JP2000068899A - 適応等化方法および適応等化器 - Google Patents
適応等化方法および適応等化器Info
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- JP2000068899A JP2000068899A JP10240704A JP24070498A JP2000068899A JP 2000068899 A JP2000068899 A JP 2000068899A JP 10240704 A JP10240704 A JP 10240704A JP 24070498 A JP24070498 A JP 24070498A JP 2000068899 A JP2000068899 A JP 2000068899A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 遅延検波方式に適用可能な適応等化器におい
て、同期検波および絶対振幅の検出を必要とせず、また
特別なトレーニング信号を用いずに高精度の等化処理を
行う適応等化方法および適応等化器を実現する。 【解決手段】 等化器の１つのタップについて、一定量
離れた第１のタップ係数および第２のタップ係数（＞第
１のタップ係数）の２つの値を用いて各等化器出力を求
め、第１，２のタップ係数に対する第１，２の歪み量を
検出し、第１の歪み量および第２の歪み量の各絶対値ま
たはそのｈ乗の値の大きさを比較し、第１の歪み量が第
２の歪み量より大きい場合は正方向に、逆に第１の歪み
量が第２の歪み量より小さい場合は負方向に逐次タップ
係数を更新し、第１の歪み量と第２の歪み量が平衡した
ときの第１のタップ係数と第２のタップ係数の中点の値
を最適タップ係数とし、これらの制御を各タップごとに
行う。
て、同期検波および絶対振幅の検出を必要とせず、また
特別なトレーニング信号を用いずに高精度の等化処理を
行う適応等化方法および適応等化器を実現する。 【解決手段】 等化器の１つのタップについて、一定量
離れた第１のタップ係数および第２のタップ係数（＞第
１のタップ係数）の２つの値を用いて各等化器出力を求
め、第１，２のタップ係数に対する第１，２の歪み量を
検出し、第１の歪み量および第２の歪み量の各絶対値ま
たはそのｈ乗の値の大きさを比較し、第１の歪み量が第
２の歪み量より大きい場合は正方向に、逆に第１の歪み
量が第２の歪み量より小さい場合は負方向に逐次タップ
係数を更新し、第１の歪み量と第２の歪み量が平衡した
ときの第１のタップ係数と第２のタップ係数の中点の値
を最適タップ係数とし、これらの制御を各タップごとに
行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル符号伝
送の受信側で波形等化に用いる適応等化方法および適応
等化器に関する。
送の受信側で波形等化に用いる適応等化方法および適応
等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信や無線ＬＡＮなどで
は、遅延検波方式が広く用いられている。遅延検波方式
は、同期検波方式と比較して回路構成が簡易であり、フ
ェージング下においても良好な伝搬特性を示す。しか
し、マルチパスが無視できない伝搬状況では、到来時間
の異なる複数の干渉波により、伝搬特性が著しく劣化す
る。このような場合には、マルチパス歪みを補償する適
応等化器の適用が有効である。また、受信機における主
にフィルタ系の不完全性によっても波形歪みを生じるこ
とがある。この場合も、伝送路による波形歪みと同等で
あり、適応等化器の適用が誤り率特性の改善に有効であ
る。
は、遅延検波方式が広く用いられている。遅延検波方式
は、同期検波方式と比較して回路構成が簡易であり、フ
ェージング下においても良好な伝搬特性を示す。しか
し、マルチパスが無視できない伝搬状況では、到来時間
の異なる複数の干渉波により、伝搬特性が著しく劣化す
る。このような場合には、マルチパス歪みを補償する適
応等化器の適用が有効である。また、受信機における主
にフィルタ系の不完全性によっても波形歪みを生じるこ
とがある。この場合も、伝送路による波形歪みと同等で
あり、適応等化器の適用が誤り率特性の改善に有効であ
る。
【０００３】図１３は、従来の適応等化器を用いた受信
機の基本構成を示す。受信信号は、自動利得制御増幅器
（ＡＧＣアンプ）６１により、受信信号の包絡線の平均
値が一定され、直交検波器６２で同相チャネル（Ｉチャ
ネル）および直交チャネル（Ｑチャネル）の２つのベー
スバンド信号に変換される。このとき、Ｉチャネル、Ｑ
チャネルの信号が、送信信号点配置に一致するように絶
対位相を求めるため、搬送波再生回路６３で搬送波の位
相を再生し、この位相に同期する正弦波を発振器（また
は周波数シンセサイザ）６４から直交検波器６２に供給
する。直交検波により得られたＩチャネルおよびＱチャ
ンネルの信号は、それぞれアナログ−ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）６５−１，６５−２で、ＩチャネルおよびＱ
チャンネルのディジタル信号ｉ(n) ，ｑ(n) に変換さ
れ、適応等化器６６に入力される。適応等化器６６で波
形等化されたベースバンド信号Ｉe(n)、Ｑe(n)は、識別
判定回路６７に入力され、復調データが得られる。
機の基本構成を示す。受信信号は、自動利得制御増幅器
（ＡＧＣアンプ）６１により、受信信号の包絡線の平均
値が一定され、直交検波器６２で同相チャネル（Ｉチャ
ネル）および直交チャネル（Ｑチャネル）の２つのベー
スバンド信号に変換される。このとき、Ｉチャネル、Ｑ
チャネルの信号が、送信信号点配置に一致するように絶
対位相を求めるため、搬送波再生回路６３で搬送波の位
相を再生し、この位相に同期する正弦波を発振器（また
は周波数シンセサイザ）６４から直交検波器６２に供給
する。直交検波により得られたＩチャネルおよびＱチャ
ンネルの信号は、それぞれアナログ−ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）６５−１，６５−２で、ＩチャネルおよびＱ
チャンネルのディジタル信号ｉ(n) ，ｑ(n) に変換さ
れ、適応等化器６６に入力される。適応等化器６６で波
形等化されたベースバンド信号Ｉe(n)、Ｑe(n)は、識別
判定回路６７に入力され、復調データが得られる。
【０００４】図１４は、一般的な適応等化器として用い
られるベースバンド適応等化器の基本構成を示す。ベー
スバンド適応等化器は、同相フィルタ７２と直交フィル
タ７３の各２つずつ、計４つのディジタルフィルタを含
むディジタルフィルタ部７１と、同相フィルタ７２のタ
ップ係数Ｃj 、直交フィルタ７３のタップ係数Ｃ'j（ｊ
＝−Ｎ，−Ｎ＋１，…，Ｎ−１，Ｎ）を生成するタップ
係数制御部７６で構成される。
られるベースバンド適応等化器の基本構成を示す。ベー
スバンド適応等化器は、同相フィルタ７２と直交フィル
タ７３の各２つずつ、計４つのディジタルフィルタを含
むディジタルフィルタ部７１と、同相フィルタ７２のタ
ップ係数Ｃj 、直交フィルタ７３のタップ係数Ｃ'j（ｊ
＝−Ｎ，−Ｎ＋１，…，Ｎ−１，Ｎ）を生成するタップ
係数制御部７６で構成される。
【０００５】ディジタルフィルタ部７１では、ｉ(n) に
対する同相フィルタ７２−１の出力と、ｑ(n) に対する
直交フィルタ７３−２の出力を加算器７４で加算し、波
形等化されたＩチャネルのベースバンド信号Ｉe(n)を得
る。また、ｑ(n) に対する同相フィルタ７２−２の出力
から、ｉ(n) に対する直交フィルタ７３−１の出力を減
算器７５で減算し、波形等化されたＱチャネルのベース
バンド信号Ｑe(n)を得る。
対する同相フィルタ７２−１の出力と、ｑ(n) に対する
直交フィルタ７３−２の出力を加算器７４で加算し、波
形等化されたＩチャネルのベースバンド信号Ｉe(n)を得
る。また、ｑ(n) に対する同相フィルタ７２−２の出力
から、ｉ(n) に対する直交フィルタ７３−１の出力を減
算器７５で減算し、波形等化されたＱチャネルのベース
バンド信号Ｑe(n)を得る。
【０００６】図１５は、ディジタルフィルタの基本構成
を示す。ディジタルフィルタは、入力信号を１Ｔ（１シ
ンボル周期）ずつ遅延させるシフトレジスタ８１と、乗
算器８２および加算器８３で構成される。乗算器８２
は、シフトレジスタ８１からの信号とタップ係数制御部
７６で生成されたタップ係数Ｃj またはＣ'jを乗算し、
各値は加算器７３で総和されて出力される。すなわち、
Ｉe(n)およびＱe(n)は、
を示す。ディジタルフィルタは、入力信号を１Ｔ（１シ
ンボル周期）ずつ遅延させるシフトレジスタ８１と、乗
算器８２および加算器８３で構成される。乗算器８２
は、シフトレジスタ８１からの信号とタップ係数制御部
７６で生成されたタップ係数Ｃj またはＣ'jを乗算し、
各値は加算器７３で総和されて出力される。すなわち、
Ｉe(n)およびＱe(n)は、
【０００７】
【数１】
【０００８】と表される。これらの出力はタップ係数制
御部７６に入力され、タップ係数制御部７６はその値を
基にタップ係数Ｃj(n)の更新方向およびその量ΔＣj を
決定し、 Ｃj(n) ＝Ｃj(n-1)−ΔＣj (2） のように逐次更新する。タップ係数Ｃ'jについても同様
である。
御部７６に入力され、タップ係数制御部７６はその値を
基にタップ係数Ｃj(n)の更新方向およびその量ΔＣj を
決定し、 Ｃj(n) ＝Ｃj(n-1)−ΔＣj (2） のように逐次更新する。タップ係数Ｃ'jについても同様
である。
【０００９】従来の適応等化器において、その更新方法
（適応アルゴリズム）には多くの種類があり、大別して
ＺＦ（Zero-forcing）形適応等化アルゴリズムと、最小
誤差型適応アルゴリズムに分類できる。各アルゴリズム
は、さらにタップ係数の更新量を一定とするＦＩＡ法
と、タップ係数の更新量を可変するＡＤＡ法に分類さ
れ、それらは、さらにタップ係数の更新量の決め方によ
り細分化される。例えば、ＺＦ形適応等化アルゴリズム
の場合、係数更新処理を簡単にするために判定出力信号
ａk-j の極性と、等化器出力信号Ｙk-j と判定出力信号
ａk-j の差（判定誤差信号）ｅk （＝Ｙk-j −ａk-j ）
の極性のみを利用する方法では、タップ係数Ｃj(n)は、
（適応アルゴリズム）には多くの種類があり、大別して
ＺＦ（Zero-forcing）形適応等化アルゴリズムと、最小
誤差型適応アルゴリズムに分類できる。各アルゴリズム
は、さらにタップ係数の更新量を一定とするＦＩＡ法
と、タップ係数の更新量を可変するＡＤＡ法に分類さ
れ、それらは、さらにタップ係数の更新量の決め方によ
り細分化される。例えば、ＺＦ形適応等化アルゴリズム
の場合、係数更新処理を簡単にするために判定出力信号
ａk-j の極性と、等化器出力信号Ｙk-j と判定出力信号
ａk-j の差（判定誤差信号）ｅk （＝Ｙk-j −ａk-j ）
の極性のみを利用する方法では、タップ係数Ｃj(n)は、
【００１０】
【数２】
【００１１】で与えられる。ここで、μは更新幅を決め
る係数であり、sgn は、
る係数であり、sgn は、
【００１２】
【数３】
【００１３】で定義される関数である。また、最小誤差
型適応アルゴリズムの場合、等化器入力信号Ｘk-j と判
定誤差信号ｅk の極性を用いる方法では、そのタップ係
数の更新は、
型適応アルゴリズムの場合、等化器入力信号Ｘk-j と判
定誤差信号ｅk の極性を用いる方法では、そのタップ係
数の更新は、
【００１４】
【数４】
【００１５】に従う。他のアルゴリズムにおいても基本
的には、判定出力信号ａk-j と判定誤差信号ｅk 、また
は等化器入力信号Ｘk-j と判定誤差信号ｅk の極性を用
いる点では同様であり、図１６に示すフローに従う。従
来の適応アルゴリズムの分類は電子情報信学会編「ディ
ジタル信号処理」（昭和５０年初版）に詳しい。何れに
しても、判定誤差信号ｅk は波形歪みのみに起因する値
として求められることが必須であり、そのためには絶対
位相と絶対振幅が精度よく検出されることが前提とな
る。これらの検出精度が劣化した場合、判定誤差信号ｅ
k の精度が劣化するため、タップ係数が疑似安定点に収
束または発散する場合があり、あるいはタップ係数の収
束時間が長くなる等、伝送特性が著しく劣化する。
的には、判定出力信号ａk-j と判定誤差信号ｅk 、また
は等化器入力信号Ｘk-j と判定誤差信号ｅk の極性を用
いる点では同様であり、図１６に示すフローに従う。従
来の適応アルゴリズムの分類は電子情報信学会編「ディ
ジタル信号処理」（昭和５０年初版）に詳しい。何れに
しても、判定誤差信号ｅk は波形歪みのみに起因する値
として求められることが必須であり、そのためには絶対
位相と絶対振幅が精度よく検出されることが前提とな
る。これらの検出精度が劣化した場合、判定誤差信号ｅ
k の精度が劣化するため、タップ係数が疑似安定点に収
束または発散する場合があり、あるいはタップ係数の収
束時間が長くなる等、伝送特性が著しく劣化する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来の適応等化器で
は、遅延検波が可能な差動符号化された変調波に対して
も同期検波を行う必要があり、かつ絶対振幅の検出が必
要であり、復調データの誤り率等の伝送特性が、これら
の同期検波および絶対振幅の検出時間および検出精度に
大きく依存する。このため、図１３に示すような精度の
よいＡＧＣアンプ６１や、同期検波を行うための搬送波
再生回路６３が必須となる。
は、遅延検波が可能な差動符号化された変調波に対して
も同期検波を行う必要があり、かつ絶対振幅の検出が必
要であり、復調データの誤り率等の伝送特性が、これら
の同期検波および絶対振幅の検出時間および検出精度に
大きく依存する。このため、図１３に示すような精度の
よいＡＧＣアンプ６１や、同期検波を行うための搬送波
再生回路６３が必須となる。
【００１７】また、従来より、絶対位相および絶対振幅
の検出精度を向上させ、あるいはタップ係数の収束時間
を短縮するために、受信側で既知のトレーニング信号を
用いる方法も多く提案されているが、送信データが複雑
になる。また、受信側でのトレーニング信号の検出手段
を要するため、受信機構成が複雑になる。さらに、トレ
ーニング信号の検出精度に伝送特性が大きく依存する問
題もある。
の検出精度を向上させ、あるいはタップ係数の収束時間
を短縮するために、受信側で既知のトレーニング信号を
用いる方法も多く提案されているが、送信データが複雑
になる。また、受信側でのトレーニング信号の検出手段
を要するため、受信機構成が複雑になる。さらに、トレ
ーニング信号の検出精度に伝送特性が大きく依存する問
題もある。
【００１８】本発明は、遅延検波方式に適用可能な適応
等化器において、同期検波および絶対振幅の検出を必要
とせず、また特別なトレーニング信号を用いずに高精度
の等化処理を行うことができる適応等化方法および適応
等化器を提供することを目的とする。
等化器において、同期検波および絶対振幅の検出を必要
とせず、また特別なトレーニング信号を用いずに高精度
の等化処理を行うことができる適応等化方法および適応
等化器を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明の適応等化方法
は、等化器の１つのタップについて、一定量離れた第１
のタップ係数および第２のタップ係数（第１のタップ係
数＜第２のタップ係数）の２つの値を用いてそれぞれの
等化器出力を求め、第１のタップ係数に対する第１の歪
み量および第２のタップ係数に対する第２の歪み量を検
出し、第１の歪み量および第２の歪み量の各絶対値また
はそのｈ乗の値（ｈは正の整数）の大きさを比較し、第
１の歪み量が第２の歪み量より大きい場合は正方向に、
逆に第１の歪み量が第２の歪み量より小さい場合は負方
向に逐次タップ係数を更新し、第１の歪み量と第２の歪
み量が平衡したときの第１のタップ係数と第２のタップ
係数の中点の値を最適タップ係数とし、これらの制御を
各タップごとに行う（請求項１）。
は、等化器の１つのタップについて、一定量離れた第１
のタップ係数および第２のタップ係数（第１のタップ係
数＜第２のタップ係数）の２つの値を用いてそれぞれの
等化器出力を求め、第１のタップ係数に対する第１の歪
み量および第２のタップ係数に対する第２の歪み量を検
出し、第１の歪み量および第２の歪み量の各絶対値また
はそのｈ乗の値（ｈは正の整数）の大きさを比較し、第
１の歪み量が第２の歪み量より大きい場合は正方向に、
逆に第１の歪み量が第２の歪み量より小さい場合は負方
向に逐次タップ係数を更新し、第１の歪み量と第２の歪
み量が平衡したときの第１のタップ係数と第２のタップ
係数の中点の値を最適タップ係数とし、これらの制御を
各タップごとに行う（請求項１）。
【００２０】タップ係数の更新は、第１の歪み量と第２
の歪み量の比較をＬシンボル（Ｌは正の整数）の間観測
することでタップ係数の更新の方向および更新量を決定
し、タップ係数の更新周期をＬシンボルごととする方
法、第１の歪み量と第２の歪み量の絶対値またはそのｈ
乗の値（ｈは正の整数）の差の量に基づいて更新量を決
定する方法がある（請求項２，３）。
の歪み量の比較をＬシンボル（Ｌは正の整数）の間観測
することでタップ係数の更新の方向および更新量を決定
し、タップ係数の更新周期をＬシンボルごととする方
法、第１の歪み量と第２の歪み量の絶対値またはそのｈ
乗の値（ｈは正の整数）の差の量に基づいて更新量を決
定する方法がある（請求項２，３）。
【００２１】歪み量は、受信信号における１シンボル間
の位相差とその期待値との差、受信信号における１シン
ボル間の振幅比とその期待値との差、受信信号における
１シンボル間の振幅比の二乗とその期待値との差のいず
れかを用いる（請求項４〜６）。
の位相差とその期待値との差、受信信号における１シン
ボル間の振幅比とその期待値との差、受信信号における
１シンボル間の振幅比の二乗とその期待値との差のいず
れかを用いる（請求項４〜６）。
【００２２】本発明の適応等化器は、ディジタルフィル
タ部のタップ係数を生成するタップ係数制御部に、本発
明の適応等化方法を適用するものである。具体的構成は
以下に示す実施例において説明する。
タ部のタップ係数を生成するタップ係数制御部に、本発
明の適応等化方法を適用するものである。具体的構成は
以下に示す実施例において説明する。
【００２３】このように、本発明の適応等化方法および
適応等化器は、タップ係数の制御において、シンボル間
の位相差誤差、または振幅比歪みをタップ係数を制御す
る歪み量として用いるところに特徴がある。したがっ
て、従来の適応等化器で必須であった同期検波および絶
対振幅の検出を必要としない適応等化方法および適応等
化器を実現することができる。
適応等化器は、タップ係数の制御において、シンボル間
の位相差誤差、または振幅比歪みをタップ係数を制御す
る歪み量として用いるところに特徴がある。したがっ
て、従来の適応等化器で必須であった同期検波および絶
対振幅の検出を必要としない適応等化方法および適応等
化器を実現することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の適応等化器を用
いた受信機の基本構成を示す。図において、受信信号は
直交検波器１１で発振器（あるいは周波数シンセサイ
ザ）１５からの正弦波を用いて直交検波され、同相チャ
ネル（Ｉチャネル）および直交チャネル（Ｑチャネル）
の２つのベースバンド信号に変換される。直交検波によ
り得られたＩチャネルおよびＱチャネルの信号は、それ
ぞれアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１２−１，
１２−２で、ＩチャネルおよびＱチャンネルのディジタ
ルｉ(n) ，ｑ(n) に変換され、本発明による適応等化器
１３に入力される。適応等化器１３で波形等化されたベ
ースバンド信号Ｉe(n)、Ｑe(n)は、ベースバンド遅延検
波・識別判定回路１４に入力され、遅延検波により復調
データが得られる。
いた受信機の基本構成を示す。図において、受信信号は
直交検波器１１で発振器（あるいは周波数シンセサイ
ザ）１５からの正弦波を用いて直交検波され、同相チャ
ネル（Ｉチャネル）および直交チャネル（Ｑチャネル）
の２つのベースバンド信号に変換される。直交検波によ
り得られたＩチャネルおよびＱチャネルの信号は、それ
ぞれアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１２−１，
１２−２で、ＩチャネルおよびＱチャンネルのディジタ
ルｉ(n) ，ｑ(n) に変換され、本発明による適応等化器
１３に入力される。適応等化器１３で波形等化されたベ
ースバンド信号Ｉe(n)、Ｑe(n)は、ベースバンド遅延検
波・識別判定回路１４に入力され、遅延検波により復調
データが得られる。
【００２５】このように、本発明の適応等化器１３を用
いた受信機の構成では、遅延検波が可能な変調波に対し
て、従来の適応等化器を用いた受信機で必須である搬送
波再生回路や、高精度ＡＧＣアンプが不要となる。
いた受信機の構成では、遅延検波が可能な変調波に対し
て、従来の適応等化器を用いた受信機で必須である搬送
波再生回路や、高精度ＡＧＣアンプが不要となる。
【００２６】次に、本発明の適応等化器１３の基本原理
について説明する。適応等化器では、一般的に、各タッ
プ係数の値と、タップ係数の最適値からのずれによる等
化器出力の期待値からのずれ（歪み量）との関係は、図
１０または図１１に示すように歪み量がタップ係数の最
適値で最小となり、その近傍で対称となるような曲線を
描く。
について説明する。適応等化器では、一般的に、各タッ
プ係数の値と、タップ係数の最適値からのずれによる等
化器出力の期待値からのずれ（歪み量）との関係は、図
１０または図１１に示すように歪み量がタップ係数の最
適値で最小となり、その近傍で対称となるような曲線を
描く。
【００２７】図１０および図１１は、一例として直交フ
ィルタのタップ係数Ｃ'+2 のみを変化させたときの等化
器出力における歪み量（識別判定誤差）を示す。歪み量
としては、図１０は１シンボル間の位相差誤差の二乗平
均値、図１１は１シンボル間の振幅比のずれ（１との
差）の二乗平均値を用いた。変調方式として、差動符号
化４値位相変調方式（ＤＱＰＳＫ）に対して遅延検波を
行った場合を示し、伝搬路として、２波モデルにおける
先行波と遅延波の遅延時間差τを 0.5Ｔ、振幅比ｐを1.
0 、位相差θをπ／２としたときの計算機シミュレーシ
ョンの結果である。
ィルタのタップ係数Ｃ'+2 のみを変化させたときの等化
器出力における歪み量（識別判定誤差）を示す。歪み量
としては、図１０は１シンボル間の位相差誤差の二乗平
均値、図１１は１シンボル間の振幅比のずれ（１との
差）の二乗平均値を用いた。変調方式として、差動符号
化４値位相変調方式（ＤＱＰＳＫ）に対して遅延検波を
行った場合を示し、伝搬路として、２波モデルにおける
先行波と遅延波の遅延時間差τを 0.5Ｔ、振幅比ｐを1.
0 、位相差θをπ／２としたときの計算機シミュレーシ
ョンの結果である。
【００２８】図１０は、受信信号が、例えば位相変調波
のように位相成分に情報がある変調波である場合に、タ
ップ係数が最適値からずれるに従い、１シンボル間の位
相差誤差が大きくなり、その誤差量はタップ係数の最適
値の近傍で対称となる曲線を描くことがわかる。図１１
は、受信波が定振幅の変調波である場合に、タップ係数
が最適値からずれるに従い、１シンボル間の振幅比が１
からずれ、その大きさがタップ係数の最適値の近傍で対
称となる曲線を描くことを示している。どちらの場合
も、他のタップ係数についても同様の傾向を示す。
のように位相成分に情報がある変調波である場合に、タ
ップ係数が最適値からずれるに従い、１シンボル間の位
相差誤差が大きくなり、その誤差量はタップ係数の最適
値の近傍で対称となる曲線を描くことがわかる。図１１
は、受信波が定振幅の変調波である場合に、タップ係数
が最適値からずれるに従い、１シンボル間の振幅比が１
からずれ、その大きさがタップ係数の最適値の近傍で対
称となる曲線を描くことを示している。どちらの場合
も、他のタップ係数についても同様の傾向を示す。
【００２９】したがって、図１２に示すように、歪み量
の絶対値がタップ係数の最適値近傍で対称な曲線を描く
ことから、制御するタップ係数Ｃj に対して、一定量離
れた２つのタップ係数Ｃj−δC ，Ｃj＋δC （δC は定
数）を用い、、遅延検波後のそれぞれの歪み量Ｄj を比
較することにより、Ｃj の最適値を求めることができ
る。すなわち、タップ係数Ｃj＋δCにおける歪み量を｜
Ｄ+ j(n) ｜、タップ係数Ｃj−δCにおける歪み量を｜Ｄ
- j(n) ｜とすると、両者の大小によりＣj の修正方向を
決定し、２つの歪み量が平衡するようにＣj を逐次更新
することにより、Ｃj の最適値を求めることができる。
以下にこの動作原理をより詳細に説明する。
の絶対値がタップ係数の最適値近傍で対称な曲線を描く
ことから、制御するタップ係数Ｃj に対して、一定量離
れた２つのタップ係数Ｃj−δC ，Ｃj＋δC （δC は定
数）を用い、、遅延検波後のそれぞれの歪み量Ｄj を比
較することにより、Ｃj の最適値を求めることができ
る。すなわち、タップ係数Ｃj＋δCにおける歪み量を｜
Ｄ+ j(n) ｜、タップ係数Ｃj−δCにおける歪み量を｜Ｄ
- j(n) ｜とすると、両者の大小によりＣj の修正方向を
決定し、２つの歪み量が平衡するようにＣj を逐次更新
することにより、Ｃj の最適値を求めることができる。
以下にこの動作原理をより詳細に説明する。
【００３０】同相フィルタにおけるタップ係数の制御で
は、まずＣj についてＣj −δC ，Ｃj ＋δC のタップ
係数を用いたときの等化器出力 Ｉj +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-1) Ｑj +(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-2) Ｉj -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-3) Ｑj -(n)＝Ｑe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-4) を求める。これは、例えばＩj +(n)については、
は、まずＣj についてＣj −δC ，Ｃj ＋δC のタップ
係数を用いたときの等化器出力 Ｉj +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-1) Ｑj +(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-2) Ｉj -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-3) Ｑj -(n)＝Ｑe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-4) を求める。これは、例えばＩj +(n)については、
【００３１】
【数５】
【００３２】であるので、 (1)式を用いて置き換えると
(6-1)式のようになる。他も同様である。次に、 (6-1)
〜(6-4) 式で表される等化器出力をそれぞれ用い、タッ
プ係数がずれたために生じた歪み量を求める。この歪み
量は、上述したように１シンボル間の位相差誤差、また
は１シンボル間の振幅比の１からのずれの量として検出
することができる。
(6-1)式のようになる。他も同様である。次に、 (6-1)
〜(6-4) 式で表される等化器出力をそれぞれ用い、タッ
プ係数がずれたために生じた歪み量を求める。この歪み
量は、上述したように１シンボル間の位相差誤差、また
は１シンボル間の振幅比の１からのずれの量として検出
することができる。
【００３３】位相差誤差を歪み量とする場合は、 (6-
1),(6-2)式の等化器出力を用いて検出した１シンボル間
の位相差 φj +(n) ＝ψj +(n)−ψj +(n−1) (8-1) に対して、第１の歪み量 Ｄj +(n) ＝φj +(n)−Φ(n) (9-1) を得る。また、 (6-3),(6-4)式の等化器出力を用いて検
出した１シンボル間の位相差 φj -(n) ＝ψj -(n)−ψj -(n−1) (8-2) に対して、第２の歪み量 Ｄj -(n) ＝φj -(n)−Φ(n) (9-2) を得る。以下、(16)式まで±を省き、両者をまとめて示
す。ここで、ψj(n)は、(6-1)〜(6-4) 式の各等化器出
力を用いて検出された瞬時位相であり、 ψj(n) ＝tan-1(Ｉj(n)／Ｑj(n)） (10) で得られる。Φ(n) はψj(n)の期待値である。
1),(6-2)式の等化器出力を用いて検出した１シンボル間
の位相差 φj +(n) ＝ψj +(n)−ψj +(n−1) (8-1) に対して、第１の歪み量 Ｄj +(n) ＝φj +(n)−Φ(n) (9-1) を得る。また、 (6-3),(6-4)式の等化器出力を用いて検
出した１シンボル間の位相差 φj -(n) ＝ψj -(n)−ψj -(n−1) (8-2) に対して、第２の歪み量 Ｄj -(n) ＝φj -(n)−Φ(n) (9-2) を得る。以下、(16)式まで±を省き、両者をまとめて示
す。ここで、ψj(n)は、(6-1)〜(6-4) 式の各等化器出
力を用いて検出された瞬時位相であり、 ψj(n) ＝tan-1(Ｉj(n)／Ｑj(n)） (10) で得られる。Φ(n) はψj(n)の期待値である。
【００３４】また、振幅比のずれを歪み量とする場合
は、 (6-1)〜(6-4) 式の等化器出力をそれぞれ用いて検
出した１シンボル間の振幅比 Ｒj(n) ＝ｒj(n)／ｒj(n−1) (11) に対して、歪み量 Ｄj(n) ＝Ｒj(n)−１ (12) を得る。ここで、 ｒj(n) ＝｛(Ｉj(n))2＋(Ｑj(n))2｝1/2 (13) である。
は、 (6-1)〜(6-4) 式の等化器出力をそれぞれ用いて検
出した１シンボル間の振幅比 Ｒj(n) ＝ｒj(n)／ｒj(n−1) (11) に対して、歪み量 Ｄj(n) ＝Ｒj(n)−１ (12) を得る。ここで、 ｒj(n) ＝｛(Ｉj(n))2＋(Ｑj(n))2｝1/2 (13) である。
【００３５】なお、(11)式の振幅比については、 log(Ｒj(n))＝log(ｒj(n))−log(ｒj(n−1)) (14) のように対数に変換することにより、除算演算を減算で
実現し、歪み量を Ｄj(n) ＝log(Ｒj(n)) (15) としてもよい。または、振幅比の二乗の対数値を歪み量
とする。すなわち、 Ｄj(n) ＝log((Ｒj(n))2) (16) としてもよい。この場合、(13)式の平方根の演算は不要
となる。
実現し、歪み量を Ｄj(n) ＝log(Ｒj(n)) (15) としてもよい。または、振幅比の二乗の対数値を歪み量
とする。すなわち、 Ｄj(n) ＝log((Ｒj(n))2) (16) としてもよい。この場合、(13)式の平方根の演算は不要
となる。
【００３６】そして、例えば１シンボルごとに、
【００３７】
【数６】
【００３８】あるいは、Ｌシンボルごとに
【００３９】
【数７】
【００４０】のようにタップ係数を逐次更新し、歪み量
Ｄj が平衡したときの値をタップ係数の最適値とする。
この制御をタップごとに独立に行うことにより、各最適
タップ係数が得られる。
Ｄj が平衡したときの値をタップ係数の最適値とする。
この制御をタップごとに独立に行うことにより、各最適
タップ係数が得られる。
【００４１】直交フィルタのタップ係数については、ま
ずＣ'jについてＣ'j−δC ，Ｃ'j＋δC のタップ係数を
用いたときの等化器出力 Ｉ'j +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-1) Ｑ'j +(n)＝Ｑe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-2) Ｉ'j -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-3) Ｑ'j -(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-4) を用いて歪み量を求め、以下、同相フィルタの場合と同
様に、各タップ係数の最適値が得られる。
ずＣ'jについてＣ'j−δC ，Ｃ'j＋δC のタップ係数を
用いたときの等化器出力 Ｉ'j +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-1) Ｑ'j +(n)＝Ｑe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-2) Ｉ'j -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-3) Ｑ'j -(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-4) を用いて歪み量を求め、以下、同相フィルタの場合と同
様に、各タップ係数の最適値が得られる。
【００４２】このように、本発明の適応等化器では、シ
ンボル間の歪み量（位相差誤差または振幅比の１からの
ずれの量）によりタップ係数の制御を行うので、キャリ
ア同期およびレベル検出が不要であり、遅延検波への適
用が可能となる。
ンボル間の歪み量（位相差誤差または振幅比の１からの
ずれの量）によりタップ係数の制御を行うので、キャリ
ア同期およびレベル検出が不要であり、遅延検波への適
用が可能となる。
【００４３】図２は、以上説明した同相フィルタの最適
タップ係数を求める制御フローを示し、図３は、以上説
明した直交フィルタの最適タップ係数を求める制御フロ
ーを示す。
タップ係数を求める制御フローを示し、図３は、以上説
明した直交フィルタの最適タップ係数を求める制御フロ
ーを示す。
【００４４】
【実施例】図４は、本発明の適応等化器１３の実施例構
成を示す。図において、本発明の適応等化器におけるデ
ィジタルフィルタ部２１の構成は、図１４に示す従来の
適応等化器におけるディジタルフィルタ７１と同様であ
る。本発明の適応等化器は、タップ係数制御部２２の構
成に特徴があり、以下その構成を中心に説明する。
成を示す。図において、本発明の適応等化器におけるデ
ィジタルフィルタ部２１の構成は、図１４に示す従来の
適応等化器におけるディジタルフィルタ７１と同様であ
る。本発明の適応等化器は、タップ係数制御部２２の構
成に特徴があり、以下その構成を中心に説明する。
【００４５】直交検波後の時刻ｎ・Ｔの同相チャネル
（Ｉチャネル）のベースバンド信号ｉ(n) および直交チ
ャネル（Ｑチャネル）のベースバンド信号ｑ(n) はディ
ジタルフィルタ部２１に入力される。そして、入力信号
ｉ(n) に対する同相フィルタ出力と、入力信号ｑ(n) に
対する直交フィルタ出力を加算し、波形等化されたＩチ
ャネルのベースバンド信号Ｉe(n)を出力する。また、入
力信号ｑ(n) に対する同相フィルタ出力から、入力信号
ｉ(n) に対する直交フィルタ出力を減算し、波形等化さ
れたＱチャネルのベースバンド信号Ｑe(n)を出力する。
（Ｉチャネル）のベースバンド信号ｉ(n) および直交チ
ャネル（Ｑチャネル）のベースバンド信号ｑ(n) はディ
ジタルフィルタ部２１に入力される。そして、入力信号
ｉ(n) に対する同相フィルタ出力と、入力信号ｑ(n) に
対する直交フィルタ出力を加算し、波形等化されたＩチ
ャネルのベースバンド信号Ｉe(n)を出力する。また、入
力信号ｑ(n) に対する同相フィルタ出力から、入力信号
ｉ(n) に対する直交フィルタ出力を減算し、波形等化さ
れたＱチャネルのベースバンド信号Ｑe(n)を出力する。
【００４６】ディジタルフィルタ部２１の同相フィルタ
のタップ係数Ｃj および直交フィルタのタップ係数Ｃ'j
は、タップ係数制御部２２で生成して供給する。タップ
係数制御部２２では、ディジタルフィルタ部２１に入力
するベースバンド信号ｉ(n)、ｑ(n) 、およびディジタ
ルフィルタ部２１から出力される波形等化されたベース
バンド信号Ｉe(n)、Ｑe(n)を入力し、乗算器２３−１で
ｉ(n) と定数δC が乗算され、乗算器２３−２でｑ(n)
と定数δC が乗算される。それらの乗算結果は１Ｔずつ
遅延素子２４で遅延させ、タップ係数生成部２５−１，
２５−２に入力する。
のタップ係数Ｃj および直交フィルタのタップ係数Ｃ'j
は、タップ係数制御部２２で生成して供給する。タップ
係数制御部２２では、ディジタルフィルタ部２１に入力
するベースバンド信号ｉ(n)、ｑ(n) 、およびディジタ
ルフィルタ部２１から出力される波形等化されたベース
バンド信号Ｉe(n)、Ｑe(n)を入力し、乗算器２３−１で
ｉ(n) と定数δC が乗算され、乗算器２３−２でｑ(n)
と定数δC が乗算される。それらの乗算結果は１Ｔずつ
遅延素子２４で遅延させ、タップ係数生成部２５−１，
２５−２に入力する。
【００４７】タップ係数Ｃj 、Ｃ'jを生成するタップ係
数生成部２５−１，２５−２では、遅延量が(ｎ−Ｎ−
ｊ)・Ｔの遅延素子出力δC・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ）およびδC
・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ)と、ディジタルフィルタ部２１の出力
Ｉe(n)およびＱe(n)を入力し、加算器２６−１〜２６−
４および減算器２７−１〜２７−４により Ｉj +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-1) Ｑj +(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-2) Ｉj -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-3) Ｑj -(n)＝Ｑe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-4) および Ｉ'j +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-1) Ｑ'j +(n)＝Ｑe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-2) Ｉ'j -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-3) Ｑ'j -(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-4) を生成する。
数生成部２５−１，２５−２では、遅延量が(ｎ−Ｎ−
ｊ)・Ｔの遅延素子出力δC・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ）およびδC
・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ)と、ディジタルフィルタ部２１の出力
Ｉe(n)およびＱe(n)を入力し、加算器２６−１〜２６−
４および減算器２７−１〜２７−４により Ｉj +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-1) Ｑj +(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-2) Ｉj -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-3) Ｑj -(n)＝Ｑe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (6-4) および Ｉ'j +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-1) Ｑ'j +(n)＝Ｑe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-2) Ｉ'j -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-3) Ｑ'j -(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） (21-4) を生成する。
【００４８】同相フィルタのタップ係数Ｃj に対するタ
ップ係数生成部２５−１では、第１の歪み量検出手段２
８−１にＩj +(n) とＱj +(n) を入力して第１の歪み量を
検出し、第２の歪み量検出手段２９−１にＩj -(n) とＱ
j -(n) を入力して第２の歪み量を検出する。直交フィル
タのタップ係数Ｃj に対するタップ係数生成部２５−２
では、第１の歪み量検出手段２８−２にＩ'j +(n) とＱ'
j +(n) を入力して第１の歪み量を検出し、第２の歪み量
検出手段２９−２にＩ'j -(n) とＱ'j -(n) を入力して第
２の歪み量を検出する。第１の歪み量検出手段２８−
１，２８−２で得られた第１の歪み量と、第２の歪み量
検出手段２９−１，２９−２で得られた第２の歪み量
は、それぞれタップ係数更新手段３０−１，３０−２で
それぞれ大きさが比較され、その比較結果およびその差
に応じてタップ係数の更新方向および更新量を決定し、
ディジタルフィルタ部２１に供給するタップ係数Ｃj ，
Ｃ'jが生成され出力される。タップ係数生成部２５−
１，２５−２は制御するタップの数だけ用意される。
ップ係数生成部２５−１では、第１の歪み量検出手段２
８−１にＩj +(n) とＱj +(n) を入力して第１の歪み量を
検出し、第２の歪み量検出手段２９−１にＩj -(n) とＱ
j -(n) を入力して第２の歪み量を検出する。直交フィル
タのタップ係数Ｃj に対するタップ係数生成部２５−２
では、第１の歪み量検出手段２８−２にＩ'j +(n) とＱ'
j +(n) を入力して第１の歪み量を検出し、第２の歪み量
検出手段２９−２にＩ'j -(n) とＱ'j -(n) を入力して第
２の歪み量を検出する。第１の歪み量検出手段２８−
１，２８−２で得られた第１の歪み量と、第２の歪み量
検出手段２９−１，２９−２で得られた第２の歪み量
は、それぞれタップ係数更新手段３０−１，３０−２で
それぞれ大きさが比較され、その比較結果およびその差
に応じてタップ係数の更新方向および更新量を決定し、
ディジタルフィルタ部２１に供給するタップ係数Ｃj ，
Ｃ'jが生成され出力される。タップ係数生成部２５−
１，２５−２は制御するタップの数だけ用意される。
【００４９】図５は、歪み量検出手段２８，２９の第１
の実施例構成を示す。図において、タップ係数Ｃj を生
成するタップ係数生成部２５−１の第１の歪み量検出手
段２８−１として用いる場合には、Ｉj +(n) とＱj +(n)
の信号を入力し、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）３１等
で(10)式の演算結果、すなわち瞬時位相ψj を求める。
そして、減算器３３−１を用い、１シンボル遅延素子
（Ｔ）３２で得られる１シンボル前の瞬時位相との位相
差φj を出力する。受信信号がＭ相の位相変調波である
場合、検出された位相差から位相差の期待値２π／Ｍを
減算器３３−２で減算し、位相差誤差を第１の歪み量Ｄ
j +(n) として出力する。同様に、タップ係数Ｃj を生成
するタップ係数生成部２５−１の第２の歪み量検出手段
２９−１として用いる場合には、Ｉj -(n) とＱj -(n) の
信号を入力して第２の歪み量Ｄj -(n) を出力する。
の実施例構成を示す。図において、タップ係数Ｃj を生
成するタップ係数生成部２５−１の第１の歪み量検出手
段２８−１として用いる場合には、Ｉj +(n) とＱj +(n)
の信号を入力し、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）３１等
で(10)式の演算結果、すなわち瞬時位相ψj を求める。
そして、減算器３３−１を用い、１シンボル遅延素子
（Ｔ）３２で得られる１シンボル前の瞬時位相との位相
差φj を出力する。受信信号がＭ相の位相変調波である
場合、検出された位相差から位相差の期待値２π／Ｍを
減算器３３−２で減算し、位相差誤差を第１の歪み量Ｄ
j +(n) として出力する。同様に、タップ係数Ｃj を生成
するタップ係数生成部２５−１の第２の歪み量検出手段
２９−１として用いる場合には、Ｉj -(n) とＱj -(n) の
信号を入力して第２の歪み量Ｄj -(n) を出力する。
【００５０】また、タップ係数Ｃ'jを生成するタップ係
数生成部２５−２の第１の歪み量検出手段２８−２とし
て用いる場合には、Ｉ' j +(n) とＱ' j +(n) の信号を入
力して第１の歪み量Ｄ' j +(n) を出力し、第２の歪み量
検出手段２９−２として用いる場合には、Ｉ' j -(n) と
Ｑ' j -(n) の信号を入力して第２の歪み量Ｄ' j -(n)を
出力する。
数生成部２５−２の第１の歪み量検出手段２８−２とし
て用いる場合には、Ｉ' j +(n) とＱ' j +(n) の信号を入
力して第１の歪み量Ｄ' j +(n) を出力し、第２の歪み量
検出手段２９−２として用いる場合には、Ｉ' j -(n) と
Ｑ' j -(n) の信号を入力して第２の歪み量Ｄ' j -(n)を
出力する。
【００５１】図６は、歪み量検出手段２８，２９の第２
の実施例構成を示す。図において、タップ係数Ｃj を生
成するタップ係数生成部２５−１の第１の歪み量検出手
段２８−１として用いる場合には、Ｉj +(n) とＱj +(n)
の信号を入力し、各入力を乗算器３４−１，３４−２で
二乗し、加算器３５で加算して瞬時振幅の二乗値を得
る。そして、除算器３６を用い、１シンボル遅延素子
（Ｔ）３２で得られる１シンボル前の瞬時振幅二乗値と
の比を求め、この値から１を減算器３３で減算して得ら
れる振幅比の二乗のずれを第１の歪み量Ｄj +(n) として
出力する。同様に、タップ係数Ｃj を生成するタップ係
数生成部２５−１の第２の歪み量検出手段２９−１とし
て用いる場合には、Ｉj -(n) とＱj -(n) の信号を入力し
て第２の歪み量Ｄj -(n) を出力する。また、タップ係数
Ｃ'jを生成するタップ係数生成部２５−２の第１の歪み
量検出手段２８−２および第２の歪み量検出手段２９−
２として用いる場合も同様である。
の実施例構成を示す。図において、タップ係数Ｃj を生
成するタップ係数生成部２５−１の第１の歪み量検出手
段２８−１として用いる場合には、Ｉj +(n) とＱj +(n)
の信号を入力し、各入力を乗算器３４−１，３４−２で
二乗し、加算器３５で加算して瞬時振幅の二乗値を得
る。そして、除算器３６を用い、１シンボル遅延素子
（Ｔ）３２で得られる１シンボル前の瞬時振幅二乗値と
の比を求め、この値から１を減算器３３で減算して得ら
れる振幅比の二乗のずれを第１の歪み量Ｄj +(n) として
出力する。同様に、タップ係数Ｃj を生成するタップ係
数生成部２５−１の第２の歪み量検出手段２９−１とし
て用いる場合には、Ｉj -(n) とＱj -(n) の信号を入力し
て第２の歪み量Ｄj -(n) を出力する。また、タップ係数
Ｃ'jを生成するタップ係数生成部２５−２の第１の歪み
量検出手段２８−２および第２の歪み量検出手段２９−
２として用いる場合も同様である。
【００５２】図７は、歪み量検出手段２８，２９の第３
の実施例構成を示す。図において、タップ係数Ｃj を生
成するタップ係数生成部２５−１の第１の歪み量検出手
段２８−１として用いる場合には、Ｉj +(n) とＱj +(n)
の信号を入力し、各入力を乗算器３４−１，３４−２で
二乗し、加算器３５で加算して瞬時振幅の二乗値を得
る。この値をＬＯＧ演算回路３７で対数値に変換し、１
シンボル遅延素子（Ｔ）３２で得られる１シンボル前の
瞬時振幅二乗値との比の対数値を減算器３３で求め、こ
の振幅比の二乗のずれの対数値を歪み量Ｄj +(n) として
出力する。同様に、タップ係数Ｃj を生成するタップ係
数生成部２５−１の第２の歪み量検出手段２９−１とし
て用いる場合には、Ｉj -(n) とＱj -(n) の信号を入力し
て第２の歪み量Ｄj -(n) を出力する。また、タップ係数
Ｃ'jを生成するタップ係数生成部２５−２の第１の歪み
量検出手段２８−２および第２の歪み量検出手段２９−
２として用いる場合も同様である。
の実施例構成を示す。図において、タップ係数Ｃj を生
成するタップ係数生成部２５−１の第１の歪み量検出手
段２８−１として用いる場合には、Ｉj +(n) とＱj +(n)
の信号を入力し、各入力を乗算器３４−１，３４−２で
二乗し、加算器３５で加算して瞬時振幅の二乗値を得
る。この値をＬＯＧ演算回路３７で対数値に変換し、１
シンボル遅延素子（Ｔ）３２で得られる１シンボル前の
瞬時振幅二乗値との比の対数値を減算器３３で求め、こ
の振幅比の二乗のずれの対数値を歪み量Ｄj +(n) として
出力する。同様に、タップ係数Ｃj を生成するタップ係
数生成部２５−１の第２の歪み量検出手段２９−１とし
て用いる場合には、Ｉj -(n) とＱj -(n) の信号を入力し
て第２の歪み量Ｄj -(n) を出力する。また、タップ係数
Ｃ'jを生成するタップ係数生成部２５−２の第１の歪み
量検出手段２８−２および第２の歪み量検出手段２９−
２として用いる場合も同様である。
【００５３】図８は、タップ係数更新手段３０の第１の
実施例構成を示す。図において、歪み量検出手段２８，
２９で得られた第１の歪み量および第２の歪み量を入力
し、各歪み量を絶対値演算回路４１−１，４１−２でそ
れぞれの絶対値またはそのｈ乗の値（ｈは正の整数）を
算出し、減算器４２でそれらの差を得る。その差は累算
器４３−１で累算し、カウンタ４６で指定されるＬシン
ボルの周期でラッチ４４によりラッチし、乗算器４５で
更新幅を決める係数を乗算する。乗算器４５の出力は、
累算器４３−２で累算し、タップ係数Ｃj またはＣ'jと
して出力する。このとき、累算器４３−１は周期Ｌで０
にリセットされる。１シンボル周期でタップ係数を更新
する場合は累算器４３−１、ラッチ４４およびカウンタ
４６は不要である。
実施例構成を示す。図において、歪み量検出手段２８，
２９で得られた第１の歪み量および第２の歪み量を入力
し、各歪み量を絶対値演算回路４１−１，４１−２でそ
れぞれの絶対値またはそのｈ乗の値（ｈは正の整数）を
算出し、減算器４２でそれらの差を得る。その差は累算
器４３−１で累算し、カウンタ４６で指定されるＬシン
ボルの周期でラッチ４４によりラッチし、乗算器４５で
更新幅を決める係数を乗算する。乗算器４５の出力は、
累算器４３−２で累算し、タップ係数Ｃj またはＣ'jと
して出力する。このとき、累算器４３−１は周期Ｌで０
にリセットされる。１シンボル周期でタップ係数を更新
する場合は累算器４３−１、ラッチ４４およびカウンタ
４６は不要である。
【００５４】図９は、タップ係数更新手段３０の第２の
実施例構成を示す。図において、歪み量検出手段２８，
２９で得られた第１の歪み量および第２の歪み量を入力
し、各歪み量を絶対値演算回路４１−１，４１−２でそ
れぞれの絶対値を算出し、減算器４２でそれらの絶対値
の差を得る。その差の符号を符号器４７で求め、アップ
ダウンカウンタ４８に入力する。アップダウンカウンタ
４８は、符号器４７からの値に応じてカウントアップ、
あるいはカウントダウン、あるいはカウントしないよう
に動作する。すなわち、第１の歪み量の絶対値と第２の
歪み量の絶対値の大きさを比較し、第１の歪み量が第２
の歪み量より大きい場合はカウントダウン、その逆の場
合はカウントアップ、等しい場合はカウントしないよう
に動作する。アップダウンカウンタ４８の出力は、カウ
ンタ４６で指定されるＬシンボルの周期でラッチ４４に
よりラッチし、乗算器４５で更新幅を決める係数を乗算
する。乗算器４５の出力は、累算器４４で累算し、タッ
プ係数Ｃ j またはＣ'jとして出力する。このとき、アッ
プダウンカウンタ４８は周期Ｌで０にリセットされる。
１シンボル周期でタップ係数を更新する場合はアップダ
ウンカウンタ４８、ラッチ４４およびカウンタ４６は不
要である。
実施例構成を示す。図において、歪み量検出手段２８，
２９で得られた第１の歪み量および第２の歪み量を入力
し、各歪み量を絶対値演算回路４１−１，４１−２でそ
れぞれの絶対値を算出し、減算器４２でそれらの絶対値
の差を得る。その差の符号を符号器４７で求め、アップ
ダウンカウンタ４８に入力する。アップダウンカウンタ
４８は、符号器４７からの値に応じてカウントアップ、
あるいはカウントダウン、あるいはカウントしないよう
に動作する。すなわち、第１の歪み量の絶対値と第２の
歪み量の絶対値の大きさを比較し、第１の歪み量が第２
の歪み量より大きい場合はカウントダウン、その逆の場
合はカウントアップ、等しい場合はカウントしないよう
に動作する。アップダウンカウンタ４８の出力は、カウ
ンタ４６で指定されるＬシンボルの周期でラッチ４４に
よりラッチし、乗算器４５で更新幅を決める係数を乗算
する。乗算器４５の出力は、累算器４４で累算し、タッ
プ係数Ｃ j またはＣ'jとして出力する。このとき、アッ
プダウンカウンタ４８は周期Ｌで０にリセットされる。
１シンボル周期でタップ係数を更新する場合はアップダ
ウンカウンタ４８、ラッチ４４およびカウンタ４６は不
要である。
【００５５】以上の説明では、乗算を乗算器で行う構成
を示したが、一方の乗算する値がδ C や更新幅μ等の定
数で、かつその値が、２のべき乗、あるいはその逆数で
ある場合には、他方の乗算する値についてビットをシフ
トする構成としてもよい。
を示したが、一方の乗算する値がδ C や更新幅μ等の定
数で、かつその値が、２のべき乗、あるいはその逆数で
ある場合には、他方の乗算する値についてビットをシフ
トする構成としてもよい。
【００５６】なお、本発明における上述した歪み量とし
てシンボル間の位相差誤差を用いる方法は、変調方式と
して差動符号化Ｍ相位相変調方式（ＤＭＰＳＫ）やスタ
ーＱＡＭ等の位相差に送信符号を割り当てる変調方式に
有効である。また、歪み量としてシンボル間の振幅比の
ずれを用いる方法は、上記ＰＳＫ変調方式やＦＳＫ変調
方式など、変調波出力が定振幅となる変調方式に有効で
ある。
てシンボル間の位相差誤差を用いる方法は、変調方式と
して差動符号化Ｍ相位相変調方式（ＤＭＰＳＫ）やスタ
ーＱＡＭ等の位相差に送信符号を割り当てる変調方式に
有効である。また、歪み量としてシンボル間の振幅比の
ずれを用いる方法は、上記ＰＳＫ変調方式やＦＳＫ変調
方式など、変調波出力が定振幅となる変調方式に有効で
ある。
【００５７】
【発明の効果】上述したように、本発明の適応等化方法
および適応等化器は、従来の適応等化器に必要な同期検
波および絶対振幅の検出を要さず、また、特別なトレー
ニング信号を用いることなく、遅延検波でも適応等化を
行うことが可能となる。したがって、受信機構成が簡易
なまま適応等化処理を行うことが可能となり、複雑な受
信機構成を用いることなくマルチパス環境下での伝送特
性を向上させることができる。
および適応等化器は、従来の適応等化器に必要な同期検
波および絶対振幅の検出を要さず、また、特別なトレー
ニング信号を用いることなく、遅延検波でも適応等化を
行うことが可能となる。したがって、受信機構成が簡易
なまま適応等化処理を行うことが可能となり、複雑な受
信機構成を用いることなくマルチパス環境下での伝送特
性を向上させることができる。
【図１】本発明の適応等化器を用いた受信機の基本構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】本発明の適応等化器の同相フィルタの最適タッ
プ係数を求める制御フローを示す図。
プ係数を求める制御フローを示す図。
【図３】本発明の適応等化器の直交フィルタの最適タッ
プ係数を求める制御フローを示す図。
プ係数を求める制御フローを示す図。
【図４】本発明の適応等化器１３の実施例構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図５】歪み量検出手段２８，２９の第１の実施例構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図６】歪み量検出手段２８，２９の第２の実施例構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図７】歪み量検出手段２８，２９の第３の実施例構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図８】タップ係数更新手段３０の第１の実施例構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図９】タップ係数更新手段３０の第２の実施例構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図１０】タップ係数の最適値からのずれと１シンボル
間の位相差誤差との関係を示す図。
間の位相差誤差との関係を示す図。
【図１１】タップ係数の最適値からのずれと１シンボル
間の振幅比と１との差との関係を示す図。
間の振幅比と１との差との関係を示す図。
【図１２】本発明の適応等化器の基本原理を説明する
図。
図。
【図１３】従来の適応等化器を用いた受信機の基本構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図１４】ベースバンド適応等化器の基本構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１５】ディジタルフィルタの基本構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図１６】従来の適応等化器における最適タップ係数を
求める制御フローを示す図。
求める制御フローを示す図。
１１ 直交検波器 １２ アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） １３ 適応等化器 １４ ベースバンド遅延検波・識別判定回路 １５ 発振器（または周波数シンセサイザ） ２１ ディジタルフィルタ部 ２２ タップ係数制御部 ２３ 乗算器 ２４ 遅延素子 ２５ タップ係数生成部 ２６ 加算器 ２７ 減算器 ２８ 第１の歪み量検出手段 ２９ 第２の歪み量検出手段 ３０ タップ係数更新手段 ３１ ＲＯＭ ３２ １シンボル遅延素子 ３３ 減算器 ３４ 乗算器 ３５ 加算器 ３６ 除算器 ３７ ＬＯＧ演算回路 ４１ 絶対値演算回路 ４２ 減算器 ４３ 累算器 ４４ ラッチ ４５ 乗算器 ４６ カウンタ ４７ 符号器 ４８ アップダウンカウンタ ６１ 自動利得制御増幅器（ＡＧＣアンプ） ６２ 直交検波器 ６３ 搬送波再生回路 ６４ 発振器（または周波数シンセサイザ） ６５ アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） ６６ 適応等化器 ６７ 識別判定回路 ７１ ディジタルフィルタ部 ７２ 同相フィルタ ７３ 直交フィルタ ７４ 加算器 ７５ 減算器 ７６ タップ係数制御部 ８１ シフトレジスタ ８２ 乗算器 ８３ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FH01 FH03 FH04 FJ17 5K046 BA01 EE02 EE06 EE19 EE32 EE37 EE41 EE51 EF13 EF18 EF21 PP09
Claims (12)
- 【請求項１】 伝搬路および受信機で受けたディジタル
変調波の波形歪みを補償する波形等化器の適応等化方法
において、 等化器の１つのタップについて、一定量離れた第１のタ
ップ係数および第２のタップ係数（第１のタップ係数＜
第２のタップ係数）の２つの値を用いてそれぞれの等化
器出力を求め、 前記第１のタップ係数に対する第１の歪み量（等化器出
力の期待値からのずれの量）および前記第２のタップ係
数に対する第２の歪み量を検出し、 前記第１の歪み量および前記第２の歪み量の各絶対値ま
たはそのｈ乗の値（ｈは正の整数）の大きさを比較し、
前記第１の歪み量が前記第２の歪み量より大きい場合は
正方向に、逆に前記第１の歪み量が前記第２の歪み量よ
り小さい場合は負方向に逐次タップ係数を更新し、 前記第１の歪み量と前記第２の歪み量が平衡したときの
前記第１のタップ係数と前記第２のタップ係数の中点の
値を最適タップ係数とし、 これらの制御を各タップごとに行うことを特徴とする適
応等化方法。 - 【請求項２】 タップ係数を更新する際に、第１の歪み
量と第２の歪み量の比較をＬシンボル（Ｌは正の整数）
の間観測することでタップ係数の更新の方向および更新
量を決定し、タップ係数の更新周期をＬシンボルごとと
することを特徴する請求項１に記載の適応等化方法。 - 【請求項３】 タップ係数を更新する際に、第１の歪み
量と第２の歪み量の絶対値またはそのｈ乗の値（ｈは正
の整数）の差の量に基づいて更新量を決定することを特
徴する請求項１または請求項２に記載の適応等化方法。 - 【請求項４】 受信信号における１シンボル間の位相差
とその期待値との差を歪み量とすることを特徴する請求
項１、２、３のいずれかに記載の適応等化方法。 - 【請求項５】 受信信号における１シンボル間の振幅比
とその期待値との差を歪み量とすることを特徴する請求
項１、２、３のいずれかに記載の適応等化方法。 - 【請求項６】 受信信号における１シンボル間の振幅比
の二乗とその期待値との差を歪み量とすることを特徴す
る請求項１、２、３のいずれかに記載の適応等化方法。 - 【請求項７】 伝搬路および受信機で受けたディジタル
変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、 ２つの同相フィルタと２つの直交フィルタを含むディジ
タルフィルタ部と、それぞれのディジタルフィルタのタ
ップ係数を生成するタップ係数制御部を備え、 前記ディジタルフィルタ部は、直交検波後の時刻ｎ・Ｔ
（Ｔ：シンボル周期）の同相チャネル（Ｉチャネル）の
信号ｉ(n) および直交チャネル（Ｑチャネル）の信号ｑ
(n) を入力し、該入力信号ｉ(n) に対する同相フィルタ
の出力と、該入力信号ｑ(n) に対する直交フィルタの出
力を加算して波形等化されたＩチャネルのベースバンド
信号Ｉe(n)を出力する加算器と、該入力信号ｑ(n) に対
する同相フィルタの出力から、該入力信号ｉ(n) に対す
る直交フィルタの出力を減算して波形等化されたＱチャ
ネルのベースバンド信号Ｑe(n)を出力する減算器を備
え、 前記タップ係数制御部は、前記ディジタルフィルタ部の
入力信号ｉ(n) ，ｑ(n) および出力信号Ｉe(n)，Ｑe(n)
を入力し、ｉ(n) と定数δC を乗算する乗算器と、ｑ
(n) と定数δC を乗算する乗算器と、その乗算結果を１
Ｔずつ遅延させる遅延素子と、制御するタップ係数の数
だけ用意されたタップ係数生成部を備え、 同相フィルタのタップ係数Ｃj(ｊ＝−Ｎ，−Ｎ＋１，
…，Ｎ−１，Ｎ）、または直交フィルタのタップ係数
Ｃ'jを生成するそれぞれのタップ係数生成部は、前記遅
延素子の遅延量が(ｎ−Ｎ−ｊ)・Ｔの出力δC・ｉ(ｎ−
Ｎ−ｊ) およびδC・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ)を入力し、Ｉ
e(n)，Ｑe(n)との加算および減算により Ｉj +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） Ｑj +(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） Ｉj -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） Ｑj -(n)＝Ｑe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） または、 Ｉ'j +(n)＝Ｉe(n)＋δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） Ｑ'j +(n)＝Ｑe(n)−δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） Ｉ'j -(n)＝Ｉe(n)−δc・ｑ(ｎ−Ｎ−ｊ） Ｑ'j -(n)＝Ｑe(n)＋δc・ｉ(ｎ−Ｎ−ｊ） の各信号を生成する加算器および減算器を備え、 前記同相フィルタのタップ係数Ｃj を生成するタップ係
数生成部は、Ｉj +(n)とＱj +(n) に対する第１の歪み量
を検出する第１の歪み量検出手段と、Ｉj -(n)とＱj -(n)
に対する第２の歪み量を検出する第２の歪み量検出手
段と、前記第１の歪み量と第２の歪み量の大きさを比較
し、その比較結果およびその差の量に応じてタップ係数
の更新方向および更新量を決定し、前記タップ係数Ｃj
を生成および出力するタップ係数更新手段とを備え、 前記直交フィルタのタップ係数Ｃ'jに対するタップ係数
生成部は、Ｉ'j +(n)とＱ'j +(n)に対する第１の歪み量を
検出する第１の歪み検出手段と、Ｉ'j -(n)とＱ'j -(n)に
対する第２の歪み量を検出する第２の歪み検出手段と、
前記第１の歪み量と前記第２の歪み量の大きさを比較
し、その比較結果およびその差の量に応じてタップ係数
の更新方向および更新量を決定し、前記タップ係数Ｃ'j
を生成および出力するタップ係数更新手段を備えたこと
を特徴とする適応等化器。 - 【請求項８】 タップ係数更新手段は、第１の歪み量と
第２の歪み量を入力し、それぞれの絶対値またはそのｈ
乗の値（ｈは正数）を求める絶対値演算回路と、前記絶
対値演算回路で得られた第１の歪み量の絶対値と第２の
歪み量絶対値の差を求める減算器と、減算結果に更新幅
を決める定数を乗算する乗算器と、乗算器出力を累算し
てその結果をタップ係数として出力する累算器とを備え
たことを特徴とする請求項７に記載の適応等化器。 - 【請求項９】 タップ係数更新手段は、第１の歪み量と
第２の歪み量を入力し、それぞれの絶対値を求める絶対
値演算回路と、前記絶対値演算回路で得られた第１の歪
み量の絶対値と第２の歪み量絶対値の差を求める減算器
と、減算結果の符号を求める符号器と、符号器の出力に
応じてアップカウントまたはダウンカウントするカウン
タと、このカウンタ出力に更新幅を決める定数を乗算す
る乗算器と、乗算器出力を累算してその結果をタップ係
数として出力する累算器を備えたことを特徴とする請求
項７に記載の適応等化器。 - 【請求項１０】 歪み量検出手段は、Ｉj +(n) とＱ
j +(n) 、またはＩj -(n)とＱj -(n) 、またはＩ' j +(n)
とＱ' j +(n) 、またはＩ' j -(n) とＱ' j -(n)を入力
し、瞬時位相を求める逆正接演算手段と、その出力を１
シンボル遅延させる遅延手段と、１シンボル間の位相差
を求める減算器と、この位相差とその期待値との差を歪
み量として出力する減算器を備えたことを特徴とする請
求項７、８、９のいずれかに記載の適応等化器。 - 【請求項１１】 歪み量検出手段は、Ｉj +(n) とＱ
j +(n) 、またはＩj -(n)とＱj -(n) 、またはＩ' j +(n)
とＱ' j +(n) 、またはＩ' j -(n) とＱ' j -(n)を入力
し、各信号の二乗を求める乗算器とそれぞれの二乗値を
加算する加算器と、その出力（二乗振幅値）を１シンボ
遅延させる遅延手段と、１シンボル間の二乗振幅値の比
（二乗振幅比）を求める除算器と、この二乗振幅比とそ
の期待値である１との差を歪み量として出力する減算器
を備えたことを特徴とする請求項７、８、９のいずれか
に記載の適応等化器。 - 【請求項１２】 歪み量検出手段は、Ｉj +(n) とＱ
j +(n) 、またはＩj -(n)とＱj -(n) 、またはＩ' j +(n)
とＱ' j +(n) 、またはＩ' j -(n) とＱ' j -(n)を入力
し、各信号の二乗を求める乗算器とそれぞれの二乗値を
加算する加算器と、その出力（二乗振幅値）の対数値を
求める対数演算手段と、対数演算手段の出力を１シンボ
ル遅延させる遅延手段と、１シンボル間の二乗振幅値の
対数値の差（二乗振幅値の比の対数値）を歪み量として
出力する減算器を備えたことを特徴とする請求項７、
８、９のいずれかに記載の適応等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10240704A JP2000068899A (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 適応等化方法および適応等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10240704A JP2000068899A (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 適応等化方法および適応等化器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000068899A true JP2000068899A (ja) | 2000-03-03 |
Family
ID=17063473
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10240704A Pending JP2000068899A (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 適応等化方法および適応等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000068899A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002237768A (ja) * | 2001-02-07 | 2002-08-23 | Sony Corp | 送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法 |
| JP2006203357A (ja) * | 2005-01-18 | 2006-08-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | エコーキャンセラ |
| CN109660257A (zh) * | 2017-10-11 | 2019-04-19 | 创意电子股份有限公司 | 可调式信号等化装置与其调整方法 |
-
1998
- 1998-08-26 JP JP10240704A patent/JP2000068899A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002237768A (ja) * | 2001-02-07 | 2002-08-23 | Sony Corp | 送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法 |
| JP2006203357A (ja) * | 2005-01-18 | 2006-08-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | エコーキャンセラ |
| CN109660257A (zh) * | 2017-10-11 | 2019-04-19 | 创意电子股份有限公司 | 可调式信号等化装置与其调整方法 |
| CN109660257B (zh) * | 2017-10-11 | 2022-12-02 | 创意电子股份有限公司 | 可调式信号等化装置与其调整方法 |
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