DE19509601A1

DE19509601A1 - Verfahren und Anordnung zum Entzerren von empfangenen Datensignalen

Info

Publication number: DE19509601A1
Application number: DE1995109601
Authority: DE
Inventors: Werner Dr Mohr
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1995-03-16
Filing date: 1995-03-16
Publication date: 1996-09-26

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Entzerren von empfangenen Datensignalen gemäß dem Oberbegriff des Pa tentanspruchs 1. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf ei ne Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Bei einer Übertragung von Signalen, beispielsweise von digi talen Funksignalen über zeitvariante und umwegebehaftete Funkkanäle treffen die gesendeten Signale sowohl über unter schiedliche Ausbreitungswege mit unterschiedlichen Laufzeiten und Phasenlagen als auch mit unterschiedlichen Signal stärken bzw. Empfangspegeln aus unterschiedlichen Richtungen am Emp fangsort ein.

Die Fig. 1 zeigt am Beispiel eines Mobilfunksystems mögliche Ausbreitungswege. Außer einem Signal auf dem direkten Weg W erreicht eine Reihe von Signalkomponenten, die im Fernfeld der Empfangsantenne A einer Mobilstation MS an Hindernissen H1 bis H3 oder beispielsweise an einem Gebirge G reflektiert werden, über Umwege W1 bis Wn die Mobilstation. Das Maß der Verzögerung der Signalkomponenten ist abhängig von den Weg längendifferenzen der einzelnen Umwege W1 bis Wn, während die Pegelwerte durch die auf dem entsprechenden Umweg herr schende Funkfelddämpfung bestimmt werden.

Aufgrund dieser Einflüsse steigt die Fehlerhäufigkeit an, d. h. die in den Funksignalen enthaltenen Datensignale können nicht immer eindeutig erkannt werden. Für die Beurteilung des Einflusses durch Mehrwegeempfang auf die Signalübertragung sind zwei prinzipielle Fälle zu unterscheiden. Wenn die Teil signale den Empfänger mit Laufzeitdifferenzen erreichen, die kleiner als die Symboldauer des Datensignals sind, tritt kei ne nennenswerte Intersymbolinterferenz und damit kein fre quenzselektives Fading auf. Das Empfangssignal weist in die sem Fall jedoch erhebliche Pegelschwankungen auf, die ent sprechend einer Rayleigh- bzw. Riceverteilung verteilt sind. Dadurch schwankt der wirksame Signal/Rauschabstand am Detek tionspunkt im Empfänger erheblich. Dies führt zu vermehrten Übertragungsfehlern, wenn der erforderliche Signal/Rauschab stand mit signifikant er Wahrscheinlichkeit unterschritten wird. Mit wachsenden Laufzeitdifferenzen über mehr als eine Zeichendauer tritt eine Symbolinterferenz und damit ein zu nehmend frequenzselektives Fading auf. Durch die Mittelung im Frequenzbereich sinkt dabei die Schwankung der Empfangslei stung im Vergleich zu dem Fall, daß die Laufzeitdifferenzen kleiner als die Zeichendauer des Datensignals sind. Durch die Intersymbolinterferenz wird die Signaldetektion gestört und damit die Anzahl der Zeichenfehler erhöht. Dies führt bei spielsweise bei einer Messung der empfangenen Signale zu ei ner Reduktion der Augenöffnung.

Um die starke Schwankung der Empfangsleistung und die Inter symbolinterferenz zu reduzieren ist es allgemein bekannt, die Empfangseinheiten einerseits mit Diversity-Empfangseinrich tungen und andererseits mit Entzerrern für eine Zeitbereichs entzerrung zu versehen. Da die Empfangssignale durch Mehrwe geempfang mit Laufzeitdifferenzen, die kleiner als die Zei chendauer des jeweiligen Modulationssignals sind, erhebliche Pegelschwankungen aufweisen, wäre es denkbar, zur Einhaltung der erforderlichen Signalqualität die Sendeleistung derart anzuheben, daß eine erforderliche minimale Empfangsleistung nur mit einer spezifizierten Wahrscheinlichkeit unterschrit ten wird. Dadurch wird jedoch eine zu hohe Sendeleistung be nötigt, die beispielsweise zu Interferenzproblemen mit be nachbarten Funksystemen führen kann. Andererseits ist allge mein bekannt, zur Verminderung der Fehlerhäufigkeit Diver sity-Empfangseinrichtungen zu verwenden. Derartige Diversity- Empfangseinrichtungen sind beispielsweise in Lee, W.C.Y: Mobile Communications Engineering, McGraw-Hill Book Company, New York, 1982 und Lee, W.C.Y.: Mobile Communications Design Fundamentals, John Wiley & Sons, New York, 1993 bekannt. Die Diversity-Empfangseinrichtungen ermöglichen in dem genannten Laufzeitdifferenzbereich eine deutliche Reduktion der Wahr scheinlichkeit für tiefe Fadingeinbrüche, wenn die Empfangs signale der Diversity-Kanäle durch eine entsprechende Anord nung der Antennen dekorreliert sind. Bei gleicher Fehlerwahr scheinlichkeit im Vergleich zu einem Empfänger ohne Diversi ty-Einrichtungen führt dies zu einem Diversity-Gewinn und da mit zu einer Reduktion der erforderlichen Sendeleistung. Die wirksamen Empfangssignale werden durch Kombinationsverfahren wie z. B. das aus den genannten Literaturstellen bekannte Se lection-Combining oder Maximal-Ratio-Combining gebildet, be vor sie der weiteren Signalverarbeitung im Empfänger zuge führt werden. Damit werden Signalverarbeitungsalgorithmen wie beispielsweise Codierung und Interleaving zur Reduktion der Fehlerhäufigkeit der decodierten Signale unterstützt. Bei dem bekannten Maximal-Ratio-Combining kann z. B. bei 99% Über schreitungswahrscheinlichkeit für den Empfangspegel mit zwei Diversity-Zweigen ein theoretischer Diversity-Gewinn von ca. 12 dB erzielt werden. Weitere Diversity-Zweige ergeben nur noch geringe zusätzliche Gewinne. Die Antennen-Diversity nutzt somit die durch Mehrwegeausbreitung räumlich unter schiedlich verteilte Empfangsleistung aus.

Bei zunehmenden Laufzeitdifferenzen sinkt der Gewinn durch die Antennen-Diversity aufgrund der geringen Schwankung der Empfangsleistung infolge des zunehmenden frequenzselektiven Fadings. Wenn die Laufzeitdifferenzen größer als die Zeichen dauer werden, tendiert der Diversity-Gewinn gegen ca. 3 dB, da nur noch die Summe der Empfangsleistung beider Kanäle aus gewertet wird. Da in beiden Kanälen aber auch dieselbe Rauschleistung aufgenommen wird, ergibt sich hier kein Gewinn mehr im erreichbaren Signalrauschabstand durch Diversity.

Ein Diversity-Empfang bei direkter Kombination der beiden Empfangssignale gestattet nur einen nennenswerten Gewinn für den Fall, daß die Laufzeitdifferenzen kleiner als die Symbol dauer sind. Dabei tritt kein frequenzselektives Fading auf. Durch die Diversity-Einrichtungen werden jedoch die starken Pegelschwankungen des Empfangssignals reduziert.

Bei Laufzeitdifferenzen, die größer als die Zeichendauer der Modulationssignale sind, kann vorteilhaft ein Zeitbereichs entzerrer eingesetzt werden. Ein derartiger Zeitbereichsent zerrer ist beispielsweise in Proakis, J.G.: Digital Communi cations, McGraw-Hill, New York, second edition, 1989 be schrieben. Der Entzerrer ist in der Lage, die laufzeitver schobenen Signalanteile bei geeigneter Einstellung konstruk tiv zu überlagern. Dies führt im Detektionspunkt zu einem Ge winn im erreichbaren Signal/Rauschabstand durch Multipath-Di versity. Dadurch sinkt die erforderliche Sendeleistung. Die Multipath-Diversity nutzt die zeitliche Verteilung der Emp fangsleistung infolge der Impulsantwort des Übertragungska nals aus.

Für Laufzeitunterschiede, die kleiner als die Symboldauer sind, ist kein Gewinn durch den Zeitbereichsentzerrer mög lich, da hier kein nennenswertes Multipath-Diversity wirksam ist. Der Gewinn steigt erst mit zunehmender Laufzeitdifferenz an.

Bei Laufzeitdifferenzen bis zur Größenordnung der Zeichen dauer führen somit die Diversity-Empfangseinrichtungen zu ei nem deutlichen Gewinn in dem wirksamen Signal/Rauschabstand Mit wachsender Laufzeitdifferenz sinkt jedoch der Anteil des Gewinns durch die Diversity-Empfangseinrichtungen, da die Schwankungen der Empfangsleistung aufgrund eines Mittelungs effekts im Frequenzbereich kleiner werden und damit bereits die Wahrscheinlichkeit für tiefe Fadingeinbrüche sinkt. Dage gen steigt der Gewinn durch den Entzerrer infolge des Multi path-Diversity an.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Anordnung anzugeben, bei deren Verwendung die Feh lerhäufigkeit weitgehend unabhängig von den Laufzeitdifferen zen vermindert wird.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei dem Verfahren der ein gangs genannten Art durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Eine Anordnung zur Durchführung des Verfah rens ist im Patentanspruch 12 angegeben.

Bei dem Verfahren und der Anordnung wird die Verminderung der Fehlerhäufigkeit dadurch erreicht, daß die Vorteile des Di versity-Empfangs und der Zeitbereichsentzerrung miteinander kombiniert werden. Der Diversity-Empfang für frequenzselek tive Kanäle wird also mit einer Entzerrung im Zeitbereich kombiniert. Der Zeitbereichsentzerrer ist nur für große Lauf zeitunterschiede wirksam. Ein Entzerrer auf der Basis bei spielsweise eines Transversalfilters oder daraus abgeleiteter Strukturen löst die einzelnen Pfade des Funkkanals in der Größenordnung der Zeichendauer oder ggf. der halben Zeichen dauer auf. Diese auflösbaren Pfade unterliegen starken Fa dingerscheinungen entsprechend einer Rayleigh- oder Ricever teilung. Wenn eine Schätzung des Übertragungskanals und die Einstellung des Entzerrers für diese stark schwankenden Pfad amplituden durchgeführt wird, kann bei sehr kleinen Pfadam plituden infolge Fading die Verstärkung der entsprechenden Zweige des Entzerrers sehr große Werte annehmen. Damit wird aber das Rauschen für diese Zweige angehoben, was zu einer Verminderung des Signalrauschabstands führt. Dadurch wird der erreichbare Gesamtgewinn durch Multipath-Diversity reduziert. Zur Verminderung der Fehlerhäufigkeit werden daher die klas sischen Diversity-Verfahren, die für schmalbandige Funksyste me anwendbar sind, für frequenzselektive Kanäle erweitert, indem der Zeitbereichsentzerrer mit einem verteilten Diversi ty-Algorithmus kombiniert wird. Vor diese Laufzeitkette in jedem Diversity-Zweig wird ein Vorfilter geschaltet, mit dem aufgrund der im zugeordneten Kanalschätzer ermittelten Im pulsantwort eine Schätzung des gesendeten Signals gebildet wird. Dadurch werden schließlich die in der folgenden Lauf zeitkette mit der Zeichenbandbreite auflösbaren Pfade ge trennt. Für jeden der Abgriffe der Laufzeitglieder wird ein Kombinationsverfahren wie bei den klassischen Diversity-Ver fahren eingesetzt, nämlich beispielsweise das Selection-Com bining oder das Maximal-Ratio-Combining. Es sind hier alle bekannten Diversity-Kombinationsverfahren anwendbar. Damit werden die wirksamen Amplituden der Teilsignale für die einzelnen Pfade vergrößert und die Wahrscheinlichkeit für kleine Werte der Pfadamplitude wird reduziert. Die resultie renden Teilsignale an den Combinerausgängen werden auf sum miert und in einem Zeitbereichsentzerrer konstruktiv überla gert, so daß der Diversity-Gewinn im Gegensatz zum klassi schen Diversity-Verfahren nun für jeden auflösbaren Pfad er zielt wird und mit dem Gewinn durch Multipath-Diversity kom biniert werden kann.

Durch das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Anordnung werden bei frequenzselektiven Kanälen größere Ge winne beim wirksamen Signal/Rauschabstand erreicht als bei der Kombination von klassischen Diversity-Empfangseinrichtun gen.

Das Verfahren gemäß der Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels einer Anordnung zur Durchführung des Verfahrens näher erläutert.

Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines als Mobilfunksystem ausgebildeten Übertragungssystems,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Empfängers,

Fig. 3 ein Blockbild eines Diversity-Funkübertragungssystems einschließlich Mehrwegefunkkanälen,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Empfangs einrichtung,

Fig. 5 ein detailliertes Blockbild des Diversity-Empfängers,

Fig. 6 schematische Darstellungen von Kanalimpulsantworten unterschiedlicher Ausbreitungspfade und der resultie renden Kanalimpulsantwort nach einer Kombination.

Bei der in Fig. 2 dargestellten, zum Stand der Technik gehö renden Empfangseinrichtung gelangen die Empfangssignale über eine Antenne A zu einer Empfangsstufe ES, die die empfangenen hochfrequenten Empfangssignale in Basisband-Empfangssignale E umsetzt. Diese Empfangssignale E werden einerseits einem Ka nalschätzer KS zugeführt, der die Übertragungseigenschaften des Übertragungskanals schätzt und Ausgangssignale EK1 bis EKn abgibt, die Entzerrerkoeffizienten zur Einstellung eines Entzerrers EQ darstellen. Der Entzerrer EQ enthält mehrere seriell angeordnete Laufzeitglieder L1 bis Ln, die die Ein gangssignale E verzögern. Zwischen den Laufzeitgliedern L1 bis Ln sind jeweils die Gewichtungsglieder G1 bis Gn vorgese hen, an denen die Entzerrerkoeffizienten EK1 bis EKn anliegen und die eine Gewichtung der Signale an den Abgriffen der Laufzeitglieder L1 bis Ln vornehmen. Die Ausgänge der Gewich tungsglieder G1 bis Gn sind mit den Eingängen eines Summati onsglieds S verbunden, an dem die entzerrten Empfangssignale EE an eine Decodierstufe DS abgegeben werden, die die in den Empfangssignalen enthaltenen Datensignale wiedergewinnt und einer Datensenke D zuführt.

Die bekannte Empfangseinheit mit dem im Zeitbereich arbeiten den Entzerrer EQ ist insbesondere für große Laufzeitunter schiede wirksam. Im Fall von Diversity-Empfang ist es üblich, zwei derartige Empfangseinheiten parallel anzuordnen und die jenigen Datensignale der Datensenke D zuzuführen, die mit größerer Sicherheit erkannt werden.

Ein nennenswerter Gewinn in der Leistungsfähigkeit durch die bekannten Diversity-Verfahren wird nur für geringe Laufzeit unterschiede erreicht. Bei großen Laufzeitunterschieden wird dagegen durch den Zeitbereichsentzerrer EQ ein Gewinn er zielt. Wenn in einem Empfänger sowohl Diversity-Empfang als auch Zeitbereichsentzerrung eingesetzt werden, ist der Ge samtgewinn beider Verfahren - unabhängig von der Größe der Laufzeitunterschiede im relevanten Bereich - nahezu in der selben Größenordnung. Damit kann das Systemverhalten im ge samten relevanten Bereich der Laufzeitunterschiede verbessert werden, wobei aber jeweils nur eines der beiden Verfahren wirksam ist. Es wird daher im folgenden ein Verfahren zur weiteren Verbesserung der Empfangsbedingungen bei Mehrwege empfang beschrieben, das die Vorteile beider Verfahren im ge samten Bereich der relevanten Laufzeitunterschiede verbindet.

Ein Entzerrer EQ auf der Basis z. B. eines Transversalfilters bzw. abgeleiteter Strukturen löst die einzelnen Pfade des Funkkanals in der Größenordnung der Symboldauer oder ggf. der halben Symboldauer auf. Diese zeitliche Auflösung ist mit der Bandbreite des Übertragungssystems verknüpft. Damit werden im Empfänger Pfade, die bezüglich der Laufzeitdifferenz dichter als die Zeitauflösung benachbart sind, zu einem resultieren den Pfad zusammengefaßt. Diese auflösbaren Pfade unterliegen starken Fadingerscheinungen entsprechend einer Rayleigh- oder Rice-Verteilung; sie weisen innerhalb der Empfänger-Kanal bandbreite kein frequenzselektives Fading auf. Wenn die Ka nalschätzung und die Einstellung des Entzerrers für diese stark schwankenden Pfadamplituden durchgeführt wird, kann bei sehr kleinen Pfadamplituden infolge Fading die Verstärkung der entsprechenden Zweige des Entzerrers sehr große Werte an nehmen. Damit wird jedoch das Rauschen für diese Zweige ange hoben, was zu einer Degradation des Signal/Rausch-Abstandes führt. Dadurch wird der erreichbare Gesamtgewinn im Signal-/Rausch-Abstand durch Multipath-Diversity reduziert.

Zur Verbesserung des Systemverhaltens können daher die klas sischen Diversity-Verfahren, wie sie z. B. in Lee, W.C.Y.: Mo bile Communications Engineering. McGraw-Hill Book Company, New York, 1982, [3] Lee, W.C.Y.: Mobile Communications Design Fundamentals, John Wiley & Sons, New York, 1993, die für schmalbandige Funksysteme anwendbar sind, für frequenzselek tive Kanäle erweitert werden, indem der Zeitbereichsentzerrer in geeigneter Weise mit einem auf die einzelnen auflösbaren Pfade verteilten Diversity-Algorithmus kombiniert wird.

Im folgenden wird zur Vereinfachung der Schreibweise das Ver fahren für zwei Diversity-Kanäle beschrieben. Es ist jedoch direkt auf M Kanäle erweiterbar, indem statt der Überlagerung von zwei Beiträgen M Komponenten überlagert werden.

Die Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines Diversity-Funküber tragungssystems einschließlich der Mehrwegefunkkanäle.

Aufgrund des Mehrwegeempfangs erreicht das von einer Sende einrichtung SE abgegebene Sendesignal s(t) den Empfänger mit Verzögerungen Δτ_i bzw. Δτ_j je Pfad, wobei h_1,i(Δτ_i,t) bzw. h_2,j(Δτ_j,t) den zeitvarianten komplexen Amplituden der beiden Kanal-Impulsantworten der Mehrwegekanäle CH1 und CH2 in Fig. 3 nach Gl. (1) entsprechen.

An den beiden Diversity-Kanälen des Diversity-Empfängers DE treten die folgenden Empfangssignale einschließlich Rauschen auf:

Die Signale r_s,1(t) und r_s,2(t) entsprechen den Signalantei len sowie n₁(t) und n₂(t) den Rauschanteilen.

Bei Erweiterung auf M Kanäle treten die M entsprechenden Si gnale r₁(t), . . . , r_m(t), . . . , r_M(t) an den M Eingängen eines M-fach Diversity-Empfängers DE auf.

Die Fig. 4 zeigt Einzelheiten des Diversity-Empfängers DE.

In jedem Diversity-Empfangszweig ist ein an sich bekannter Kanalschätzer KS der endlichen Länge NT angeordnet, wobei T der zeitlichen Länge der Laufzeitglieder innerhalb des Kanal schätzers KS entspricht. Damit weist der Kanalschätzer KS die zeitliche Auflösung T auf. Die Schätzerlänge NT muß die si gnifikante Länge der Kanal-Impulsantworten erfassen.

Im Kanalschätzer KS werden damit die Kanal-Impulsantworten durch endlich viele (N+1) Pfade im Abstand T approximiert.

Mit diesen Approximationen für die Kanal-Impulsantworten kann mit Gl. (2) für jeden Diversity-Kanal mit einem Vorfilter VF1 bzw. VF2 eine Schätzung ₁(t) und ₂(t) für das Sendesignal durch Entfaltung aus den Empfangssignalen angegeben werden. Es wird vorausgesetzt, daß der Kanal für die Dauer des beobachteten Signalelements stückweise statio när ist. Dies ist bei den im Mobilfunk üblichen Fahrzeugge schwindigkeiten und den eingesetzten Kanalschätzungs-Verfah ren hinreichend erfüllt. Die resultierenden Empfangsspektren R₁(jω) und R₂(jω) setzen sich i. allg. aus einem Signalan teil R_s(jω) und einem Rauschanteil N(jω) zusammen.

Als Schätzungen ₁(t) und ₂(t) für das gesendete Signal s(t) in den Diversity-Zweigen ergibt sich im Frequenzbereich:

Hierdurch sind die Empfangs-Signale auf die Sendeseite bezo gen.

Die Signalanteile in Gl. (4) sind miteinander korreliert, während die Kreuzkorrelation der Rauschanteile verschwindet.

Durch die Darstellung in Gl. (3) gelingt es, die signifikan ten Pfade des Funkkanals zu approximieren. Aufgrund der Sen debandbreite und der begrenzten zeitlichen Auflösung T des Empfängers unterliegen die komplexen Pfadamplituden _1,n bzw. _2,n frequenzunabhängigem schellen Fading, so daß für jeden Pfad ein Diversity-Verfahren nach Stand der Technik einge setzt werden kann.

Der Kanalschätzer KS1 bzw. KS2 in jedem Diversity-Zweig lie fert eine Schätzung für die auflösbare Kanal-Impulsantwort entsprechend Gl. (3). Damit können Schätzungen für die gesen deten Spektren der untersuchten Signalelemente nach Gl. (4) angegeben werden. Die geschätzten Pfadamplituden schwanken - bei guter Dekorrelation des Fadings der Empfangssignale durch eine geeignete übliche Antennenkonfiguration - jeweils prak tisch unkorreliert nach einer Rayleigh- bzw. Rice-Verteilung. Durch die Diversity-Kombination je Pfad erhält man dann das resultierende Empfangsspektrum R(jω), wobei die a_k und b_k den Gewichtsfaktoren je Pfad des gewählten Diversity-Kombina tionsverfahrens entsprechen:

bzw. im Zeitbereich:

Die Empfangssignale r₁(t) und r₂(t) werden mit den resultie renden Impulsantworten A(kT,t) und B(kT,t) gefaltet und ad diert, um für die Empfangssignale r₁(t) und r₂(t) einschließ lich frequenzselektivem Fading einen Diversity-Gewinn zu er zielen.

Aus den Teil-Impulsantworten der Einzelpfade und den Ge wichtsfaktoren a_k und b_k für die Diversity-Kombination erhält man für ₁(jω)≈₂(jω) gemäß Gl. (4) eine Schätzung der resul tierenden Kanal-Impulsantwort für den Signalanteil des Emp fangssignals nach Gl. (6).

Die Darstellung des Diversity-Empfängers DE für zwei Diver sity-Kanäle kann direkt auf M Kanäle erweitert werden. In dem Kanalschätzer KS1 bzw. KS2 je Diversity-Kanal werden die kom plexen Pfadamplituden für den zugeordneten Mehrwege-Funkkanal ermittelt, aus denen die nachfolgend angegebenen Gewichtsfak toren folgen. Die Vorfilter VF1 und VF2 folgen aus Gl. (4). In einer nachfolgenden Laufzeitkette werden die Teilsignale für jeden auflösbaren Pfad mit Hilfe der Gewichtsfaktoren kombiniert, um für die resultierenden Pfadamplituden entspre chend dem Diversity-Gewinn den Signal/Rausch-Abstand zu erhö hen. Dadurch steht hinter der gewichteten Summe der gefilter ten Empfangssignale ein Signal mit insgesamt verbessertem Si gnal/Rausch-Abstand zur Verfügung, das einem an sich bekann ten Entzerrer/Detektor ED zugeführt werden kann.

Die Koeffizienten a_k und b_k für die Diversity-Kombination je Pfad werden nach den bekannten Diversity-Verfahren für Schmalbandsysteme in der Verarbeitungseinheit VE gebildet. Im folgenden werden als Beispiele Schalt-Diversity und Maximal- Ratio-Combining angegeben.

Bei Schaltdiversity wird jeweils der Beitrag mit der größeren Amplitude ausgewählt:

Mit Maximal-Ratio-Combining kann der Diversity-Gewinn weiter verbessert werden, weil die Leistungsbeiträge aller Diver sity-Kanäle erfaßt werden. Dabei addieren sich je Pfad die Signalanteile bez. der Amplituden kohärent, während sich beim Rauschen nur die Leistungsbeiträge addieren. Durch diesen Di versity-Gewinn steigt der Signal/Rausch-Abstand je Pfad an.

Man kann zeigen, daß der Störabstand je Pfad der folgenden Ungleichung genügt:

Dabei entsprechen die Varianzen

der Leistung der auf die Sendeseite bezogenen Rauschprozesse. Das Maximum des resultierenden Signal/Rausch-Abstandes je Pfad erhält man für das Gleichheitszeichen mit den Gewichts faktoren für Maximal-Ratio-Combining:

Der resultierende Signal/Rausch-Abstand je Pfad nach Maximal- Ratio-Combining entspricht der Summe der Signal/Rausch-Ab stände der Teilsignale. Der Einfluß des Rayleigh- bzw. Rice- Fadings der Amplituden der einzelnen auflösbaren Pfade wird damit wesentlich reduziert.

Zusätzlich besteht neben der Erhöhung des Signal/Rausch-Ab standes für die wesentlichen Pfade durch die konstruktive Di versity-Kombination die Möglichkeit, Pfade mit großer Verzö gerung in ihrer Amplitude zu reduzieren, um die Entzerrung zu erleichtern bzw. den erforderlichen Aufwand für die Entzer rung zu reduzieren. Dazu wird die folgende Bedingung ange setzt, wobei die Fallunterscheidung zur Vermeidung von Pol stellen eingeführt wird:

bzw.

Durch die Anwendung der Gewichtsfaktoren nach Gl. (8) bzw. (11) zur Verbesserung des Signal/Rausch-Abstandes signifikan ter Pfade mit nicht zu großer Verzögerung und den Gln. (12) und (13) zur Reduktion der Amplitude von Pfaden mit großer Verzögerung wird insgesamt die resultierende Kanal-Impulsant wort auf den signifikanten Teil begrenzt bei einer gleichzei tigen Verbesserung des Signal/Rausch-Abstandes für die ver bleibenden signifikanten Pfade.

Die Empfangssignale nach Gl. (2) zeigen bei großen Laufzeit unterschieden frequenzselektives Fading. Bei ausreichender Dekorrelation der Empfangssignale durch eine geeignete Anten nenkonfiguration treten die Fadingeinbrüche im allgemeinen bei verschiedenen Frequenzen auf. Die Empfangsspektren R₁(jω) und R₂(jω) an den beiden Diversity-Eingängen können spek tral entsprechend den bekannten Diversity-Verfahren

R(jω) = R₁(jω) · C₁(jω) + R₂(jω) · C₂(jω) (14)

kombiniert werden. Hierfür können z. B. Schalt-Diversity

oder Maximal-Ratio-Combining eingesetzt werden. Bei Maximal- Ratio-Combining wird der maximal mögliche Gewinn im spektra len Signal/Rausch-Abstand erreicht. Dies gilt, wenn bei kon stanter und gleicher Rauschleistungsdichte N₀ an den Eingän gen der Diversity-Kanäle die frequenzabhängigen Gewichtsfak toren aus den Signalanteilen der Empfangssignale gemäß

C₁(jω) = R_s1 _* (jω)
C₂(jω) = R_s2 _* (jω) (16)

gebildet werden.

Der Einfluß des frequenzselektiven Fadings wird insgesamt re duziert.

Einzelheiten des in Fig. 4 gezeigten Diversity-Empfängers DE sind in Fig. 5 dargestellt. Von den Antennen A1 und A2 gelan gen die Empfangssignale an die beiden Empfangsstufen ES1 und ES2 und werden dort als Empfangssignale r₁(t) und r₂(t) abge geben. Diese Empfangssignale r₁(t) und r₂(t) werden einer seits den Vorfiltern VF1 bzw. VF2 und andererseits den Kanal schätzern KS1 bzw. KS2 zugeführt. Mit den Vorfiltern VF1 und VF2 werden jeweils Schätzungen des Sendesignals gebildet.

Hierzu werden den Vorfiltern VF1 und VF2 auch die Signale an den Ausgängen der Kanalschätzer KS1 und KS2 zugeführt. Diese Signale liegen auch an der Verarbeitungseinheit VE an, die die Koeffizienten a_K und b_K berechnen.

Die Signale an den Ausgängen der Vorfilter VF1 und VF2 liegen an dem Entzerrer EQ1 an, der die Laufzeitglieder L10 bis L1N für den ersten Diversityzweig und die Laufzeitglieder L20 bis L2N für den zweiten Diversityzweig enthält. Die Abgriffe der Laufzeitglieder L10 bis L1N sind mit Gewichtungsgliedern G10 bis bis G1n+1 verbunden, deren Ausgänge ihrerseits mit dem Summationsglied S verbunden sind. Die Entzerrerkoeffizi enten a_K für die Gewichtungsglieder G10 bis G1n+1 werden von einer Berechnungsstufe BS1 zugeführt. In entsprechender Weise sind die Abgriffe der Laufzeitglieder L20 bis L2N mit Gewich tungsgliedern G20 bis G2n+1 verbunden, deren Ausgänge eben falls mit dem Summationsglied S verbunden sind. Die Entzer rerkoeffizienten b_K für die Gewichtungsglieder G20 bis G2n+1 werden von einer Berechnungsstufe BS2 zugeführt.

Die Ausgangssignale des Summationsglieds S werden der Entzer rer/Decodierstufe ED zugeführt, die eine Entzerrereinheit EE und eine Decodiereinheit DS enthält. Der Entzerrereinheit EE werden ebenfalls die Koeffizienten a_K und b_K zugeführt.

Die Fig. 6 zeigt schematisch Beispiele von Kanal-Impulsantwor ten an den Antennen A1 und A2 eines Diversity-Empfängers. Die Signale sind entsprechend den Verzögerungen durch die Mehrwe geausbreitung jeweils um die Zeitdauer T versetzt und weisen unterschiedliche Amplituden auf. Unter Verwendung der Verar beitungseinheit VE werden nun jeweils für die Weiterverarbei tung die Pfadamplituden der Einzelkanäle kombiniert, um die resultierenden Amplituden zu vergrößern. Diese sind in Fig. 6 unter der Bezeichnung C dargestellt. Durch die Verwendung der Verarbeitungseinheit VE werden somit die wirksamen Amplituden der Teilsignale für die einzelnen Pfade vergrößert und außer dem wird die Wahrscheinlichkeit für kleine Werte der Pfadam plitude reduziert. Durch die Verarbeitungseinheit VE werden somit in dem kombinierten Zeitbereichsentzerrer EQ1 die resultierenden Teilsignale konstruktiv überlagert, so daß der Diversity-Gewinn hier für jeden Pfad erzielt wird und mit dem Gewinn durch die Multipath-Diversity kombiniert werden kann. Unter Verwendung des Verfahrens und der Anordnung gemäß der Erfindung wird folglich bei frequenzselektiven Kanälen ein größerer Gewinn in dem wirksamen Signal-Rauschabstand er reicht als bei der Kombination von herkömmlichen Diversity- Empfangseinrichtungen ohne Trennung der Einzelpfade und der Zeitbereichsentzerrung.

Claims

1. Verfahren zum Entzerren von empfangenen Datensignalen, die von einer Sendeeinrichtung (SE) über Mehrwege-Funkkanäle (CH1, CH2) zu einer Empfangseinheit (DE) übertragen werden, wobei die Empfangseinheit (DE) mit Diversity-Empfangseinrich tungen versehen ist, wobei in der Empfangseinheit (DE) eine Schätzung der Übertragungskanäle (CH) erfolgt und wobei in Abhängigkeit von dieser Schätzung eine Entzerrung der empfan genen Datensignale im Zeitbereich erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß der Diversity-Empfang für frequenzselektive Kanäle mit einer Entzerrung im Zeitbereich kombiniert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schätzung des Sendesignals aus den einzelnen Diver sity-Kanälen zugeordneten Mehrwege-Funkkanälen (CH1, CH2) durch eine Entfaltung für frequenzselektive Funkkanäle gebil det wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kombination der Teilsignale jedes Pfads entsprechend einem Diversity-Kombinationsverfahrens im Zeitbereich er folgt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Kombinationsverfahren das als Maximal-Ratio-Combining bekannte Verfahren verwendet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Kombinationsverfahren das als Schalt-Diversity be kannte Verfahren verwendet wird.

6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kombination der resultierenden Teilsignale für die aufgelösten Pfade mit einem Zeitbereichentzerrer (EQ1) bei frequenzselektivem Fading durchgeführt wird.

7. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diversity-Kombination der Empfangssignale im Fre quenzbereich durchgeführt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Diversity-Kombination unter Verwendung des als Maxi mal-Ratio-Combining bekannten Verfahrens durchgeführt wird.

9. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Diversity-Kombination unter Verwendung des als Schalt-Diversity bekannten Verfahrens durchgeführt wird.

10. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine destruktive Kombination von Teilsignalen mit großer Verzögerung zur Reduktion der Amplitudenbeiträge durchgeführt wird.

11. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Diversity-Empfangseinrichtung (DE) die Signale an jeweils einander entsprechenden Abgriffen von Laufzeitglie dern (L10 bis L1N bzw. L20 bis L2N) jeweils für sich durch Entzerrerkoeffizienten (a_K, b_K) gewichtet und dann miteinan der kombiniert werden.

12. Anordnung zum Entzerren von empfangenen Datensignalen, die von einer Sendeeinheit über einen Funkkanal zu einer Emp fangseinheit übertragen werden, wobei in der Empfangseinheit Diversity-Empfangseinrichtungen vorgesehen sind, wobei in der Empfangseinheit eine Schätzung des Übertragungskanals erfolgt und wobei in Abhängigkeit von dieser Schätzung eine Entzer rung der empfangenen Signale im Zeitbereich erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß die Diversity-Empfangseinrichtungen Mittel (VE, VF1, VF2, EQ1) enthalten, mittels denen der Diversity-Empfang für fre quenzselektive Kanäle mit einer Entzerrung im Zeitbereich kombinierbar ist.