・復号化部すなわち、例えば第１図に200で示す点線
枠の部分の構成を具体的に示すAPCM符号化・復号化部の
ブロック図である。第２図（Ｂ）は平均振幅符号化及び
再生部すなわち例えば第１図に400で示す点線枠の部分
の構成を具体的に示す平均振幅符号化・復号化再生部の
ブロック図である。
まず、第２図（Ａ）を参照してAPCM符号化の動作につ
いて説明する。第２図（Ａ）において14は符号化部、15
は復号化部、21は入力バッファ、22は符号化器である。
23〜28は符号化器22における量子化の量子化ステップ幅
を決定するブロックでこれを量子化ステップ幅決定部29
として示す。このブロック29において23は絶対値回路、
24は最大値検出回路、25は量子化レベル符号化器、26は
対数圧伸テーブル、27は量子化レベル復号化器、28は対
数伸長テーブルである。30、31はそれぞれマルチプレク
サ、デマルチプレクサで、32は復号化器、33は量子化レ
ベル復号化器、34は対数伸長テーブルである。
いて説明する。第２図（Ａ）において14は符号化部、15
は復号化部、21は入力バッファ、22は符号化器である。
23〜28は符号化器22における量子化の量子化ステップ幅
を決定するブロックでこれを量子化ステップ幅決定部29
として示す。このブロック29において23は絶対値回路、
24は最大値検出回路、25は量子化レベル符号化器、26は
対数圧伸テーブル、27は量子化レベル復号化器、28は対
数伸長テーブルである。30、31はそれぞれマルチプレク
サ、デマルチプレクサで、32は復号化器、33は量子化レ
ベル復号化器、34は対数伸長テーブルである。
以下、動作を述べる。入力信号は符号化器22によって
サンプル毎に符号化される訳であるが、この場合量子化
ステップ幅はフレーム内の入力信号の最大値が量子化の
ダイナミックレンジに等しくなるように量子化ステップ
幅決定部29で決定される。21は１フレーム間の量子化ス
テップ幅が算出されるまで１フレーム分の入力信号を蓄
えるバッファであり、入力信号はまず、その振幅絶対値
を絶対値回路23で算出し、さらにフレーム内でのその最
大値を最大値検出回路24で求める。当然のことながら符
号化で用いた量子化ステップ幅は復号化器32でも用いる
ため、ステップ幅を決定するフレーム最大振幅の情報を
合成側にも送る必要がある。従って、求まったフレーム
最大値幅をここでは量子化レベル符号化器25において対
数圧伸してビット数を削減し、合成側へ送出する。対数
圧伸は対数圧伸テーブル26を用いて行われる。対数圧伸
符号化されたフレーム振幅最大値は対数伸長テーブル28
を用いて量子化レベル復号化器27によって復号される
が、この場合、対数伸長テーブル27には、符号化器22の
量子器ビット数をＰとすると、対数圧伸テーブルの値に
対して1/2P-1の値が格納されており、フレーム最大振幅
の復号に際して元の値の1/2P-1倍が出力されて直接符号
化器22における量子化ステップ幅となる。この量子化ス
テップ幅を用いて符号化器22では入力信号バッファ21に
蓄えられている１フレーム分の入力信号を符号化し、復
号化部15へ送出する。復号化部15では送られてきた量子
化ステップ幅符号化情報を対数伸長テーブル34を用いて
量子化レベル復号化器33によって復号し復号化器32に与
える。この量子化レベル復号化器33と対数伸長テーブル
34は符号化部14の量子化レベル復号化器27及び対数伸長
テーブル28と全く同一のものである。復号化器32ではこ
うして与えられた量子化ステップ幅とを用いて１フレー
ム分の符号化データの復号を行う。
サンプル毎に符号化される訳であるが、この場合量子化
ステップ幅はフレーム内の入力信号の最大値が量子化の
ダイナミックレンジに等しくなるように量子化ステップ
幅決定部29で決定される。21は１フレーム間の量子化ス
テップ幅が算出されるまで１フレーム分の入力信号を蓄
えるバッファであり、入力信号はまず、その振幅絶対値
を絶対値回路23で算出し、さらにフレーム内でのその最
大値を最大値検出回路24で求める。当然のことながら符
号化で用いた量子化ステップ幅は復号化器32でも用いる
ため、ステップ幅を決定するフレーム最大振幅の情報を
合成側にも送る必要がある。従って、求まったフレーム
最大値幅をここでは量子化レベル符号化器25において対
数圧伸してビット数を削減し、合成側へ送出する。対数
圧伸は対数圧伸テーブル26を用いて行われる。対数圧伸
符号化されたフレーム振幅最大値は対数伸長テーブル28
を用いて量子化レベル復号化器27によって復号される
が、この場合、対数伸長テーブル27には、符号化器22の
量子器ビット数をＰとすると、対数圧伸テーブルの値に
対して1/2P-1の値が格納されており、フレーム最大振幅
の復号に際して元の値の1/2P-1倍が出力されて直接符号
化器22における量子化ステップ幅となる。この量子化ス
テップ幅を用いて符号化器22では入力信号バッファ21に
蓄えられている１フレーム分の入力信号を符号化し、復
号化部15へ送出する。復号化部15では送られてきた量子
化ステップ幅符号化情報を対数伸長テーブル34を用いて
量子化レベル復号化器33によって復号し復号化器32に与
える。この量子化レベル復号化器33と対数伸長テーブル
34は符号化部14の量子化レベル復号化器27及び対数伸長
テーブル28と全く同一のものである。復号化器32ではこ
うして与えられた量子化ステップ幅とを用いて１フレー
ム分の符号化データの復号を行う。
＜平均振幅符号化・再生部＞ 次に第２図（Ｂ）の平均振幅符号化部・再生部につい
て説明する。第２図（Ｂ）において41は絶対値回路、42
は平均振幅算出器、43は平均振幅符号化器、44は対数圧
伸テーブル、45は平均振幅復号化器、46は対数伸長テー
ブル、47は振幅補間回路、48は白色雑音発生器、49は乗
算器である。
て説明する。第２図（Ｂ）において41は絶対値回路、42
は平均振幅算出器、43は平均振幅符号化器、44は対数圧
伸テーブル、45は平均振幅復号化器、46は対数伸長テー
ブル、47は振幅補間回路、48は白色雑音発生器、49は乗
算器である。
以下、動作について説明する。
入力信号は、まず、その振幅絶対値を絶対値回路41で
算出する。平均振幅算出器42では算出された振幅絶対値
を１フレーム分逐次加算し、平均振幅符号化器43によっ
て対数圧伸符号化する。対数圧伸は対数圧伸テーブル44
を用いて行う。こうして得られた平均振幅符号化データ
は合成側の復号化部15へ送られる。合成側では送られて
きた平均振幅符号化データは平均振幅復号化器45におい
て対数伸長テーブル46を用いて対数伸長されるが、符号
化側で符号化した値は平均振幅ではなく、フレーム内の
振幅絶対値の総和であるため、対数伸長テーブル46に
は、対数圧伸テーブル44に対して1/（１フレームのサン
プル数）した値を格納しておく。ところで、第２図
（Ｂ）に示す平均振幅符号化・再生部の回路では１フレ
ームに１つの平均振幅情報しか合成側に伝送しないた
め、これをこのまま１フレーム内の全てのサンプルに対
して用いるとフレーム間での電力の不連続が生じてしま
う。これがため、ここでは振幅補間回路47によって１サ
ンプル毎に振幅補間を行いサンプル毎の振幅情報とす
る。これにより品質の良い合成音が得られる。以上のご
とく復号されたサンプル毎の振幅情報と雑音発生部48の
出力信号を乗算器49にて掛け合わせ当該チャネルの出力
とする。
算出する。平均振幅算出器42では算出された振幅絶対値
を１フレーム分逐次加算し、平均振幅符号化器43によっ
て対数圧伸符号化する。対数圧伸は対数圧伸テーブル44
を用いて行う。こうして得られた平均振幅符号化データ
は合成側の復号化部15へ送られる。合成側では送られて
きた平均振幅符号化データは平均振幅復号化器45におい
て対数伸長テーブル46を用いて対数伸長されるが、符号
化側で符号化した値は平均振幅ではなく、フレーム内の
振幅絶対値の総和であるため、対数伸長テーブル46に
は、対数圧伸テーブル44に対して1/（１フレームのサン
プル数）した値を格納しておく。ところで、第２図
（Ｂ）に示す平均振幅符号化・再生部の回路では１フレ
ームに１つの平均振幅情報しか合成側に伝送しないた
め、これをこのまま１フレーム内の全てのサンプルに対
して用いるとフレーム間での電力の不連続が生じてしま
う。これがため、ここでは振幅補間回路47によって１サ
ンプル毎に振幅補間を行いサンプル毎の振幅情報とす
る。これにより品質の良い合成音が得られる。以上のご
とく復号されたサンプル毎の振幅情報と雑音発生部48の
出力信号を乗算器49にて掛け合わせ当該チャネルの出力
とする。
この発明は上述した実施例にのみ限定されるものでは
ない。上述した実施例においては、第４チャネルのみに
対して上記の処理を施したが、さほど高品質を要求され
ない用途であれば３チャネルに対しても同様な処理を行
い、さらに情報圧縮を行うことも十分可能である。
ない。上述した実施例においては、第４チャネルのみに
対して上記の処理を施したが、さほど高品質を要求され
ない用途であれば３チャネルに対しても同様な処理を行
い、さらに情報圧縮を行うことも十分可能である。
（発明の効果） 上述した説明からも明らかなようにこの発明では聴感
上あまり重要でない高域のチャネルに対してはサンプル
毎の符号化を行わず、フレーム振幅情報しか送らないた
め、情報量が大幅に削減出来る。
上あまり重要でない高域のチャネルに対してはサンプル
毎の符号化を行わず、フレーム振幅情報しか送らないた
め、情報量が大幅に削減出来る。
この発明は少ない情報量で高品質な合成音が得られ
る。
る。
第１図はこの発明の音声分析合成器の全体構成の実施例
を示すブロック図、 第２図（Ａ）はAPCM符号化・復号化部のブロック図、 第２図（Ｂ）は平均振幅符号化・再生部のブロック図、 第３図はSBC方式の説明図、 第４図は従来のSBC方式音声分析合成器の構成を示すブ
ロック図、 第５図は第４図の装置の動作を説明するための図、 第６図は他の従来のSBC方式音声分析合成器の構成を示
すブロック図、 第７図は周波数帯域と割り当てビット数との関係を示す
図である。 10……入力端子 11a1〜11b4、18a1〜18b4、49……乗算器 12a1〜12b4、17a1〜17b4……ローパスフィルタ 13a1〜13b4……ダウンサンプリング部 14、14a1〜14b4……符号化部 15、15a1〜15b4……復号化部 16a1〜16b4……補間器、19……加算器 20……出力端子、30、110……マルチプレクサ 31、111……デマルチプレクサ 200……APCM符号化・復号化部 400……平均振幅符号化・再生部 21……入力バッファ、22……符号化器 23、41……絶対値回路、24……最大値検出回路 25……量子化レベル符号化器 27、33……量子化レベル復号化器 28、34……対数伸長テーブル 29……量子化ステップ幅決定部 32……復号化器、42……平均振幅算出器 43……平均振幅符号化器、44……対数圧伸テーブル 45……平均振幅復号化器、46……対数伸長テーブル 47……振幅補間回路、48……白色雑音発生器。
を示すブロック図、 第２図（Ａ）はAPCM符号化・復号化部のブロック図、 第２図（Ｂ）は平均振幅符号化・再生部のブロック図、 第３図はSBC方式の説明図、 第４図は従来のSBC方式音声分析合成器の構成を示すブ
ロック図、 第５図は第４図の装置の動作を説明するための図、 第６図は他の従来のSBC方式音声分析合成器の構成を示
すブロック図、 第７図は周波数帯域と割り当てビット数との関係を示す
図である。 10……入力端子 11a1〜11b4、18a1〜18b4、49……乗算器 12a1〜12b4、17a1〜17b4……ローパスフィルタ 13a1〜13b4……ダウンサンプリング部 14、14a1〜14b4……符号化部 15、15a1〜15b4……復号化部 16a1〜16b4……補間器、19……加算器 20……出力端子、30、110……マルチプレクサ 31、111……デマルチプレクサ 200……APCM符号化・復号化部 400……平均振幅符号化・再生部 21……入力バッファ、22……符号化器 23、41……絶対値回路、24……最大値検出回路 25……量子化レベル符号化器 27、33……量子化レベル復号化器 28、34……対数伸長テーブル 29……量子化ステップ幅決定部 32……復号化器、42……平均振幅算出器 43……平均振幅符号化器、44……対数圧伸テーブル 45……平均振幅復号化器、46……対数伸長テーブル 47……振幅補間回路、48……白色雑音発生器。
Claims (1)
- 【請求項１】音声信号の周波数帯域を複数の帯域に分割
して得られた各分割チャネル信号を個別に符号化して出
力する符号化器と、符号化された分割チャネル信号を受
信して合成する復号化器とを含む帯域分割型の音声分析
合成器であって、 前記分割チャネルのうち低周波数域のチャネルに対して
はチャネル信号を１サンプル毎に符号化、復号化する符
号化器および復号化器を備えてなる音声分析合成器にお
いて、 前記分割チャネルのうち高周波数域のチャネルに対して
はチャネル信号の一定時間区間（フレーム）毎の平均振
幅を算出する平均振幅算出回路と、 平均振幅を符号化する符号化器と、 符号化された平均振幅を復号化する復号化器と、 復号化されたフレーム平均振幅を１サンプル毎に補間す
る振幅補間回路と、 符号化されないチャネル信号を代用する雑音発生回路
と、 さらに前記雑音発生回路から発生した雑音信号を前記振
幅補間回路で生成した１サンプル毎の振幅情報に乗じる
乗算器とを備える ことを特徴とする音声分析合成器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62184421A JP2581696B2 (ja) | 1987-07-23 | 1987-07-23 | 音声分析合成器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62184421A JP2581696B2 (ja) | 1987-07-23 | 1987-07-23 | 音声分析合成器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6428700A JPS6428700A (en) | 1989-01-31 |
| JP2581696B2 true JP2581696B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=16152868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62184421A Expired - Lifetime JP2581696B2 (ja) | 1987-07-23 | 1987-07-23 | 音声分析合成器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2581696B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60000185T2 (de) * | 2000-05-26 | 2002-11-28 | Lucent Technologies Inc | Verfahren und Vorrichtung zur Audiokodierung und -dekodierung mittels Verschachtelung geglätteter Hüllkurven kritischer Bänder höherer Frequenzen |
| JP2004085604A (ja) * | 2002-08-22 | 2004-03-18 | Alpine Electronics Inc | デジタルオーディオ信号伝送方法及びオーディオシステム |
| JP4657570B2 (ja) | 2002-11-13 | 2011-03-23 | ソニー株式会社 | 音楽情報符号化装置及び方法、音楽情報復号装置及び方法、並びにプログラム及び記録媒体 |
| WO2006057626A1 (en) * | 2004-11-29 | 2006-06-01 | National University Of Singapore | Perception-aware low-power audio decoder for portable devices |
| JP4993992B2 (ja) * | 2006-10-04 | 2012-08-08 | シャープ株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置及びプログラム |
| JP6731362B2 (ja) * | 2017-03-02 | 2020-07-29 | 学校法人東北学院 | 音声のコーディング・デコーディング方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58211797A (ja) * | 1982-06-04 | 1983-12-09 | 日本電気株式会社 | 帯域分割型ボコ−ダ |
| JPS59129900A (ja) * | 1983-01-18 | 1984-07-26 | 日本電信電話株式会社 | 帯域分割符号化方式 |
| JPS6027459A (ja) * | 1983-07-22 | 1985-02-12 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 通電ロ−ル及び鋳片の溶損防止装置 |
-
1987
- 1987-07-23 JP JP62184421A patent/JP2581696B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6428700A (en) | 1989-01-31 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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