JPS63201700A

JPS63201700A - 音声・楽音の帯域分割符号化装置

Info

Publication number: JPS63201700A
Application number: JP62036193A
Authority: JP
Inventors: 船橋　賢一
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1987-02-17
Filing date: 1987-02-17
Publication date: 1988-08-19
Anticipated expiration: 2011-03-29
Also published as: JPH0833746B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉本発明は、音声・楽音の帯域分割符号化方式に関する。

〈従来の技術〉従来、７ｋｌ−［ｚ帯域の音声・楽音を高能率で符号化
、復号化する方式として、第３図（ａ）　、　（ｂ）に
示す帯域フィルタとＡＤＰＣＭ（適応差分ＰＣＭ）符号
化器、復号化器を用いてサブバンドコーディングする方
式が知られている。この方式の符号化（第３図（ａ）参
照）において、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号
は、低域フィルタ４１および高域フィルタ４２を経て２
つの帯域に分けられた後、夫々ダウンサンプラ４３，４
４で２＝１にダウンサンプリングされ、ダウンサンプリ
ングされた信号は各ΔＤＰＣＭ符号化器４５．４５でＡ
ＤＰＣＭ信号に符号化された後、再びマルチプレクサ４
７によって複合され、伝送チャンネルに送り出される。

また、この方式の復号化（第３図（ｂ）参照）において
、伝送チャンネルから入力された上記信号は、デマルチ
プレクサ４８を経て高、低２つの帯域に分けられた後、
夫々ＡＤＰＣＭ復号器４９゜５０で復号化され、続いて
各アップサンプラ５１゜５２で１点毎に“０”を付加し
て１：２にアップサンプリングされ、夫々高域フィルタ
５３．低域フィルタ５４を経た後、再び加算器５５で複
合されて再生信号が得られる。そして、このサブバンド
コーディング方式は、上記ＡＤＰＣＭ符号化が、隣接す
る標本値の差を符号化する際、量子化幅を最適に変化さ
せるというものであるため、音声エネルギの大きい帯域
や明瞭度が要求される帯域により多くの情報を割り当て
ることができるという利点を有する。

しかし、近年、上記サブバンドコーディング（ＳＢＣ）
方式よりも有利ではるかに自由度の高い第４図（ａ）　
、　（ｂ）に示すような適応変換符号化（ＡＴＣ）方式
が現われるに至った。

この方式の符号化（第４図（ａ）参照）において、音声
・楽音を表わす入力ディジタル信号は、信号が略定常な
短時間（２０〜３０　ｍ５ｅｃ）ごとをｌブロックとし
てバッファ６０に蓄えられ、次いでＤＣＴ演算器６１に
よって周波数領域に離散余弦変換（ＤＣ’ｒ　）され、
変換係数（周波数成分）は量子化・符号化器６２で量子
化され符号化される。その際、補助情報算出・量子化器
６３は、ＤＣＴ演算器６１から出力される上記変換係数
をいくつかの帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め
、これを補助情報として符号化して補助情報補間器６４
へ出カケる。そして、補助情報補間器６４は、上記補助
情報を補間してスペクトル包絡情報を求めて、これをビ
ット割り当て・ステップ幅算出器６５へ出力し、このビ
ット割り当て・ステップ幅算出器６５は、上記スペクト
ル包絡情報に基づいて量子化・符号化器６２に制御信号
を出力し、この制御信号によって量子化・符号化器６２
における量子化幅の適応制御および各変換係数への最適
童子化ビット数の割り当てが行なわれる。次に、量子化
、符号化されたデータ信号は、マルチプレクサ６６によ
って上記補助情報と複合され、伝送チャンネルに送出さ
れる。このような量子化、符号化で得られる伝送ディジ
タル信号は、その量子化雑音が周波数軸上で均一となり
、入力ディジタル信号に対する歪が最小となるのである
。

また、上記ＡＴＣ方式の復号化（第４図（ｂ）参照）に
おいて、伝送チャンネルからの伝送ディジタル信号は、
デマルチプレクサ６７を経てデータ信号と補助情報に分
けられ、補助情報は補助情報補間器６８でスペクトル包
絡が求められてビット割り当て・ステップ幅算出器６９
に人力される一方、データ信号は、復号化器７０に人力
され、上記ビット割り当て・ステップ幅算出器６９から
の制御信号に基づいてＤＣＴ係数を表わすディジタル信
号に復号される。次に、復号されたディジタル信号は、
逆ＤＣＴ演算器７Ｉでスペクトルから波形へ逆変換され
、バッファ７２を経てｌブロックごとにもとの入力ディ
ジタル信号として再生される。

ところで、上記ＡＴＣ方式は、通常、最高周波数が４ｋ
Ｈｚ以下の音声・楽音信号をサンプリング周波数８ｋＨ
ｚで標本化し、１６〜３２ｋｂｐｓ程度の。

ビットレートで伝送する場合に用いられている。

その場合、ＤＣＴ変換の１ブロツクを例えば３２ｍ５ｅ
ｃとすれば、Ｎ＝２５６の標本値列について離散余弦変
換演算を必要とし、それにはＮ″＝６５５３６回もの複
素乗算と加算が必要となって、演算時間が膨大になる。

そこで、この演算を高速で行なうため高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）が考案され、この手法によれば複素演算回数
を（Ｎ／　２　）ｌｏｇｔ（Ｎ／２）・・・・・・（１
）、即ち８９６回まで略１／７３に減することができる
（　Ｊ　、Ｍａｋｈｏｕｌ、“ＡＦａｓｔＣｏｓｉｎｅ
　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｉｎ　ｏｎｅ　ａｎｄ　ｔｗｏ
　ｄｉＩｌｌｅｎｓｉｏｎｓ。

ＩＥＥＥ　　Ａ、Ｓ、Ｓ、Ｐ　　ｖｏｌ、２８．Ｎｏ、
１．、Ｆｅｂ。

１９８０、ｐｐ２７〜３４）。そのため、このＦＦＴを
第４図に示すＡＴＣ方式に用いて、ＤＣＴ演算器６１お
よび逆ＤＣＴ演算器７１の規模ひいてはΔ′ＦＣ装置の
規模を小さくしている。このようなＡ　’ｒ　Ｃ装置は
、変換のための演算を行なうことから第３図に示したサ
ブバンドコーディング装置よりら規模が大きくなるが、
前述のように自由度が高く、１６〜３２　ｋｂｐｓのビ
ットレートでは高品質の伝送が行なえるため、近年多用
される傾向にある。

〈発明が解決しようとする問題点〉ところが、上記従来のＡＴＣ方式を、７ｋＨｚ程度の帯
域をもつ音声・楽音信号の符号化に適用しようとすると
、次のような問題点があることが明らかになった。即ち
、このような音声・楽音信号は、サンプリング周波数１
６ｋＨｚで標本化する必要があり、ＤＣＴ変換の１ブロ
ツクを前述と同じ＜　３２　ｍ５ｅｃとすれば、従来の
２倍のＮ＝５１２の標本値列についてのＤＣＴ変換演算
を必要とする。

そうすると、ＤＣＴ変換演算にＦＦＴを用いても、その
複素演算量が従来の略２．３倍に達し、演算に長時間を
要するかあるいはＤＣＴ演算器６１ひいてはＡＴＣ装置
の規模が極めて大きくなってしまうという問題がある。

そこで、本発明の第１の目的は、７ｋＨｚ以上の帯域を
もつ音声・楽音信号の符号化を、従来のＡＴＣ方式より
も高速に、あるいは従来のＡＴＣ装置よりも小規模な装
置でもって行なえる音声・楽音の帯域分割符号化方式を
提供することである。

また、本発明の第２の目的は、広帯域にわたる音声・楽
音信号の符号化を、従来のＳＢＣ方式と同程度の装置規
模およびビットレートでも、より高性能に行なえる音声
・楽音の帯域分割符号化方式を提供することである。

く問題点を解決するための手段〉上記目的を達成するため、本発明の第１の音声・楽音の
帯域分割符号化方式は、音声・楽音のディジタル信号の
帯域を帯域フィルタ群で複数の帯域に分割し、分割され
た各帯域のディジタル信号をサンプリング周波数がナイ
キストレートになるようにダウンサンプリングした後、
サンプリングされた各帯域のディジタル信号を高速フー
リエ変換演算器を用いて適応変換符号化することを特徴
とする。

また、本発明の第２の音声・楽音の帯域分割符号化方式
は、音声・楽音のディジタル信号の帯域を帯域フィルタ
群で複数の帯域に分割し、分割された各帯域のディジタ
ル信号をサンプリング周波数がナイキストレートになる
ようにダウンサンプリングした後、サンプリングされた
少なくとも１つの帯域のディジタル信号を高速フーリエ
変換演算器を用いて適応変換符号化するとともに、それ
以外の帯域のディジタル信号をＡＰＣＭ方式またはＡＤ
ＰＣＭ方式で符号化することを特徴とする。

〈実施例〉以下、本発明を図示の実施例により詳細に説明する。

第１図（ａ）　、　（ｂ）は夫々本発明の第１の音声・
楽音の帯域分割符号化方式に用いる符号化装置および復
号化装置を示すブロック図である。

第１図（ａ）の符号化装置において、１．２は音声・楽
音を表わす入力ディジタル信号の帯域を夫々低周波帯域
、高周波帯域に分割する低域フィルタおよび高域フィル
タ、３．４は各フィルタで濾波されたディジタル信号を
サンプリング周波数がナイキストレート１こなるよう（
こ２二ｌ　でダウンサンプリングするダウンサンプラ、
５．６はダウンサンプリングされた各ディジタル信号を
１ブロツク（Ｎ個）ずつ蓄えるバッファ、７．８は蓄え
られた各ディジタル信号を１ブロツク毎に離散余弦変換
（ＤＣ’ｒ）ｌ、て適応変換符号化するＡＴＣ符号化器
、９はこれらＡＴＣ符号化器７．８のＤＣＴを高速フー
リエ変換で演算するＦＦＴ演算器、ＩＯはこのＦ　Ｆ　
’ｒ演算器９が算出した変換係数をいくつかのスペクト
ル帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め、この平均
パワーから求めた補助情報に基づいて上記ＡＴＣ符号化
器７．８における量子化幅の適応制御および各変換係数
への最適量子化ビット数の割り当てを行なうビット割り
当て演算器、１１はＡＴＣ符号化器７．８でｍ子化、符
号化された低域、高域のデータ信号と上記補助情報を複
合して伝送チャンネルに送出するマルチプレクサである
。

また、第１図（ｂ）の復号化装置において、１４は伝送
チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高周波帯域
に分けるデマルチプレクサ、１５゜１６はこのデマルチ
プレクサで分けられた各デー夕信号を夫々逆離散余弦変
換（逆ＤＣＴ）ｌ、て適応変換復号化するＡＴＣ復号化
器、１７はこれらＡＴＣ復号化器１５．１６の逆ＤＣＴ
を高速フーリエ変換で演算するＦＦＴ演算器、Ｉ８は上
記データ信号に含まれる補助情報に基づく量子化幅およ
び各変換係数の量子化ビット数に従って上記ＡＴＣ復号
化器１５．１６における復号化を制御するビット割り当
て演算器、１９．２０は復号化された各データ信号を１
ブロツクずつ蓄えるバッファ、２１．２２は各バッファ
のデータ信号を１：２でアップサンプリングするアップ
サンプラ、２３．２４はアップサンプリングされた各デ
ータ信号を夫々濾波する低域フィルタおよび高域フィル
タ、２５は両フィルタを通った信号を複合して再生信号
として出力する加算器である。

第１図に示した符号化および復号化装置は、高低２帯域
分割で充分な７ｋＨｚ程度の音声・楽音信号を対象とし
たものである。上記低域フィルタｌ。

２３および高域フィルタ２．２４には、分析・合成で量
子化がなければ折り返しひずみを生じないＱ　Ｍ　Ｆ　
（Ｑ　ｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｍ　１ｒｒｏｒ　Ｆ　１ｌ
Ｌｅｒ）を用い、さらにダウンサンプリングやアップサ
ンプリングの演算量を低域できる多相構造（ｐｏｌｙｐ
ｈａｓｅ　５ｔｒｕｃ−ｔｕｒｅ）のものとしている（
“ＡｐｐｒｉＣａｔｉｏｎ　ｏｒ　ｑｕａｄｒａ−ｔｕ
ｒｅ　ｍ１ｒｒｏｒ　ｒｉｌｔｅｒｓ　ｔｏ　５ｐｌｉ
ｔ　ｂａｎｄ　ｖｏｉｃｅ　ｓｃｈｅ−ｍａｓ”、Ｐｒ
ｏｃ、　　Ｉ　ＥＥＥ　　Ｉｎｔ、　Ｃｏｎｆ、　Ａｃ
ｏｕｓｔ、　。

５ｐｅｅｃｈ、Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ
、ＨａｒＬｒｏｒｄ、ＣＴ。

ｐｐ、　１９１〜１９５：１９７７）。

上記構成の符号化装置（第１図（ａ）参照）を用いて、
音声・楽音の帯域分割符号化が次のように行なわれる。

１６ｋＨｚの標本化周波数でサンプリングされた音声・
楽音信号は、ディジタル信号となって入力され、低域フ
ィルタ１および高域フィルタ２によって２つの帯域に分
割され、分割された各ディジタル信号はダウンサンプラ
３，４で夫々２：１にダウンサンプリングされて８ｋＨ
ｚのサンプリング信号となる。各サンプリング信号は、
３２ｍ５ｅｃずつを１ブロツク（Ｎ＝２５６個）として
各バッファ５゜６に蓄えられ、続いて各ＡＴＣ符号化器
７．８で適応変換符号化される。即ち、ＦＦＴ演算器９
は、両ＡＴＣ符号化器７．８からの上記サンプリング信
号をＦＦ’Ｔで離散余弦変換して変換係数を算出し、ビ
ット割り当て演算器１０は、上記変換係数をいくつかの
スペクトル帯域に分けて各帯域毎の平均パワーを求め、
この平均パワーから求めた補助情報に基づき、低域と高
域のスペクトル包絡を両方考慮して、上記ＡＴＣ符号化
器７．８における量子化幅の適応制御および各変換係数
への最適量子化ビット数の割り当てを行なう。こうして
ＡＴＣ符号化器７．８で量子化、符号化された低域。

高域のデータ信号と上記補助情報は、マルチプレクサ１
１で複合されて、伝送チャンネルに送出される。

上記帯域分割符号化では、入力ディジタル信号の帯域を
低域と高域に２分割し、分割された各ディジタル信号を
、２：１　にダウンサンプリングした後車−かつ共用の
Ｆ’ＦＴ演算器９でＤＣＴ演算しているので、■ブロッ
クの複素演算点が、１６ｋＨｚサンプリングの場合の２
Ｎ＝５１２個からＮ＝２５６個に半減し、従ってＩブロ
ックの複素演算ｍ（式（１）参照）らＮｌｏｇｔＮから
２Ｘ　（Ｎ／　２）ｌｏｇｔ（Ｎ／２）に低減でき、換
言すればＮ（＝２５６）だけ演算ｍを減少でき、演算時
間を短縮あるいはＦ１？Ｔ演算器ひいては符号化装置の
規模を縮小することができるのである。

次に、上記符号化装置によって伝送チャンネルに送出さ
れた信号の復号化は、第１図（ｂ）に示す既述の構成の
復号化装置で行なわれる。この復号化は、上述の符号化
と逆の手順で同様に行なわれ、この場合も単一のＦ　Ｆ
　Ｔ演算器を低域、高域のＡ′１゛Ｃ復号化器１５．１
６で共用しているので、複素演算量をＮだけ減少でき、
演算時間の短縮あるいは装置規模の縮小を図ることがで
き、この効果は１ブロツクの時間が長くなってＮが増大
した場合など特に苫しくなる。

第２図（ａ）　、　（ｂ）は夫々本発明の第２の音声・
楽音の帯域分割符号化方式に用いる符号化装置および復
号化装置を示すブロック図である。

第２図（ａ）の符号化装置において、１．２は夫々低域
フィルタおよび高域フィルタ、３，４はダウンサンプラ
、６はバッファ、３０は上記ダウンサンプラ３でサンプ
リングされた低域信号を適応差分ＰＣＭ方式で符号化す
る公知のＡＤＰＣＭ符号化器、３１は上記ダウンサンプ
ラ４でサップリングされバッファ６でｌブロック（Ｎ個
）ずつ蓄えられた高域信号を、ＦＦＴによる離散余弦変
換で適応変換符号化するＡＴＣ符号化器、３２は上記Ａ
ＤＰＣＭ符号化器３０およびＡＴＣ符号化器３１からの
符号化された信号を複合して伝送チャンネルに送出する
マルチプレクサである。

また、第２図（ｂ）の復号化装置において、２３は伝送
チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高周波帯域
に分けるデマルチプレクサ、３４は分けられた低域デー
タ信号を適応差分ＰＣＭ方式で復号化する公知のＡＤＰ
ＣＭ復号化器、３５は高域データ信号を後述の補助情報
に基づいてＦＴ”Ｔによる逆離散余弦変換で適応変換復
号化するＡＴＣ復号化器、２０はバッファ、２１．２２
はアップサンプラ、２３．２４は夫々低域フィルタおよ
び高域フィルタ、３６はこれらフィルタ２３．２４で濾
波された信号を複合して再生信号として出力する加算器
である。

上記低域フィルタ１．２３、高域フィルタ２．２４、ダ
ウンサンプラ３．４、アップサンプラ２１．２２および
バッファ６．２０は、第１図中のものと同一であり、Ａ
ＤＰＣＭ符号化器３０およびＡＤＰＣＭ復号化器３４は
、第３図中の従来のものと同じである。上記ＡＴＣ符号
化器３！は、第１図に示したＦＦＴ演算器９とビット割
り当て演算器ＩＯを内蔵したものであり、量子化幅の適
応制御および各変換係数への最適量子化ビット数の割り
当てをそれ自身で行ない、その除用いた補助情報を、量
子化、符号化された高域データ信号と共にマルチプレク
サ３２へ出力するようになっている。このように、低域
と高域で符号化方式を変えたのは、低域の信号は相関が
強いためこれに有効なＡＤＰＣＭ方式を適用し、高域の
信号は相関が強くなく、変換した周波数領域でスペクト
ル包絡に応じて符号化するＡＴＣ方式が有効だからであ
る。また、低域と高域へのビット割り当ては、低域側の
ビット数を多くした不変固定的なもので、これによって
パワーの強い低域がＡＤＰＣＭ方式にて、高域が動的な
ＡＴＣ方式にて夫々高能率に符号化されるようになって
いる。

上記構成の符号化装置（第２図（ａ）参照）を用いて、
音声・楽音の帯域分割符号化が次のように行なわれる。

１６ｋＨｚでサンプリングされた入力ディジタル信号が
、高、低２帯域に分割され、２：ｌにダウンサンプリン
グされて８ｋＨｚのサンプリング信号となるまでは、第
１図（ａ）で述べたとおりである。

次いで、低域のサンプリング信号は、ＡＤＰＣＭ符号化
器３０でＡＤＰＣＭ信号に符号化される一方、高域のサ
ンプリング信号は、バッファ６で３２　ｍ５ｅｃごとに
ｌブロック（Ｎ＝２５６個）として蓄えられ、続いてＡ
ＴＣ符号化器３１でＡＴＣ信号に適応変換符号化される
。符号化されたＡＤＰＣＭ信号とＡＴＣ信号および補助
情報は、マルチプレクサ３２で複合されて、伝送チャン
ネルに送出される。

上記帯域分割符号化では、従来のＡＤＰＣＭを用いたサ
ブバンドコーディング（Ｓ　Ｂ　ｃ）方式（第３図（ａ
）参照）の高域信号の符号化を、この方式よりもはるか
に自由度が高くかつ高能率なＡ　Ｔ　Ｃ方式を用いて行
なっているので、ＳＢＣ方式と同程度のビットレートで
より良い品質の伝送が可能になり、また、本発明の第１
図に示すＡＴＣ方式に比べれば、伝送の性能はやや劣る
ものの装置が小規模になるという利点がある。

次に、上記符号化装置によって送出された信号の復号化
は、第２図（ｂ）に示す既述の構成の復号化装置で行な
われる。この復号化は、上述の符号化と逆の手順で同様
に行なわれ、この場合も低域信号の復号化に従来のＡＤ
ＰＣＭ方式を、高域信号の復号化にＡ　Ｔ　Ｃ方式を夫
々用いているので、前述と同様の利点がある。

なお、上記２つの実施例では、入力ディジタル信号の帯
域を高低２帯域に分割する場合を述べたが、この分割を
２：Ｉ　の帯域分割を組合せるなどして数帯域とするこ
ともでき、分割された帯域の全であるいは高帯域のみを
ＡＴＣ方式で符号化するようにしてもよい。また、本発
明の第２の実施例におけるＡＤＰＣＭ方式をＡＰＣＭ（
適応ＰＣＭ）方式とすることもできる。

〈発明の効果〉以上の説明で明らかなよう（こ、第１の発明の帯域分割
符号化方式は、音声・楽音のディジタル信号を帯域フィ
ルタ群で複数の帯域に分割し、分割された各帯域のディ
ジタル信号をナイキストレートでダウンサンプリングし
た後、サンプリング信号を高速フーリエ変換演算器を用
いて適応変換符号化しているので、従来の適応変換符号
化方式よりも高速フーリエ変換の演算量を相当低減でき
、音声・楽音信号の符号化を従来よりも高速に、あるい
は従来よりも小規模な装置でもって行なうことができる
。また、第２の発明の帯域分割符号化方式は、上記第１
の方式に邦ける少なくとも１つの帯域のサンプリング信
号を高速フーリエ変換演算器を用いて適応変換符号化す
るとともに、それ以外の帯域のサンプリング信号をＡＰ
ＣＭ方式またはＡＤＰＣＭ方式で符号化しているので、
適応変換符号化が従来のＳＢＣ方式による符号化よりも
高能率、高性能であることから、従来と同程度のビット
レートでもより高品質の信号処理と伝送が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の音声・楽音の帯域分割符号化方
式を示すブロック図、第２図は本発明の第２の音声・楽
音の帯域分割符号化方式を示すブロック図、第３図は従
来のＳＢＣ方式を示すブロック図、第４図は従来のＡＴ
Ｃ方式を示すブロック図である。ｌ、２３・・・低域フィルタ、２．２４・・・高域フィルタ、３．４・・・ダウンサン
プラ、５．６．１９．２０・・・バッファ、７．８．３１・・・ＡＴＣ符号化器、９、Ｉ７・・・ＦＦＴ演算器、１０．１８・・・ビット割り当て演算器、１１．３２，
４７．６６・・・マルチプレクサ、＋　４．３３，４８
．６７・・・デマルチプレクサ、１５．１６．３５・・
・ＡＴＣ復号化器、２１．２２，５１．５２・・・アッ
プサンプラ、２５．３６．５５・・・加算器。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）音声・楽音のディジタル信号の帯域を帯域フィル
タ群で複数の帯域に分割し、分割された各帯域のディジ
タル信号をサンプリング周波数がナイキストレートにな
るようにダウンサンプリングした後、サンプリングされ
た各帯域のディジタル信号を高速フーリエ変換演算器を
用いて適応変換符号化することを特徴とする音声・楽音
の帯域分割符号化方式。
（２）音声・楽音のディジタル信号の帯域を帯域フィル
タ群で複数の帯域に分割し、分割された各帯域のディジ
タル信号をサンプリング周波数がナイキストレートにな
るようにダウンサンプリングした後、サンプリングされ
た少なくとも１つの帯域のディジタル信号を高速フーリ
エ変換演算器を用いて適応変換符号化するとともに、そ
れ以外の帯域のディジタル信号をＡＰＣＭ方式またはＡ
ＤＰＣＭ方式で符号化することを特徴とする音声・楽音
の帯域分割符号化方式。