JPH0833746B2 - 音声・楽音の帯域分割符号化装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、音声・楽音の帯域分割符号化装置に関す
る。

〈従来の技術〉 従来、7kHz帯域の音声・楽音を高能率で符号化，復号
化する方式として、第３図（ａ），（ｂ）に示す帯域フ
ィルタとADPCM（適応差分PCM）符号化器，復号化器を用
いてサブバンドコーディングする方式が知られている。
この方式の符号化（第３図（ａ）参照）において、音声
・楽音を表わす入力ディジタル信号は、低域フィルタ41
および高域フィルタ42を経て２つの帯域に分けられた
後、夫々ダウンサンプラ43,44で2:1にダウンサンプリン
グされ、ダウンサンプリングされた信号は各ADPCM符号
化器45,46でADPCM信号に符号化された後、再びマルチプ
レクサ47によって複合され、伝送チャンネルに送り出さ
れる。また、この方式の復号化（第３図（ｂ）参照）に
おいて、伝送チャンネルから入力された上記信号は、デ
マルチプレクサ48を経て高，低２つの帯域に分けられた
後、夫々ADPCM復号器49,50で復号化され、続いて各アッ
プサンプラ51,52で１点毎に“0"を付加して1:2にアップ
サンプリングされ、夫々高域フィルタ53,低域フィルタ5
4を経た後、再び加算器55で複合されて再生信号が得ら
れる。そして、このサブバンドコーディング方式は、上
記ADPCM符号化が、隣接する標本値の差を符号化する
際、量子化幅を最適に変化させるというものであるた
め、音声エネルギの大きい帯域や明瞭度が要求される帯
域により多くの情報を割り当てることができるという利
点を有する。

しかし、近年、上記サブバンドコーディング（SBC）
方式よりも有利ではるかに自由度の高い第４図（ａ），
（ｂ）に示すような適応変換符号化（ATC）方式が現わ
れるに至った。

この方式の符号化（第４図（ａ）参照）において、音
声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、信号が略定常
な短時間（20〜30msec）ごとを１ブロックとしてバッフ
ァ60に蓄えられ、次いでDCT演算器61によって周波数領
域に離散余弦変換（DCT）され、変換係数（周波数成
分）は量子化・符号化器62で量子化され符号化される。
その際、補助情報算出・量子化器63は、DCT演算器61か
ら出力される上記変換係数をいくつかの帯域に分け、各
帯域毎の平均パワーを求め、これを補助情報として符号
化して補助情報補間器64へ出力する。そして、補助情報
補間器64は、上記補助情報を補間してスペクトル包絡情
報を求めて、これをビット割り当て・ステップ幅算出器
65へ出力し、このビット割り当て・ステップ幅算出器65
は、上記スペクトル包絡情報に基づいて量子化・符号化
器62に制御信号を出力し、この制御信号によって量子化
・符号化器62における量子化幅の適応制御および各変換
係数への最適量子化ビット数の割り当てが行なわれる。
次に、量子化，符号化されたデータ信号は、マルチプレ
クサ66によって上記補助情報と複合され、伝送チャンネ
ルに送出される。このような量子化，符号化で得られる
伝送ディジタル信号は、その量子化雑音が周波数軸上で
均一となり、入力ディジタル信号に対する歪が最小とな
るのである。

また、上記ATC方式の復号化（第４図（ｂ）参照）に
おいて、伝送チャンネルからの伝送ディジタル信号は、
デマルチプレクサ67を経てデータ信号と補助情報に分け
られ、補助情報は補助情報補間器68でスペクトル包絡が
求められてビット割り当て・ステップ幅算出器69に入力
される一方、データ信号は、復号化器70に入力され、上
記ビット割り当て・ステップ幅算出器69からの制御信号
に基づいてDCT係数を表わすディジタル信号に復号され
る。次に、復号されたディジタル信号は、逆DCT演算器7
1でスペクトルから波形へ逆変換され、バッファ72を経
て１ブロックごとにもとの入力ディジタル信号として再
生される。

ところで、上記ATC方式は、通常、最高周波数が4kHz
以下の音声・楽音信号をサンプリング周波数8kHzで標本
化し、16〜32kbps程度のビットレートで伝送する場合に
用いられている。その場合、DCT変換の１ブロックを例
えば32msecとすれば、Ｎ＝256の標本直列について離散
余弦変換演算を必要とし、それにはＮ²＝65536回もの複
素乗算と加算が必要となって、演算時間が膨大になる。
そこで、この演算を高速で行なうため高速フーリエ変換
（FFT）が考案され、この手法によれば複素演算回数を
（N/2）log₂（N/2）……（１）、即ち896回まで略1/73
に減ずることができる。（J.Makhoul,“A FastCosine T
ransform in one and two dimensions,IEEE A.S.S.P vo
l.28,No.1,Feb,1980,pp27〜34）。そのため、このFFTを
第４図に示すATC方式に用いて、DCT演算器61および逆DC
T演算器72の規模ひいてはATC装置の規模を小さくしてい
る。このようなATC装置は、変換のための演算を行なう
ことから第３図に示したサブバンドコーディング装置よ
りも規模が大きくなるが、前述のように自由度が高く、
16〜32kbpsのビットレートでは高品質の伝送が行なえる
ため、近年多用される傾向にある。

〈発明が解決しようとする問題点〉 ところが、上記従来のATC方式を、7kHz程度の帯域を
もつ音声・楽音信号の符号化に適用しようとすると、次
のような問題点があることが明らかになった。即ち、こ
のような音声・楽音信号は、サンプリング周波数16kHz
で標本化する必要があり、DCT変換の１ブロックを前述
と同じく32msecとすれば、従来の２倍のＮ＝512の標本
値列についてのDCT変換演算を必要とする。そうする
と、DCT変換演算にFFTを用いても、その複素演算量が従
来の略2.3倍に達し、演算に長時間を要するかあるいはD
CT演算器61ひいてはATC装置の規模が極めて大きくなっ
てしまうという問題がある。

そこで、本発明の第１の目的は、7kHz以上の帯域をも
つ音声・楽音信号の符号化を、従来のATC方式よりも高
速に、あるいは従来のATC内よりも小規模な装置でもっ
て行なえる音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供する
ことである。

また、本発明の第２の目的は、広帯域にわたる音声・
楽音信号の符号化を、従来のSBC方式と同程度の装置規
模およびビットレートでも、より高性能に行なえる音声
・楽音の帯域分割符号化装置を提供することである。

〈問題点を解決するための手段〉 上記目的を達成するため、請求項１の音声・楽音の帯
域分割符号化装置は、音声・楽音の入力ディジタル信号
を少なくとも第１と第２の帯域のディジタル信号に分け
る第１と第２の帯域フィルタと、上記第１の帯域のディ
ジタル信号を適応変換符号化する第１の適応変換符号化
手段と、上記第２の帯域のディジタル信号を適応変換符
号化する第２の適応変換符号化手段と、少なくとも上記
第１と第２の帯域のディジタル信号に共用されて、上記
第１と第２の両適応変換符号化手段のために変換係数を
演算する単一の変換係数演算手段と、少なくとも上記第
１と第２の帯域のディジタル信号に共用されて、上記第
１と第２の帯域のディジタル信号の特性を考慮して、ビ
ット割り当てを行なって上記第１と第２の適応変換符号
化手段に出力する単一のビット割り当て演算手段とを備
えたことを特徴としている。

また、請求項２の音声・楽音の帯域分割符号化装置
は、請求項１に記載の音声・楽音の帯域分割符号化装置
において、上記第１と第２の帯域フィルタから出力され
た各ディジタル信号を夫々サンプリング周波数がナイキ
ストレートになるようにダウンサンプリングして出力す
る第１と第２のダウンサンプラを備えたことを特徴とし
ている。

また、請求項３の音声・楽音の帯域分割符号化装置
は、請求項１または請求項２に記載の音声・楽音の帯域
分割符号化装置において、上記変換係数演算手段は、高
速フーリエ変換演算器であることを特徴としている。

また、請求項４の音声・楽音の帯域分割符号化装置
は、音声・楽音の入力ディジタル信号を第１と第２の帯
域のディジタル信号に分ける第１と第２の帯域フィルタ
と、上記第１あるいは第２のいずれか低域側の帯域フィ
ルタを通過したディジタル信号を適応差分PCM符号化す
る適応差分PCM符号化手段または適応PCM符号化する適応
PCM符号化手段と、上記第１あるいは第２のいずれか高
域側の帯域フィルタを通過したディジタル信号を適応変
換符号化する適応変換符号化手段とを備えたことを特徴
としている。

〈実施例〉 以下、本発明を図示の実施例により詳細に説明する。

第１図（ａ），（ｂ）は夫々本発明の第１の音声・楽
音の帯域分割符号化方式に用いる符号化装置および復号
化装置を示すブロック図である。

第１図（ａ）の符号化装置において、1,2は音声・楽
音を表わす入力ディジタル信号の帯域を夫々低周波帯
域，高周波帯域に分割する低域フィルタおよび高域フィ
ルタ、3,4は各フィルタで濾波されたディジタル信号を
サンプリング周波数がナイキストレートになるように2:
1でダウンサンプリングするダウンサンプラ、5,6はダウ
ンサンプリングされた各ディジタル信号を１ブロック
（Ｎ個）ずつ蓄えるバッファ、7,8は蓄えられた各ディ
ジタル信号を１ブロック毎に離散余弦変換（DCT）して
適応変換符号化するATC符号化器、９はこれらATC符号化
器7,8のDCTを高速フーリエ変換で演算するFFT演算器、1
0はこのFFT演算器９が算出した変換係数をいくつかのス
ペクトル帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め、こ
の平均パワーから求めた補助情報に基づいて上記ATC符
号化器7,8における量子化幅の適応制御および各変換係
数への最適量子化ビット数の割り当てを行なうビット割
り当て演算器、11はATC符号化器7,8で量子化，符号化さ
れた低域，高域のデータ信号と上記補助情報を複合して
伝送チャンネルに送出するマルチプレクサである。

また、第１図（ｂ）の復号化装置において、14は伝送
チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高周波帯域
に分けるデマルチプレクサ、15,16はこのデマルチプレ
クサで分けられた各データ信号を夫々逆離散余弦変換
（逆DCT）して適応変換復号化するATC復号化器、17はこ
れらATC復号化器15,16の逆DCTを高速フーリエ変換で演
算するFFT演算器、18は上記データ信号に含まれる補助
情報に基づく量子化幅および各変換係数の量子化ビット
数に従って上記ATC復号化器15,16における復号化を制御
するビット割り当て演算器、19,20は復号化された各デ
ータ信号を１ブロックずつ蓄えるバッファ、21,22は各
バッファのデータ信号を1:2でアップサンプリングする
アップサンプラ、23,24はアップサンプリングされた各
データ信号を夫々濾波する低域フィルタおよび高域フィ
ルタ、25は両フィルタを通った信号を複合して再生信号
として出力する加算器である。

第１図に示した符号化および復号化装置は、高低２帯
域分割で充分な7kHz程度の音声・楽音信号を対象とした
ものである。上記低域フィルタ1,23および高域フィルタ
2,24には、分析・合成で量子化がなければ折り返しひず
みを生じないQMF（Quadrature Mirror Filter）を用
い、さらにダウンサンプリングやアップサンプリングの
演算量を低減できる多相構造（polyphase struc-ture）
のものとしている（“Apprication of quadra-ture mir
ror filters to split band voice sche-mes",Proc.IEE
E Int.Conf.Acoust.,Speech,Signal Processing,Hartfo
rd,CT,pp.191〜195:1977）。

上記構成の符号化装置（第１図（ａ）参照）を用い
て、音声・楽音の帯域分割符号化が次のように行なわれ
る。

16kHzの標本化周波数でサンプリングされた音声・楽
音信号は、ディジタル信号となって入力され、低域フィ
ルタおよび高域フィルタ２によって２つの帯域に分割さ
れ、分割された各ディジタル信号はダウンサンプラ3,4
で夫々2:1にダウンサンプリングされて8kHzのサンプリ
ング信号となる。各サンプリング信号は、32msecずつを
１ブロック（Ｎ＝256個）として各バッファ5,6に蓄えら
れ、続いて各ATC符号化器7,8で適応変換符号化される。
即ち、FFT演算器９は、両ATC符号化器7,8からの上記サ
ンプリング信号をFFTで離散余弦変換して変換係数を算
出し、ビット割り当て演算器10は、上記変換係数をいく
かのスペクトル帯域に分けて各帯域毎の平均パワーを求
め、この平均パワーから求めた補助情報に基づき、低域
と高域のスペクトル包絡を両方考慮して、上記ATC符号
化器7,8における量子化幅の適応制御および各変換係数
への最適量子化ビット数の割り当てを行なう。こうして
ATC符号化器7,8で量子化，符号化された低域，高域のデ
ータ信号と上記補助情報は、マルチプレクサ11で複合さ
れて、伝送チャンネルに送出される。

上記帯域分割符号化では、入力ディジタル信号の帯域
を低域と高域に２分割し、分割された各ディジタル信号
を、2:1にダウンサンプリングした後単一かつ共用のFFT
演算器９でDCT演算しているので、１ブロックの複素演
算点が、16kHzサンプリングの場合の2N＝512個からＮ＝
256個に半減し、従って１ブロックの複素演算量（式
（１）参照）もNlog₂Ｎから２×（N/2）log₂（N/2）に
低減でき、換言すればＮ（＝256）だけ演算量を減少で
き、演算時間を短縮あるいはFFT演算器ひいては符号化
装置の規模を縮小することができるのである。

次に、上記符号化装置によって伝送チャンネルに送出
された信号の複合化は、第１図（ｂ）に示す既述の構成
の復号化装置で行なわれる。この復号化は、上述の符号
化と逆の手順で同様に行なわれ、この場合も単一のFFT
演算器を低減，高域のATC復号化器15,16で共用している
ので、複素演算量をＮだけ減少でき、演算時間の短縮あ
るいは装置規模の縮小を図ることができ、この効果は１
ブロックの時間が長くなってＮが増大した場合など特に
著しくなる。

第２図（ａ），（ｂ）は夫々本発明の第２の音声・楽
音の帯域分割符号化方式に用いる符号化装置および復号
化装置を示すブロック図である。

第２図（ａ）の符号化装置において、1,2は夫々低域
フィルタおよび高域フィルタ、3,4はダウンサンプラ、
６はバッファ、30は上記ダウンサンプラ３でサンプリン
グされた低域信号を適応差分PCM方式で符号化する公知
のADPCM符号化器、31は上記ダウンサンプラ４でサンプ
リングされバッファ６で１ブロック（Ｎ個）ずつ蓄えら
れた高域信号を、FFTによる離散余弦変換で適応変換符
号化するATC符号化器、32は上記ADPCM符号化器およびAT
C符号化器31からの符号化された信号を複合して伝送チ
ャンネルに送出するマルチプレクサである。

また、第２図（ｂ）の復号化装置において、23は伝送
チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高周波帯域
に分けるデマルチプレクサ、34は分けられた低域データ
信号を適応差分PCM方式で復号化する公知のADPCM復号化
器、35は高域データ信号を後述の補助情報に基づいてFF
Tによる逆離散余弦変換で適応変換復号化するATC復号化
器、20はバッファ、21,22はアップサンプラ、23,24は夫
々低域フィルタおよび高域フィルタ、36はこれらフィル
タ23,24で濾波された信号を複合して再生信号として出
力する加算器である。

上記低域フィルタ1,23、高域フィルタ2,24、ダウンサ
ンプラ3,4、アップサンプラ21,22およびバッファ6,20
は、第１図中のものと同一であり、ADPCM符号化器30お
よびADPCM復号化器34は、第３図中の従来のものと同じ
である。上記ATC符号化器31は、第１図に示したFFT演算
器９とビット割り当て演算器10を内蔵したものであり、
量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量子化ビ
ット数の割り当てをそれ自身で行ない、その際用いた補
助情報を、量子化，符号化された高域データ信号と共に
マルチプレクサ32へ出力するようになっている。このよ
うに、低域と高域で符号化方式を変えたのは、低域の信
号は相関が強いためこれに有効なADPCM方式を適用し、
高域の信号は相関が強くなく、変換した周波数領域でス
ペクトル包絡に応じて符号化するATC方式が有効だから
である。また、低域と高域へのビット割り当ては、低域
側のビット数を多くした不変固定的なもので、これによ
ってパワーの強い低域がADPCM方式にて、高域が動的なA
TC方式にて夫々高能率に符号化されるようになってい
る。

上記構成の符号化装置（第２図（ａ）参照）を用い
て、音声・楽音の帯域分割符号化が次のように行なわれ
る。

16kHzでサンプリングされた入力ディジタル信号が、
高，低２帯域に分割され、2:1にダウンサンプリングさ
れて8kHzのサンプリング信号となるまでは、第１図
（ａ）で述べたとおりである。次いで、低域のサンプリ
ング信号は、ADPCM符号化器30でADPCM信号に符号化され
る一方、高域のサンプリング信号は、バッファ６で32ms
ecごとに１ブロック（Ｎ＝256個）として蓄えられ、続
いてATC符号化器31でATC信号に適応変換符号化される。
符号化されたADPCM信号とATC信号および補助情報は、マ
ルチプレクサ32で複合されて、伝送チャンネルに送出さ
れる。

上記帯域分割符号化では、従来のADPCMを用いたサブ
バンドコーディング（SBC）方式（第３図（ａ）参照）
の高域信号の符号化を、この方式よりもはるかに自由度
が高くかつ高能率なATC方式を用いて行なっているの
で、SBC方式と同程度のビットレートでより良い品質の
伝送が可能になり、また、本発明の第１図に示すATC方
式に比べれば、伝送の性能はやや劣るものの装置が小規
模になるという利点がある。

次に、上記符号化装置によって送出された信号の復号
化は、第２図（ｂ）に示す既述の構成の復号化装置で行
なわれる。この復号化は、上述の符号化と逆の手順で同
様に行なわれ、この場合も低域信号の復号化に従来のAD
PCM方式を、高域信号の復号化にATC方式を夫々用いてい
るので、前述と同様の利点がある。

なお、上記２つの実施例では、入力ディジタル信号の
帯域を高低２帯域に分割する場合を述べたが、この分割
を2:1の帯域分割を組合せるなどして数帯域とすること
もでき、分割された帯域の全てあるいは高帯域のみをAT
C方式で符号化するようにしてもよい。また、本発明の
第２の実施例における適応差分PCM符号化手段を適応PCM
符号化手段にすることもできる。

〈発明の効果〉 以上の説明で明らかなように、請求項１の帯域分割符
号化装置は、音声・楽音の入力ディジタル信号を少なく
とも第１と第２の帯域のディジタル信号に分ける第１と
第２の帯域フィルタと、上記第１の帯域のディジタル信
号を適応変換符号化する第１の適応変換符号化手段と、
上記第２の帯域のディジタル信号を適応変換符号化する
第２の適応変換符号化手段と、少なくとも上記第１と第
２の帯域のディジタル信号に共用されて、少なくとも上
記第１と第２の両適応変換符号化手段のために変換係数
を演算する単一の変換係数演算手段と、少なくとも上記
第１と第２の帯域のディジタル信号に共用されて、上記
第１と第２の帯域のディジタル信号の特性を考慮して、
ビット割り当てを行なって上記第１と第２の適応変換符
号化手段に出力する単一のビット割り当て演算手段とを
備えているので、第１と第２の両帯域のディジタル信号
の特性を総合的に考慮して状況に応じた最適なビット割
り当てを行なうことができ、従って、伝送データの音質
を高めることができるとともに、第１と第２の帯域に共
用される単一の変換係数演算手段によって、第１と第２
の両適応変換符号化手段のために変換係数を演算でき、
従って、装置の小型化，コンパクト化を図ることができ
る。

また、請求項２の音声・楽音の帯域分割符号化装置
は、第１と第２の帯域に共用される単一の変換係数演算
手段に加えて、第１と第２の帯域フィルタから出力され
た各ディジタル信号をダウンサンプリングして出力する
第１と第２のダウンサンプラを備えるので、上記単一の
変換係数演算手段が小さな能力のものであっても適応変
換符号化のための変換係数を演算することができるよう
になり、あるいは同じ能力のものなら、変換係数の演算
時間をより短縮できるようになる。

また、請求項３の音声・楽音の帯域分割符号化装置
は、上記変換係数演算手段を高速フーリエ変換演算器に
することにより、演算時間を一層短くでき、あるいは変
換係数演算手段を一層小型化することができる。

請求項４の発明の帯域分割符号化装置は、音声・楽音
の入力ディジタル信号を第１と第２の帯域のディジタル
信号に分ける第１と第２の帯域フィルタと、上記第１あ
るいは第２のいずれか低域側の帯域フィルタを通過した
ディジタル信号を適応差分PCM符号化する適応差分PCM符
号化手段または適応PCM符号化する適応PCM符号化手段
と、上記第１あるいは第２のいずれか高域側の帯域フィ
ルタを通過したディジタル信号を適応変換符号化する適
応変換符号化手段とを備えているので、相関が強い低域
の信号には適応差分PCM符号化手段または適応PCM符号化
手段を用い、相関が弱い高域の信号には適応変換符号化
手段を用いるという低域，高域の夫々に適した符号化手
段を選択するという有効な手法でもって、高精度な符号
化を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の音声・楽音の帯域分割符号化装
置を示すブロック図、第２図は本発明の第２の音声・楽
音の帯域分割符号化装置を示すブロック図、第３図は従
来のSBC方式を示すブロック図、第４図は従来のATC方式
を示すブロック図である。 1,23……低域フィルタ、2,24……高域フィルタ、3,4…
…ダウンサンプラ、5,6,19,20……バッファ、7,8,31…
…ATC符号化器、9,17……FFT演算器、10,18……ビット
割り当て演算器、11,32,47,66……マルチプレクサ、14,
33,48,67……デマルチプレクサ、15,16,35……ATC復号
化器、21,22,51,52……アップサンプラ、25,36,55……
加算器。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】音声・楽音の入力ディジタル信号を少なく
   とも第１と第２の帯域のディジタル信号に分ける第１と
   第２の帯域フィルタと、 上記第１の帯域のディジタル信号を適応変換符号化する
   第１の適応変換符号化手段と、 上記第２の帯域のディジタル信号を適応変換符号化する
   第２の適応変換符号化手段と、 少なくとも上記第１と第２の帯域のディジタル信号に共
   用されて、上記第１と第２の両適応変換符号化手段のた
   めに変換係数を演算する単一の変換係数演算手段と、 少なくとも上記第１と第２の帯域のディジタル信号に共
   用されて、上記第１と第２の帯域のディジタル信号の特
   性を考慮して、ビット割り当てを行なって上記第１と第
   ２の適応変換符号化手段に出力する単一のビット割り当
   て演算手段とを備えた音声・楽音の帯域分割符号化装
   置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の音声・楽音の帯域分割符
   号化装置において、上記第１と第２の帯域フィルタから
   出力された各ディジタル信号を夫々サンプリング周波数
   がナイキストレートになるようにダウンサンプリングし
   て出力する第１と第２のダウンサンプラを備えたことを
   特徴とする音声・楽音の帯域分割符号化装置。
3. 【請求項３】請求項１または請求項２に記載の音声・楽
   音の帯域分割符号化装置において、上記変換係数演算手
   段は、高速フーリエ変換演算器であることを特徴とする
   音声・楽音の帯域分割符号化装置。
4. 【請求項４】音声・楽音の入力ディジタル信号を第１と
   第２の帯域のディジタル信号に分ける第１と第２の帯域
   フィルタと、 上記第１あるいは第２のいずれか低域側の帯域フィルタ
   を通過したディジタル信号を適応差分PCM符号化する適
   応差分PCM符号化手段または適応PCM符号化する適応PCM
   符号化手段と、 上記第１あるいは第２のいずれか高域側の帯域フィルタ
   を通過したディジタル信号を適応変換符号化する適応変
   換符号化手段とを備えたことを特徴とする音声・楽音の
   帯域分割符号化装置。