CN112073116B - 一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调方法 - Google Patents

一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调方法，用于两个卫星地面站之间的通信。所述帧结构中包含由独特码构成的周期性引导帧，用于区分所述信号帧的来源。将本发明提出的帧结构应用在两个卫星地面站之间的通信中，本地站利用本地站帧结构中的引导帧估算出本地站发射信号经过卫星链路后的参数，并在接收信号中提取出所需的远端站信号；然后利用远端站帧结构中的引导帧估算出远端站发射信号经过卫星链路后的参数，完成远端站信号的解调。使用本发明，可以在两个卫星地面站之间使用相同频段，实现双向通信，从而有效提高卫星转发器的频谱利用率；且本发明算法简单，所需计算量小，易于实现。

Description

一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调方法
技术领域
本发明涉及卫星通信领域，尤其是涉及一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调方法。
背景技术
卫星载波叠加传输技术是指两个卫星地面站同时使用相同频率，通过地球同步轨道通信卫星实现通信的技术，图1是卫星载波叠加传输技术的示意图。设地面站A发射的上行信号为SA_up，地面站B发射的上行信号为SB_up，SA_up和SB_up的频率以及带宽均相同；经过卫星转发后，SA_up变换为下行信号SA_down，SB_up变换为下行信号SB_down，SA_down和SB_down的频率以及带宽也均相同。地面站A、地面站B接收到的下行信号同为SA_down和SB_down的叠加信号SA_down+SB_down。如果地面站A通过某种方法生成SA_down的复制S’A_down，然后在接收的下行信号中减去S’A_down，地面站A接收的下行信号就成为SB_down+(SA_down-S’A_down)。当S’A_down与SA_down误差很小时，地面站A就得到了所需的下行接收信号SB_down，可以用常规方式对信号SB_down进行解调。采用相同的方法，地面站B也可实现对信号SA_down的解调。
发明内容
本发明的目的在于提供一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调的方法。本发明提出了一种基于所述帧结构的卫星载波叠加信号的解调方法，利用一帧结构，所述帧结构包括：引导帧、控制帧以及信息帧；所述控制帧用以两个地面站之间传输控制信息，调制方式为QPSK；所述信息帧用以两个地面站之间传输数据信息，调制方式包括QPSK、8PSK或16APSK；所述引导帧独特码分为两组，分别用于两个地面站，并用于区分载波叠加信号的来源；其中，每组所述引导帧独特码包括两个码型，分别加于QPSK调制信号的I路和Q路，两组所述引导帧独特码包括四个独特码码型；所述独特码码型采用m序列或golden序列伪随机码，所述四个独特码码型相互正交，所述卫星载波叠加信号解调的方法包括以下步骤：
所述两个地面站中，距离通信卫星距离较近的地面站发射上行信号时要进行信号延迟，使得两个地面站发射的上行信号到达通信卫星的时间一致，从而保证两个地面站接收信号的引导帧保持正交。
本地站接收的卫星下行信号输经下变频、采样、基带滤波后，产生正交基带信号，其中所述正交基带信号包含了本地站发送信号的基带分量和远端站发送信号的基带分量；
本地站信号参数估算模块利用本地站信号的引导帧独特码，与所述正交基带信号进行相关运算，估算出本地站发送信号的基带分量经卫星链路后的相位、幅度、时延信息；本地站基带信号形成模块根据本地站发送数据，形成相应的本地正交基带信号；
本地站基带信号校正模块利用估算出的本地站发送信号基带分量经卫星链路后的的相位、幅度、时延信息调整所述本地正交基带信号参数，产生经卫星链路后的本地站基带信号复制；
本地站基带信号抵消模块利用本地站基带信号复制，抵消接收的所述正交基带信号中的本地站发送信号的基带分量，产生仅包含远端站发送信号的基带分量；
远端站信号参数估算模块利用远端站信号引导帧独特码，与远端站发送信号的基带分量进行相关运算，估算出远端站发送信号基带分量的相位、幅度信息；
远端站基带信号解调模块利用远端站发送信号基带分量的相位、幅度信息完成对远端信号的解调，输出解调数据。
可选的，所述两个地面站中，距离通信卫星距离较近的地面站发射上行信号时要进行信号延迟，所述时延运算方法由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000021
Figure GDA0003518713530000022
式中，d为卫星地面站到通信卫星的距离，
Figure GDA0003518713530000031
θ1为卫星地面站所处的经、纬度，
Figure GDA0003518713530000032
为同步通信卫星星下点的经度，
Figure GDA0003518713530000033
为通信卫星星下点和卫星地面站的经度差，dA为本地站A到通信卫星的距离，dB为远端站B到通信卫星的距离，C为光速，τ为远端站B上行信号的时延补偿值，τ为正值表示本地站A与卫星的距离较远，τ为负值表示本地站A与卫星的距离较近。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述本地站输入信号由以下公式表示：
S(t)＝SA_down(t)+SB_down(t)
Figure GDA0003518713530000034
Figure GDA0003518713530000035
式中，S(t)A_down是本地站A自身发射的、经过卫星转发的本地站下行信号，S(t)B_down是远端站B发射的、经过卫星转发的远端站下行信号；ωi_A、ωi_B分别是来自本地站A、远端站B下行信号载波频率，其标称值相同，实际值有微小差别；
Figure GDA0003518713530000036
分别是来自本地站A、远端站B下行信号的瞬时相位，A(t)A、A(t)B分别是来自本地站A、远端站B下行信号的瞬时幅度，它们的取值由所述帧结构和调制方式所决定，其频谱为滚降系数α的平方根升余弦函数。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述下变频由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000037
式中，ωo为接收机本振角频率，其标称值与ωi_A、ωi_B相同；ΔωA＝ωi_A-ωo、ΔωB＝ωi_B-ωo是载波误差；SI(t)、SQ(t)中的前二项是所需的基带分量，后二项高频分量将被4采样累加器、基带滤波器滤除。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述下变频信号的采样频率是信号波特率的32倍，1个波特包含32个采样；4采样累积后，降为1个波特包含8个采样。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述下变频信号的基带滤波器的频率相应函数为平方根升余弦函数，由其产生的正交基带信号由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000041
Figure GDA0003518713530000042
Figure GDA0003518713530000043
Figure GDA0003518713530000044
式中，I(n)、Q(n)中包含了本地基带信号分量IA(n)、QA(n)和远端基带信号分量IB(n)、QB(n)，I(n)、Q(n)构成基带信号矢量
Figure GDA0003518713530000045
的实部和虚部。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述正交基带信号与本地引导帧独特码组进行相关运算，求得在本地引导帧所处时刻，本地基带信号经过卫星链路后的载波相位、幅度值，运算方法由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000046
Figure GDA0003518713530000047
Figure GDA0003518713530000048
式中，
Figure GDA00035187135300000412
是基带信号矢量，
Figure GDA00035187135300000410
是本地发送信号引导帧独特码组矢量的共轭，
Figure GDA00035187135300000411
是相关值，ρA是基带信号的幅度，θA是基带信号的相位，N是引导帧独特码的长度。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述相位估算采用线性内插方法，估算相邻引导帧之间信息帧部分的相位值，每个信息波特插入8个相位值，运算方法由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000051
式中，θA(n)、θA(n+1)分别是本地站基带信号相邻引导帧的载波相位值，θA(t)是相邻引导帧之间信息帧部分的相关瞬时估算值，M是信息帧长度。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述本地发送数据经串数据延迟、串并变换后形成本地基带数据，再经过基带滤波器、数字内插、时延调整等处理，形成波形与本地接收基带信号IA(n)、QA(n)相同的所述本地基带信号IL(n)、QL(n)。所述基带滤波器的传输函数为滚降系数α的升余弦函数，滤波器采用FIR滤波器，每个符号8个采样值。为了平滑基带信号波形，滤波器后接内插电路，两个采样之间插入1个内插值，内插值为相邻采样值的中值。经内插后，每个基带信号符号包含16个采样值。所述时延由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000052
Figure GDA0003518713530000053
式中，TL是本地站信号通过通信卫星返回本地站的传输时延，d是本地站到通信卫星的距离，
Figure GDA0003518713530000054
是通信卫星星下点的经度，
Figure GDA0003518713530000055
θ1是本地站所处的经、纬度，
Figure GDA0003518713530000056
是通信卫星星下点和本地站的经度差。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述本地基带信号经相位补偿后，形成与所述本地接收基带信号相位一致的本地基带信号，运算方法由以下公式表示：
a+jb＝cosθA(t)+sinθA(t)
(IL+jQL)×(a+jb)＝I′L+jQ′L
Figure GDA0003518713530000061
式中，IL、QL是相位矫正前的上述本地正交基带信号，I′L、Q′L是相位矫正后的上述本地正交基带信号，θA(t)是所述本地基带信号信息帧部分的瞬时相位估算值。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，从所述接收正交基带信号中减去本地基带信号复制，获得所需的远端站基带信号，运算方法由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000062
Figure GDA0003518713530000063
式中，I′A、Q′A是本地基带信号复制，G是可变增益。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，通过比较本地基带信号引导帧独特码的幅度值与本地基带信号复制引导帧独特码的幅度值，调整所述可变增益G，使得本地基带信号复制的幅度与本地基带信号的幅度相同。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，通过比较比较本地基带信号引导帧独特码峰点与本地基带信号复制引导帧独特码峰值点的时延误差，调整所述本地基带信号复制I′A、Q′A的时延，使得本地基带信号复制与本地基带信号在时间上同步。
可选的，在上述卫星载波叠加信号解调方法中，所述远端站基带信号与远端站引导帧独特码组进行相关运算，求得在远端站引导帧所处时刻，远端站基带信号经过卫星链路后的载波相位、幅度值，运算方法由以下公式表示：
Figure GDA0003518713530000064
Figure GDA0003518713530000065
Figure GDA0003518713530000066
式中，
Figure GDA0003518713530000067
是远端站基带信号矢量，
Figure GDA0003518713530000068
是远端站发送信号引导帧独特码组矢量的共轭，
Figure GDA0003518713530000071
是相关值，ρB是远端站基带信号的幅度，θB是远端站基带信号的相位，N是引导帧独特码的长度。根据ρB和θB就可以用常规方法实现远端站信号的解调。
附图说明
图1为卫星载波叠加技术示意图；
图2为本发明提出的卫星载波叠加信号帧结构示意图；
图3为本发明实施例提供的卫星载波叠加信号解调方法原理示意图；
图4为本发明提出的卫星载波叠加信号解调方法流程图；
图5为本地站相位估算模块的原理框图；
图6为相关器1的原理框图；
图7为估算本地输入基带信号瞬时相位补偿值的原理框图；
图8为本地站输入信号瞬时相位估算的原理图；
图9为本地站基带信号形成模块的原理框图；
图10为读写时钟和本地站数据延时关系示意图；
图11为时延调整原理框图；
图12为本地站基带信号校正模块的原理框图；
图13为本地站基带信号抵消模块原理框图；
图14为相关器2原理框图；
图15为幅度调节过程流程示意图；
图16为相关峰之间时延关系示意图；
图17为时延调节过程流程图；
图18为远端站基带信号估算模块的原理框图；
图19为相关器3原理框图；
图20为估算远端站基带信号瞬时相位补偿值的原理框图；
图21为远端信号瞬时相位估计示意图；
图22为远端站基带信号校正模块的原理框图；
图23为相位矫正后的远端信号星座图(QPSK)。
具体实施方式
下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
为便于说明本发明原理，在以下实施方式描述中，假设引导帧为128个符号，调制方式为QPSK；控制帧为8个符号，信息帧为2040个符号，调制方式为QPSK；每个引导帧独特码字长为128比特，引导帧独特码由127比特m序列+1比特“1”构成。同时，假设地面站A为本地站，地面站B为远端站。本发明提出了一种卫星载波叠加信号的帧结构及其解调方法，实施该发明的帧结构参考图2、实施该发明的原理框图参考图3、实施该发明的步骤参考图4。
步骤1：上行信号时延补偿。
具体的，在A、B两个卫星地面站中，假设本地站A距离通信卫星路径较远、远端站B距离通信卫星路径较近，为了保证两个地面站接收的卫星信号引导帧独特码保持正交，从距离通信卫星路径较近远端站B发射的上行信号S(t)B_up要延迟发射，使得两个地面站发射的上行信号到达通信卫星的时刻一致。设同步通信卫星星下点的经度为
Figure GDA0003518713530000081
卫星地面站所处的经、纬度为
Figure GDA0003518713530000082
θ1，通信卫星星下点和卫星地面站的经度差
Figure GDA0003518713530000083
则卫星地面站到通信卫星的距离d可由公式(1)计算：
Figure GDA0003518713530000084
由公式(1)计算出本地站A到通信卫星的距离dA和远端站B到通信卫星的距离dB后，就可以由公式(2)计算出远端站B上行信号的时延补偿值τ，式中C为光速。
Figure GDA0003518713530000085
反之，如果远端站B距离通信卫星路径较远，本地站A距离通信卫星路径较近，本地站A应采用同样方法进行发射时延补偿。
步骤2：产生正交接收基带信号。
具体的，本地站A的输入信号由公式(3)、(4)、(5)表示。式中，SA_down(t)(t)是本地站A自身发射的、经过卫星转发的本地下行信号，SB_down(t)是远端站B发射的、经过卫星转发的远端下行信号；ωi_A、ωi_B分别是来自本地站A、远端站B下行信号载波频率，其标称值相同，实际值有微小差别；
Figure GDA0003518713530000091
分别是来自本地站A、远端站B下行信号的瞬时相位，AA(t)、AB(t)分别是来自本地站A、远端站B下行信号的瞬时幅度，它们的取值由所述定义的帧结构和调制方式以及所述假设条件所决定，其频谱为滚降系数α的平方根升余弦函数。
S(t)＝SA_down(t)+SB_down(t) (3)
Figure GDA0003518713530000092
Figure GDA0003518713530000093
输入信号S(t)与正交本振信号sinωot和cosωot相乘(ωo的标称值与ωi_A、ωi_B相同，在实际情况下有一定的误差ΔωA、ΔωB，其中：ΔωA＝ωi_A-ωo，ΔωB＝ωi_B-ωo)，产生公式(6)所示的正交信号SI(t)、SQ(t)。SI(t)、SQ(t)中，前二项是解调所需的基带分量，后二项高频分量将被4采样累加器、基带滤波器滤除。
Figure GDA0003518713530000094
SI(t)、SQ(t)被频率为fs的采样信号采样，成为数字信号S′I(m)、S′Q(m)。fs为输入信号波特率Ri的32倍，即1个信号波特有32个采样点。
S′I(m)、S′Q(m)分别经过4采样累加器、基带滤波器处理后，形成正交基带信号I(n)、Q(n)，采样率降为1个波特含8个采样点。基带滤波器的传输函数H1(f)为滚降系数α的平方根升余弦函数(公式7)，与发射信号频谱函数相同，式中Ts为数据符号码元宽度。I(n)、Q(n)中包含了本地基带信号分量IA(n)、QA(n)和远端基带信号分量IB(n)、QB(n)，I(n)、Q(n)构成基带信号矢量
Figure GDA0003518713530000106
的实部和虚部。公式(8)、(9)、(10)、(11)表达了上述关系。式中Δt等于8分之一信号码元宽度；幅度变化是由于A/D变换、累加、基带滤波等处理造成的，但信号的性质没有改变。
Figure GDA0003518713530000101
Figure GDA0003518713530000102
Figure GDA0003518713530000103
Figure GDA0003518713530000104
Figure GDA0003518713530000105
步骤3：本地站信号参数估算。
具体的，图(5)是本地输入信号相位提取单元的原理框图。输入正交基带信号与本地引导帧独特码组UWA进行相关运算，求得本地引导帧所处时刻，本地信号经过卫星链路的载波相位值，然后采用内插方法估算本地信号控制帧、信息帧部分的瞬时相位值。
图(6)是相关器1的原理框图。正交基带信号I(n)、Q(n)经移位寄存器形成128个输入信号矢量
Figure GDA0003518713530000111
其中包含了本地输入基带信号矢量
Figure GDA0003518713530000112
和远端输入基带信号矢量
Figure GDA0003518713530000113
(见公式12)。每个
Figure GDA00035187135300001118
矢量间隔7个采样(一个基带码元取一个矢量，一个基带码元含8个采样)。
Figure GDA0003518713530000114
(见公式13)是由本地引导帧独特码组UWA构成的相关矢量，其中mA_I是I路独特码，mA_Q是Q路独特码，
Figure GDA0003518713530000115
是本地发送信号引导帧独特码组UWA矢量的共轭。
Figure GDA0003518713530000116
Figure GDA0003518713530000117
Figure GDA0003518713530000118
与
Figure GDA0003518713530000119
进行相关运算(见公式15)，其相关值
Figure GDA00035187135300001110
也是一个矢量，具有幅度ρA和幅角θA(见公式16、17)。
Figure GDA00035187135300001111
Figure GDA00035187135300001112
Figure GDA00035187135300001113
Figure GDA00035187135300001114
Figure GDA00035187135300001115
p1(n)是每个信号波特的能量值，P1是输入信号矢量
Figure GDA00035187135300001116
的能量均值(见公式17)。k1是ρA和P1的比值(见公式18)，k1通过8位移位寄存器输出给引导帧独特码同步判决逻辑电路。当输入基带信号矢量
Figure GDA00035187135300001117
引导帧部分进入相关器1与本地本地相关矢量
Figure GDA0003518713530000121
进行相关运算时，由于UWA与UWB的正交性，公式(14)中
Figure GDA0003518713530000122
项为零，相关器1输出由公式(19)表示：
Figure GDA0003518713530000123
当
Figure GDA0003518713530000124
与
Figure GDA0003518713530000125
对齐时，相关器1输出矢量幅度ρA出现峰值，即k1出现峰值，表示本地信号引导帧同步。
Figure GDA0003518713530000126
的同步判决准则是：8位移位寄存器中第5个抽头输出值最大，且输出值大于规定门限值。本地引导帧同步后，输出本地引导帧同步脉冲，在其作用如下：
①输出本地引导帧独特码相关值的幅角θA，作为对应引导帧独特码所处时刻的相位。
②输出本地引导帧独特码相关值的模ρA，作为本地基带信号幅度补偿参考信号。
图(7)是估算本地输入基带信号瞬时相位补偿值θA(t)的原理框图。通过相关器1求得相邻引导帧载波相位值θA(n)、θA(n+1)后，采用线性内插的方法估算θA(n)、θA(n+1)之间2048个信号波特的相位值，每个波特插入8个相位值(见图8)，共16383个内插值，由公式(20)估算。相位估计时，应保持+/-π边界处的相位连续性。
Figure GDA0003518713530000127
步骤4：产生本地站基带信号。
具体的，图(9)是本地站基带信号形成模块的原理框图。本地发送数据DL的帧结构如所述图(2)所示，DL经串数据延迟、串并变换后形成本地基带数据DL_I、DL_Q，再经过基带滤波器、数字内插、时延调整等处理，形成波形与本地接收基带信号IA(n)、QA(n)相同的本地基带信号IL(n)、QL(n)。
数据延时模块将本地发送数据延时2倍本地到卫星的时延，使得本地基带信号IL(n)、QL(n)与本地接收基带信号IA(n)、QA(n)在时间上基本对齐。设通信卫星星下点的经度为
Figure GDA0003518713530000131
卫星地面站所处的经、纬度为
Figure GDA0003518713530000132
θ1，通信卫星星下点和卫星地面站的经度差
Figure GDA0003518713530000133
卫星地面站到通信卫星的距离d可由公式(21)计算。本地信号通过通信卫星返回本地的传输时延TL可以由公式(22)计算，式中C为光速。
Figure GDA0003518713530000134
Figure GDA0003518713530000135
数据时延由控制FIFO读(W)、写(R)时钟的时延实现，第n个数据写入FIFO，延迟TL时间之后读出，精度为1个数据时钟周期。读(W)、写(R)时钟与延迟TL时间的关系见图(10)。
基带滤波器的传输函数H2(f)为滚降系数α的升余弦函数(式23)，为传输函数H1(f)的平方，式中Ts为数据符号码元宽度。匹配滤波器采用FIR滤波器，每个符号8个采样值。为了平滑基带信号波形，滤波器后接内插电路，两个采样之间插入1个内插值，内插值为相邻采样值的中值。经内插后，每个基带信号符号包含16个采样值，
Figure GDA0003518713530000136
时延调整模块由32级移位寄存器实现，其原理框图见图(11)。每1级移位寄存器延时为信号符号宽度的1/16，通过改变信号经过的移位寄存器的级数，调整本地基带信号IL(n)、QL(n)的时延，调整范围为2个信号符号宽度，时延调整受时延误差信号控制，调整过程见(12)。
步骤5：本地站基带信号矫正。
具体的，图(12)是本地站基带信号校正模块的原理框图，本地基带信号IL、QL经相位补偿后，形成与本地接收基带信号IA、QA相位一致的本地基带信号I′L、Q′L。
由步骤3估算的瞬时相位θA(t)经三角函数变换(采用查表方式，精度为0.1度)，产生相位补偿矢量a+jb(见公式24)。相位补偿采用矢量相乘的方法，本地正交基带信号IL、QL构成矢量IL+jQL，与a+jb与相乘后得到I′L、Q′L(见公式25)。
a+jb＝cosθA+sinθA (24)
Figure GDA0003518713530000141
步骤6：本地站基带信号抵消。
具体的，图(13)是本地站基带信号抵消模块原理框图。本地基带接收信号为I(n)、Q(n)，其中包含了本地基带发射信号分量IA(n)、QA(n)和远端基带发射信号分量IB(n)、QB(n)。本地正交基带信号复制为I′A、Q′A，其与本地基带信号的见公式(26)，其中G为可变增益。中I′A＝G×I′L、Q′A＝G×Q′L。当I′A、Q′A与IA(n)、QA(n)之间的误差很小时，从I(n)、Q(n)中减去I′A、Q′A，就得到了所需要的远端基带发射信号分量IB(n)、QB(n)，见公式(27)。
Figure GDA0003518713530000142
Figure GDA0003518713530000143
相关器2的原理框图见图(14)，其结构、参数、算法与相关器1相同。本地正交基带信号复制I′A、Q′A输入相关器2，得到本地复制信号引导帧相关值幅度ρ′A。ρ′A与相关器1输出的ρA比较，根据比较结果调整可变增益G,从而调整I′A、Q′A的幅度。图(15)是幅度调整过程的流程图。图中Δρ是ρ1和ρ2的差值，Δρ＞0时表示I′A、Q′A的幅度小于实际信号幅度，Δρ＜0表示I′A、Q′A大于实际信号幅度，Δρ＝0表示I′A、Q′A与实际信号幅度相等。调整过程的结果是使I′A、Q′A与IA(n)、QA(n)幅度相同。
同时，通过测试相关器1输出幅度峰值ρA和相关器2输出幅度峰值ρ′A之间的时延误差Δt，实现I′A、Q′A时延的精确调整。图(16)是ρA和ρ′A之间时延的示意图，图中t1是相关器1输出ρA的时刻，t2是相关器2输出ρ′A的时刻，Δt＝t1-t2是ρA和ρ′A间的时延误差。时延调整是通过控制图(9)中的数据通过的移位寄存器级数实现的，图(17)是时延调整的流程图。时延调整范围是0-32个移位寄存器延时，初值设置为16个移位寄存器延时，调整步级为1个移位寄存器延时。设一个移位寄存器时延为τ,Δt＞0，增加一级时延τ；Δt＜0，减少一级时延τ；Δt＝0，时延不变。时延调制的结果是使I′A、Q′A与本地基带接收信号IA、QA在时间上对齐。
步骤7：远端站信号参数估算。
具体的，远端信号参数估算方法与本地信号参数估算方法相同，图(18)是远端站基带信号估算模块的原理框图。由步骤6产生的远端输入基带信号IB(n)、QB(n)与远端信号引导帧独特码组UWB进行相关运算，求得远端信号引导帧所处时刻远端信号的载波相位值，然后采用内插方法估算远端信号控制帧、信息部分的瞬时相位值。
图(19)是相关器3的原理框图(结构与相关器1、相关器2相同)。远端正交基带信号IB(n)、QB(n)经移位寄存器形成128个输入信号矢量
Figure GDA0003518713530000151
见公式(28)，每个矢量间隔7个采样(一个基带码元取一个矢量，一个基带码元含8个采样)。
Figure GDA0003518713530000152
是由远端引导帧独特码组UWB构成的相关矢量，见公式(29)，其中mB_I是I路独特码，mB_Q是Q路独特码，
Figure GDA0003518713530000153
是远端发送信号引导帧独特码组UWB矢量的共轭。
Figure GDA0003518713530000161
Figure GDA0003518713530000162
Figure GDA0003518713530000163
同
Figure GDA0003518713530000164
进行相关运算，其相关值
Figure GDA0003518713530000165
也是一个矢量，具有幅度ρB和幅角θB，见公式(30、31、32)。
Figure GDA0003518713530000166
Figure GDA0003518713530000167
Figure GDA0003518713530000168
Figure GDA0003518713530000169
Figure GDA00035187135300001610
p3(n)是每个信号矢量的能量值，P3是输入信号矢量
Figure GDA00035187135300001611
的能量均值(见公式33)。k3是ρB和P3的比值(见公式34)，k3通过8位移位寄存器输出给引导帧独特码同步判决逻辑电路。当输入远端信号矢量
Figure GDA00035187135300001612
引导帧部分进入相关器3与相关矢量
Figure GDA00035187135300001613
进行相关运算时，相关器3输出矢量幅度ρB出现峰值，即k3出现峰值，表示远端信号引导帧同步。远端信号引导帧同步的判决准则是：8位移位寄存器中第5个抽头输出值最大，且输出值大于规定门限值。远端引导帧同步后，输出远端引导帧同步脉冲，在其作用如下：
①输出远端引导帧独特码相关值的幅角θB，作为对应引导帧所处时刻的相位。
②输出远端引导帧独特码相关值的模ρB，作为解调参考信号。
③控制降采样电路剥离输入远端基带信号IB、QB中的引导帧部分，输出降采样后的基带信号I′B、Q′B(一个码元只取眼图峰值点采样)；降采样电路完整输出一帧基带信号后，关闭输出。
图(20)是估算远端基带信号瞬时相位补偿值θB(t)的原理框图。通过相关器3求得相邻引导帧的载波相位值θB(n)、θB(n+1)后，采用线性内插的方法估算θB(n)、θB(n+1)之间2048个信号波特的相位值，每个波特插入1个相位值(见图21)，共2048个内插值，由公式(35)估算。相位估计时，应保持+/-π边界处的相位连续。
Figure GDA0003518713530000171
步骤8：远端站信号解调。
图(22)是远端信号相位矫正单元的原理框图。由步骤6产生的远端正交基带信号I′B、Q′B构成矢量I′B+jQ′B,由于存在频率误差，该矢量是一个旋转矢量。由步骤7产生的瞬时相位估计值θB经三角函数变换，输出函数值cos(θB)、sin(θB)，cos(θB)、sin(θB)构成矢量cos(θB)-jsin(θB)，该矢量是一个与I′B+jQ′B反向的旋转矢量。相位矫正采用矢量相乘的方法(见公式36)，cos(θB)-jsin(θB)与I′B+jQ′B旋转速率相同、方向相反，相位误差可以被完全矫正。
Figure GDA0003518713530000172
相位矫正后，I"B、Q"B成为标准的QPSK信号，图(23)是其信号星座图。根据表1就可以实现远端信号的解调，表中DI、DQ分别是I路、Q路解调数据，合并后就可以得到远端站信号的解调数据。
表1 QPSK信号解调数据表
Figure GDA0003518713530000173
Figure GDA0003518713530000181
上述仅为本发明的优选实施例，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，利用一帧结构，所述帧结构包括：引导帧、控制帧以及信息帧；所述控制帧用以两个地面站之间传输控制信息，调制方式为QPSK；所述信息帧用以两个地面站之间传输数据信息，调制方式包括QPSK、8PSK或16APSK；引导帧独特码分为两组，分别用于两个地面站，并用于区分载波叠加信号的来源；其中，每组所述引导帧独特码包括两个码型，分别加于QPSK调制信号的I路和Q路，两组所述引导帧独特码包括四个独特码码型；所述独特码码型采用m序列或golden序列伪随机码，所述四个独特码码型相互正交，所述卫星载波叠加信号解调的方法包括以下步骤：
所述两个地面站中，距离通信卫星距离较近的地面站发射上行信号时进行信号延迟，使得两个地面站发射的上行信号到达通信卫星的时间一致，从而保证两个地面站接收信号的引导帧保持正交；
本地站接收的卫星下行信号经下变频、采样、基带滤波后，产生正交基带信号，其中所述正交基带信号包含了本地站发送信号的基带分量和远端站发送信号的基带分量；
本地站信号参数估算模块利用本地站信号的引导帧独特码，与所述正交基带信号进行相关运算，估算出本地站发送信号的基带分量经卫星链路后的相位、幅度、时延信息；
本地站基带信号形成模块根据本地站发送数据，形成相应的本地站正交基带信号；
本地站基带信号校正模块利用估算出的本地站发送信号基带分量经卫星链路后的相位、幅度、时延信息，调整所述本地站正交基带信号参数，产生经卫星链路后的本地站基带信号复制；
本地站基带信号抵消模块利用本地站基带信号复制，抵消接收的所述正交基带信号中的本地站发送信号的基带分量，产生仅包含远端站发送信号的基带分量；
远端站信号参数估算模块利用远端站信号引导帧独特码，与远端站发送信号的基带分量进行相关运算，估算出远端站发送信号基带分量的相位、幅度信息；
远端站信号解调模块利用远端站发送信号基带分量的相位、幅度信息完成对远端站信号的解调，输出解调数据。
2.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，所述两个地面站中，距离通信卫星距离较近的地面站发射上行信号时进行信号延迟，时延运算方法由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000021
Figure FDA0003532650840000022
式中，d为卫星地面站到通信卫星的距离，
Figure FDA0003532650840000023
θ1为卫星地面站所处的经、纬度，
Figure FDA0003532650840000024
为同步通信卫星星下点的经度，
Figure FDA0003532650840000025
为通信卫星星下点和卫星地面站的经度差，dA为本地站A到通信卫星的距离，dB为远端站B到通信卫星的距离，C为光速，τ为远端站B上行信号的时延补偿值，τ为正值表示本地站A与卫星的距离较远，τ为负值表示本地站A与卫星的距离较近。
3.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，本地站输入信号由以下公式表示：
S(t)＝SA_down(t)+SB_down(t)
Figure FDA0003532650840000026
Figure FDA0003532650840000027
式中，SA_down(t)是本地站A自身发射的、经过卫星转发的本地站下行信号，SB_down(t)是远端站B发射的、经过卫星转发的远端站下行信号；ωi_A、ωi_B分别是来自本地站A、远端站B下行信号载波频率，其标称值相同，实际值有微小差别；
Figure FDA0003532650840000028
分别是来自本地站A、远端站B下行信号的瞬时相位，AA(t)、AB(t)分别是来自本地站A、远端站B下行信号的瞬时幅度，它们的取值由所述帧结构和调制方式所决定，其频谱为滚降系数α的平方根升余弦函数。
4.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，所述下变频由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000031
式中，ωo为接收机本振角频率，其标称值与ωi_A、ωi_B相同；ΔωA＝ωi_A-ωo、ΔωB＝ωi_B-ωo是载波误差；SI(t)、SQ(t)中的前二项是所需的基带分量，后二项高频分量将被4采样累加器、基带滤波器滤除。
5.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，下变频信号的采样频率是信号波特率的32倍，1个波特包含32个采样；4采样累积后，降为1个波特包含8个采样。
6.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，下变频信号的基带滤波器的频率相应函数为平方根升余弦函数，由其产生的正交基带信号由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000032
Figure FDA0003532650840000033
Figure FDA0003532650840000034
Figure FDA0003532650840000035
式中，I(n)、Q(n)中包含了本地基带信号分量IA(n)、QA(n)和远端基带信号分量IB(n)、QB(n)，I(n)、Q(n)构成基带信号矢量
Figure FDA0003532650840000036
的实部和虚部。
7.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，所述正交基带信号与本地引导帧独特码组进行相关运算，求得在本地引导帧所处时刻，本地基带信号经过卫星链路后的载波相位、幅度值，运算方法由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000041
Figure FDA0003532650840000042
Figure FDA0003532650840000043
式中，
Figure FDA0003532650840000044
是基带信号矢量，
Figure FDA0003532650840000045
是本地发送信号引导帧独特码组矢量的共轭，
Figure FDA0003532650840000046
是相关值，ρA是基带信号的幅度，θA是基带信号的相位，N是引导帧独特码的长度。
8.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，所述相位估算采用线性内插方法，估算相邻引导帧之间信息帧部分的相位值，每个信息波特插入8个相位值，运算方法由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000047
式中，θA(n)、θA(n+1)分别是本地站基带信号相邻引导帧的载波相位值，θA(t)是相邻引导帧之间信息帧部分的相关瞬时估算值，M是信息帧长度。
9.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，本地发送数据经串数据延迟、串并变换后形成本地基带数据，再经过基带滤波器、数字内插、时延调整处理，形成波形与本地接收基带信号IA(n)、QA(n)相同的本地基带信号IL(n)、QL(n)，所述基带滤波器的传输函数为滚降系数α的升余弦函数，滤波器采用FIR滤波器，每个符号8个采样值；为了平滑基带信号波形，滤波器后接内插电路，两个采样之间插入1个内插值，内插值为相邻采样值的中值，经内插后，每个基带信号符号包含16个采样值，所述时延由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000051
Figure FDA0003532650840000052
式中，TL是本地站信号通过通信卫星返回本地站的传输时延，d是本地站到通信卫星的距离，
Figure FDA0003532650840000053
是通信卫星星下点的经度，
Figure FDA0003532650840000054
θ1是本地站所处的经、纬度，
Figure FDA0003532650840000055
是通信卫星星下点和本地站的经度差。
10.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，所述本地基带信号经相位补偿后，形成与本地接收基带信号相位一致的本地基带信号，运算方法由以下公式表示：
a+jb＝cosθA(t)+sinθA(t)
(IL+jQL)×(a+jb)＝I'L+jQ'L
Figure FDA0003532650840000056
式中，IL、QL是相位矫正前的上述本地站正交基带信号，I'L、Q'L是相位矫正后的上述本地站正交基带信号，θA(t)是所述本地站基带信号信息帧部分的瞬时相位估算值。
11.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，从所述接收正交基带信号中减去本地基带信号复制，获得所需的远端站基带信号，运算方法由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000057
Figure FDA0003532650840000058
式中，I'A、Q'A是本地基带信号复制，G是可变增益。
12.如权利要求11所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，通过比较本地基带信号引导帧独特码的幅度值与本地基带信号复制引导帧独特码的幅度值，调整所述可变增益G，使得本地基带信号复制的幅度与本地基带信号的幅度相同。
13.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，通过比较本地基带信号引导帧独特码峰点与本地基带信号复制引导帧独特码峰值点的时延误差，调整所述本地基带信号复制I'A、Q'A的时延，使得本地基带信号复制与本地基带信号在时间上同步。
14.如权利要求1所述的一种卫星载波叠加信号解调的方法，其特征在于，所述远端站基带信号与远端站引导帧独特码组进行相关运算，求得在远端站引导帧所处时刻，远端站基带信号经过卫星链路后的载波相位、幅度值，运算方法由以下公式表示：
Figure FDA0003532650840000061
Figure FDA0003532650840000062
Figure FDA0003532650840000063
式中，
Figure FDA0003532650840000064
是远端站基带信号矢量，
Figure FDA0003532650840000065
是远端站发送信号引导帧独特码组矢量的共轭，
Figure FDA0003532650840000066
是相关值，ρB是远端站基带信号的幅度，θB是远端站基带信号的相位，N是引导帧独特码的长度，根据ρB和θB就可以用常规方法实现远端站信号的解调。
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