JP2001502876A - 多重標準規格受信 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信機において、チューナ（ＴＵＮ）によって受信信号（Srf）を中間周波数信号（Sif）に変換する。可調整周波数変換器（ＡＦＲＣ）によって中間周波数信号（Sif）をフィルタ配置（ＦＩＬ）の入力信号（Sin）に変換し、異なる伝送標準規格に関する種々の周波数応答（Hfil1,Hfil2）を提供し得るようにする。可調整周波数変換器（ＡＦＲＣ）およびフィルタ配置（ＦＩＬ）は多くの異なる伝送標準規格に好適な集積化受信回路（ＩＲＣ）の位置部分を形成する。チューナ（ＴＵＮ）によって種々の異なる中間周波数（ＩＦ１，ＩＦ２）の任意の周波数で中間周波数信号（Sif）を発生する。任意の中間周波数（ＩＦ１，ＩＦ２）に対して可調整周波数変換器（ＡＦＲＣ）は、フィルタ配置（ＦＩＬ）がその周波数応答（Hfil1,Hfil2）に対して好適に位置する周波数範囲（ＦＲ）で入力信号（Sin）を受ける。これがため、可調整周波数変換器（ＡＦＲＣ）によって種々の異なる中間周波数の任意の周波数を用いることができ、従って、比較的廉価な標準規格仕様のチューナを用いることができる。これがため、標準規格廉価に多重標準規格受信機を得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】 多重標準規格受信発明の技術分野 本発明は異なる標準規格に従って伝送される信号の受信に関するものである。 例えば、テレビジョン（TV）信号は、国または領域に従って、および／またはケ ーブル、衛星または地上経路を経るアナログまたはデジタルの伝送形式に従って 異なる標準規格で伝送される。発明の背景 ヨーロッパ特許出願EP-A 0,696,854には、多重標準規格TV受像機が記載されて いる。この受像機では、チューナの出力信号は１４０ＭＨｚの中心周波数を有し 、多数の隣接チャネル信号成分を抑圧する表面弾性波フィルタを通過する。次段 の混合段によって周波数変換を行なって、７５ＭＨｚを中心とするダウンコンバ ート中間周波数信号を得るようにする。このダウンコンバート中間周波数信号は 、このダウンコンバート中間周波数信号がＡ／Ｄ変換器の入力端子に供給される 前に、内部帯域通過制限を有する自動利得制御増幅器に供給する。適応制御帯域 幅を有する次段の帯域通過フィルタによって隣接チャネル信号成分が僅かに残存 する所望の信号を選択する。発明の概要 本発明の目的は背景技術受信機に対して一層経済性の有る実現を行ない得る多 重標準規格受信を提供せんとするにある。本発明によれば、請求項１および５は 受信機および集積化受信回路をそれぞれ規定する。発明を有利に実現するために 任意に用いられる追加の特徴は従属請求項で規定している。 本発明は次の主旨を考慮にいれている。多重標準規格受信機では、種々の標準 規格に従って伝送された受信信号をさらに他の処理を行なうための共通中間周波 数に変換することができる。背景技術として前述した従来の受信機はこの手法の 一例である。この際、種々の標準規格に従って伝送された受信信号を正しく処理 し、これら信号を共通の中間周波数に変換するチューナまたはチューナ群を必要 とする。 従来の受信機では、共通の中間周波数は特定の伝送標準規格または一群の伝送 標準規格に典型的に用いられる任意の中間周波数に対応しない。従って、従来の 受信機の一部を構成するチューナは多重標準規格受信以外の用途には好適でない 。多重標準規格受信機は比較的少数製造されているため、かかるチューナは量産 効果に欠けるため、比較的高価である。 しかし、従来の受信機において、例え共通中間周波数が典型的に使用される中 間周波数に相当するとしても、チューナはいまだ量産効果に欠けるため、比較的 高価である。このチューナは多重標準規格受信を行うための回路の相当量を含む ため、これはかかる回路が冗長となる多重標準規格受信以外の用途に対しても高 価となる。単一標準規格受信機においては、むしろ当該伝送標準規格に代表的に 用いられる中間周波数に受信信号を変換する比較的廉価な標準規格チューナを用 いる。 本発明多重標準規格受信機は、チューナにより供給された中間周波数信号を、 異なる伝送標準規格に関連する種々の周波数応答を提供し得るフィルタ配列の入 力信号に変換する可調整周波数変換器を具えることを特徴とする。 可調整周波数変換器は中間周波数信号の周波数をこのフィルタ配列の入力信号 を得るために調整し得る量だけ有効にずらせるようにする。多数の異なる中間周 波数のうちの任意の周波数に対しては、フィルタ配列が周波数応答に対して好適 に位置してこれを供給する周波数範囲で、入力信号を受信するように可調整周波 数変換器を調整することができる。これがため、多重標準規格の用途では、各々 が特定の伝送規格または一群の伝送規格に対して代表的に用いられる異なる中間 周波数に受信信号を変換する標準規格チューナのアセンブリを用いることができ る。多くの用途では、かかる標準規格チューナのアセンブリは、上記背景技術で 必要であるとされた専用の多重標準規格受信機よりも量産効果の点で廉価である 。これがため、本発明によれば、一層経済性のある多重標準規格受信機を実現す ることができる。 本発明によれば、多重標準規格受信機を全体または部分的に集積回路として実 現することができる。例えば、可調整周波数変換器およびフィルタ配列はチュー ナによって提供された中間周波数信号を処理する集積化受信回路の一部分を形成 することができる。かかる集積化受信回路は比較的多くの異なる伝送標準規格に 好適である。これがため、これは多重標準規格受信機だけでなく、比較的多くの 異なる単一標準規格受信機にも用いることができる。従って、本発明は用途の広 い集積化受信回路に適用することができるとともに量産効果の点で有利となる広 範囲の用途に適用することができる。図面の簡単な説明 図１は請求項１に記載の本発明の基本的な特徴を示すブロック図； 図２乃至図４は請求項２−４にそれぞれ記載の追加の特徴を示す説明図； 図５は本発明受信機の一例を示すブロック回路図； 図６ａ、７ａ,..．１５ａは図５の受信機のフィルタに好適な係数の例をリス トする表； 図６ｂ、７ｂ,..．１５ｂは図６ａ、７ａ,..．１５ａの表にそれぞれリストさ れたフィルタ係数に関連する周波数応答を示すグラフである。発明を実施するための最良の形態 先ず最初、基準符号の使用に際して、ある注記を行なう。図中同一のものには 同一の符号を付して示す。単一の図面中、種々の同一のものを示す。この場合に は、符号に数値を付して同様のものを互いに区別する。同様のものの数（番号） が連続パラメータである場合には括弧内に数を付す。記載行なう請求項中に基準 符号の任意数はこれが適当で有る場合に省略する。 図１は本発明の基本的特徴を実線で示す。チューナＴＵＮは受信信号Srfを中 間周波数信号Sifに変換する。可調整周波数変換器ＡＦＲＣは中間周波数信号Sif をフィルタ配列ＦＩＬの入力信号Sinに変換する。フィルタ配列ＦＩＬは種々の 異なる伝送標準規格に関連する種々の周波数応答Hfil1,Hfil2を供給し得るよう にする。 また、図１は次の特徴を破線で示す。可調整周波数変換器ＡＦＲＣおよびフィ ルタ配列ＦＩＬは多くの種々の異なる伝送標準規格に好適な集積化受信回路ＩＲ Ｆの一部分を形成する。チューナＴＵＮは種々の異なる中間周波数ＩＦ１，ＩＦ ２の任意の中間周波数で中間周波数信号Sifを発生する。任意の中間周波数ＩＦ １，ＩＦ２に対しては、フィルタ配列ＦＩＬが周波数応答Hfil1,Hfil2に対して 好適に位置する周波数範囲ＦＲで、入力信号Sinを受信するように可調整周波数 変換器ＡＦＲＣを調整することができる。この目的のため、制御信号IFselを用 い、これにより可調整周波数変換器ＡＦＲＣによって実行された周波数変換を決 めるようにする。この制御信号IFselはコントローラ（図示せず）によって供給 することができる。 図２は次の特徴を示す。フィルタ配列ＦＩＬによって供給された周波数応答Hf il1,Hfil2は零（０）周波数を含む通過帯域ＰＢ１，ＰＢ２を有する。即ち、周 波数応答Hfil1,Hfil2は低域通過フィルタ特徴を有する。 図２の特徴は次の主旨を考慮する。フィルタ配列ＦＩＬは所望の信号に周波数 的に隣接する信号をほぼ抑圧するようにするのが好適である。かかる信号を以下 隣接周波数信号と称する。これに対し、隣接周波数信号が、チューナおよび隣接 周波数変換器間の中間周波数経路で大きく抑圧される場合には、複数のフィルタ がむしろ高価となる多重標準規格用途に必要となる。 隣接周波数信号を充分に抑圧するためには、フィルタ配列ＦＩＬは所望の信号 が位置する周波数範囲と、隣接周波数信号を位置し得る周波数範囲との間の大き さの差が大きな周波数応答を提供する必要がある。これは、周波数応答が、以下 それぞれ通過帯域および阻止帯域と称する２つの周波数範囲間のある大きさの傾 斜を有することを意味する。通過帯域および阻止帯域間の大きさのある量に対し て、通過帯域の中心周波数が高ければ高いほど、前記傾斜の大きさを急峻とする 必要がある。一般に、傾斜の大きさを一層急峻にするためには、一層複雑な回路 を必要とする。 図２の特徴を適用する場合には、通過帯域の中心周波数を比較的低くする。こ れがため、阻止帯域に位置する任意の隣接周波数信号を適宜に抑圧するためには 傾斜の大きさを比較的緩やかとするだけで充分である。これによりフィルタ配列 ＦＩＬを比較的簡単な回路で実現することができる。さらに、これによりフィル タ配列ＦＩＬを集積化回路形態で実現することができる。従って、図２の特徴は 経済性に寄与する。 図３は次の特徴を示す。可調整周波数変換器ＡＦＲＣはベクトル混合器ＶＭＸ を具える。このベクトル混合器ＶＭＸは中間周波数信号Sifを単一混合周波数θ を有するベクトル信号で有効に乗算する。この乗算の結果はフィルタ配列ＦＩＬ の入力信号Sinを構成する。図３において、入力信号Sinの表示は信号ベクトルＶ ｓによって与えられる。この信号ベクトルＶｓはある瞬時における入力信号Sin の状態を示す。この信号ベクトルＶｓの反時計方向の回転は正の周波数＋ｆと称 され、時計方向の回転は負の周波数−ｆと称される。 図３の特徴は次の主旨を考慮する。混合周波数θを中間周波数信号Sifのスペ クトルが占める周波数範囲内に位置させる場合には、このスペクトルは２つの部 分に有効にカットされるようになる。このスペクトルの１方の位置は混合周波数 θ以上となり、これはこの位置のスペクトル成分が正の周波数差を有することを 意味する。このスペクトルの他方の位置は混合周波数θ以下となり、これはこの 位置のスペクトル成分が負の周波数差を有することを意味する。このスペクトル の２つの部分が完全に対称でない場合には正の周波数差および負の周波数差を有 するスペクトル成分間の識別を行なって、中間周波数信号Sifに情報の如何なる 歪も含まれないようにする。 図３の特徴を適用する場合には、フィルタ配列ＦＩＬの入力信号Sinは図３に 示すように、ベクトル形態である。これがため、混合周波数θに対して正のおよ び負の周波数差を有する中間周波数信号Sifのスペクトル成分間の識別を行なう ことができる。従って、混合周波数θは中間周波数信号Sifのスペクトルが占め る周波数範囲内にあり、この範囲外では情報の著しい損失または歪が生じるよう になる。これがため、図３の特徴によって可調整周波数変換器ＡＦＲＣによって 実行された周波数変換に対する選択の自由度を比較的大きくする。 図４は次の特徴を示す。サンプリング回路Ｓ＆Ｈによって中間周波数信号Sif を時間離散形態でベクトル混合器ＶＭＸに供給する。また、図４は図３につき前 述した所と同様にフィルタ配列ＦＩＬにベクトル混合器ＶＭＸにベクトル形態で 供給される入力信号Sinを示し、信号ベクトルＶｓはある瞬時における入力信号S inの状態を表わす。 図４の特徴は次の主旨を考慮する。実際の実現では、ベクトル混合器ＶＭＸは ２つの出力信号を発生する。１つの出力信号は水平軸に対して信号ベクトルＶｓ の位置を規定するとともに他の信号は垂直軸に対して信号ベクトルＶｓの位置を 規定する。換言すれば、２つの信号は入力信号Sinのｘ成分およびｙ成分をそれ ぞれベクトル形態で構成する。これら２つの信号が互いに正確に直交していない 場合には、正および負の周波数間には全く歪は形成されない。これは、特にベク トル混合器ＶＭＸが零（０）周波数を含む周波数範囲に入力信号Sinを発生しな い際に、受信品質に悪影響を与える。 図４の特徴を適用する場合には、ベクトル混合器ＶＭＸは時間離散熊様で作動 することができる。これによりベクトル形態の入力信号Sinのｘ成分およびｙ成 分を形成する２つの信号間に極めて正確な９０度位相関係を確立することができ る。これがため正および負の周波数間を良好に識別することができる。従って、 図４の特徴は受信品質に寄与する。 図５は図１−４に示す特徴を含み、これら図につき前述された本発明によるＴ Ｖ受像機の一例を示す。図５の受像機においては、チューナＴＵＮおよび可調整 周波数変換器ＡＦＲＣ間に次の追加の素子；アンチ−エイリアシングフィルタＡ ＡＦ、サンプリング回路Ｓ＆Ｈを含むアナログ−デジタル変換器ＡＤＣ、デジタ ルフィルタＤＦ１およびサンプルレート減算器ＳＲＤ１を結合する。フィルタ配 列ＦＩＬは種々のデジタルフィルタＤＦ２−ＤＦ１０、２つのサンプルレート減 算器ＳＲＤ２、ＳＲＤ３および同期復調器ＳＤＥＭを含む。フィルタ配列ＦＩＬ の出力信号は音声プロセッサＳＰＲＣ、ビデオプロセッサＶＰＲＣまたはシンボ ルプロセッサＸＰＲＣで更に処理される。 図５の受像機は次のように作動する。チューナＴＵＮはＴＶ帯域の任意のチャ ネルに位置し得る受信信号Srfに同調させる。応答に当たり、チューナＴＵＮは 以下に示す代表的に用いられる中間周波数の任意の周波数で中間周波数信号Sif を供給する。 上記中間周波数は中間周波数信号Sifに構成される主搬送波に適用されること明 かである。 中間周波数主Sifにはこれが可調整周波数変換器ＡＦＲＣに供給される前に、 アナログ−デジタル変換およびスカラーベクトル変換を施す。これらの変換はア ナログ−デジタル変換器ＡＤＣおよびデジタルフィルタＤＦ１によってそれぞれ 実行される。アンチ−エイリアシングフィルタＡＡＦによってアナログ−デジタ ル変換の一部として周波数Ｆｓでサンプリングを行なうことによりエイリアシン グ効果を打消す。サンプルレート減算器ＳＲＤ１によって中間周波数信号を、サ ンプリング周波数Ｆｓよりも低いファクタＲ１回のサンプルレートで可調整周波 数変換器ＡＦＲＣに中間周波数信号を供給する。 スカラーベクトル変換は、デジタルフィルタＤＦ１により供給される２つの異 なる有限インパルス応答Ａｘ(ｚ)およびＡｙ(ｚ)に従ってデジタル化中間周波数 信号をフィルタ処理することによって達成する。有限インパルス応答Ａｘ(z)に 従ってフィルタ処理されたデジタル化中間周波数信号はｘ成分Xifを発生すると ともに有限インパルス応答Ａｙ(z)に従ってフィルタ処理されたデジタル化中間 周波数信号はｙ成分Yifを発生する。この組合せを行なうことによってｘおよび ｙ成分Xif、Yifにより中間周波数信号Sifのベクトル表示を行なう。また、デジ タルフィルタＤＦ１によってサンプルレート減算器ＳＲＤ１により生じたエイリ アシング効果を打消す。ＰＣＴ出願WO-A 96/8078(PHN-15,001)にはスカラーベク トル変換を実行するデジタルフィルタによってアンチ−エイリアシングを達成す る好適な手段が記載されている。 可調整周波数変換器ＡＦＲＣによって中間周波数信号Sifの周波数のベクトル 表示をずらせるようにする。周波数変位の量は図３につき前述したベクトル混合 器ＶＭＸに供給される混合周波数θに等しい。例えば、ベクトル混合器ＶＭＸを コーディックプロセッサとして実現する場合には、混合周波数θをコーディック プロセッサに結合されたｚデータ発生器によって決めるようにする。ヨーロッパ 出願EP-A 486,095(PHN-13,00)には周波数変位を行なうｚ−データ発生器に結合 されたコーディックプロセッサが記載されている。 混合周波数θは受信を必要とする伝送系に依存する。下表は種々の伝送系に対 する好適な混合周波数θをリストアップする。 混合周波数θが上述した表に従う場合には、フィルタ配列ＦＩＬの入力信号Sin は零周波数を好適に中心とする周波数スペクトルを有する。 フィルタ配列ＦＩＬでは、デジタルフィルタＤＦ２およびＤＦ３によって隣接 周波数信号をほぼ抑圧する。入力信号Sinの周波数スペクトルが零周波数をほぼ 中心としているものとすると、低域通過周波数応答はデジタルフィルタＤＦ２お よびＤＦ３のインパルス応答Ｂ(ｚ)およびＣ(ｚ)にそれぞれ関連する。サンプル レート減算器ＳＲＤ２によって入力信号Sinのサンプルレートを減少する。かか るサンプルレートの減少を行ない得る理由はデジタルフィルタＤＦ２およびＤＦ ３によって入力信号Sinの帯域幅を有効に減少するからである。 同調復調器ＳＤＥＭによって入力信号Sinに構成される所望の主搬送波を零(0) 周波数に有効に推移する。これがため、ベクトルベースバンド信号Svbbが得られ るようになる。このベクトルベースバンド信号は主搬送波の同相変調成分および 直交変調成分に関連する２つの成分XbbおよびYbbで構成される。 ベクトルベースバンド信号Svbbの内容は受信信号Srfが伝送されるに従う標準 規格に依存する。受信信号Srfがアナログ地上ＴＶ伝送である場合には、ベクト ルベースバンド信号Svbbは輝度信号、クロミナンス搬送波信号および１つ以上の 音声搬送波信号を具える。これら信号はアナログ地上ＴＶ伝送が行われるに従っ て標準規格に依存するように周波数が多重化される。受信信号SrfがデジタルＴ Ｖ伝送である場合には、ベクトルベースバンド信号Svbbはシンボルストリームを 具える。シンボルストリームの特性はデジタルＴＶ伝送が行われるに従って標準 規格に依存するようになる。 デジタルフィルタＤＦ４−ＤＦ１０のアセンブリを同期復調器ＳＤＥＭの背後 に結合する。各デジタルフィルタＤＦ４−ＤＦ１０はベクトルベースバンド信号 Svbbに構成され得る内容の特定の一部に対して特定の仕事を有する。これを以下 に一層詳細に説明する。 デジタルフィルタＤＦ４によってアナログ地上ＴＶ伝送に用いられる残留即波 帯変調の結果として輝度信号の歪を補償する。この目的のために、デジタルフィ ルタＤＦ４の周波数応答はナイキストスロープを含むようにする。これは好適に 選定されたインパルス応答Ｄｘ(ｚ)およびＤｙ(ｚ)に従ってそれぞれベクトルベ ースバンド信号Svbbの２つの成分XbbおよびYbbをフィルタ処理することによって 達成する。次いで、斯くして得たフィルタ処理成分を合成してスカラー出力信号 を発生する。 デジタルフィルタＤＦ５、ＤＦ６およびＤＦ７によって輝度信号およびクロミ ナンス搬送波信号以外の信号を抑圧する。特に、これらフィルタによってアナロ グ地上ＴＶ伝送が行なわれるに従って標準規格に依存する種々の異なる周波数に 位置し得る音声搬送波信号を抑圧する。デジタルフィルタＤＦ５およびＤＦ６に よってＫ標準規格並びにＢ／ＧおよびＩ標準規格に従って伝送の音声搬送波信号 を抑圧する。この目的のために、ほぼ５ＭＨｚのカットオフ周波数を有する低域 通過周波数応答をデジタルフィルタＤＦ５およびＤＦ６のインパルス応答Ek0(z) およびEk1(z)にそれぞれ関連させる。上述した標準規格の任意のものに対して、 デジタルフィルタＤＦ６の出力信号をビデオプロセッサＶＰＲＣでさらに処理す るために用いる。しかし、Ｍ標準規格伝送に対してはデジタルフィルタＤＦ６の 出力信号をデジタルフィルタＤＦ７によってさらにフィルタ処理する。デジタル フィルタＤＦ７のインパルス応答Em(z)によって周波数応答を4.5ＭＨｚをほぼ中 心とするノッチに関連させてこの周波数における任意の音声搬送波を抑圧し得る ようにする。 デジタルフィルタＤＦ８およびサンプルレート減算器ＳＲＤ３によって音声プ ロセッサＳＰＲＣでさらに処理する音声搬送波信号を用意する。デジタルフィル タＤＦ８の周波数応答は音声搬送波信号が位置する周波数範囲をカバーする通過 帯域を有する。さらに、このフィルタによってデジタルフィルタＤＦ４のスカラ ー出力信号をベクトル信号に変換する。この目的のために、スカラー出力信号を ２つの異なるインパルス応答Ｇｘ(ｚ)およびＧｙ(ｚ)に従ってフィルタ処理する 。 従って、組合せてベクトル信号を形成し、２つの成分を得る。サンプルレート減 算器ＳＲＤ３によってベクトル信号のサンプルレートをファクタＲ３で減算する 。デジタルフィルタＤＦ８によってＰＣＴ出願ＷＯ−Ａ９６／８０７８（ＰＨＮ １５，００１）に記載された原理に従ってこのサンプルレートの減少に関連する 任意のエイリアシングを相殺する。 デジタルフィルタＤＦ９およびＤＦ１０によってそれぞれヨーロッパおよびア メリカデジタルケーブルＴＶ伝送の標準規格に従ってシンボルのストリームをフ ィルタ処理する。デジタルフィルタＤＦ９は、低域通過周波数応答がほぼ４ＭＨ ｚのカットオフ周波数およびほぼ0.15のロールオフファクタに関連するインパル ス応答Heur(z)を有する。デジタルフィルタＤＦ１０は、低域通過周波数応答が ほぼ３ＭＨｚのカットオフ周波数およびほぼ0.2のロールオフファクタに関連す るインパルス応答Hus(z)を有する。デジタルフィルタＤＦ９およびＤＦ１０の出 力信号をさらに処理を行なうためにシンボルプロセッサＸＰＲＣに供給する。 音声プロセッサＳＰＲＣ、ビデオプロセッサＶＰＲＣおよびシンポルプロセッ サＸＰＲＣはこれに供給される信号またはシンボルを処理する。音声プロセッサ ＳＰＲＣで音声搬送波信号を処理する特に好適な手段を以下に説明する。音声搬 送波信号を零（０）周波数に推移し、その後これを低域通過フィルタによりフィ ルタ処理し、次いで復調する。ヨーロッパ特許出願EP-A 486,095(PHN 13,500)に は縦続接続の第１コーディックプロセッサ、低域通過フィルタ、および第２コー ディックプロセッサを具える受信機が記載されている。この縦続接続回路は音声 プロセッサＳＰＲＣに用いて前述したように音声搬送波信号を処理する。この縦 続接続回路をビデオプロセッサＶＰＲＣに用いてクロミナンス搬送波信号を同様 に好適に処理することもできる。 図６ａ，７ａ,...，１５ａはデジタルフィルタＤＦ１、ＤＦ２、...、ＤＦ１ ０のインパルス応答Ａｘ(ｚ)／Ａｙ(ｚ)，Ｂ(z)、...、Hus(z)の好適な係数をそ れぞれリストアップして示す。斯様にして、各インパルス応答はｚ表記法を用い て次式のように表わすことができる。ここに、Ｎは整数であり、インパルス応答の長さを表わし、ａ(i)はインパルス 応答のｉ番目の係数を表わす。図６ａ，７ａ,...，１５ａにおいて、係数の値は それぞれ列ＶＡＬ(ＤＥＣ)およびＶＡＬ(ＣＳＤ)に１０進法および標準記号数値 法で与えられている。 図６ｂ，７ｂ,...，１５ｂはそれぞれ図６ａ，７ａ,...，１５ａのインパルス 応答に関連する周波数応答を示す。周波数応答はインパルス応答のフーリエ変換 である。図６ａ，６ｂ，７ａ，７ｂ,...，１５ａ，１５ｂに対し、次の条件を適 用する。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣのサンプリング周波数を１２８ＭＨｚとする。サン プルレート減少のファクタは次の通りである。 Ｒ１＝２，Ｒ２＝４およびＲ３＝２ 上述した説明および図面は本発明の一例である。本発明は上述した零にのみ限 定されるものではなく、要旨を変更しない範囲内で種々の変形やすい変更が可能 である。 例えば、図５について、サンプルレート減算器ＳＲＤ１、ＳＲＤ２、およびＳ ＲＤ３の任意のものをその前段のデジタルフィルタを結合することができる。多 くの場合、かかる結合は有利である。少なくとも当該デジタルフィルタの一部分 は比較的低い周波数で作動させることができる。これにより電力消費を低くする ことができる。他の例では、図５においてデジタルフィルタＤＦ２およびＤＦ３ を結合して１つのフィルタを形成することもできる。さらにデジタルフィルタＤ Ｆ４−ＤＦ１０のアセンブリを単一可調整フィルタにより置換することができ、 この可調整フィルタによってベクトルベースバンド信号Svbbに構成され得る任意 の内容を好適に処理する種々の周波数応答を得ることができる。 また、種々の機能または機能素子は好適にプログラムされたコンピュータによ って個別にあるいは組合せて実現することができる。例えば、図５につき、フィ ルタ配列ＦＩＬは信号プロセッサの形態で実現することができる。また、この信 号プロセッサは音声プロセッサＳＰＲＣ、ビデオプロセッサＶＰＲＣおよび／ま たはシンボルプロセッサＸＰＲＣのような他の機能素子を具えることもできる。 原理的には、任意の型のチューナを用いることができる。例えば、図５におい て、チューナＴＵＮは例えば市販されているフィリップスＴＶチューナＵＶ916 Ｈのような単一ＴＶチューナとすることができる。さらに、各々が異なる伝送標 準規格または伝送標準規格の群で示される種々のＴＶチューナの並列配置とする こともできる。 原理的には、任意の型のフィルタ配置を用いて異なる伝送標準規格に関連する 種々の周波数応答を得ることができる。図５において、フィルタ配置ＦＩＬはデ ジタルフィルタＤＦ２−ＤＦ１０を用いて実現するが、他の型のフィルタを用い ることもできる。例えば、図５の受信機はアナログ−デジタル変換器をサンプル ホールド回路で置換することにより変更することができる。この場合には、デジ タルフィルタの代わりに、スイッチトキャパシタフィルタをフィルタ配置に用い ることができる。或は又中間周波数信号をデジタル化しない場合には、関連の標 準規格に従ってフィルタ処理されるアナログフィルタを用いることができる。図 ５において、同期復調器ＳＤＥＭの背後のデジタルフィルタＤＦ４−ＤＦ１０の 任意のものを同期復調器ＳＤＥＭの前段で１つのデジタルフィルタにより置換す ることができる。全てのデジタルフィルタＤＦ４−ＤＦ１０が斯様に置換される 場合には、フィルタ背後のＦＩＬは同期復調器を具えることはない。 原理的には、任意の型の可調整周波数変換器を用いることができる。図５にお いて、可調整周波数変換器ＡＦＲＣをデジタル回路としたが、これをアナログ回 路で実現することができる。図５の受信機は、アナログ−デジタル変換を可調整 周波数変換器の前段でなく後段で実現するように変更することができる。さらに 、図５の受信機に対して、ベクトル混合信号を発生する正弦および余弦テーブル を具えるリードオンリメモリに関するデジタルマルチプライヤ回路を用いる可調 整周波数変換器を実現することができる。しかし、図５につき前述したように、 コーディックプロセッサに基づく実現は一般にハードウエアおよびコストの点で 一層有効である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ，ＫＲ (72)発明者 ヒーリス ヘラルダス クリスティアーン マリア オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ 【要約の続き】 受信機を得ることができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信信号（Srf）を中間周波信号（Sif）に変換する同調器（TUN）と；異な る伝送標準規格に関連する種々の周波数応答(Hfil1,Hfil2)を提供し得るフィル タ配列（FIL）とを具える受信機において、該受信機は前記中間周波信号（Sif） を前記フィルタ配列(FIL)の入力信号(Sin)に変換する可調整周波数変換器(AFRC) を具えることを特徴とする受信機。 ２．前記フィルタ配列（FIL）の周波数応答（Hfil1,Hfil2）は零（０）周波数を 含む通過帯域（PB1,PB2）を有することを特徴とする請求項１に記載の受信機。 ３．前記可調整周波数変換器（AFRC）は単一混合周波数（θ）を有するベクトル 信号で中間周波信号（Sif）を有効に乗算するベクトル混合器（VMX）を含み、こ の乗算結果が前記フィルタ配列（FIL）の入力信号（Sin）を構成することを特徴 とする請求項１に記載の受信機。 ４．前記受信機は入力信号（Sin）をベクトル混合器（VMX）に時間離散形態で供 給するサンプリング回路（S&H）をさらに具えることを特徴とする請求項３に記 載の受信機。 ５．同調器（TUN）によって供給される中間周波信号（Sif）を処理する集積化受 信回路（IRC）であって、異なる伝送標準規格に関連する種々の周波数応答（Hfi l1,Hfil2）を提供し得るフィルタ配列（FIL）と、前記中間周波信号（Sif）を前 記フィルタ配列(FIL)の入力信号(Sin)に変換する可調整周波数変換器(AFRC)とを 具えることを特徴とする集積化受信回路。