PL167072B1

PL167072B1 - odbioru sygnalów rozproszonych w czasie PL PL

Info

Publication number: PL167072B1
Application number: PL90287739A
Authority: PL
Inventors: Gerald P Labedz; Frederick G Atkinson; Duane C Rabe; Joseph J Schuler; Alton P Werronen
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 1989-11-13
Filing date: 1990-11-13
Publication date: 1995-07-31
Also published as: EP0430481A3; WO1991007829A1; JP2715662B2; CA2065739C; JPH05501789A; AU6887891A; EP0430481A2; CA2065739A1; KR920704448A; CN1052014A; AU638785B2; MX167843B; KR950012827B1; CN1017858B; CS560890A3; US5031193A; PT95871A; PT95871B; PL287739A1

Abstract

7. Odbiornik do zbiorczego odbioru sygnalów rozproszonych w czasie, majacy pierwszy i drugi ka naly odbiorcze, z których kazdy zawiera antene i do laczony do niej zespól demodulacji, oraz sterownik wzmocnienia dolaczony do zespolów demodulacji, przy czym kazdy z zespolów demodulacji zawiera na wejsciu stopien czestotliwosci posredniej dolaczony, poprzez demodulator kwadraturowy z lokalnym gen eratorem, filtry dolnoprzepustowe i konwertery analo- gowo-cyfrowe, do korelatora i dopasowanego filtru, znamienny tym, ze do wyjsc kazdego kanalu jest dolaczony procesor zbiorczy (105) zas do korelatora (210,212), w zespole demodulacji (102, 103), kazde go kanalu, jest dolaczone zródlo (104) sekwencji od niesienia. FIG. 1 PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie i odbiornik do zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie.

Odbiór sygnałów rozproszonych w czasie wymaga wyrównywania sygnałów odbitych, w celu utworzenia lepszego sygnału wyjściowego niż powstający w przypadku, gdy dopuści się do wzajemnej interferencji odbić tych sygnałów. Znane rozwiązanie wyrównywania sygnałów odbitych, stosowane w cyfrowym, radiowym, wielodostępnym systemie z podziałem czasowym TOMA, jest ujawnione w opisie patentowym Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 829 543, przedstawiającym sposób koherentnej demodulacji sygnału radiowego z kwadraturowym kluczowaniem z przesuwem fazy QPSK, który to sygnał podlega wielotorowym zanikom. Wyrównywanie jest realizowane przez określenie współzależności zapamiętanego wzorca, znanego dla odbiornika, z sygnałem przychodzącym i zastosowanie tej współzależności do zlikwidowania różnicy fazy pomiędzy sygnałem przychodzącym i lokalnym generatorem odbiornika, czego wynikiem jest detekcja koherenta.

Znane są także inne rozwiązania eliminacji interferencji międzysymbolowej, która może powstać w sygnale przesyłanym przez kanał transmisyjny rozpraszający w czasie. Takie odbiorniki są opisane w artykule Adaptive Maximum Likehood Receiver for Carrie-Modulated Data-Transmission Systems, G. Ungerboecka /IEEE Transcations on Communications, tom COM-22, nr 5, maj 1974, str. 624 - 636/ i w artykule Maximum Likehood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference, G. D Fornaya /IEEE Transacations of Information Theory, tom IT - 18, nr 3, maj 1972, str. 363 - 377/.

Jednakże w systemach o dużej szybkości transmisji danych, gdzie transmisja odbywa się przez kilka kanałów radiowych rozłożonych w czasie, wyrównywanie w pojedynczym odbiorniku o pojedynczym kanale może być niewystarczające do odpowiedniej korekcji zniekształceń sygnałów rozproszonych w czasie /zanik wielowiązkowy/. Na przykład w odbiornikach z wyrównywaniem sygnałów odbitych może wystąpić niedokładne oszacowanie sygnału błędu krytycznego w przypadku wyrównywania z decyzyjnym sprzężeniem zwrotnym, lub niedoskonałe oszacowanie odpowiedzi impulsowej kanału transmisyjnego w pewnych innych rozwiązaniach wyrównywania sygnałów odbitych.

Z tego względu odbiór zbiorczy polegający na tym, że ten sam sygnał odbierany w wielu kanałach - to znaczy przez różne anteny lub przez pojedynczą antenę w różnym czasie powinien podlegać redukcji zaniku wielowiązkowego. Odbiornik dla takiego odbioru zbiorczego przedstawiony jest w opisie patentowym Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 271 525, który dotyczy adaptacyjnego odbiornika zbiorczego, w którym jest zastosowany adaptacyjny filtr transwersalny dla każdego kanału odbiornika, po którym następuje układ wyrównujący z decyzyjnym sprzężeniem zwrotnym. Wzmocnienia na stopniach filtrów transwersalnych są korygowane przez sprzężenie zwrotne z wyjścia układu wyrównującego i innych punktów odbiornika.

167 072

Z kolei opis patentowy Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 731 801 dotyczący sposobu odbioru i detekcji sygnałów cyfrowych ujawnia rozwiązanie polepszające odbiór, w porównaniu z rozwiązaniem opisu patentowego Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 271 525, na drodze polepszenia odbioru w kanałach transmisyjnych rozpraszających w wysokim stopniu przy zastosowaniu demodulacji koherentnej. Stosowana jest tam technika, w której sygnał wyjściowy bitowego układu decyzyjnego staje się podstawą do obliczenia sygnału korekcji. Nośna odniesienia, powstająca z sumowania kwadraturowych sygnałów pasma podstawowego i synfazowych sygnałów pasma podstawowego, jest podawana zwrotnie do generatora lokalnego demodulatora kwadraturowego, który z kolei kompensuje różnicę fazy pomiędzy odbieranymi sygnałami i lokalnym generatorem odbiornika, celem realizacji demodulacji koherentnej.

Jednak odbiorniki takie jak przedstawiony w opisie patentowym Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 271 525 wymagają zastosowania zespołu filtrów transwersalnych, po jednym na każdy kanał odbiornika, oprócz układu wyrównującego.

W odbiornikach takich jak przedstawiony w opisie patentowym Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 771 880 wymagaee są z kolei skompiikowaee układy do przesuwania ffaz ssggnłu w każżym kanale zbioru i co ważniejsze, przy prawidłowej korekcji fazy, nie mogą one znaleźć pełnego zastosowania, na przykład w systemach TOMA, gdzie odbierana informacja, która ma być poddana korekcji, występuje w krótkich impulsach oddzielonych względnie długimi przedziałami czasu. Podczas tych długich przedziałów fazy sygnałów w kanałach zaniku wielotorowego mogą zmieniać się radykalnie względem lokalnego generatora odbiornika.

Znane jest także z opisu patentowego Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 711 402 rozwiązanie dotyczące systemu przetwarzania odbieranego sygnału, przy czym przetwarzany sygnał jest sygnałem o częstotliwości pośredniej. To znane rozwiązanie ujawnia współzależność analogową z kolejnymi operacjami cyfrowymi dla spełnienia innych funkcji. W systemie przedstawionym w tym opisie patentowym ciągły sygnał analogowy musi być odbierany w celu uzyskania wyrównywania kanału w ooarciu o średnią odpowiedź impulsową kanału w przedłużonym okresie czasu.

Podobnie, rrozwązanie ujawnione w innym opisie patentowym Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 128 585 dotyczy wyrównywania kanału w oparciu o średnią odpowiedź impulsową kanału.

System przedstawiony w obu tych opisach patentowych, nie mógłby być zastosowany w przypadku zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie. Ola sygnałów rozproszonych w czasie odpowiedź impulsowa kanału zmienia się gwałtownie od chwili, gdy sygnał nie występuje, do chwili gdy sygnał występuje. Ta szybka zmiana odpowiedzi impulsowej kanału powoduje, że urządzenia, opracowane zgodnie z rozwiązaniami według tych opisów patentowych, są niepraktyczne, ponieważ przy zastosowaniu średniej odpowiedzi impulsowej w danym okresie nie umożliwiają wymaganego wyrównania kanału.

Istotą sposobu zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie, w którym wytwarza się pierwszy i drugi sygnał współzależności z pierwszego i drugiego sygnału rozproszonego w czasie, odbieranych w pierwszym i drugim kanale odbiornika, wytwarza się pierwszy regulowany sygnał przez koherentną zmianę regulacji pierwszego sygnału rozproszonego w czasie do sekwencji odniesienia przez użycie co najmniej pierwszego sygnału współzależności, wytwarza się drugi regulowany sygnał przez koherentną zmianę regulacji drugiego sygnału rozproszonego w czasie do sekwencji odniesienia przez użycie co najmniej drugiego sygnału współzależności i wytwarza się cyfrowy sygnał wyjściowy otrzymywany z pierwszego i drugiego regulowanego sygnału, jest to, że wytwarza się pierwszy sygnał współzależności przez porównanie pierwszego sygnału rozproszonego w czasie względem sekwencji odniesienia i wytwarza się drugi sygnał współzależności przez porównanie drugiego sygnału rozproszonego w czasie względem sekwencji odniesienia.

Korzystne jest, jeżeli, zgodnie z wynalazkiem, podczas wytwarzania pierwszego sygnału współzależności określa się odpowiedź impulsową kanału, stosując sekwencję odniesienia, z kanału odbiornika, przez który odbiera się pierwszy odbierany sygnał rozproszony w czasie. Podczas wytwarzania drugiego sygnału współzależności określa się odpowiedź impulsową kanału, stosując sekwencję odniesienia, z kanału odniesienia, przez który odbiera się drugi odbierany sygnał rozproszony w czasie.

167 072

Oalsze korzyści z wynalazku uzyskuje się, gdy następnie wytwarza się pierwsze parametry s współzależności kanału związane z pierwszym odbieranym sygnałem rozproszonym w czasie. Przy czym pierwsze parametry s otrzymuje się z odpowiedzi impulsowej pierwszego kanału odbiornika, przez który odbiera się pierwszy odbierany sygnał rozproszony w czasie, i z dopasowanej impulsowej filtru pierszego kanału odbiorczego. Wytwarza się drugie parametry s współzależności kanału związane z drugim odbieranym sygnałem rozproszonym w czasie. Przy czym drugie parametry s otrzymuje się z odpowiedzi impulsowej drugiego kanału odbiornika, przez który odbiera się drugi odbierany sygnał rozproszony w czasie, i z dopasowanej odpowiedzi impulsowej filtru drugiego kanału odbiornika.

Kolejne korzyści z wynalazku uzyskuje się, gdy podczas wytwarzania cyfrowego sygnału wyjściowego dokonuje się selekcji, bit po bicie, pomiędzy próbkami symboli w pierwszym regulowanym sygnale i próbkami symboli w drugich regulowanych sygnałach, tworząc tablicę próbek symboli. Określa się, który spośród pierwszego i drugiego regulowanego sygnału przyporządkowuje dużą liczbę wybranych próbek symboli z tablicy próbek symboli i dokonuje się oceny nadawanych sygnałów na podstawie tablicy próbek symboli i parametrów s związanych z kanałami odbiornika. Przy czym regulowany sygnał, który odbiera się z sygnału rozproszonego w czasie odebranego przez kanał odbiornika, przyporządkowuje dużą liczbę wybranych próbek symboli.

Korzystnie jest gdy w innym przykładzie realizacji wynalazku, podczas wytwarzania cyfrowego sygnału wyjściowego próbkuje się symbole sygnału dla każdego z regulowanych sygnałów, sumuje się próbki symboli dla każdego regulowanego sygnału tworząc wspólną tablicę próbek symboli. Sumuje się parametry s związane z każdym odbieranym sygnałem rozproszonym w czasie tworząc wspólną tablicę parametrów s i dokonuje się oceny nadawanych sygnałów na podstawie wspólnej tablicy próbek symboli i wspólnej tablicy parametrów s.

Korzystne jest także, gdy, zgodnie z wynalazkiem, cyfrowy sygnał wyjściowy tworzy się poprzez łączenie maksymalnego stosunku pierwszego i drugiego z regulowanych sygnałów i poprzez określenie współczynnika wagowego ze wskaźnika natężenia odbieranego sygnału. Przy czym sygnał ze wskaźnika natężenia odbieranego sygnału tworzy się poprzez przetwarzanie sygnału akustycznego kanału, wykorzystując funkcję rozproszenia w czasie dla określenia poziomów energetycznych odbieranych sygnałów rozproszonych w czasie.

Istotą odbiornika do zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie, mającego pierwszy i drugi kanały odbiorcze, z których każdy zawiera antenę i dołączony do niej zespół demodulacji, oraz sterownik wzmocnienia dołączony do zespołów demodulacji, w którym każdy z zespołów demodulacji zawiera na wejściu stopień częstotliwości pośredniej dołączony, poprzez demodulator kwadraturowy z lokalnym generatorem, filtry dolnoprzepustowe ,i kowwrrtrry analogowo-cyfrowe do korelatora i dopasowanego filtru, jest to, że do wyjść każdego kanału jest dołączony procesor zbiorczy zaś do korelatora w zespole demodulacji każdego kanału jest dołączone źródło sekwencji odniesienia.

Korzystne jest, jeżeli, zgodnie z wynalazkiem, procesor zbiorczy jest zbudowany z połączonych szeregowo stopnia przetwarzania i stopnia oceny sekwencji.

Zaletą wynalazku jest opracowanie nowego sposobu odbioru zbiorczego sygnałów rozproszonych w czasie, oraz mniej skomplikowanego odbiornika do odbioru tych sygnałów. Umożliwia on odbiór ciągłych lub nieciągłych sygnałów cyfrowych o dużej szybkości transmisji i posiada zdolność znacznego zmniejszenia skutków, zarówno zaniku ogólnego jak i sielowiązkkwego, współczynników s skojarzonych z każdym sygnałem rozproszonym w czasie. Ma on elementy połączone funkcjonalnie z elementami sumującymi, dla realizacji układu oceny sekwencji ze złożonym układem próbek symboli i złożonym układem współczynników s.

Przedmiot wynalazku jest przedstawiony w przykładach wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy odbiornika według wynalazku, fig. 2 - bardziej szczegółowy schemat blokowy odbiornika, według wynalazku, który stosuje,się do odbioru sygnałów cyfrowych z demodulacją kwadraturową, fig. 3 - schemat blokowy procesora odbioru wielokanałowego, stosujący selekcję kanałów bit po bicie, fig. 4 - schemat blokowy procesora odbioru wielokanałowego, w którym stosuje się metodę składania sygnałów według maksymalnego stosunku, fig. 5 - schemat blokowy drugiego układu odbioru wielokanałowego stosującego metodę składania sygnałów według maksymalnego stosunku i fig. 6 - schemat blokowy jednego kanału odbiornika według wynalazku, w którym stosowane jest adaptacyjne wyrównywanie liniowe.

167 072

Figura 1 przedstawia schemat blokowy odbiornika stosującego kwadraturowe kluczowanie fazy QPSK. Odbiornik składa się z pierwszego kanału odbiorczego i przynajmniej drugiego kanału odbiorczego, przy czym pierwszy kanał zawiera pierwszą antenę 100 i dołączony do niej pierwszy zespół demodulacji 102, zaś drugi kanał zawiera drugą antenę 101 i dołączony do niej drugi zespół demodulacji 103. Do zespołów demodulacji 102 i 103 są dołączone źródło 104 znanej sekwencji odniesienia i sterownik wzmocnienia 106. Do wyjść zespołów demodulacji 102 i 103 jest dołączony procesor zbiorczy 105, na którego wyjściu Do uzyskuje się sygnał wyjściowy. Chociaż opis przykładu wykonania wynalazku odnosi się do odbiornika posiadającego dwa kanały odbiorcze, wynalazek może być łatwo stosowany w odbiornikach posiadających dowolną ilość kanałów.

Zespoły demodulacji 102 i 103 odbiornika posiadają każdy w swojej pamięci znaną sekwencję odniesienia ze źródła 104, w celu określenia, po demodulacji, współzależności pomiędzy odbieranymi sygnałami rozproszonymi w czasie i znaną sekwencją odniesienia. Sygnał informacyjny o współzależności pomiędzy odbieranymi sygnałami podaje sygnały dla synchronizacji odbierania i podaje parametry, na podstawie których można zrealizować filtr dopasowany do kanału. Odbierany sygnał rozproszony w czasie jest przetwarzany przez dopasowany filtr, a powstający, skorygowany fazowo z każdego kanału, sygnał jest wykorzystywany następnie przez procesor zbiorczy 105, do wytworzenia sygnału wyjściowego odbiornika. Następnie sygnał o współzależności podaje sygnał, który jest wykorzystany w sterowniku wzmocnienia 106 do utrzymywania odbieranego sygnału w ustalonym zakresie napięcia. Układ odtwarzania nośnej dla korekty modulowanych sygnałów rozproszonych w czasie względem generatora lokalnego w każdym kanale, nie jest konieczny, pod warunkiem, że odpowiedź impulsowa kanału transmisji(sygnał o współzależności i sygnał na zaciskach dopasowanego filtru] nie zmieniają się w tym przedziale czasu, w którym odbierane są dane, przeznaczone do przetwarzania. W systemach TOMA, lub podobnych, może być konieczne strojenie generatora lokalnego kanału odbiornika lub przetwarzanie danych odbieranych innymi sposobami.

Bardziej szczegółowy schemat blokowy odbiornika, według wynalazku, pokazano na figurze 2. Pierwszy kanał odbiorczy (antena 100) i drugi kanał odbiorczy antena 101 odbierają sygnały transmitowane z tego samego punktu, które rozpraszają się w czasie w różny sposób podczas przesyłania ich od nadajnika do każdego kanału odbiorczego odbiornika. Sygnały te są wzmacniane i mieszane w stopniach 200, 201 częstotliwości pośredniej. Następnie są demodulowane /transformowane do pasma podstawowego/ na sygnały synfazowe I1 i I? i sygnały kwadraturowe i Q2 przy pomocy demulatorów kwadraturowych 202, i 203, do których nośna jest doprowadzana z generatorów lokalnych 208 i 209. Ten sam generator lokalny może być stosowany dla wielu kanałów.

Każdy z sygnałów synfazowych I1 i I2 i kwadraturowych 0^ i każdego kanału przechodzi przez filtry dolnoprzepustowe 220, 230, 240, 250 i jest próbkowany przez konwertery analogowocyfrowe 204, 205, 206, 207. Każda z tych próbek sygnału jest doprowadzona do korelatorów 210, 212 w taki sposób, że próbkowany pierwszy sygnał synfazowy I^ jest podawany do pierwszego korelatora 210, próbkowany drugi sygnał synfazowy 12 jest podawany do drugiego korelatora 212, próbkowany pierwszy sygnał kwadraturowy 0^ jest także podawany do pierwszego korelatora 210 i próbkowany drugi sygnał kwadraturowy Q2 jest podawany do drugiego korelatora 212. W pamięci tych, korelatorów, lub w innym odpowiednim miejscu odbiornika, zapisana jest odpowiednia sekwencja odniesienia tak, że kopia oczekiwanego bitu lub ciągu, która zawiera informację o amplitudzie i fazie, jest zasadniczo podobna do idealnego sygnału, bez zniekształceń wynikających z rozproszenia w czasie.

Próbkowane sygnały są porównywane z tą zapisaną informacją odniesienia, co daje, w wyniku tego porównania kilka metryk. Zawierają one oszacowanie odpowiedzi impulsowej kanału transmisyjnego /lub miarę rozproszonego w czasie zniekształcenia środowiska/, oszacowanie przesunięcia częstotliwości w stosunku do fazy, związanego ze znanym odniesieniem i pewne pomiary poziomu sygnału. Te pomiary poziomu sygnału są następnie wprowadzane do sterownika wzmocnienia 106, który, z kolei indywidualnie, reguluje wzmocnienie każdego kanału odpowiednio do

167 072 określonej wstępnie charakterystyki wzmocnienia. Wzmocnienie każdego stopnia 200, 201 częstotliwości pośredniej każdego kanału może być jednocześnie regulowane w celu wytworzenia tego samego wzmocnienia w każdym kanale.

Inne metryki są przekazywane do realizacji w dopasowanym filtrze 214 i 215 dla każdego kanału. Po przesłaniu próbek sygnału przez każdy dopasowany filtr 214, 215 do kanału, sygnały wyjściowe posiadają zniekształcenia wynikające z rozproszenia w czasie i błąd fazy przy braku generatora lokalnego kanału.

Na przykład, w radiowym systemie telekomunikacyjnym TDMA, w którym stosuje się sekwencję synchronizacji w przydzielonej szczelinie czasowej impulsu transmitowanego, zapamiętana kopia sekwencji synchronizacji, oczekiwana przez odbiornik, stanowi dane zapamiętane w tablicy funkcji. Odbiornik porównuje, odebrane sygnały z obu anten 100 i 101, względem zapamiętanego oczekiwanego wzorca synchronizacji, celem określenia modeli charakteru rozproszenia w czasie /odpowiedź impulsowa/ każdego kanału. Następnie oblicza współczynnik dopasowanego filtru 214 i 215, w oparciu o próbki wynikowego porównania lub oszacowania odpowiedzi impulsowej kanału.

Skorygowane sygnały fazowe z pierwszego filtru 214 dopasowanego do pierwszego kanału są oznaczone przez ^IM1 ^{i Q}M1’ podczas gdy sygnały skorygowane fazowo z drugiego filtru 215 dopasowanego do drugiego kanału są oznaczone przez ^IM2 ^{i Q}M2· Procesor odbiorczy 105 wykorzystuje następnie przynajmniej część jednego z tych skorygowanych sygnałów przesłanych ze stopni wyjściowych 211 i 213 obu kanałów /i innej użytecznej informacji, np pomiar natężenia sygnału/ celem najlepszego określenia danych sygnału transmitowanego oryginalnie.

W procesorze odbiorczym 105 mogą być stosowane różne techniki celem wytworzenia optymalnej reprezentacji oryginalnego sygnału transmitowanego. Figura 3 przedstawia procesor odbiorczy do odbioru wielokanałowego, który wykorzystuje selekcję bit po bicie i, w którym wybrane parametry współzależności kanału, nazywane współczynnikami s, oraz wybrane próbki skorygowanych sygnałów są podawane do stopnia oceny sekwencji 305, który generuje reprezentację oryginalnego sygnału transmitowanego.

Generacja współczynników s w odbiornikach jest znana. Każdy kanał pozwala określić swoje własne współczynniki s na podstawie współzależności w oparciu o splot oszacowanej odpowiedzi impulsowej kanału i odpowiedzi impulsowej odpowiedniego filtru dopasowanego.

Skorygowany sygnał dla pierwszego kanału i skorygowany sygnał dla drugiego kanału są sygnałami wejściowymi stopnia przetwarzania 300. Jedna próbka na transmitowany symbol danych każdego ze skorygowanych sygnałów jest porównywana z jej odpowiednią próbką symbolu danych transmitowanych drugiego kanału. Bezwzględne wartości próbek są porównywane i próbka z największą wartością bezwzględną jest wstawiana do tablicy symboli, która będzie później przesłana do stopnia 305 oceny sekwencji, który zawiera układ oceny sekwencji. Chociaż największa wartość bezwzględna jest podstawą do wyboru, w tym przykładzie może być także stosowana najniższa wartość bezwzględna lub dowolna inna odpowiednia wartość.

W każdym kanale jest licznik dla rejestrowania liczby próbek wybranych z każdego kanału, które są umieszczane w tablicy symboli. Kiedy ostatnia próbka symbolu sygnału została porównana, liczniki są porównywane celem określenia, które kanały dały większość sygnałów do tablicy symboli. Współczynniki s z kanału dającego większość próbek do tablicy symboli są wysyłane do układu oceny sekwencji w postaci tablicy współczynników s. Wartości współczynników s dają układowi oceny sekwencji przetwarzaną informację o interferencji międzysymbolowej. Układ oceny sekwencji kończy następnie proces wyrównywania.

Selekcja współczynników s może być wyeliminowana i zbiór współczynników s, wybrany losowo z jednej z gałęzi, może być stosowany w odbiorniku, ale efektem będzie jego gorsze działanie. Odbiornik, w którym zastosowanoby układ oceny sekwencji innego typu nie stosowałby współczynników s. Natomiast byłaby jeszcze przeprowadzana selekcja na podstawie próbki symbolu za filtrem dopasowanym i równoważna selekcja dowolnych parametrów kompensujących zniekształcenie w kanale. Może się to odbywać w układzie oceny sekwencji.

Figura 4 przedstawia inną technikę przetwarzania wielokanałowego, w której stosuje się składanie sygnałów według maksymalnego stosunku sygnałów skorygowanych. Współczynnik wagowy jest określony przez poziomy odbieranych sygnałów. Współczynnik wagowy jest określony najlepiej z sumowania kwadratów składowych kwadraturowych energii, we względnych maksimach współzależności pomiędzy odebranymi odbiciami i zapamiętaną sekwencją odniesienia. Te współzależne pomiary energii są scałkowane celem określenia energii zawartej między wielokrotnymi

167 072 sygnałami odbitymi rozproszonymi w czasie, a wynikowy współczynnik wagowy jest nazywany wskaźnikiem poziomu sygnału odbieranego. Jednak mogłaby także być stosowana próbka lub całkowanie kilku próbek obwiedni sygnału odebranego.

Wskaźnik RSSI^ natężenia odebranego sygnału dla pierwszego rozgałęźnika 400 jest mnożony przez pierwszy, sygnał skorygowany AS1 z pierwszego kanału, przy zastosowaniu pierwszego układu mnożącego 410 i tworzy skorygowany sygnał ważony dla pierwszego kanału. Wskaźnik RSSI2 natężenia sygnału odebranego dla drugiego rozgałęźnika 405 jest mnożony przez drugi sygnał skorygowany AS2 z drugiego kanału, przy zastosowaniu drugiego układu mnożącego 415 i tworzy skorygowany sygnał ważony dla drugiego kanału. Te ważone sygnały są następnie sumowane w pierwszym sumatorze 420, dając na wyjściu Dg^ sygnał z sygnałów ważonych z obu kanałów.

Współczynniki są przetwarzane w podobny sposób. Wskaźnik RSSI^ natężenia odebranego sygnału dla pierwszego rozgałęźnika 400 jest mnożony przez współczynniki s z pierwszego kanału SPARA 1 przy zastosowaniu trzeciego układu mnożącego 430, tworząc ważony zbiór współczynników s z pierwszego kanału. Wskaźnik RSSInatężenia odebranego sygnału dla drugiego rozgałęźnika 405 jest mnożony przez współczynniki s z drugiego kanału SPARA 2 przy zastosowaniu czwartego układu mnożącego 440, tworząc ważony zbiór współczynników s z drugiego kanału. Te ważone współczynniki s są następnie sumowane w drugim sumatorze 450, dając w wyniku na wyjściu Dq2 sygnał składający się z ważonego zbioru współczynników s z obu kanałów. Rozwiązanie to może być także stosowane tam, gdzie stosuje się dowolną liczbę kanałów odbiorczych.

Ponowne liczenie współczynników s może być oczywiście wyeliminowane w odbiorniku, ale efektem będzie gorsze działanie. Odbiornik w którym zastosowanoby układ oceny sekwencji innego typu nie stosowałby współczynników s, ale wykonywałby jeszcze składanie na podstawie próbki symbolu, które zostałyby przekazane do filtru dopasowanego, a odpowiednie porównanie jakichkolwiek parametrów zniekształcenia i kompensacji mogłoby być wykonywane przez układ oceny sekwencji 305.

W przypadku, gdy nie są stosowane wagi określone na podstawie poziomu sygnału, wskaźnik RSSI1 z pierwszego rozgałęźnika 400 i wskaźnik RSSI2 z drugiego rozgałęźnika 405 są efektywnie ustawione na wartość 1, powstaje rozwiązanie analogiczne do składania według równego wzmocnienia i układy mnożące 410, 415, 430 i 440 nie są już potrzebne.

Figura 5 przedstawia inny sposób odbioru wielokanałowego, w którym jest zastosowane rozwiązanie analogiczne do składania sygnałów według maksymalnego stosunku sygnałów skorygowanych. Zastosowany jest tu wskaźnik poziomu sygnału wynikający z określenia poziomu sygnału zmierzonego w stopniach 200, 201 częstotliwości pośredniej każdego kanału. W tym wykonaniu są składane, podawane do wejść układu regulacji 515, skorygowane sygnały fazowe Im1 i Im2, oraz skorygowane sygnały kwadraturowe Q_M^ i Qm2 dla każdego kanału, zanim zostaną one przeprowadzone przez demultiplekser 520 sygnału złożonego.

Układ korekcji 500 poziomu sygnału określa względną wagę przypisaną w każdym kanale sygnałowi skorygowanemu w fazie Im^ i Im2 i sygnałowi skorygowanemu w kwadraturze Qm1 i Qm2. Układ ten koryguje sygnały Im^ i Qm1 o wartość RSSI1 /(RSSI1 + RSS^) i koryguje sygnały Im2 i Qm2 o wartość RSSI^^RSSIj + RSS^). Ważone synfazowe sygnały ISSI1 i ISSI2 są sumowane w sumatorze 510, dając złożone sygnały synfazowe dla obu kanałów, zaś ważone sygnały kwadraturowe QSSI1 i QSS^ są sumowane w kolejnym sumatorze 505, dając złożony sygnał kwadraturowy dla kanałów. Składanie według równego wzmocnienia sygnałów lub bitów może także służyć jako odpowiednia technika decyzji. Takie składanie według równego wzmocnienia powodowałoby znowu ustawienie wartości wskaźników RSSI1 i RSSI₂ na 1.

Chociaż te wykonania nadają się do stosowania w systemach, gdzie występują szybkie nieciągłe sygnały, jak w systemach TOMA, posiadających krótkie sygnały impulsowe, inny przykład wykonania wynalazku musi zapewnić odbieranie, dostatecznie długich strumieni danych, gdzie odpowiedź impulsowa kanału transmisyjnego zmienia się w sposób zauważalny w przedziale czasu, w którym odbierane są przetwarzane dane.

Figura 6 pokazuje jeden kanał odbiornika’- według wynalazku, w którym zastosowany jest adaptacyjny liniowy układ wyrównujący. W tym.przykładzie wykonania początkowa współzależność jest realizowana poprzez oszacowanie odpowiedzi impulsowej kanału i początkowych wzmocnień

167 072

0^(0) stopni układu wyrównującego. Następnie wzmocnienia w stopniach układu wyrównującego są regulowane, przy zastosowaniu typowych rozwiązań adaptacyjnego wyrównania liniowego, w celu dalszego korygowania odebranego sygnału.

Koherentne korygowanie odebranego sygnału polega na określeniu współzależności odebranego sygnału ze znanym odniesieniem (początkowo) i następnie na regulacji wzmocnienia w stopniach układu wyrównującego według znanych rozwiązań wyrównywania liniowego.

Jak pokazano na rysunku, odebrany z zacisku A sygnał przechodzi przez układ demodulatora kwadraturowego 600 i następnie jest próbkowany oraz przekształcony cyfrowo w układzie konwertera analagowo-cyfrowego 605, tworząc złożony sygnał R(n). Sygnał ten jest porównywany z zapamiętanym odniesieniem w pierwszym korelatorze 210 dającym odpowiedź impulsową kanału, która jest doprowadzona do układu 615 obliczenia i początkowego wzmocnienia C^n) oraz do układu szacowania 620 amplitudy sygnału z zaciskiem wejściowym 8 sygnału wzmocnienia. Kryteria oszacowania amplitudy sygnału określają współczynniki wagowe w układzie 625 korekcji sygnału. Sygnał R(n) występuje także na wejściu układu wyrównującego 630, w którym generowana jest informacja wstępna s(n). Informacja wstępna s(n) z wyjścia układu wyrównującego 630 jest doprowadzana do układu decyzyjnego 635, gdzie podejmowana jest próbna decyzja s(n) w celu aktualizacji wzmocnienia w układzie wyrównującym 630 podczas przetwarzania sygnału odbieranego. Podczas wytwarzania odpowiedniego sygnału informacji wstępnej s(n) , jest on korygwwayy w układzie 625 korekcji i doprowadzany do wejścia 1 węzła sumacyjnego 645, który łączy na pozostałych wejściach 2....N sygnały wyjściowe niektórych lub obu kanałów, w przypadku odbiornika dwukanałowego wielokanałowego, przed końcową decyzją podawaną do z wyjścia 0o. Sygnały wyjściowe każdego kanału mogą być odpowiednio korygowane celem spełniania kryteriów składania według równego wzmocnienia lub maksymalnego stosunku, albo mogą być złożone przy zastosowaniu selekcji bit po bicie, jak to opisano powyżej.

Rozwiązanie według wynalazku może być wykorzystane w odbiornikach stosujących układy wyrównujące z decyzyjnym sprzężeniem zwrotnym lub inne dowolne nieliniowe układy wyrównujące. Na przykład sygnałem s(n) może być informacja wstępna, uzyskana z układu wyrównującego z decyzyjnym sprzężeniem zwrotnym, przed układem decyzyjnym. Również wybór próbki symbolu lub składania może wystąpić po filtrze sprzęgającym w przód dla każdego kanału lub innego odpowiedniego punktu w samym .bloku układu wyrównującego.

167 072

201

FIG. 5

167 072

620

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz. Cena 1,,00 zł.

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie, w którym wytwarza się pierwszy i drugi sygnał współzależności z pierwszego i drugiego sygnału rozproszonego w czasie, odbieranych w pierwszym i drugim kanale odbiornika, wytwarza się pierwszy regulowany sygnał przez koherentną ,zmianę regulacji pierwszego sygnału rozproszonego w czasie do sekwencji odniesienia przez użycie co najmniej pierwszego sygnału współzależności, wytwarza się drugi regulowany sygnał przez koherentną zmianę regulacji drugiego sygnału rozproszonego w czasie do sek wencji odniesienia przez użycie co najmniej drugiego sygnału współzależności i wytwarza się cyfrowy sygnał wyjściowy otrzymywany z pierwszego i drugiego regulowanego sygnału, znamienny tym, że wytwarza się pierwszy sygnał współzależności przez porównanie pierwszego sygnału rozproszonego w czasie względem sekwencji odniesienia i wytwarza się drugi sygnał współzależności przez porównanie drugiego sygnału rozproszonego w czasie względem sekwencji odniesienia.
2. Sposób według zastrz. 1,znamienny tym, że podczas wytwarzania pierwszego sygnału współzależności określa się odpowiedź impulsową kanału, stosując sekwencję odniesienia, z kanału odbiornika, przez który odbiera się pierwszy odbierany sygnał rozproszony w czasie, zaś podczas wytwarzania drugiego sygnału współzależności określa się odpowiedź impulsową kanału, stosując sekwencję odniesienia, z kanału odniesienia, przez który odbiera się drugi odbierany sygnał rozproszony w czasie.
3. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że wytwarza się pierwsze parametry s współzależności kanału związane z pierwszym odbieranym sygnałem rozproszonym w czasie, przy czym pierwsze parametry s otrzymuje się z odpowiedzi impulsowej pierwszego kanału odbiornika, przez który odbiera się pierwszy odbierany sygnał rozproszony w czasie, i z dopasowanej odpowiedzi impulsowej filtru pierwszego kanału odbiorczego, oraz wytwarza się drugie parametry s współzależności kanału związane z drugim odbieranym sygnałem rozproszonym w czasie, przy czym drugie parametry s otrzymuje się z odpowiedzi impulsowej drugiego kanału odbiornika, przez który odbiera się drugi odbierany sygnał rozproszony w czasie , i z dopasowanej odpowiedzi impulsowej filtru drugiego kanału odbiornika.
4. Sposób według zastrz. 3, znamienny tym, iż podczas wytwarzania cyffowego sygnału wyjściowego dokonuje się selekcji, bit po bicie, oomiędzy próbkami symboli w ińerwszym regulowanym sygnale i próbkami symboli w drugich regulowanych sygnałach tworząc tablicę próbek symboli, określa się, który spośród pierwszego i drugiego regulowanego sygnału przyporządkowuje dużą liczbę wybranych próbek symboli z tablicy próbek symboli i dokonuje się oceny nadawanych sygnałów na podstawie tablicy próbek symboli i parametrów s związanych z kanałami odbiornika, przy czym regulowany sygnał, który odbiera się z sygnału rozproszonego w czasie odebranego przez kanał odbiornika, przyporządkowuje dużą liczbę wybranych próbek symboli.
5. Sposób według zastrz. 3, znamienny tym, te podczas wytwarzania cyffowego sygnału wyjściowego próbkuje sii ssmbole sygnnłu idl każdego z regulowanych sumuje się próbki symboli dla każdego regulowanego sygnału tworząc wspólną tablicę próbek symboli, sumuje się parametry s związane z każdym odbieranym sygnałem rozproszonym w czasie tworząc wspólną tablicę parametrów s i dokonuje się oceny nadawanych sygnałów na podstawie wspólnej tablicy próbek symboli i wspólnej tablicy parametrów s.
6. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że cyfrowy sygnał wyjściowy tworzy się poprzez łączenie maksymalnego stosunku pierwszego i drugiego z regulowanych sygnałów i poprzez określenie współczynnika wagowego ze wskaźnika natężenia odbieranego sygnału, przy czym sygnał ze wskaźnika natężenia odbieranego sygnału tworzy się poprzez przetwarzanie sygnału akustycznego kanału, wykorzystując funkcję rozproszenia w czasie dla określenia poziomów energetycznych odbieranych sygnałów rozproszonych w czasie.

167 072
7. Odbiornik do zbiorczego odbioru sygnałów rozproszonych w czasie, mający pierwszy i drugi kanały odbiorcze, z których każdy zawiera antenę i dołączony do niej zespół demodulacji, oraz sterownik wzmocnienia dołączony do zespołów demodulacji, przy czym każdy z zespołów demodulacji zawiera na wejściu stopień częstotliwości pośredniej dołączony, poprzez demodulator kwadraturowy z lokalnym generatorem, filtry dolnoprzepustowe i konwertery analogowo-cyfrowe, do korelatora i dopasowanego filtru, znamienny tym, że do wyjść każdego kanału jest dołączony procesor zbiorczy /105/ zaś do korelatora /210, 212/, w zespole demodulacji /102, 103/ każdego kanału, jest dołączone źródło /104/ sekwencji odniesienia.
8. Odbiornik według zastrz. 7, znamie nny tym, że procesor zbiorczy /105/ jest zbudowany z połączonych szeregowo stopnia przetwarzania /300/ i stopnia /305/ oceny sekwencji.